CN108736436A - 高电压驱动电子电路布置、对应的设备和方法 - Google Patents

高电压驱动电子电路布置、对应的设备和方法 Download PDF

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Abstract

用于驱动负载的高电压驱动电路接收低电压输入信号并生成高电压输出信号。短路保护电路包括第一电子开关和第二电子开关，第一电子开关由低电压输入信号操作，第二电子开关由通过对输出高电压信号的分压获得的低电压信号操作。第一电子开关使得第一上拉电流被发送到电容元件，该电容元件的电压对阈值比较器的输入进行控制。第二电子开关使得第二下拉电流从电容元件被汲取，该电容元件的电压对阈值比较器的输入进行控制。在所述阈值比较器的输出处生成短路检测信号，短路检测信号指示短路并且能够禁止驱动电路的操作。

Description

高电压驱动电子电路布置、对应的设备和方法
技术领域
本描述涉及电子电路装置或布置。
一个或多个实施例涉及例如可用于超声传输通道中的装置。
一个或多个实施例可以应用于例如超声波回波检查设备中。
背景技术
在医疗领域中，诸如超声波回波检查系统之类的设备和系统是已知的，其在发射阶段期间可以提供具有对换能器(例如，压电材料或电容型超声发生器)进行电刺激的任务的超声通道，该换能器被连接到超声波回波检查系统的输出。相反，在接收阶段期间，通道从换能器接收所发射的波的回波，将其传递到信号处理和接收电路。
通常通过在高电压(HV：高电压)领域中操作的电子装置或电子电路布置来获得这些超声通道，并且这些超声通道经受可能非常有害的短路事件。例如，可以将高电压电路限定为使用大于用作低电压信号的电源的电压的电路，其中用于低电压信号的这些电源电压在现有技术中大约为1V至5V。
高电压传输装置(例如，脉波器、或脉冲发生器以及线性运算放大器)中的这些短路事件主要是由于：
硅的内部损坏；
低负载电阻；
高负载电容。
通常，防止短路的保护已知用于超声应用中，超声应用利用了实时电路保护。该类型的解决方案利用了与高电压电源串联的电阻器或熔断器，以便检测短路。
该类型的保护虽然一方面提供了非常快速的保护，但是另一方面在功耗和性能水平降低方面表现出明显的缺陷。
多年来，该技术领域的研究和创新活动相当广泛，例如：Kuhn,William；Eatinger,Ryan；Melton,Steven等人的文章“CMOS工艺中ESD检测电路和相关金属熔断器调查(ESDDetection Circuit and Associated Metal Fuse Investigations in CMOSProcesses)”，见2014年3月的IEEE设备与材料可靠性会报(IEEE Transactions on Deviceand Materials Reliability)第146-153页，以及V.John；Bum Seok Suh；T.A.Lipo等人的文章“IGBT的快速钳位短路保护(Fast clamped short circuit protection of IGBTs)”，见1998年的应用电力电子会议及展览会(Applied Power Electronics Conference andExposition),APEC’98.的会议录1998(Conference Proceedings 1998),第13年刊(Thirteenth Annual)。然而，这些解决方案通常至少受到功耗问题的影响。
发明内容
鉴于这种广泛的活动，仍然存在对例如与功耗有关的改进的解决方案的需求。
一个或多个实施例的目的是有助于满足这种需求。
根据一个或多个实施例，可以通过具有在所附权利要求中提及的特性的驱动电路布置来实现该目的。
一个或多个实施例可以涉及对应的设备(例如，超声波回波检查设备)以及对应的方法。
权利要求构成本文关于一个或多个实施例所给出的技术教导的组成部分。
一个或多个实施例可以提供以下优点中的一个或多个：
-低功耗；
-在低电压和功率下的操作；
-在芯片上占用的小面积；
-没有连续的功耗；
-对空白间隔进行编程的可能性；
-利用线性高电压信号和方波高电压信号二者进行操作的可能性。
附图说明
现在将参考附图纯粹通过非限制性示例来描述一个或多个实施例，其中：
图1是本文所描述的驱动电路装置的第一实施例的电路图；
图2A和图2B是图1的驱动电路装置的输入和输出信号的时序图；
图3是由图1的驱动电路装置的第一实施例使用的保护电路的电路图；
图4A、图4B和图4C是由与图1的驱动电路的第一实施例一起操作的图3的保护电路使用的量的时序图；
图5是本文描述的驱动电路装置的第二实施例的电路图；
图6A和图6B是图5的驱动电路装置的输入和输出信号的时序图；以及
图7A、图7B和图7C是由与图5的第二实施例一起操作的图3的保护电路使用的量的时序图。
具体实施方式
在下面的描述中，为了在描述中提供对各种示例实施例的深入理解，说明了各种具体细节。可以在没有一个或多个特定细节的情况下或者使用其他方法、部件、材料等来获得实施例。在其他情况下，未详细说明或描述已知结构、材料或操作，使得实施例的各个方面变得清楚。在本说明书的框架内对“一个实施例”的引用旨在表示关于该实施例描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，在本说明书中可能出现在各个点处的诸如“在一个实施例中”的短语不一定精确地指代相同的实施例。此外，在一个或多个实施例中，可以以任何合适的方式将特定形状、结构或特性进行组合。
这里使用的参考仅仅为了方便而被提供，并且因此并不限定保护范围或实施例的重要性。
图1呈现用于驱动负载(使用附图标记23表示)的高电压驱动电路布置20的第一实施例，该布置被配置为接收低电压输入信号(在这种情况下为信号LVIN)并且在输出处生成高电压输出信号HVOUT，高电压输出信号HVOUT主要通过在高电压处进行操作的运算放大器25来获得。高电压驱动电路布置20的该第一实施例可以作为超声通道(例如，在超声波回波检查设备中)中的传输驱动器进行操作。在高电压处进行操作的该运算放大器25连接在正高电压HVP和负高电压HVM之间，并且将增益因子G施加到相对于接地电压参考GND为对称类型的正弦输入低电压LVIN，正弦输入低电压LVIN借助于低电压信号发生器21被施加。附图标记22指示高电压运算放大器25的反馈网络。通常，例如，正高电压HVP和负高电压HVM分别具有值+100V和-100V，并且因此在高电压处进行操作的运算放大器25建立了具有200V的最大峰间幅度的正弦高电压输出信号HVOUT。正弦输入低电压LVIN可以具有4V的峰间幅度，但是其他的峰间值显然是可能的。通常，输入低电压LVIN的最大幅度等于低电压电源(即，在1V和5V之间)。
在以高电压操作的运算放大器25的输出端处，负载23连接在放大器25的输出节点和接地GND之间。在放大器25的输出节点处，还连接分压电路24(例如，电阻网络)，分压电路24生成或提取高电压输出信号HVOUT的与分压因子X对应的一部分作为低电压输出信号LVOUT。如可以观察到的，低电压输入信号LVIN和低电压输出信号LVOUT均被发送到短路保护电路30的相应输入端，该短路保护电路30提供短路存在信号SCF。
在图2A中，呈现了示出低电压输入信号LVIN(根据时间变化的电压)如何根据时间t变化的图。低电压输入信号LVIN是正弦信号，其具有频率fin以及在正电压值Vp和负电压值Vm之间变化的幅度(例如，+2V和-2V)。另一方面，图2B示出了低电压输出信号LVOUT，低电压输出信号LVOUT是对应频率fin的正弦曲线，并且具有在正电压Vp*G/X(即，低电压输入电压LVIN的正电压值Vp乘以放大器25的增益G并除以分压因子X)和负电压Vm*G/X(即，低电压输入电压LVIN的负电压值Vm乘以放大器25的增益G并除以分压因子X)之间的幅度。优选地，分压因子X基本上等于增益值G，但是在变型实施例中，可以使用不同于增益G的分压因子值X。如果分压因子X不同于增益G，则可以修改后面所示的增益级31的增益A，以使得由短路保护电路30做比较的两个电压是可比较的。
图3更详细地示出了短路保护电路30，短路保护电路30在相关联的增益级31(例如，可以通过运算放大器获得)的输入端处接收低电压输入信号LVIN，运算放大器将增益A施加到低电压输入信号LVIN并在其输出端处建立输入栅极信号VG1N(因此VG1N＝A*LVIN)。该输入栅极信号VG1N控制电子开关32的控制输入，尤其是作为开关进行操作的输入MOSFET32的栅极电极。输入MOSFET 32的源极电极连接到接地GND，而漏极电极连接到第一电流镜33，其中镜像因子M在以下项之间：
-输入电流I1，其在MOSFET 32闭合时流过连接到输入MOSFET32的分支，从存在于数字电源端子处的电压VDD(例如，3.3V的低电压，第一电流镜33的其余电极连接到3.3V的低电压)到接地GND，以及
-上拉电流M*I1，其流过电流镜33的另一分支并流入控制节点N中。
在分压电路24的输出处汲取输出低电压LVOUT，分压电路24的输出直接连接到输出开关36(尤其是输出MOSFET晶体管36的栅极电极)，输出MOSFET晶体管36的特性与输入MOSFET 32的特性相似(例如，具有变为导通的相同的阈值Vs，并且具有连接到接地GND的源极电极)。输出MOSFET 36的漏极电极连接到第二电流镜34，第二电流镜34对输出电流I2进行镜像，当输出MOSFET 36闭合时，输出电流I2通过输出MOSFET 36从存在有数字电源电压VDD的端子(第二电流镜34也连接到该端子)流向接地GND。第二电流镜34具有镜像比率K并从第三电流镜35(具有镜像比率N并连接到接地GND)汲取电流K*I2。电流镜35的另一分支连接到控制节点N，并且从所述控制节点N汲取下拉电流K*N*I2。
在控制节点N和接地GND之间连接有控制电容器CL，而控制节点N也连接到阈值比较器37的输入端，例如通过运算放大器来获得的具有电压阈值Vth的阈值比较器37，如众所周知，在超出电压阈值Vth时，其输出的逻辑值发生变化。阈值比较器37也是在其输入端实现高阻抗的类型。控制电容器CL实质上表示上拉和下拉电流必须驱动以引起比较器37的切换的电容负载。
在图3中还示出了与负载23并联的、在放大器25的输出节点与接地GND之间的可能的短路SC，在发生短路事件时可能存在短路SC。如果没有发生短路事件，则短路SC不存在，并且在分压电路24的下游存在输出电压LVOUT。如果发生短路事件，则短路SC反而在分压电路24的输入处建立非常低的电压值，该电压值被指示为短路输出电压LVOUT(SC)，但是仍然是形成在分压电路24的输出处的电压，该电压控制MOSFET 36的栅极。
图4A示出了输入电压LVIN、输出电压LVOUT和短路情况下的输出电压LVOUT(SC)如何随时间t而变化。可以注意到，首先，输入电压LVIN和输出电压LVOUT彼此不同相、具有通常小于半个周期的相位差或相移由于电容或电感元件的存在，这样的相移通常在电路布置20中正常发生。如果相移不存在或可忽略(即，不足以确保这里描述的解决方案的操作)，则在变型实施例中，规定通过建立这样的相移的一个或多个模块(例如直接在增益级31的内部)插入如图所示的量级的相移此外，在图4A中，通过相对于增益G确定分压因子X的大小(例如，X＝G)，输出电压LVOUT具有与输入电压LVIN基本相同的幅度。图4A还示出了与开关32、36的开关阈值Vs相对应的值。如果其控制电极上的电压VG1N或LVOUT变得大于阈值Vs，则这些开关闭合(即，对应的MOSFET变为导通)。相反，当其控制电极上的电压VG1N或LVOUT变得小于阈值Vs时，这些开关断开(即，它们基本上是开路)。在短路的情况下的输出电压LVOUT(SC)具有与输出电压LVOUT的频率和相位相对应的频率和相位，但是正如已提到的，由于放大器25的输出端和接地GND之间的短路SC而具有更小的幅度。通常，该幅度也可以基本为零，其值取决于已创建的短路阻抗。如果短路阻抗非常低，则电压可以基本上为零或可以忽略不计。
在与图4A的时间轴在时间上对准且对应的时间轴上，图4B示出了通过控制节点N流入控制电容器CL中的电流。虚线分别指示时刻t1、t2、t3、t4，在这些时刻处，输入电压LVIN和输出电压LVOUT在上升或者下降方向上穿越电压阈值Vth。
在与图4A和图4B的时间轴相对应的时间轴上，图4C示出了控制电容器CL中的电荷(即，在没有短路的情况下，电容器CL中的电荷QCL，以及在短路的情况下，电容器中CL中的电荷QCL(SC))如何变化，这些变化由通过控制节点N流入控制电容器CL的电流(即，由上拉电流M*I1和下拉电流K*N*I2)确定。
因此，参考这些图4A、图4B和图4C，短路保护电路30的操作以下列方式进行。
在没有短路SC的情况下，输入低电压LVIN(相对于输出电压LVOUT，相位超前等于相移的量)通常在时刻t1处预先跨越输入MOSFET 32的开关阈值Vs(优选与输出MOSFET36的开关阈值相同)。考虑到比较器37表现出高阻抗输入，这导致输入MOSFET 32的闭合以及上拉电流M*I1完全流入控制节点N，这对控制电容器CL充电，直到在时刻t3处，输入低电压LVIN再次降低到开关阈值Vs以下，从而导致输入MOSFET 32断开并且使得上拉电流M*I1到控制节点N的流动中断。在时刻t2处，在时刻t3之前，在时间相移t1-t2(其为由布置20的电路特性引起的相移)之后，输出低电压LVOUT跨越开关电压Vs并将输出MOSFET 36置于导通。由此推断，通过第二电流镜34和第三电流镜35的组合作用，从控制节点N汲取下拉电流K*N*I2，使得控制电容器CL放电直到时刻t4，在时刻t4，当输出低电压LVOUT再次下降到开关阈值Vs以下时，使得输出MOSFET 36断开。在图4C中，在不存在短路的情况下电荷QCL如何变化是清楚的，电荷QCL在时刻t1和时刻t2之间通过上拉电流M*I1的作用而上升，并且然后当下拉电流K*N*I2对控制电容器CL快速放电直至时刻t2并且甚至更快地直至时刻t3(此时上拉电流M*I1不再存在)时，电荷QCL急剧下降，下拉电流K*N*I2借助于确定镜像比率M、K、N的大小被设计为大于上拉电流M*I1，例如，可以选择K*N>M。然而，在短路的情况下，如图4A所示，输出低电压LVOUT(SC)具有不足以跨越输出MOSFET 36的开关电压Vs的幅度。由此推断，下拉电流K*N*I2从未被激活，并且因此在输入电压LVIN的每个周期处，控制电容器CL在时间间隔t1-t3内被充电、然后保持恒定，并且在正弦信号的下一周期或时段，控制电容器CL在该周期的对应时间间隔t1-t3被上拉电流M*I1再次充电。如在图4C的示例中所见，在第三周期中，在检测时刻tsc处，电荷QCL(SC)在电容器CL两端建立跨越阈值比较器37的阈值电压Vth的电压降值(注意，为了简单起见，在图4C中，指示电荷，但为了将其与阈值电压进行比较，其值实际上乘以了电容器CL的标称电容值)。在这种情况下，比较器37用于将其输出的逻辑值进行切换，该逻辑值对应于短路存在信号SCF，短路存在信号SCF在这种情况下因此基本上是标志型逻辑信号(例如，逻辑1指示检测到短路SC)。基于该短路存在信号SCF，放大器25或其控制电路对放大器25本身的关断或禁用进行操作。通常，短路存在信号SCF可以由处理器C接收，处理器C根据其操作的设备(例如超声波回波检查设备，其中处理器C作为由压电装置表示的负载的高电压驱动器来管理放大器25以实现超声传输通道)的需要来控制放大器25的操作。由于在这样的设备中，放大器25在发射阶段期间是有效的，但在接收阶段期间是无效的，因此规定根据发射或接收阶段来使得这样的处理器C将放大器25激活或去激活。该处理器C因此也可以被配置为：在接收到指示短路SC的存在的短路存在信号SCF之后，发送用于禁用放大器25的命令INT。
在图5中，描述了用于驱动负载的高电压驱动电路布置的一个变型实施例，该布置被配置为接收低电压输入信号(在这种情况下是方波数字输入信号对DINP和DINM)，并且在输出处生成主要通过脉波器或脉冲发生器电路40获得的高电压输出信号HVOUT。具体地，该脉波器40包括彼此正交的方波信号DINP和DINM的发生器41和42，方波信号DINP和DINM在接地电压GND(优选为0V)和数字电源电压VDD(例如，低电压信号的典型电源值3.3V)之间变化。方波信号DINP和DINM分别被发送到电平转换器电路或电平移位器43，电平转换器电路或电平移位器43将正方波信号DINP提升到正高电压电平HVP，而电平移位器44将负方波信号DINM变为负高电压电平HVM。电平移位器43和44的输出分别控制连接在正高电压HVP和负高电压HVM之间的pMOS晶体管45和nMOS晶体管46的输入，pMOS晶体管45和nMOS晶体管46实质上实现脉波器，该脉波器的高电压输出HVOUT连接到负载23。保护电路30以类似于图1所示的方式被连接到脉波器40的输出节点并且经由分压电路47被连接到负载23，分压电路47将高电压输出信号HVOUT除以因子Y，从而获得被提供给保护电路30的输入端(特别是输出MOSFET 36的栅极)的输出低电压LVOUT。连接到输入MOSFET 32(图3)的保护电路30的输入另一方面连接到正方波信号DINP。
注意，在图5中，与表示仅对正弦波上的正前端进行检测和比较的图3相比，示出了进入保护电路30的方波数字输入信号DINP和DINM，因为变型实施例中的保护电路30可以包括双电路来将输出波LVOUT的负前端与负信号DINM进行比较。可以插入在框30处的双电路来监控负前端；在这种情况下，放大器的信号LVIN和脉波器的信号DINM将用作输入。
因此，高电压驱动电路布置40通常被配置为接收作为方波信号的低电压输入信号(特别是包括正交的两个方波信号DINP、DINM的信号)，低电压输入信号用于特别是通过使用正交的两个方波信号中的一个(在该示例中使用正信号DINP，但是如果需要的话也可以使用负信号DINM)对第一电子开关进行操作。
然而，在这里未详细示出与图5的电路相关联的保护电路30，但是参考图3的图示，保护电路30从具有脉波器电路40的电路布置接收朝向输入开关32的信号DINP作为输入，并且接收朝向输出开关36的输出信号LVOUT，并类似地将指示短路SC存在的短路存在信号SCF直接提供给电路布置40或提供给处理器C，处理器C因此发送命令INT来禁用脉波器40。如下所述，镜像比率值M、K、N和其他参数可以根据特性(例如，与相移、脉波器40以及期望从保护电路30获得的响应的类型相关的特性)而不同。通常，脉波器40表现出较小的相移，但即使在这种情况下，如在线性放大器的情况下，也有可能在框31中产生数字信号DINP的附加的延迟。
图6A示出了频率为fin的彼此正交的正方波信号DINP和负方波信号DINM如何根据时间t在接地电压GND(优选0V)和数字电源电压VDD(例如，3.3V)之间变化的图示。另一方面，图6B示出了低电压输出信号LVOUT的变化，低电压输出信号LVOUT是在正电压HVP/Y(即，正高电压值HVP除以分压因子Y)和负电压HVM/Y(即，负高电压值HVM除以分压因子Y)之间振荡的对应频率fin的方波。优选地，分压因子Y的大小被确定为建立具有等于数字电源电压VDD的电压幅度的低电压输出信号LVOUT。
在图7A、图7B和图7C中，可以观察到形成保护电路30的输入信号(类似于电压LVIN)的正方波信号DINP和负方波信号DINM随时间的变化(图7A)以及被相移了时间t1-t2的输出低电压LVOUT，图7A、图7B和图7C示出了与图4A、图4B和图4C的放大器25的电压、电流和电荷量类似的脉波器电路40的电压、电流和电荷量。类似地，指示了在存在短路SC的情况下的输出低电压LVOUT(SC)，其具有较小幅度(特别是低于开关阈值Vs)。虽然在这种情况下，当在上升方向上跨越阈值Vs时的时刻t1和t2的值在上拉电流M*I1和下拉电流K*N*I2之间建立了更大的重叠，但是操作是类似的，这表明在没有短路的情况下，电荷QCL增加了少量，因为它几乎总是等于上拉电流M*I1和下拉电流K*N*I2之间的差值(在该示例中K*N*I2>M*I1)，并且然后迅速放电。在这种情况下，可以使用镜像比率来将下拉电流K*N*I2确定为较高值，因为在没有短路的情况下，输出信号LVOUT必须通过上拉电流M*I1将存储在控制电容中的所有电荷去除。然而，在存在短路SC的情况下，对应的输出信号LVOUT(SC)不会成功地达到开关36的开关阈值Vs，并且下拉电流K*N*I2变得可以忽略，并且因此没有电荷从控制电容器CL被汲取。因此，用于检测短路SC的时刻tsc可以更快地出现(在图7C中，在输入方波DINP的第二周期处)，这是因为当不再有下拉电流对控制电容器CL进行放电时，在存在短路的情况下，较高的上拉电流更快地携载电荷QCL(SC)以超过阈值。
如上所述，驱动电路布置的实施例20或40的可能的应用背景可以涉及以高电压驱动由有效元件表示的负载，有效元件包括超声通道中的探针中的压电换能器(PMUT)或电容性元件(例如CMUT：电容性微加工超声换能器(Capacitive Micromachined UltrasonicTransducer))，超声通道被包含在例如可用于医疗领域的超声波回波检查系统等设备中。然而，对该可能的应用的参考并不理解为实施例的限制意义，其也能够用于例如各种类型的超声设备(例如，用于分析/检查材料的设备，甚至是只需要高电压驱动的设备)的高电压驱动电路布置中。在超声波回波检查系统的情况下，探针可以用于将超声信号施加到经受超声波回波检查的患者的身体，并且如果需要的话接收对应的回波信号。
由于在该设备中，这里描述的高电压驱动电路布置在超声信号的发射阶段是有效的，但是在回波信号的接收阶段是无效的，所以如在设备中所指示的，可以包括处理装置来根据发射或接受阶段将驱动电路布置20或40激活或去激活。如上所述，该处理器也可以被配置为在接收到指示短路SC存在的短路存在信号SCF之后，发送用于禁用放大器25的命令INT。
通常，可以通过上述的放大器25或脉波器40、或者甚至通过在相同的传输通道中使用它们两者(配备有这里描述的保护电路30)来获得用于超声传输通道的高电压驱动器。也可以考虑具有单个保护电路30(其监控电路20和40)，因为它们通常不被同时用于超声应用中。根据使用两个传输装置中的哪一个，保护电路30被配置为(如果需要的话在处理器C的控制下)汲取输入信号LVIN或DINP(DINM)以及所使用的电路20或40的输出信号，以对校正信号进行比较来检测短路。
根据已描述的，清楚的是，可以通过改变以下配置参数中的一个或多个来使得所描述的保护电路的特性和性能适用于每个不同的脉波器或线性运算放大器：
-一个或多个电流镜33、34、35的镜像比率M、N、K；
-控制电容器CL的电容值；
-信号fin的频率；
-比较器37的阈值电压Vth；
-输入级31的增益A。即使在脉波器40的情况下，例如在输入信号DINP具有与电源电压VDD不同的电压范围的情况下，也存在这样的级31。在这种情况下，增益A被用于利用电源电压VDD对正方波输入信号DINP的电压进行归一化；
-分压因子X或Y。
所描述的电路提供：
-在低电压和功率下的操作；
-在芯片上占用的小面积；
-没有连续的功耗；
-利用线性高电压信号和方波高电压信号以及线性放大器和脉波器进行操作的可能性。
-对空白间隔进行编程的可能性(即，在短路检测信号的检测时刻tsc处传输之前的时间间隔)。输入处的空白间隔主要对于运算放大器25是显著的；在这种情况下，如果输入信号LVIN的幅度低并且没有达到输入开关32的阈值电压，则由于上拉电流M*I1可忽略，所以不存在短路的验证。这是因为对于低输入信号，存在对应的输出信号HVOUT，输出信号HVOUT也低于所建立的目标值，低于目标值可以不需要进行短路检查。关于高电压输出，空白时刻对于脉波器40和运算放大器25二者均有效。
可以根据项目的规格和阈值来确定所有这些配置参数的大小，超出该阈值时需要检测短路。
在变型实施例中，例如在诸如图3的处理器C的控制模块的控制下，在驱动电路布置的操作期间，这样的配置参数中的一个或多个可以可修改。在由处理器或微处理器发送控制信号的命令时，用于改变这些配置参数(例如，镜像电流值(通过改变因子M、K、N)，和/或分压因子的值，或输入放大级31的增益，或比较器的阈值或开关的阈值，和/或信号频率，和/或控制电容值)的部件在现有技术中本身是已知的并且对于本领域技术人员而言是清楚的。
此外，所描述的电路可以识别在输出处具有非常低的电阻的静态短路，并且通过限制驱动电路装置的电流来减小电压输出信号HVOUT，因此可以使得输出低电压LVOUT不达到输出开关36的阈值，并且因此，可忽略的下拉电流K*N*I2和上拉电流M*I1对控制电容CL充电，或在给定频率f的高电容负载情况下(在大负载电容Cu的情况下)，等效阻抗为Zu＝1/(2πfCu)，并且因此在确定的信号频率处，电容Cu的大值可以产生足够低的等效阻抗，以使得输出开关36的电压LVOUT低于阈值。
在基本原理保持相同的情况下，相对于纯粹通过非限制性示例示出的那些细节，实施例的构造和形式的细节可以在不脱离保护范围的情况下甚至显著地变化。
这样的保护范围由所附权利要求限定。
上述各种实施例可以被组合来提供进一步的实施例。根据以上详细描述，可以对这些实施例做出这些和其他改变。通常，在所附权利要求中，所使用的术语不应被解释为将权利要求限制为说明书和权利要求书中公开的具体实施例，而应被解释为包括所有可能的实施例以及这样的实施例赋予的等同物的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。

Claims (20)

1.一种高电压驱动电路，包括：
短路保护电路，被配置为将由所述高电压驱动电路接收的低电压输入信号与由所述高电压驱动电路生成的高电压输出信号进行比较，所述短路保护电路包括：
阈值比较器，包括输入和输出以及被耦合到控制节点的输入；
电容元件，被耦合到所述阈值比较器的所述输入；
第一电子开关(32)，由所述低电压输入信号控制并且被配置为引起第一上拉电流被提供，以对所述电容元件进行充电；
第二电子开关，由通过对所述高电压输出信号进行分压而获得的低电压输出信号控制，并且所述第二电子开关被配置为引起第二下拉电流被提供以对所述电容元件进行放电；并且
其中，所述阈值比较器(37)被配置为基于响应于所述上拉电流和所述下拉电流而在所述电容元件(CL)上生成的电压，在所述输出上生成短路检测信号，所述高电压驱动电路被配置为响应于所述短路检测信号被激活而被禁用。
2.根据权利要求1所述的高电压驱动电路，其中所述第一电子开关被连接以启用第一电流镜的操作来提供对所述电容元件进行充电的所述第一上拉电流，并且所述第二电子开关被连接以启用至少一个第二电流镜的操作来提供对所述电容元件进行放电的所述第二下拉电流。
3.根据权利要求1所述的高电压驱动电路，还包括控制模块，所述控制模块在操作时响应于激活所述短路检测信号，而被配置为生成被提供给所述高电压驱动电路的去激活命令。
4.根据权利要求1所述的高电压驱动电路，其中所述高电压驱动电路还包括线性运算放大器，并且所述短路保护电路还包括放大级，所述放大级被配置为接收所述低电压输入信号，所述低电压输入信号是通过所述放大级来控制所述第一电子开关的正弦信号。
5.根据权利要求1所述的高电压驱动电路，其中所述高电压驱动电路还包括脉冲发生器，并且其中所述低电压输入信号是包括用于控制所述第一电子开关的两个正交方波的方波信号。
6.根据权利要求5所述的高电压驱动电路，其中所述两个正交方波中仅一个正交方波用于控制所述第一电子开关。
7.根据权利要求1所述的高电压驱动电路，还包括分压电路，所述分压电路具有被耦合以接收由所述高电压驱动电路生成的所述高电压输出信号的输入，并且具有被耦合到所述第二电子开关的输出，所述分压电路被配置为生成与所述高电压输出信号除以分压因子对应的低电压输出信号，所述低电压输出信号被施加以控制所述第二电子开关。
8.根据权利要求1所述的高电压驱动电路，其中所述第一电子开关和所述第二电子开关中的每个电子开关包括MOSFET。
9.一种超声设备，包括：
高电压驱动电路，具有换能器端子，所述换能器端子被配置为被耦合到超声换能器装置，所述超声换能器装置能够将所述换能器端子上的高电压输出信号转换成超声传输信号并且将超声接收信号转换为所述换能器端子上的电接收信号，所述高电压驱动电路被配置为基于低电压输入信号生成所述高电压输出信号，并且所述高电压驱动电路进一步被配置为响应于有效的短路存在信号而关断；以及
短路保护电路，被耦合到所述高电压驱动电路并且被配置为生成所述短路存在信号，所述短路保护电路被配置为将所述低电压输入信号与所述高电压输出信号进行比较以检测所述换能器端子上的短路，并且被配置为响应于所述比较指示所述换能器端子上的短路状况而激活所述短路存在信号。
10.根据权利要求9所述的超声设备，其中所述短路保护电路包括：
电容元件，被耦合到控制节点；
第一电路，具有被耦合以接收所述低电压输入信号的输入并且具有被耦合到所述控制节点的输出，所述第一电路被配置为向所述控制节点提供上拉电流以对所述电容元件进行充电；
第二电路，具有被耦合到所述换能器端子的输入并且具有被耦合到所述控制节点的输出，所述第二电子电路被配置为向所述控制节点提供下拉电流以对所述电容元件进行放电，控制电压响应于所述上拉电流和所述下拉电流而被生成在所述控制节点上；以及
比较电路，被耦合到所述控制节点并且被配置为生成所述短路存在检测信号，所述比较电路被配置为响应于所述控制电压达到阈值而激活所述短路存在检测信号。
11.根据权利要求10所述的超声设备，其中所述比较电路包括阈值比较器，所述阈值比较器被配置为响应于所述控制电压达到电压阈值，而将所述短路存在检测信号从对应于第一逻辑值的第一电压驱动到对应于第二逻辑值的第二电压。
12.根据权利要求9所述的超声设备，其中所述第一电路包括：
第一电流镜，被耦合到所述控制节点，以基于第一输入电流来提供所述上拉电流；以及
第一开关，具有被耦合到所述第一电流镜的信号节点以及被耦合以接收所述低电压输入信号的控制节点，所述第一开关被配置为基于所述低电压输入信号生成所述第一输入电流。
13.根据权利要求12所述的超声设备，其中所述第二电路包括：
分压电路，被耦合到所述换能器端子并且被配置为对所述高电压输出信号进行分压以生成低电压输出信号；
第二电流镜，被耦合到所述控制节点，以基于镜像输出电流提供所述下拉电流；
第三电流镜，被耦合到所述第二电流镜，以基于输出电流提供所述镜像输出电流；以及
第二开关，具有被耦合到所述第三电流镜的信号节点以及被耦合到所述分压电路并且被配置为基于所述低电压输出信号生成所述输出电流的控制节点。
14.根据权利要求13所述的超声设备，其中所述第一开关和所述第二开关中的每个开关包括晶体管。
15.根据权利要求9所述的超声设备，其中所述高电压驱动电路包括运算放大器，所述运算放大器被配置为将所述低电压输入信号放大，以生成所述高电压输出信号，并且被配置为响应于所述短路检测存在信号而被禁用和启用。
16.根据权利要求9所述的超声设备，其中所述运算放大器包括输入和输出，并且还包括被耦合在所述运算放大器的所述输入和所述输出之间的反馈网络。
17.一种方法，包括：
感测被配置为接收低电压输入信号的输入节点上的电压；
基于所述低电压输入信号，在输出节点上生成高电压输出信号；
将所述低电压输入信号与所述高电压输出信号进行比较；
基于将所述低电压输入信号与所述高电压输出信号进行比较来生成短路存在信号；以及
基于所述短路存在信号指示所述输出节点上存在短路而停止生成所述高电压输出信号。
18.根据权利要求17所述的方法，其中将所述低电压信号与所述高电压输出信号进行比较包括：
基于所述低电压输入信号生成充电电流，以对控制节点进行充电；
将所述高电压输出信号分压，以生成低电压输出信号；
基于所述低电压输出信号，生成放电电流，以对所述控制节点进行放电；
基于所述充电电流和所述放电电流，在所述控制节点上生成控制电压；以及
基于所述控制电压达到阈值，在所述输出节点上检测短路存在。
19.根据权利要求18所述的方法，其中生成所述充电电流包括：
基于所述低电压输入信号生成输入电流；以及
基于所述输入电流生成所述充电电流。
20.根据权利要求19所述的方法，其中生成所述放电电流包括：
基于所述低电压输出信号生成输出电流；以及
基于所述输出电流生成镜像输出电流；
基于所述镜像输出电流生成所述放电电流。
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