CN113794392A - 一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法 - Google Patents

一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法 Download PDF

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CN113794392A CN202111098096.6A CN202111098096A CN113794392A CN 113794392 A CN113794392 A CN 113794392A CN 202111098096 A CN202111098096 A CN 202111098096A CN 113794392 A CN113794392 A CN 113794392A
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徐殿国
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Abstract

一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，属于电力电子控制技术领域。解决了现有三相有源前端功率变换器控制过程中存在响应速度慢、鲁棒性能差的问题。本发明基于三相电网的输出电压、输出电流和占空比控制信号，建立三相有源前端功率变换器的动态数学模型；根据动态数学模型确定三相有源前端功率变换器的控制目标变量及参考值；采用电压环和电流环分别对三相有源前端功率变换器直流输出电压和电网交流电流进行控制，使直流输出电压和电网交流电流分别趋近于对应的参考值，实现三相有源前端功率变换器的控制。本发明适用于三相有源前端功率变换器的控制。

Description

一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法
技术领域
本发明属于电力电子控制技术领域。
背景技术
有源前端功率变换器是基于IGBT等受控开关的联网功率变换器，这些变换器广泛应用于工业领域，可以作为可再生能源和公用电网之间的互连桥梁，也可以用作有源电力滤波器，提供所需的谐波电流，以抵消公用电网上的谐波含量。这类变换器具有如下优点：首先，可以提供非常低的总谐波失真(THD)的电流，畸变率从基于二极管变换器的25-30％降低到3％，因此可以提供非常清洁的能源；其次，它们在公共电网和并网设备之间提供双向电能交换，因此是完全可逆的，并且可以将能量返回到电网以减少功率损耗；第三，从成本的角度来看，它们无需额外增加功率因数校正系统和谐波滤波器，从而降低成本。
有源前端功率变换器的一个关键控制问题是直流链路电压调节，其直流链路通常作为后级设备的直流电源，例如电压源逆变器电机驱动器、能量存储系统、直流负载等。近年来，已经提出了多种类型的直流链路电压调节方案，包括传统线性PI控制和许多新的非线性控制方法，如模型预测控制、自适应控制、无源控制、一阶滑模控制、二阶滑模控制等。在这些控制方法中，二阶滑模控制由于其无抖动、响应速度快、鲁棒性高等优点，在电力电子控制领域引起了广泛兴趣。
直流链路电压调节的一个主要挑战来自与之相连的时变负载干扰，此负载值是未知的且在很宽范围内变化，会引起电压波动。通常情况下，控制器参数根据标称运行条件调整好，并且具有一定稳定性裕度以在一定程度上容忍外部干扰。然而，当扰动变大而控制参数保持不变时，控制性能会受到严重影响。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有三相有源前端功率变换器控制过程中存在响应速度慢、鲁棒性能差的问题，提出了一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法。
本发明所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，该方法包括：
步骤一、基于三相电网的输出电压、输出电流和占空比控制信号，建立三相有源前端功率变换器的动态数学模型；
步骤二、根据动态数学模型确定三相有源前端功率变换器的控制目标变量及参考值；
所述目标变量包括：三相电网的直流输出电压和电网交流电流；
参考值包括：三相电网的交流电流对应的d轴的目标参考电流
Figure BDA0003269783370000021
q轴的目标参考电流
Figure BDA0003269783370000022
和三相电网的直流输出电压对应的参考值
Figure BDA0003269783370000023
步骤三、采用电压环和电流环分别对三相有源前端功率变换器直流输出电压和电网交流电流进行控制，使直流输出电压和电网交流电流分别趋近于对应的参考值，实现三相有源前端功率变换器的控制。
进一步地，本发明中，步骤一中，基于三相电网的输出电压、输出电流和占空比控制信号，建立三相有源前端功率变换器的动态数学模型的方法为：
将三相电网电压van，vbn，vcn，输入三相电流ia，ib，ic，以及占空比控制信号ua，ub，uc，分别通过旋转坐标变换{·}dq＝T{·}abc，得到dq坐标系下d轴和q轴的电压vd，vq，d轴和q轴的电流id，iq，d轴和q轴的占空比控制信号ud，uq；其中，
Figure BDA0003269783370000024
t为时间，ω为电网电压频率，利用坐标变换后的电压、电流和占空比控制信号建立三相有源前端功率变换器的动态模型。
进一步地，本发明中，步骤一中，三相有源前端功率变换器的动态数学模型为：
Figure BDA0003269783370000025
Figure BDA0003269783370000026
Figure BDA0003269783370000027
式中：L为滤波电感，r为滤波电感寄生电阻，C为直流输出侧电容，RL为直流输出侧干扰负载，iload为负载电流，Vdc为直流输出电压，ω为电网电压频率。
进一步地，本发明中，步骤二中，参考值包括：三相电网的交流电流对应的d轴的目标参考电流
Figure BDA0003269783370000028
q轴的目标参考电流
Figure BDA0003269783370000029
和三相电网的直流输出电压对应的参考值
Figure BDA00032697833700000210
进一步地，本发明中，步骤三中，采用电压环对三相有源前端功率变换器直流输出电压进行控制的方法为：
利用滑模干扰观测器和二阶滑模控制器计算获得电压调节环输出的控制信号u：
Figure BDA0003269783370000031
所述电压调节环输出的控制信号u＝p*所述p*为三相电网的有功功率.其中，
Figure BDA0003269783370000032
是滑模干扰观测器对对外界干扰信号d的估计值，负载功率pload＝d为外界干扰信号，μz(e)是二阶滑模控制器(SOSMC)输出，e＝z*-z，
Figure BDA0003269783370000033
Figure BDA0003269783370000034
z*和z为中间变量，
Figure BDA0003269783370000035
为滑模干扰观测器的观测误差。
进一步地，本发明中，滑模干扰观测器：
Figure BDA0003269783370000036
Figure BDA0003269783370000037
其中，
Figure BDA0003269783370000038
是z的估计值，
Figure BDA0003269783370000039
为观测误差，C为直流侧电容值，采用二阶滑模算法计算滑模干扰观测器校正项
Figure BDA00032697833700000310
Figure BDA00032697833700000311
其中，
λo为滑模观测器开关项增益，αo为滑模观测器开关积分项增益；
观测误差，在动态时：
Figure BDA00032697833700000312
在稳态时，
Figure BDA00032697833700000313
因此，
Figure BDA00032697833700000314
进一步地，本发明中，二阶滑模控制器的输出μz(e)为：
Figure BDA00032697833700000315
进一步地，本发明中，d轴的目标电流参考值的
Figure BDA00032697833700000316
的计算方法为利用公式：
Figure BDA0003269783370000041
计算获得，其中，p*为三相电网的有功功率，
Figure BDA0003269783370000042
Q*为三相电网的无功功率。
进一步地，本发明中，q轴的目标电流的参考值
Figure BDA0003269783370000043
的计算方法为利用公式：
Figure BDA0003269783370000044
计算获得。
进一步地，本发明中，步骤三中，实现三相有源前端功率变换器的控制的具体方法：
利用公式：
Figure BDA0003269783370000045
Figure BDA0003269783370000046
计算获得d轴和q轴的最终控制信号ud和uq，再对ud和uq做dq坐标到abc坐标的变换，获得三相有源前端功率变换器中开关管的控制信号，实现对直流输出电压和电网交流电流进行控制；其中，Vdc为直流输出电压，L为三相有源前端功率变换器滤波电感，ω为电网电压频率，μd(ed)和μq(eq)分别为d轴和q轴的PI控制器输出信号，
Figure BDA0003269783370000047
ed为d轴的电流误差值，
Figure BDA0003269783370000048
eq为q轴的电流误差值。
进一步步地，本发明中，d轴和q轴的PI控制器输出信号μd(ed)和μq(eq)的具体获得方法为：
将所述d轴的电流误差值ed和q轴的电流误差值eq分别输入至PI控制器，获得d轴对应的PI控制器输出信号μd(ed)和q轴对应的PI控制器输出信号μq(eq)：
Figure BDA0003269783370000049
Figure BDA00032697833700000410
其中KpId为d轴PI控制器的比例调节参数，KiId为d轴PI控制器的积分调节参数，KpIq为q轴PI控制器的比例调节参数，KiIq为q轴PI控制器的积分调节参数。本发明所述方法提高了三相有源前端功率变换器的直流电压调节性能(包括稳定性、准确性、快速性)及鲁棒性。本发明的控制方案由两个控制环组成：电压调节环为外环，电流跟踪环为内环。其中，二阶滑模控制器结合滑模干扰观测器组成外环调节直流输出电压，内环则采用传统PI控制器跟踪电流参考值。三相有源前端功率变换器实验结果表明，在本发明方法控制下，系统的直流输出电压调节性能有显著提高。
本发明提出的滑模干扰观测器，有效地提高了系统的抗干扰性能。该观测器对外部干扰进行估计，并将估计值补偿到二阶滑模控制器中。这是一种主动干扰抑制的控制方法，能够有效地抑制外部干扰对系统的影响。与线性干扰观测器相比，本发明提出的滑模干扰观测器具有更快的收敛速度和对系统不确定性的鲁棒性能。
附图说明
图1为三相有源前端功率变换器电路拓扑图；
图2为本发明三相有源前端功率变换器控制方法原理框图；
图3为标称功率时的直流电压响应，此时RL＝180Ω，C＝3400μF；
图4为标称功率时(小电容)的直流电压响应，此时RL＝180Ω，C＝1700μF；
图5为升高功率时的直流电压响应，此时RL＝120Ω，C＝3400μF；
图6为升高功率时(小电容)的直流电压响应，此时RL＝120Ω，C＝1700μF；
图7为降低功率时的直流电压响应，此时RL＝240Ω，C＝3400μF；
图8为降低功率时(小电容)的直流电压响应，此时RL＝240Ω，C＝1700μF；
图9为纯PI控制器得到的谐波分布图；图中Harmonics为谐波；THD为总体谐波畸变因数；THD DC为直流谐波分量；每组三个柱状，左柱代表A相电流谐波，中柱代表B相，右柱代表C相；
图10为本发明控制方法得到的谐波分布图；图中Harmonics为谐波；THD为总体谐波畸变因数；THD DC为直流谐波分量，每组三个柱状，左柱代表A相电流谐波，中柱代表B相，右柱代表C相。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
具体实施方式一：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式所述一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，该方法包括：
步骤一、基于三相电网的输出电压、输出电流和占空比控制信号，建立三相有源前端功率变换器的动态数学模型；
步骤二、根据动态数学模型确定三相有源前端功率变换器的控制目标变量及参考值；
所述目标变量包括：三相电网的直流输出电压和电网交流电流；
参考值包括：三相电网的交流电流对应的d轴的目标参考电流
Figure BDA0003269783370000061
q轴的目标参考电流
Figure BDA0003269783370000062
和三相电网的直流输出电压对应的参考值
Figure BDA0003269783370000063
步骤三、采用电压环和电流环分别对三相有源前端功率变换器直流输出电压和电网交流电流进行控制，使直流输出电压和电网交流电流分别趋近于对应的参考值，实现三相有源前端功率变换器的控制。
本实施方式中，直流输出电压参考值
Figure BDA0003269783370000064
范围为600-800V，d轴电流参考值
Figure BDA0003269783370000065
由电压环计算得到，q轴电流参考值
Figure BDA0003269783370000066
可以自行设定，通常为OKVAr。本实施方式中，控制过程是调节直流输出电压Vdc，即
Figure BDA0003269783370000067
Figure BDA0003269783370000068
为直流输出电压的参考值；调节交流电网电流id，iq，即
Figure BDA0003269783370000069
其中
Figure BDA00032697833700000610
是d轴的目标电流，基于外环控制得到；
Figure BDA00032697833700000611
为q轴的目标电流，设置阈值以达到所需的功率因数。
本发明中，采用双环控制方案，电压调节环作为外环，电流调节环作为内环，对三相有源前端功率变换器进行直流电压调节，使其达到控制目标。
进一步地，本实施方式中，步骤一中，基于三相电网的输出电压、输出电流和占空比控制信号，建立三相有源前端功率变换器的动态数学模型的方法为：
将三相电网电压van，vbn，vcn，输入三相电流ia，ib，ic，以及占空比控制信号ua，ub，uc，分别通过旋转坐标变换{·}dq＝T{·}abc，得到dq坐标系下d轴和q轴的电压vd，vq，d轴和q轴的电流id，iq，d轴和q轴的占空比控制信号ud，uq；其中，
Figure BDA0003269783370000071
t为时间，ω为电网电压频率，利用坐标变换后的电压、电流和占空比控制信号建立三相有源前端功率变换器的动态模型。
本实施方式中，van为A相相电压，vbn为B相相电压，υcn为C相相电压，ia为A相相电流，ib为B相相电流，ic为C相相电流，ua为A相占空比控制信号，ub为B相占空比控制信号，uc为C相占空比控制信号。
进一步地，本实施方式中，步骤一中，三相有源前端功率变换器的动态数学模型为：
Figure BDA0003269783370000072
Figure BDA0003269783370000073
Figure BDA0003269783370000074
式中：L为滤波电感，r为滤波电感寄生电阻，C为直流输出侧电容，RL为直流输出侧干扰负载，iload为负载电流，Vdc为直流输出电压，ω为电网电压频率。
进一步地，本实施方式中，步骤三中，采用电压环对三相有源前端功率变换器直流输出电压进行控制的方法为：
利用滑模干扰观测器和二阶滑模控制器计算获得电压调节环输出的控制信号u：
Figure BDA0003269783370000075
所述电压调节环输出的控制信号u＝p*所述p*为三相电网的有功功率，其中，
Figure BDA0003269783370000076
是滑模干扰观测器对对外界干扰信号d的估计值，负载功率pload＝d为外界干扰信号，μz(e)是二阶滑模控制器(SOSMC)输出，e＝z*-z，
Figure BDA0003269783370000077
z*和z为中间变量，
Figure BDA0003269783370000081
为滑模干扰观测器的观测误差。
进一步地，本实施方式中，滑模干扰观测器：
Figure BDA0003269783370000082
Figure BDA0003269783370000083
其中，
Figure BDA0003269783370000084
是z的估计值，
Figure BDA0003269783370000085
为观测误差，C为直流侧电容值，采用二阶滑模算法计算滑模干扰观测器校正项
Figure BDA0003269783370000086
Figure BDA0003269783370000087
其中，λo为滑模观测器开关项增益，αo为滑模观测器开关积分项增益；
观测误差，在动态时：
Figure BDA0003269783370000088
在稳态时，
Figure BDA0003269783370000089
因此，
Figure BDA00032697833700000810
进一步地，本实施方式中，二阶滑模控制器的输出μz(e)为：
Figure BDA00032697833700000811
进一步地，本实施方式中，d轴的目标电流参考值的
Figure BDA00032697833700000812
的计算方法为利用公式：
Figure BDA00032697833700000813
计算获得，其中，p*为三相电网的有功功率，
Figure BDA00032697833700000814
Q*为三相电网的无功功率。
进一步地，本实施方式中，q轴的目标电流的参考值
Figure BDA00032697833700000815
的计算方法为利用公式：
Figure BDA00032697833700000816
计算获得。
进一步地，本实施方式中，步骤三中，实现三相有源前端功率变换器的控制的具体方法：
利用公式：
Figure BDA0003269783370000091
Figure BDA0003269783370000092
计算获得d轴和q轴的最终控制信号ud和uq，再对ud和uq做dq坐标到abc坐标的变换，获得三相有源前端功率变换器中开关管的控制信号，实现对直流输出电压和电网交流电流进行控制；其中，Vdc为直流输出电压，L为三相有源前端功率变换器滤波电感，ω为电网电压频率，μd(ed)和μq(eq)分别为d轴和q轴的PI控制器输出信号，
Figure BDA0003269783370000093
ed为d轴的电流误差值，
Figure BDA0003269783370000094
eq为q轴的电流误差值。
进一步地，本实施方式中，d轴和q轴的PI控制器输出信号μd(ed)和μq(eq)的具体获得方法为：
将所述d轴的电流误差值ed和q轴的电流误差值eq分别输入至PI控制器，获得d轴对应的PI控制器输出信号μd(ed)和q轴对应的PI控制器输出信号μq(eq)：
Figure BDA0003269783370000095
Figure BDA0003269783370000096
其中KpId为d轴PI控制器的比例调节参数，KiId为d轴PI控制器的积分调节参数，KpIq为q轴PI控制器的比例调节参数，KiIq为q轴PI控制器的积分调节参数。本发明的创新点在于外环控制策略，因此电流跟踪环采用线性PI控制器，令μd和μq分别为d轴和q轴的PI控制器输出信号，计算公式如下：
Figure BDA0003269783370000097
Figure BDA0003269783370000098
其中d轴的电流误差值
Figure BDA0003269783370000101
q轴的电流误差值
Figure BDA0003269783370000102
KpId为d轴PI控制器的比例调节参数，KiId为d轴PI控制器的积分调节参数，KpIq为q轴PI控制器的比例调节参数，KiIq为q轴PI控制器的积分调节参数；
基于公式四和公式五，得到d轴和q轴的最终控制信号ud和uq，计算公式如下：
Figure BDA0003269783370000103
Figure BDA0003269783370000104
公式四和公式五即实现了电流的跟踪，即id，iq跟踪
Figure BDA0003269783370000105
电压调节环包括一个二阶滑模控制器和一个滑模干扰观测器，μz是滑模控制器的输出，
Figure BDA0003269783370000106
是由滑模控制器提供的外界干扰估计值，
Figure BDA0003269783370000107
是电压调节环输出的控制信号；
基于下式，同时考虑电流跟踪环动态要比电压调节环动态快速得多，Vdc的动态改写为：
Figure BDA0003269783370000108
其中，中间变量有功功率
Figure BDA0003269783370000109
负载功率pload＝Vdciload。
定义
Figure BDA00032697833700001010
z*和z为中间变量，同时定义p*＝u，负载功率pload＝d为外界干扰信号，上式写为：
Figure BDA00032697833700001011
其中
Figure BDA00032697833700001012
是z的一阶导数；
其中，
Figure BDA00032697833700001013
其中，λc和αc为滑模控制器参数，中间变量e＝z*-z；
滑模干扰观测器设计如下：
Figure BDA00032697833700001014
Figure BDA0003269783370000111
其中，
Figure BDA0003269783370000112
是z的估计值，
Figure BDA0003269783370000113
为观测误差，
Figure BDA0003269783370000114
为观测器校正项，采用二阶滑模算法如下：
Figure BDA0003269783370000115
其中，λo和αo为观测器参数。
则观测误差动态如下：
Figure BDA0003269783370000116
在稳态时，
Figure BDA0003269783370000117
因此，
Figure BDA0003269783370000118
采用以下实施例验证本发明的有益效果：
实施例一：
对本发明提出的控制方案进行实验验证，用实验结果证明本发明的有效性。为了显示本发明的优越性，采用传统PI控制器作为实验参照。
A、系统参数说明
表1系统参数，可以看出，实验采用了三个不同的电阻负载和两个不同的电容来组成不同的工况，以测试本发明的鲁棒性。电阻负载是在随机的一个时刻接入整流器的直流输出端。Q*设为0KVAr以达到单位功率因数。
表1系统参数
Figure BDA0003269783370000119
B、实验结果分析
实验结果分析如下：
(1)标称工况(RL＝180Ω，C＝3400μF)
此工况下的负载功率为中等水平，约2.7kW，为本发明的标称功率。
图3为本发明在负载接入后所获得的直流电压动态响应。可以看到，本发明的控制性能明显优于传统PI控制方法。本发明作用下的电压压降为10V，仅为PI方法作用下的1/4。本发明作用下的暂态时间为40ms，远低于PI方法作用下的230ms。图9和图10为PI方法和本发明所述方法作用下获得的电网电流谐波分布图，可以看出，两者电流谐波分布几乎一样，说明线性干扰观测器并未影响电流谐波分布。
(2)小电容工况(RL＝180Ω，C＝1700μF)
此工况下，标称工况中的大电容(C＝3400μF)换成了小电容(C＝1700μF)，以检验本发明是否对电容变化具有鲁棒性。
如图4所示，本发明对电容变化具有鲁棒性，且比PI方法有明显优势。本发明作用下电压压降仅为PI方法作用下的1/3，暂态时间仅为PI方法的1/10。与标称工况相比，本发明和PI方法作用下的压降幅度均增加，暂态时间均减少，这是由于电容减小导致了更小的电气惯量。与标称工况相似，两种方法作用下的电流畸变水平基本一致，故省略。
值得注意的是，对比小电容工况下的本发明性能和大电容工况下的PI方法性能，可以看出即使电容减小了一半，本发明所获得的电压动态响应也要比PI方法在大电容工况时要好很多。因此，采用本发明方法，可以使变换器直流端电容减小，从而大大降低变换器的重量、尺寸和成本。
(3)升高功率工况(RL＝120Ω，C＝3400/1700μF)
此工况下，负载功率水平提升至约4kW，以测试本发明在负载功率升高时的性能。
图5和图6分别显示了在大电容和小电容情况下的电压动态响应。与前面工况一样，本发明比PI方法的控制性能要好很多，同时电流畸变基本一样。大电容情况下，本发明作用下电压压降为PI方法的1/3，暂态时间为为PI方法的1/4；电容情况下，本发明作用下电压压降为PI方法的1/2，暂态时间为为PI方法的1/5。
(4)降低功率工况(RL＝240Ω，C＝3400/1700μF)
此工况下，负载功率水平降低至约2kW，以测试本发明在负载功率升高时的性能。
图7和图8分别显示了在大电容和小电容情况下的电压动态响应。与前面工况一样，本发明获得了更好的控制性能，而电流畸变几乎一样。
综上所述，本发明控制方法极大地提升了变换器系统的控制性能和鲁棒性，同时保持了与传统PI控制器相同的电流谐波畸变水平。
所有实验结果汇总于表2：
表2实验结果汇总
Figure BDA0003269783370000131
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (10)

1.一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，该方法包括：
步骤一、基于三相电网的输出电压、输出电流和占空比控制信号，建立三相有源前端功率变换器的动态数学模型；
步骤二、根据动态数学模型确定三相有源前端功率变换器的控制目标变量及参考值；
所述目标变量包括：三相电网的直流输出电压和电网交流电流；
参考值包括：三相电网的交流电流对应的d轴的目标参考电流
Figure FDA0003269783360000011
q轴的目标参考电流
Figure FDA0003269783360000012
和三相电网的直流输出电压对应的参考值
Figure FDA0003269783360000013
步骤三、采用电压环和电流环分别对三相有源前端功率变换器直流输出电压和电网交流电流进行控制，使直流输出电压和电网交流电流分别趋近于对应的参考值，实现三相有源前端功率变换器的控制。
2.根据权利要求1所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，步骤一中，基于三相电网的输出电压、输出电流和占空比控制信号，建立三相有源前端功率变换器的动态数学模型的方法为：
将三相电网电压υan，υbn，υcn，输入三相电流ia，ib，ic，以及占空比控制信号ua，ub，uc，分别通过旋转坐标变换{·}dq＝T{·}abc，得到dq坐标系下d轴和q轴的电压υd，υq，d轴和q轴的电流id，iq，d轴和q轴的占空比控制信号ud，uq；其中，
Figure FDA0003269783360000014
t为时间，ω为电网电压频率，利用坐标变换后的电压、电流和占空比控制信号建立三相有源前端功率变换器的动态模型。
3.根据权利要求2所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，步骤一中，三相有源前端功率变换器的动态数学模型为：
Figure FDA0003269783360000015
Figure FDA0003269783360000016
Figure FDA0003269783360000021
式中：L为滤波电感，r为滤波电感寄生电阻，C为直流输出侧电容，RL为直流输出侧干扰负载，iload为负载电流，Vdc为直流输出电压，ω为电网电压频率。
4.根据权利要求3所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，步骤三中，采用电压环对三相有源前端功率变换器直流输出电压进行控制的方法为：
利用滑模干扰观测器和二阶滑模控制器计算获得电压调节环输出的控制信号u：
Figure FDA0003269783360000022
所述电压调节环输出的控制信号u＝p*所述p*为三相电网的有功功率，其中，
Figure FDA0003269783360000023
是滑模干扰观测器对对外界干扰信号d的估计值，负载功率pload＝d为外界干扰信号，μz(e)是二阶滑模控制器(SOSMC)输出，e＝z*-z，
Figure FDA0003269783360000024
z*和z为中间变量，
Figure FDA0003269783360000025
为滑模干扰观测器的观测误差。
5.根据权利要求4所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，滑模干扰观测器：
Figure FDA0003269783360000026
Figure FDA0003269783360000027
其中，
Figure FDA0003269783360000028
是z的估计值，
Figure FDA0003269783360000029
为观测误差，C为直流侧电容值，采用二阶滑模算法计算滑模干扰观测器校正项
Figure FDA00032697833600000210
Figure FDA00032697833600000211
其中，λo为滑模观测器开关项增益，αo为滑模观测器开关积分项增益；
观测误差，在动态时：
Figure FDA00032697833600000212
在稳态时，
Figure FDA00032697833600000213
因此，
Figure FDA0003269783360000031
6.根据权利要求5所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，二阶滑模控制器的输出μz(e)为：
Figure FDA0003269783360000032
7.根据权利要求1所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，d轴的目标电流参考值的
Figure FDA0003269783360000033
的计算方法为利用公式：
Figure FDA0003269783360000034
计算获得，其中，p*为三相电网的有功功率，
Figure FDA0003269783360000035
Q*为三相电网的无功功率。
8.根据权利要求1所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，q轴的目标电流的参考值
Figure FDA0003269783360000036
的计算方法为利用公式：
Figure FDA0003269783360000037
计算获得。
9.根据权利要求3、4或5所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，步骤三中，实现三相有源前端功率变换器的控制的具体方法：
利用公式：
Figure FDA0003269783360000038
Figure FDA0003269783360000039
计算获得d轴和q轴的最终控制信号ud和uq，再对ud和uq做dq坐标到abc坐标的变换，获得三相有源前端功率变换器中开关管的控制信号，实现对直流输出电压和电网交流电流进行控制；其中，Vdc为直流输出电压，L为三相有源前端功率变换器滤波电感，ω为电网电压频率，μd(ed)和μq(eq)分别为d轴和q轴的PI控制器输出信号，
Figure FDA00032697833600000310
ed为d轴的电流误差值，
Figure FDA0003269783360000041
eq为q轴的电流误差值。
10.根据权利要求9所述的一种基于滑模观测器的三相有源前端功率变换器控制方法，其特征在于，d轴和q轴的PI控制器输出信号μd(ed)和μq(eq)的具体获得方法为：
将所述d轴的电流误差值ed和q轴的电流误差值eq分别输入至PI控制器，获得d轴对应的PI控制器输出信号μd(ed)和q轴对应的PI控制器输出信号μq(eq)：
μd(ed)＝KpIded+KiId∫0 teddt 公式十五
μq(eq)＝KpIqeq+KiIq∫0 teqdt 公式十六
其中KpId为d轴PI控制器的比例调节参数，KiId为d轴PI控制器的积分调节参数，KpIq为q轴PI控制器的比例调节参数，KiIq为q轴PI控制器的积分调节参数。
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