CN108809061B - 适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路 - Google Patents

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Abstract

适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路，属于电子电路技术领域。包括反相器链、二极管、电荷泵电容和开关管，反相器链的输出端通过电荷泵电容后连接二极管的阴极，二极管的阳极连接电源电压；开关管的栅极连接二极管的阴极，其漏极作为开关MOS自举充电电路的输出端；开关MOS自举充电电路还包括电平位移模块、恒流源模块和开关模块，电平位移模块的输入端作为开关MOS自举充电电路的输入端，其输出端连接反相器链的输入端；恒流源模块接在开关管的栅极和地之间；开关模块接在开关管的源极和电源电压之间。本发明能够解决传统开关MOS自举电路中存在的开关管误开启和自举电容过充电的问题。

Description

适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，涉及到一种适用于高速驱动电路的自举电路，尤其涉及一种适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路。
背景技术
在BUCK变换器中，通常需要驱动电路控制上下功率管开启。下功率管开启过程中，开关节点SW被拉低至地电位VSS；而在上功率管开启过程中，开关节点SW处电位被逐步拉高至输入电平VIN，由此，开关节点SW处电位在输入电平VIN与地电位VSS之间浮动。在上功率管为NMOS的栅驱动电路中，上功率管源极电位为开关节点SW处电位，故上功率管的栅极需输入一个以开关节点SW电位为参考的BST电位，产生正确的栅源电压VGS，控制上功率管的开启和关断。
由于BST-SW是功率管的栅源电压，因此两者之间需要5V左右的稳定压差来使上功率管正常开启，通常情况下采用一个自举电容Cboot来维持电压的稳定。由于电容两端电压不能突变，该电容使BST电位随着开关节点SW处的电位同步浮动，BST-SW压差保持恒定以使上功率管正常开启。在下功率管开启且上功率管关断时由相应模块对自举电容Cboot进行充电，补充上功率管开启时在自举电容Cboot上消耗的电荷。
如图1所示为传统的LDO供电结合二极管实现自举的结构，输入电压为VIN，LDO输出电压为VCC，VCC用来作为自举电路的电源电压，PWM为芯片内部环路模块提供的控制信号；BST为参考电位，TG为上管栅极电位，VREF为基准电压，R1、R2是分压电阻，MP是LDO的调整管，MN是BUCK电路的上功率管，Cboot是自举电容，D是防止电流倒灌的二极管。当BUCK电路下功率管开启且上功率管MN关断时，开关节点SW处的电位被拉低至地电位，不考虑二极管D电压损失的情况下，LDO通过二极管D给自举电容Cboot充电至电容两端电压为VCC，此时参考电位BST即为VCC；当下功率管关断且上功率管开启时，开关节点SW处的电位被拉高至输入电平VIN，此时由于电容两端电压不能突变，参考电位BST变为VIN+VCC，该电压使二极管D截止。
该电路中肖特基Schottky二极管D的设置是为了防止在上功率管开启时由于BST电压高于VIN而发生的电流倒灌现象，但是该二极管的使用却带来了两个显著地缺点。其一是二极管占用的芯片面积较大，不易于集成；其二是自举电容充电时会在二极管上产生压降，高频应用时自举电容在下管开启时始终存在较大的充电电流，自举电容上的压降只能达到VCC-VBE，VBE为二极管的导通电压，这一电压损失在低电源电压下会明显影响功率管的Rdson，造成能量损失。
针对传统的利用肖特基二极管的自举充电方案需要占用较大的芯片面积来构建自举二极管和高频低电源电压应用下由于自举电容上的压降较低导致效率降低两个缺点，开关MOS自举电路利用开关MOS代替二极管实现自举，传统开关MOS自举电路如图2所示，主要由反相器链、电荷泵、以及开关管组成，该结构用来替换图1结构中的肖特基Schottky二极管D。当下功率管开启且上功率管关断时，开关管MN10开启，自举电容Cboot充电；当下功率管关断且上功率管开启时，开关管MN10关断。
GaN材料制作的功率管相比于硅器件拥有更好的耐压和高频特性，具备广阔的应用前景，然而由于GaN器件在死区时工作在饱和区，GaN器件在死区续流时，如果使用传统的自举方案，自举电容会发生过充电，由于不存在体二极管，此时开关节点SW为一个幅值较高的负压(可能超过-3V)，即使此时开关管MN10的栅极与电源电压VCC相等，此时仍然会有不希望的漏电流Ileakage为电荷泵电容Cpop充电，这会导致该电容上的压降值较大(7-8V)，由于该电压为驱动电路和GaN功率器件的栅极充电，这会导致GaN功率器件被击穿，导致系统性能退化甚至异常。
如图3所示是传统开关MOS自举电路在应用于高速GaN栅驱动时存在的问题示意图，理想情况下，当开关节点SW被抬升至高电平时，开关管MN10是关断的，但是由于驱动电路的高速特性，开关节点SW电平被抬升得很快，因此会产生上升速率效应(dV/dt效应)，即开关节点SW电平瞬间提升时会有一股交流AC电流通过开关管MN10的寄生电容Cgd窜入开关管MN10的栅极，使开关管MN10的栅极电压升高，这个升高的电压会导致开关管MN10误开启，影响整个电路正常工作。在开关节点SW电平被抬升的一瞬间，开关管MN10的栅极电压会出现一个明显的上冲，导致这个电压尖峰的原因正是上述非理想效应，尖峰电压可表示为：
其中，Cgd表示开关管MN10的栅漏电容，Ron表示开关管MN10的导通电阻，表示短时间内开关节点SW的电压变化率。当开关节点SW的电压变化结束后，会出现一个高于VCC的相对恒定的电压值，产生这个电压的原因是开关节点SW处的电压抬升时存储在开关管MN10寄生电容上的电荷没有泄放通路，电荷积聚在开关管MN10的栅极节点导致该点电压高于VCC。在实际情况下，地弹效应以及电源VCC抖动还会造成开关管MN10栅极电压更加不稳定。通常来说，地弹效应产生的电压抖动与电源VCC抖动并不同步，因此，两者抖动会对开关管MN10栅极电压带来影响，这同样会导致开关管MN10的误开启。
发明内容
针对上述传统开关MOS自举电路存在的开关管MN10栅极电压不稳定和自举电容Cboot过充电等问题，本发明提出了一种开关MOS自举充电电路，可以应用于高速的GaN功率器件的栅驱动电路，用于解决开关管MN10误开启和自举电容Cboot过充电的问题。
本发明的技术方案为：
适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路，包括反相器链、二极管D1、电荷泵电容Cpop和开关管MN10，
反相器链的输出端通过电荷泵电容Cpop后连接二极管D1的阴极，二极管D1的阳极连接电源电压VCC；
开关管MN10的栅极连接二极管D1的阴极，其漏极作为所述开关MOS自举充电电路的输出端；
所述开关MOS自举充电电路还包括电平位移模块、恒流源模块和开关模块，
所述电平位移模块的输入端作为所述开关MOS自举充电电路的输入端，其输出端连接所述反相器链的输入端；
所述恒流源模块接在开关管MN10的栅极和地VSS之间；
所述开关模块接在所述开关管MN10的源极和电源电压VCC之间。
具体的，所述GaN功率器件包括上功率管和下功率管，所述开关MOS自举充电电路的输入端连接所述下功率管的栅极驱动信号，所述开关模块由一个与所述上功率管的开关信号具有相同电平的逻辑信号控制。
具体的，所述开关管MN10为LDMOS。
具体的，所述电平位移模块包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2和反相器INV，
第一PMOS管MP1的栅极作为所述电平位移模块的输入端并连接反相器INV的输入端，其漏极连接第一NMOS管MN1的漏极和第二NMOS管MN2的栅极，其源极连接第二PMOS管MP2的源极并连接电源电压VCC；
第二PMOS管MP2的栅极连接反相器INV的输出端，其漏极连接第一NMOS管MN1的栅极和第二NMOS管MN2的漏极并作为所述电平位移模块的输出端；
第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的源极接地VSS。
具体的，所述反相器链包括第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4，
第三NMOS管MN3的栅极连接第三PMOS管MP3的栅极并作为所述反相器链的输入端，其漏极连接第三PMOS管PM3的漏极、第四NMOS管MN4和第四PMOS管MP4的栅极，其源极连接第四NMOS管MN4的源极并接地VSS；
第四PMOS管MP4的源极连接第三PMOS管MP3的源极并连接电源电压VCC，其漏极连接第四NMOS管MN4的漏极并作为所述反相器链的输出端。
具体的，所述恒流源模块包括第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8和第九NMOS管MN9，其中第七NMOS管MN7和第八NMOS管MN8为耐压管；
第六NMOS管MN6的栅极连接第五NMOS管MN5的栅极和漏极以及偏置电流IBIAS，其源极连接第五NMOS管MN5的源极并接地VSS，其漏极连接第六PMOS管MP6的栅极、第五PMOS管MP5的栅极和漏极；
第六PMOS管MP6的源极连接第五PMOS管MP5的源极并连接电源电压VCC，其漏极连接第七NMOS管MN7的栅极和漏极以及第九NMOS管MN9和第八NMOS管MN8的栅极；
第八NMOS管MN8的漏极连接所述开关管MN10的栅极，其源极连接第七NMOS管MN7的源极、第九NMOS管MN9的漏极和源极并接地VSS。
具体的，所述开关模块包括第七PMOS管MP7，
第七PMOS管MP7的栅极连接所述逻辑信号，其漏极连接所述开关管MN10的漏极，其源极连接电源电压VCC。
本发明的有益效果为：本发明采用开关MOS代替二极管，克服了传统驱动自举方案不易集成且有电压损耗的缺点；利用电平位移模块以及恒流源模块提供的泄放通路有效的降低了地弹效应以及高速栅驱动电路自举瞬间由于上升速率效应造成电路上升速率的不稳定的影响，采用开关模块来防止GaN功率器件在死区续流时造成自举电容Cboot的过充电。
附图说明
图1为传统的使用肖特基二极管的驱动自举方案的结构图。
图2为传统的使用开关MOS管的自举电路示意图。
图3为传统开关MOS自举电路应用于高速GaN功率器件栅驱动时存在的问题示意图。
图4为本发明提出的一种适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路的等效架构图。
图5为本发明提出的一种适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路在实施例中的具体结构示意图。
图6为本发明提出的一种适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路的仿真示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例详细描述本发明。
本发明提出的开关MOS自举充电电路，包括反相器链、二极管D1、电荷泵电容Cpop和开关管MN10，反相器链的输出端通过电荷泵电容Cpop后连接二极管D1的阴极，二极管D1的阳极连接电源电压VCC；开关管MN10的栅极连接二极管D1的阴极，其漏极作为开关MOS自举充电电路的输出端；开关MOS自举充电电路还包括电平位移模块、恒流源模块和开关模块，电平位移模块的输入端作为开关MOS自举充电电路的输入端，其输出端连接反相器链的输入端；恒流源模块接在开关管MN10的栅极和地VSS之间；开关模块接在开关管MN10的源极和电源电压VCC之间。
本发明针对GaN功率器件，对传统开关MOS自举电路作出改进，使得本发明提出的开关MOS自举充电电路更适用于GaN功率器件，值得说明的是，本发明提出的开关MOS自举充电电路还可以适用于其他类型的功率器件。下面以GaN功率器件为例，GaN功率器件包括上功率管和下功率管，由于自举充电电路旨在开关节点SW为低电平时为自举电容Cboot充电，故选择下功率管栅极信号作为控制信号连接开关MOS自举充电电路的输入端，用来保证电路的正常工作。
由于通常情况下BUCK电路的输入电压会达到几十伏特，因此开关管MN10使用耐压的LDMOS会使电路性能更加稳定，开关管MN10开启时为自举电容Cboot充电。
二极管D1和电荷泵电容Cpop为电荷泵的组成结构，其中电荷泵电容Cpop是电荷泵结构的关键组成部分。开关管MN10的寄生电容Cgs和Cgd与电荷泵电容Cpop构成电荷分享关系，忽略其余寄生电容的影响，开关管MN10的栅源电压偏离理论值：
因此，为了保证开关MOS管的完全开启，电荷泵电容Cpop应当足够大(容值应当大于等于开关MOS的寄生电容)，防止电荷分享效应导致功率管的过驱动电压偏小。
电荷泵电容Cpop的下极板会有一个寄生电容Cpar，如果直接用下功率管栅极信号控制电荷泵电容Cpop充电会产生一个延迟，影响电路性能，所以利用用反相器链进行驱动增强设计，如图5所示给出了反相器链的一种实现结构，第三NMOS管MN3和第三PMOS管MP3、第四NMOS管MN4和第四PMOS管MP4分别构成两个反相器，将这两个反相器串联形成反相器链。
对于二极管D1的选取，当电路达到稳态时，电荷在处于电荷泵电容Cpop、开关管MN10的寄生电容Cgs、Cgd和Cgb以及二极管D1结电容中互相转移，其中Cgs为开关管MN10栅极和源极之间的寄生电容，Cgd为开关管MN10栅极和漏极之间的寄生电容，Cgb为开关管MN10栅极和衬底之间的寄生电容，二极管D1只需要在初始化阶段满足充电功能即可，同时二极管D1的结电容应该尽可能小以减小电荷分享效应。
为了解决传统开关MOS自举电路中非理想效应对电路稳定性带来的不利影响，本发明在传统开关MOS自举电路的基础上，采取了以下三种改进措施。
一是利用电平位移模块将功率地转换为信号地以减小电压抖动，由于与下功率管栅极信号相连的地是功率地，而自举充电电路为信号地，因此在此需要用电平位移器来将功率地转换为信号地。如图5所示给出了电平位移模块的一种实现电路结构，包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2和反相器INV，第一PMOS管MP1的栅极作为电平位移模块的输入端并连接反相器INV的输入端，其漏极连接第一NMOS管MN1的漏极和第二NMOS管MN2的栅极，其源极连接第二PMOS管MP2的源极并连接电源电压VCC；第二PMOS管MP2的栅极连接反相器INV的输出端，其漏极连接第一NMOS管MN1的栅极和第二NMOS管MN2的漏极并作为电平位移模块的输出端；第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的源极接地VSS。
二是在开关管MN10栅极处接一个恒流源模块作为电荷泄放通路使得开关管MN10关断时的栅极电压值为VCC-VBE，此时要使开关MOS打开，串扰的电荷需要使得栅极电压值提高VBE+VTH，这样就提高了栅极的噪声裕度。如图5所示给出了恒流源模块的一种电路实现结构，包括第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6、第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8和第九NMOS管MN9，第六NMOS管MN6的栅极连接第五NMOS管MN5的栅极和漏极以及偏置电流IBIAS，其源极连接第五NMOS管MN5的源极并接地VSS，其漏极连接第六PMOS管MP6的栅极、第五PMOS管MP5的栅极和漏极；第六PMOS管MP6的源极连接第五PMOS管MP5的源极并连接电源电压VCC，其漏极连接第七NMOS管MN7的栅极和漏极以及第九NMOS管MN9和第八NMOS管MN8的栅极；第八NMOS管MN8的漏极连接开关管MN10的栅极，其源极连接第七NMOS管MN7的源极、第九NMOS管MN9的漏极和源极并接地VSS。电平位移模块使得开关节点SW电位抬升过程开关管MN10栅极电压略低于电源电压VCC，有效地防止了开关管MN10的误开启，由于开关管MN10栅端即A点举高时电压较高，因此第七NMOS管MN7和第八NMOS管MN8需要使用耐压管，一些实施例中第七NMOS管MN7和第八NMOS管MN8采用LDMOS管。此外，由于开关管MN10的栅源电压VGS较大时，晶体管导通电阻变化较小，因此即使栅压略低对导通电阻损失也不大，保证了电路对自举电容Vboot的充电能力。第九NMOS管MN9用作稳压MOS电容，稳定电流源的栅极电压。
三是在电源电压VCC到开关管MN10的通路上添加一个开关模块，用于在死区时关闭充电通路防止自举电容过充电。如图5所示给出了开关模块的一种实现结构，开关模块包括第七PMOS管MP7，第七PMOS管MP7的栅极连接一个与上功率管的开关信号具有相同电平的逻辑信号，其漏极连接开关管MN10的漏极，其源极连接电源电压VCC。低压的第七PMOS管MP7作为实现负压关断功能的开关，它的栅极可以由一个与上功率管的开关信号具有相同电平的逻辑信号控制，该逻辑信号可以由上功率管的开关信号经过LOGIC模块做一些延时处理后产生，该逻辑信号在上功率管和下功率管死区时断开开关模块防止自举电容Cboot过充电，其余时间闭合开关模块。
如图6所示为本发明的仿真图像，从上至下仿真波形依次表示上功率管栅源电压VGS_S1、下功率管栅源电压VGS_S2、开关管MN10栅端电压VG_MN10、电源电压VCC以及自举充电电路输出电压BST。可以看到，高速栅驱动电路上管开启导致开关节点SW电压抬升过程中，开关管MN10栅端电压VG_MN10稳定在电源电压VCC以下，避免了开关管MN10的误开启，因此采取本发明方案有效的抑制了上升速率效应以及地弹效应对于电路稳定性的影响。
本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路，包括反相器链、二极管(D1)、电荷泵电容(Cpop)和开关管(MN10)，
反相器链的输出端通过电荷泵电容(Cpop)后连接二极管(D1)的阴极，二极管(D1)的阳极连接电源电压(VCC)；
开关管(MN10)的栅极连接二极管(D1)的阴极，其漏极作为所述开关MOS自举充电电路的输出端；
其特征在于，所述开关MOS自举充电电路还包括电平位移模块、恒流源模块和开关模块，
所述电平位移模块的输入端作为所述开关MOS自举充电电路的输入端，其输出端连接所述反相器链的输入端；
所述恒流源模块接在开关管(MN10)的栅极和地(VSS)之间；
所述开关模块接在所述开关管(MN10)的源极和电源电压(VCC)之间；
所述GaN功率器件包括上功率管和下功率管，所述开关MOS自举充电电路的输入端连接所述下功率管的栅极驱动信号，所述开关模块由一个与所述上功率管的开关信号具有相同电平的逻辑信号控制。
2.根据权利要求1所述的适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路，其特征在于，所述开关管(MN10)为LDMOS。
3.根据权利要求1所述的适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路，其特征在于，所述电平位移模块包括第一NMOS管(MN1)、第二NMOS管(MN2)、第一PMOS管(MP1)、第二PMOS管(MP2)和反相器(INV)，
第一PMOS管(MP1)的栅极作为所述电平位移模块的输入端并连接反相器(INV)的输入端，其漏极连接第一NMOS管(MN1)的漏极和第二NMOS管(MN2)的栅极，其源极连接第二PMOS管(MP2)的源极并连接电源电压(VCC)；
第二PMOS管(MP2)的栅极连接反相器(INV)的输出端，其漏极连接第一NMOS管(MN1)的栅极和第二NMOS管(MN2)的漏极并作为所述电平位移模块的输出端；
第一NMOS管(MN1)和第二NMOS管(MN2)的源极接地(VSS)。
4.根据权利要求1所述的适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路，其特征在于，所述反相器链包括第三NMOS管(MN3)、第四NMOS管(MN4)、第三PMOS管(MP3)和第四PMOS管(MP4)，
第三NMOS管(MN3)的栅极连接第三PMOS管(MP3)的栅极并作为所述反相器链的输入端，其漏极连接第三PMOS管(PM3)的漏极、第四NMOS管(MN4)的栅极和第四PMOS管(MP4)的栅极，其源极连接第四NMOS管(MN4)的源极并接地(VSS)；
第四PMOS管(MP4)的源极连接第三PMOS管(MP3)的源极并连接电源电压(VCC)，其漏极连接第四NMOS管(MN4)的漏极并作为所述反相器链的输出端。
5.根据权利要求1所述的适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路，其特征在于，所述恒流源模块包括第五PMOS管(MP5)、第六PMOS管(MP6)、第五NMOS管(MN5)、第六NMOS管(MN6)、第七NMOS管(MN7)、第八NMOS管(MN8)和第九NMOS管(MN9)，其中第七NMOS管(MN7)和第八NMOS管(MN8)为耐压管；
第六NMOS管(MN6)的栅极连接第五NMOS管(MN5)的栅极和漏极以及偏置电流(IBIAS)，其源极连接第五NMOS管(MN5)的源极并接地(VSS)，其漏极连接第六PMOS管(MP6)的栅极、第五PMOS管(MP5)的栅极和漏极；
第六PMOS管(MP6)的源极连接第五PMOS管(MP5)的源极并连接电源电压(VCC)，其漏极连接第七NMOS管(MN7)的栅极和漏极以及第九NMOS管(MN9)的栅极和第八NMOS管(MN8)的栅极；
第八NMOS管(MN8)的漏极连接所述开关管(MN10)的栅极，其源极连接第七NMOS管(MN7)的源极、第九NMOS管(MN9)的漏极和源极并接地(VSS)。
6.根据权利要求1所述的适用于高速GaN功率器件栅驱动的开关MOS自举充电电路，其特征在于，所述开关模块包括第七PMOS管(MP7)，
第七PMOS管(MP7)的栅极连接所述逻辑信号，其漏极连接所述开关管(MN10)的漏极，其源极连接电源电压(VCC)。
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