CN108631367B - 一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法 - Google Patents

Abstract

一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法，本发明涉及基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法。本发明为了解决现有技术中的传统的PI控制方法存在的响应速度慢、抗干扰性能较差的问题。本发明包括：一：建立三相两电平并网整流器的动态模型；二：根据建立的三相两电平并网整流器的动态模型，确定三相两电平并网整流器的控制目标；三：设计电流跟踪环，以及设计基于线性干扰观测器的电压调节环。与传统线性干扰观测器相比，本发明具有两个观测器参数，一个参数用于提升观测器的暂态响应性能，另一个用于保持其稳态性能；本发明保持了系统的简单性，使系统易于分析，便于应用于工程实践。本发明用于电力电子控制技术领域。

Description

一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法

技术领域

本发明涉及电力电子控制技术领域，具体涉及基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法。

背景技术

三相两电平并网整流器广泛应用于工业中，是电机驱动、储能系统整合、可再生能源并网的重要接口装置。它直接作用于电网电流，使电网电流跟踪到参考值。它具有双向功率流动性、近乎完全正弦电流、可控功率因数和便于调节直流输出电压等优点。并网整流器的控制目标为两个：(1)调节直流输出电压到既定参考值；(2)控制交流电流，使其跟踪到参考值。为达到理想的控制性能，很多控制方法已被提出。最为成熟和广泛应用的控制方法为线性比例积分(PI)控制，近年来也有一些新的非线性控制方法，例如滑模控制、模型预测控制、自适应控制、无源控制等。

三相两电平并网整流器控制面临的一个重要问题是在其直流输出端，存在突然接入或断开的负载，从而导致直流输出电压产生波动。为了减小电压波动，可采用主动干扰抑制的控制方法，即，用干扰观测器对负载进行估计，并将估计值补偿到控制器中。干扰观测器可分为线性干扰观测器(LDO)和非线性干扰观测器(NLDO)。由于线性系统分析的成熟发展，线性干扰观测器应用得较为广泛。线性干扰观测器又分为直接观测和间接观测两类。直接观测是使用系统的动态方程直接推导出干扰的表达式，此类观测器有龙贝格观测器、PI观测器、卡尔曼滤波器等；间接观测是将干扰作为一个新的状态变量，最常见的此类观测器为线性扩展状态观测器。非线性观测器常见的算法为滑模算法或一些开关函数组成的算法。

在上述的观测器中，对于线性干扰观测器，在决定观测器参数时，必须在系统带宽和噪声抑制两方面进行折衷，因为该参数同时作用在暂态和稳态；而对于非线性干扰观测器，由于系统复杂度增加，系统的响应分析变得困难。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有技术中的传统的PI控制方法存在的响应速度慢、抗干扰性能较差的问题，而提出一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法。

一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法包括以下步骤：

步骤一：建立三相两电平并网整流器的动态模型；

步骤二：根据步骤一建立的三相两电平并网整流器的动态模型，确定三相两电平并网整流器的控制目标；

步骤三：根据步骤一和步骤二设计电流跟踪环，以及设计基于线性干扰观测器的电压调节环，利用电流跟踪环和电压调节环对三相两电平并网整流器进行直流电压调节，使其达到控制目标。

本发明的有益效果为：

本发明方法提高了三相两电平并网整流器的直流电压调节性能(包括稳定性、准确性、快速性)及鲁棒性。本发明的控制方案由两个控制环组成：电压调节环为外环，电流跟踪环为内环。其中，PI控制器结合线性干扰观测器组成外环调节直流输出电压,内环则采用传统PI控制器跟踪电流参考值。系统(三相两电平并网整流器)实验结果表明，在本发明方法控制下，系统的直流输出电压调节性能有显著提高。

本发明提出的线性干扰观测器，有效地提高了系统的抗干扰性能。该观测器对外部干扰进行估计，并将估计值补偿到PI控制器中。这是一种主动干扰抑制的控制方法，能够有效地抑制外部干扰对系统的影响。本发明提出的线性干扰观测器具有两个优点：(1)与传统线性干扰观测器相比，本线性观测器具有两个观测器参数，其中一个参数用于提升观测器的暂态响应性能，另一个用于保持其稳态性能；(2)与非线性干扰观测器相比，本线性干扰观测器保持了系统的简单性，从而使系统易于分析，且便于应用于工程实践。

附图说明

图1为三相并网整流器电路结构图。

图2为电流跟踪环的控制框图。

图3为基于线性干扰观测器电压调节环的控制框图。

图4为标称功率时的直流电压响应，此时R_L＝180Ω，C＝3400μF；

图5为标称功率时(小电容)的直流电压响应，此时R_L＝180Ω，C＝1700μF；

图6为升高功率时的直流电压响应，此时R_L＝120Ω，C＝3400μF；

图7为升高功率时(小电容)的直流电压响应，此时R_L＝120Ω，C＝1700μF；

图8为降低功率时的直流电压响应，此时R_L＝240Ω，C＝3400μF；

图9为降低功率时(小电容)的直流电压响应，此时R_L＝240Ω，C＝1700μF；

图10为纯PI控制器得到的谐波分布图；图中Harmonics为谐波；THD为总体谐波畸变因数；THD DC为直流谐波分量；

图11为增加线性干扰观测器后的PI控制器得到的谐波分布图，图中Harmonics为谐波；THD为总体谐波畸变因数；THD DC为直流谐波分量。

具体实施方式

具体实施方式一：图1～3所示，一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法包括以下步骤：

步骤一：建立三相两电平并网整流器的动态模型；

步骤二：根据步骤一建立的三相两电平并网整流器的动态模型，确定三相两电平并网整流器的控制目标；

步骤三：根据步骤一和步骤二设计电流跟踪环，以及设计基于线性干扰观测器的电压调节环，利用电流跟踪环和电压调节环对三相两电平并网整流器进行直流电压调节，使其达到控制目标。

具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述步骤一建立三相两电平并网整流器的动态模型的具体过程为：

将并网整流器的输入三相电压v_an，v_bn，v_cn，输入三相电流i_a，i_b，i_c，以及控制输入量(开关状态)u_a，u_b，u_c，分别通过旋转坐标变换{·}_dq＝A{·}_abc，得到dq坐标系下d轴和q轴的电压v_d，v_q，d轴和q轴的电流i_d，i_q，d轴和q轴的控制信号u_d，u_q；

其中v_an为A相相电压，v_bn为B相相电压，v_cn为C相相电压，i_a为A相相电流，i_b为B相相电流，i_c为C相相电流，u_a为A相上桥臂控制信号，u_b为B相上桥臂控制信号，u_c为C相上桥臂控制信号；

其中

t为时间；

三相两电平并网整流器的动态模型表示如下：

式中：L为滤波电感，r为滤波电感寄生电阻，C为直流输出侧电容，R_L为直流输出侧干扰负载，i_load为负载电流，V_dc为直流输出电压，w为电网电压频率。

其它步骤及参数与具体实施方式一相同。

具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式一或二不同的是：所述步骤二中根据步骤一建立的三相两电平并网整流器的动态模型，确定三相两电平并网整流器的控制目标具体为：

(1)调节直流输出电压V_dc，即V_dc跟踪

为直流输出电压的参考值；

(2)调节交流电网电流i_d，i_q，即i_d，i_q跟踪

其中

是d轴的目标电流，基于外环控制得到；

为q轴的目标电流，设置为某一特定值以达到所需的功率因数。

其它步骤及参数与具体实施方式一或二相同。

具体实施方式四：本实施方式与具体实施方式一至三之一不同的是：所述步骤三中根据步骤一和步骤二设计电流跟踪环的具体过程为：

电流跟踪环采用传统的线性PI控制器，令μ_d和μ_q分别为d轴和q轴的PI控制器输出信号，计算公式如下：

μ_d＝K_pIde_id+K_iId∫e_iddt (4)

μ_q＝K_pIqe_iq+K_iIq∫e_iqdt (5)

其中d轴的电流误差值

q轴的电流误差值

K_pId为d轴PI控制器的比例调节参数，K_iId为d轴PI控制器的积分调节参数，K_pIq为q轴PI控制器的比例调节参数，K_iIq为q轴PI控制器的积分调节参数；

基于式(1)和式(2)，得到d轴和q轴的最终控制信号u_d和u_q，计算公式如下：

公式(6)和公式(7)即实现了电流的跟踪，即i_d，i_q跟踪

其它步骤及参数与具体实施方式一至三之一相同。

具体实施方式五：本实施方式与具体实施方式一至四之一不同的是：所述步骤三中设计基于线性干扰观测器的电压调节环的具体过程为：

电压调节环包括一个PI控制器和线性干扰观测器，μ_vdc是PI控制器的输出，

是由LDO提供的外界干扰估计值，

是电压调节环输出的控制信号；

基于式(3)，同时考虑电流跟踪环动态要比电压调节环动态快速得多，V_dc的动态改写为：

其中，中间变量

负载功率p_load＝V_dci_load。

定义

和z₁为中间变量，同时定义p^*＝u，负载功率p_load＝d为外界干扰信号，式(8)写为：

其中

是z₁的一阶导数；

其中，

μ_vdc＝K_pvdce_v+K_ivdc∫e_vdt (10)

其中，K_pvdc为电压环PI控制器的比例调节参数，K_ivdc为电压环PI控制器的积分调节参数，中间变量

线性干扰观测器设计如下：

其中，

是z₁的估计值，β是观测器稳态参数，K_ldo是观测器暂态参数，且K_ldo≥1；

则观测误差e₁动态如下：

在稳态时，

因此，

βe₁＝((1-K_ldo)u-d)/(K_ldo) (14)

从式(9)可以看出，当z₁到达稳态时，控制器输出信号u等于负载功率d；式(14)则变为βe₁＝-d；则外界干扰计算公式如下：

需要注意，

意味着z₁和

都到达了稳态，因此在z₁的暂态过程中，干扰的观测值

只能趋近实际值d。因此，为了保证干扰的观测值能更准确，需要加快

的动态过程。从之前的分析可以看出，观测器参数K_ldo会影响观测器在暂态时的带宽，而参数β则会同时影响观测器在暂态和稳态时的带宽。因此β对电流谐波畸变有直接影响，加大β会导致更大的电流谐波畸变，因为稳态时的控制信号主要由观测器提供。综上所述，若想限制住谐波畸变水平，β应当固定为某一定值，通过加大K_ldo来加快

的动态。

基于公式(9)、(10)和(15)即实现了电压的跟踪，即V_dc跟踪

控制器和观测器参数调节步骤如下：

(1)基于标称负载调节K_pvdc和K_ivdc，使系统达到最佳性能，即，具备快速的动态响应同时相对较低的电流畸变。

(2)选择合适的β，微调K_pvdc和K_ivdc，使系统达到近似前一步骤的性能。

(3)加大K_ldo，以加快暂态过程，同时保持原有的较低电流畸变水平。

其它步骤及参数与具体实施方式一至四之一相同。

采用以下实施例验证本发明的有益效果：

实施例一：

对本发明提出的控制方案进行实验验证，用实验结果证明本发明的有效性。为了显示本发明的优越性，采用传统PI控制器作为实验参照。

A、系统参数说明

表1系统参数，可以看出，实验采用了三个不同的电阻负载和两个不同的电容来组成不同的工况，以测试本发明的鲁棒性。电阻负载是在随机的一个时刻接入整流器的直流输出端。

设为0A以达到单位功率因数。

表1系统参数

B、实验结果分析

实验结果分析如下：

(1)标称工况(R_L＝180Ω，C＝3400μF)

此工况下的负载功率为中等水平，约2.7kW，为本发明的标称功率.

图4为本发明(PI控制器结合线性干扰观测器)所获得的直流电压动态响应，参数K_ldo分别取20，40，80，采用纯PI控制器作为对照。

可以看到，采用线性干扰观测器后，无论K_ldo取哪个值，系统的性能均比纯PI控制器有明显提升。当负载接入时，与纯PI控制器相比，本发明能获得更小的电压跌落，更短的暂态时间，而电流畸变却几乎一样。同时也可看到，K_ldo越大，暂态时间越短。

图10和图11为纯PI控制器和本发明(K_ldo＝80时)作用下获得的电网电流谐波分布图，可以看出，两者电流谐波分布几乎一样，说明线性干扰观测器并未影响电流谐波分布。K_ldo＝20时和K_ldo＝40时，也能获得同样结果。

(2)小电容工况(R_L＝180Ω，C＝1700μF)

此工况下，标称工况中的大电容(C＝3400μF)换成了小电容(C＝1700μF)，以检验本发明是否对电容变化具有鲁棒性。

如图5所示，与标称工况相似，本发明在电压动态响应方面比纯PI控制器有明显优势，同时又能保持原有的电流畸变水平。

由此可以看出，本发明对电容变化具有鲁棒性。更为重要的是，对比小电容工况下的本发明性能和大电容工况下的纯PI控制器性能，可以看出即使电容减小了一半，本发明所获得的电压动态响应也要比纯PI控制器在大电容工况时要好很多。因此，加入干扰观测器，可以使整流器所需要的直流端电容减小，从而大大降低整流器的重量、尺寸和成本。

(3)升高功率工况(R_L＝120Ω，C＝3400/1700μF)

此工况下，负载功率水平提升至约4kW。

图6和图7分别显示了在大电容和小电容情况下的电压动态响应。

同样，本发明比纯PI控制器的控制性能要好很多，同时电流畸变基本一样。

(4)降低功率工况(R_L＝240Ω，C＝3400/1700μF)

此工况下，负载功率水平降低至约2kW。

图8和图9分别显示了在大电容和小电容情况下的电压动态响应。

与前面工况一样，本发明获得了更好的控制性能，而电流畸变几乎一样。

综上所述，线性干扰观测器极大地提升了传统PI控制器的控制性能和鲁棒性，同时保持了与传统PI控制器相同的电流谐波畸变水平。

所有实验结果汇总于表2：

表2实验结果汇总

本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (3)

1.一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法，其特征在于：所述并网整流器直流电压调节方法包括以下步骤：

步骤一：建立三相两电平并网整流器的动态模型，具体过程为：

将并网整流器的输入三相电压v_an，v_bn，v_cn，输入三相电流i_a，i_b，i_c，以及控制输入量u_a，u_b，u_c，分别通过旋转坐标变换{·}_dq＝A{·}_abc，得到dq坐标系下d轴和q轴的电压v_d，v_q，d轴和q轴的电流i_d，i_q，d轴和q轴的控制信号u_d，u_q；

其中v_an为A相相电压，v_bn为B相相电压，v_cn为C相相电压，i_a为A相相电流，i_b为B相相电流，i_c为C相相电流，u_a为A相上桥臂控制信号，u_b为B相上桥臂控制信号，u_c为C相上桥臂控制信号；

其中

t为时间；

三相两电平并网整流器的动态模型表示如下：

式中：L为滤波电感，r为滤波电感寄生电阻，C为直流输出侧电容，i_load为负载电流，V_dc为直流输出电压，ω为电网电压频率；

步骤二：根据步骤一建立的三相两电平并网整流器的动态模型，确定三相两电平并网整流器的控制目标；

步骤三：根据步骤一和步骤二设计电流跟踪环，以及设计基于线性干扰观测器的电压调节环，利用电流跟踪环和电压调节环对三相两电平并网整流器进行直流电压调节，使其达到控制目标；

所述设计基于线性干扰观测器的电压调节环的具体过程为：

电压调节环包括一个PI控制器和线性干扰观测器，μ_vdc是PI控制器的输出，

是由LDO提供的外界干扰估计值，

是电压调节环输出的控制信号；

基于式(3)，V_dc的动态改写为：

其中，中间变量

负载功率p_load＝V_dci_load；

定义

和z₁为中间变量，同时定义p^*＝u，负载功率p_load＝d为外界干扰信号，式(8)写为：

其中

是z₁的一阶导数；

其中，

μ_vdc＝K_pvdce_v+K_ivdc∫e_vdt (10)

其中，K_pvdc为电压环PI控制器的比例调节参数，K_ivdc为电压环PI控制器的积分调节参数，中间变量

线性干扰观测器设计如下：

其中，

是z₁的估计值，β是观测器稳态参数，K_ldo是观测器暂态参数，且K_ldo≥1；

则观测误差e₁动态如下：

在稳态时，

因此，

βe₁＝((1-K_ldo)u-d)/(K_ldo) (14)

从式(9)可以看出，当z₁到达稳态时，控制器输出信号u等于负载功率d；式(14)则变为βe₁＝-d；则外界干扰计算公式如下：

基于公式(9)、(10)和(15)即实现了电压的跟踪，即V_dc跟踪

2.根据权利要求1所述一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法，其特征在于：所述步骤二中根据步骤一建立的三相两电平并网整流器的动态模型，确定三相两电平并网整流器的控制目标具体为：

(1)调节直流输出电压V_dc，即V_dc跟踪

为直流输出电压的参考值；

(2)调节交流电网电流i_d，i_q，即i_d，i_q跟踪

其中

是d轴的目标电流，

为q轴的目标电流。

3.根据权利要求2所述一种基于线性干扰观测器的并网整流器直流电压调节方法，其特征在于：所述步骤三中根据步骤一和步骤二设计电流跟踪环的具体过程为：

电流跟踪环采用线性PI控制器，令μ_d和μ_q分别为d轴和q轴的PI控制器输出信号，计算公式如下：

μ_d＝K_pIde_id+K_iId∫e_iddt (4)

μ_q＝K_pIqe_iq+K_iIq∫e_iqdt (5)

其中d轴的电流误差值

q轴的电流误差值

K_pId为d轴PI控制器的比例调节参数，K_iId为d轴PI控制器的积分调节参数，K_pIq为q轴PI控制器的比例调节参数，K_iIq为q轴PI控制器的积分调节参数；

基于式(1)和式(2)，得到d轴和q轴的最终控制信号u_d和u_q，计算公式如下：

公式(6)和公式(7)即实现了电流的跟踪，即i_d，i_q跟踪

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