CN108551333A - 射频功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种射频功率放大电路，包括：电源控制单元、钳位补偿单元、偏置单元和功率放大单元；所述电源控制单元，用于向所述功率放大单元提供与所述射频功率放大电路的工作模式相匹配的工作电压；所述钳位补偿单元，用于在所述工作模式为第一工作模式时，基于所述工作电压，向所述偏置单元提供第一电信号；所述偏置单元，与所述钳位补偿单元和所述功率放大单元分别连接，用于在所述第一工作模式时，向所述功率放大单元提供基于所述第一电信号形成的第一偏置电压；所述功率放大单元，用于在所述第一工作模式时，基于所述第一偏置电压及所述工作电压，放大所述射频功率放大器的输入信号，输出相位得到补偿的输出信号。

Description

射频功率放大电路
技术领域
本发明涉及电子技术领域中的功率放大技术，尤其涉及一种射频功率放大电路。
背景技术
在移动通讯系统中，为了维持移动终端的正常通信，基站通常会发送指令控制移动终端来调整内部的射频功率放大器的发射功率，进而可以避免移动终端之间的射频信号过大而相互干扰，导致通信效果差的问题。由于移动终端的移动速度和传播环境会存在不同，因此在每个通信时隙，移动终端可以根据基站指令调整功率放大器的输出功率。调整功率放大器的输出功率的主要可通过改变功率放大器的输入功率、工作模式或供电电压等方式。
但是，调整功率放大器的输出功率会造成功率放大器的输出信号在相位上连续性差的问题，导致通信质量变差。相位不连续的问题在采用叠管结构的功率放大器的情况下尤为突出。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例期望提供一种射频功率放大电路，可以解决调整功率放大器的输出功率时造成的功率放大器的输出信号在相位上的连续性差的问题。为达到上述目的，本发明实施例的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供了一种射频功率放大电路，所述射频功率放大电路，包括：电源控制单元、钳位补偿单元、偏置单元和功率放大单元；其中，
所述电源控制单元，用于向所述功率放大单元提供与所述射频功率放大电路的工作模式相匹配的工作电压；
所述钳位补偿单元，与所述电源控制单元和所述偏置单元分别连接，用于在所述工作模式为第一工作模式时，基于所述工作电压，向所述偏置单元提供第一电信号；
所述偏置单元，与所述钳位补偿单元和所述功率放大单元分别连接，用于在所述第一工作模式时，向所述功率放大单元提供基于所述第一电信号形成的第一偏置电压；
所述功率放大单元，用于在所述第一工作模式时，基于所述第一偏置电压及所述工作电压，放大所述射频功率放大器的输入信号，输出相位得到补偿的输出信号。
上述技术方案中，所述电路还包括：电容补偿单元；
所述电容补偿单元，与所述功率放大单元连接，用于接收所述输入信号，向所述输入信号提供与所述工作模式相匹配的容抗；在所述工作模式为第二工作模式时，基于所述容抗向所述功率放大单元输出相位延迟的输入信号。
上述技术方案中，所述电容补偿单元，包括：第一电容、第二电容和第三电容；
所述第一电容的一端与所述功率放大单元连接，所述第一电容的另一端与所述第二电容连接；
所述第二电容为可调电容，所述第二电容的一端与所述第一电容连接，所述第二电容的另一端接收所述输入信号；
所述第三电容为可调电容，所述第三电容的一端与所述第一电容连接，所述第三电容的另一端接地。
上述技术方案中，所述可调电容，包括k个并联支路，其中，每个支路包括一个开关和一个电容，k为正整数；
所述开关，用于在所述工作模式为第一工作模式时，处于断开状态；在所述工作模式为第二工作模式时，处于闭合状态。
上述技术方案中，所述钳位补偿单元，具体用于在所述工作模式为第一工作模式时，处于导通状态，向所述偏置单元提供所述第一电信号；在所述工作模式为第二工作模式时，处于断开状态。
上述技术方案中，所述钳位补偿单元包括：第一电感和第一晶体管；
所述第一电感的第一端与所述电源控制单元连接，所述第一电感的第二端与所述第一晶体管连接；
所述第一晶体管的第一端与所述第一电感连接，所述第一晶体管的第二端与所述功率放大单元连接。
上述技术方案中，所述第一晶体管还包括：第三端；
所述第一晶体管的第三端与所述第一晶体管的第二端连接。
上述技术方案中，所述偏置单元，包括：第一电阻和第二电阻；
所述第一电阻的第一端接收第二偏置电压，所述第一电阻的第二端与所述第二电阻的第一端连接；
所述第二电阻的第一端连接所述钳位补偿单元，所述第二电阻的第二端连接所述功率放大单元。
上述技术方案中，所述功率放大单元，包括：n个功率放大子单元；其中，n为正整数；
第i个功率放大子单元包括：第i电阻和第i放大晶体管，其中，i为小于n的正整数；
所述第i电阻的第一端接收所述第i个功率放大子单元的偏置信号，所述第i电阻的第二端与所述第i放大晶体管的第二端连接；
所述第i放大晶体管的第一端与第i+1放大晶体管的第三端连接，所述第i放大晶体管的第三端与第i-1放大晶体管的第二端连接。
上述技术方案中，所述功率放大单元的第n个功率放大子单元包括：第n放大晶体管；
所述第n放大晶体管的第一端与所述电源控制单元连接，所述第n放大晶体管的第二端与所述偏置单元连接，所述第n放大晶体管的第三端与第n-1放大晶体管的第二端连接。
上述技术方案中，所述功率放大单元，还包括：n-1个偏置电容；
第i个偏置电容的第一端与所述第i放大晶体管的第三端连接，所述第i个偏置电容的第二端与所述第i+1放大晶体管的第二端连接；
所述偏置电容用于为放大晶体管之间提供匹配的射频阻抗。
本发明实施例所提供的射频功率放大电路，具有钳位补偿单元，在射频功率放大电路工作在第一工作模式下时，可以通过钳位补偿单元向功率放大单元提供第一信号，调整功率放大单元的偏置电压，使功率放大单元继续工作在饱和区内，与第一工作模式时功率放大单元工作在线性区相比，可以减少寄生电容的变化，从而减小输出信号相位的变化幅度，解决射频功率放大电路在由第二工作模式转变为第一工作模式后，输出信号的相位连续性差导致的输出信号质量差的问题，从而使输出信号的相位得到补偿，改善输出信号的质量。
附图说明
图1为本发明实施例提供的射频功率放大电路的基本组成结构设意图；
图2为本发明实施例提供的一射频功率放大电路的具体组成结构示意图；
图3为本发明实施例提供的一射频功率放大电路的具体组成结构示意图；
图4为本发明实施例提供的一射频功率放大电路的具体组成结构示意图；
图5为本发明实施例提供的一可变电容的具体组成结构示意图；
图6为本发明实施例提供的一射频功率放大电路的具体组成结构示意图；
图7为本发明实施例提供的放大晶体管的寄生电容随栅源电压变化的示意图；
图8为本发明实施例提供的射频功率放大电路的等效电路示意图；
图9为本发明实施例提供的放大晶体管的输出电导随晶体管工作区域变化示意图；
图10为本发明实施例提供的一射频功率放大电路的具体组成结构示意图；
图11为本发明实施例提供的射频功率放大电路的相位补偿效果示意图。
具体实施方式
本发明实施例提供了一种射频功率放大电路，在射频功率放大电路中增加了钳位补偿单元，可以在第一工作模式时，通过钳位补偿单元对偏置单元的第二偏置电压进行调整，使功率放大单元在第一工作模式时工作在饱和区。与在第一工作模式时功率放大单元工作在线性区相比，可以减小射频功率放大电路的寄生电容的变化，减小输出信号的相位差，至少可以使两个相邻时隙输出信号的相位差的绝对值小于或等于30度，满足宽带码分多址(Wideband Code Division Multiple Access，WCDMA)的指标要求，从而对不同工作模式下输出信号的相位进行补偿。
本发明实施例提供的射频功率放大电路的基本结构如图1所示，包括：电源控制单元11、钳位补偿单元12、偏置单元13和功率放大单元14。
所述电源控制单元11，用于向所述功率放大单元提供与所述射频功率放大电路的工作模式相匹配的工作电压；
所述钳位补偿单元12，与所述电源控制单元和所述偏置单元分别连接，用于在所述工作模式为第一工作模式时，基于所述工作电压，向所述偏置单元提供第一电信号；
所述偏置单元13，与所述钳位补偿单元和所述功率放大单元分别连接，用于在所述第一工作模式时，向所述功率放大单元提供基于所述第一电信号形成的第一偏置电压；
所述功率放大单元14，用于在所述第一工作模式时，基于所述第一偏置电压及所述工作电压，放大所述射频功率放大器的输入信号，输出相位得到补偿的输出信号。
所述射频功率放大器的工作模式可以根据射频功率放大器所输出的输出信号的功率进行划分，或者以每个通信时隙中对传输信息的功率需求进行划分。所述工作模式可包括：第一工作模式和第二工作模式。所述第一工作模式可以对应射频功率放大器以中功率或低功率信号进行输出，所述第二工作模式可以对应射频功率放大器以高功率信号进行输出。这里的高、中或低功率可为相对于基准功率而言的，例如，可将中功率设置为基准功率，高功率可以为功率高于基准功率的功率，低功率可以为功率低于基准功率的功率。所述基准功率可以根据射频功率放大电路的具体实施方式进行设置。所述第一工作模式还可以对应于高功率输出的时隙，所述第二工作模式可以对应于中或低功率输出的时隙。
在本实施例中所述射频功率放大电路，可以根据控制信号实现工作模式的切换。所述控制信号，可以为与所述射频模式相对应具有指示能力的信号，比如支持通用输入/输出(General Purpose Input Output，GPIO)接口和移动产业处理器接口(Mobile IndustryProcessor Interface，MIPI)的数字逻辑信号。逻辑高可以相对于参考电平设置为5V、1.2V、3.3V等电平值；逻辑低可为所述参考电平，或低于参考电平的电平值；所述参考电平可为0V，或者-1.2V等取值。所述逻辑高和逻辑低的具体取值，可以根据实际电路需要进行设置。
所述电源控制单元11，可以包括：外部电源以及直流转换直流源(DC-DC)。所述外部电源可以为直流基础电源，如锂电池和直流电源等。所述直流转换直流源可以为将直流基础电源电压转变为其他电压的直流变换装置。这里，直流转换直流源可以按照预设的脉冲宽度对直流基础电源电压进行转换，或者，直流转换直流源可以通过接受控制信号的方式对直流基础电源电压进行转换。
所述电源控制单元11的工作电压可包括：第一工作电压和第二工作电压。当所述工作模式为第一工作模式时，所述工作电压为第一工作电压；当所述工作模式为第二工作模式时，所述工作电压为第二工作电压。
所述电源控制单元11，可以向所述功率放大单元14提供与所述射频功率放大电路的工作模式相匹配的工作电压，可包括：当所述工作模式为第一工作模式时，向所述功率放大单元14提供第一工作电压；当所述工作模式为第二工作模式时，向所述功率放大单元14提供第二工作电压；其中，所述第一电压小于第二电压。例如，当射频功率放大电路工作在第一工作模式时，即工作在中或低功率时隙时，电源控制单元11向功率放大单元14提供第一工作电压，使功率放大单元14输出中或低功率的输出信号；当射频功率放大电路工作在第二工作模式时，即工作在高功率输出时隙时，电源控制单元11向功率放大单元14提供第二工作电压，使功率放大单元14输出高功率的输出信号。
所述钳位补偿单元12，与所述电源控制单元11和所述偏置单元13分别连接，用于在所述工作模式为第一工作模式时，基于所述工作电压，向所述偏置单元13提供第一电信号。这里的第一电信号可以为电流信号或电压信号。所述第一电信号可以形成所述功率放大单元14的第一偏置电压。
所述钳位补偿单元12，具体用于在所述工作模式为第一工作模式时，处于导通状态，向所述偏置单元13提供所述第一电信号；在所述工作模式为第二工作模式时，处于断开状态。具体如，当所述工作模式为第一工作模式时，所述电源控制单元11输出第一工作电压，所述钳位补偿单元12基于所述第一工作电压处于导通状态，向所述偏置单元13提供所述第一电信号；当所述工作模式为第二工作模式时，所述电源控制单元11输出第二工作电源，所述钳位补偿单元12基于所述第二工作电压，处于断开状态，不向所述偏置单元13提供电信号。
所述偏置单元13，与所述钳位补偿单元12和所述功率放大单元14分别连接，用于在所述第一工作模式时，向所述功率放大单元提供基于所述第一电信号形成的第一偏置电压。在所述第一工作模式时，所述钳位补偿单元12向所述偏置单元13提供第一电信号，所述偏置单元13接收所述第一电信号，并基于所述第一电信号，形成第一偏置电压。所述第一偏置电压，可以在工作模式由第二工作模式转变为第一工作模式之后，使功率放大单元14继续工作在饱和区，从而减少功率放大单元14的输出信号的相位不连续现象。
所述偏置单元13，还用于在所述工作模式为第二工作模式时，向所述功率放大单元14提供第二偏置电压。所述第二偏置电压可用于使所述功率放大单元14工作在饱和区。
所述功率放大单元14，用于在所述第一工作模式时，基于所述第一偏置电压及所述工作电压，放大所述射频功率放大器的输入信号，输出相位得到补偿的输出信号。在所述第一工作模式下，所述功率放大单元14接收所述电源控制单元11提供的第一工作电压，并接收所述偏置单元13提供的第一偏置电压；所述功率放大单元14在所述第一工作电压与第一偏置电压的共同作用下，可以将接收的输出信号放大后，输出功率为中或低功率的输出信号。所述功率放大单元14可以在工作电压改变的情况下，继续工作在饱和区，进而可以改善功率放大单元在射频功率放大电路的工作模式改变时，输出信号的相位连续性差的问题。
所述功率放大单元14，还用于在所述第二功率模式时，基于所述第二偏置电压及所述第二工作电压，放大所述射频功率放大器的输出信号，输出高功率的输出信号。当所述功率放大单元14工作在第二工作模式时，所述功率放大单元工作在饱和区，可以输出高功率的输出信号。
当所述射频功率放大电路不存在连接电源控制单元和偏置单元的钳位补偿单元时，所述功率放大电路在工作模式由高功率输出模式转换为中或低功率输出模式时，电源控制单元提供的工作电压会减小，偏置单元提供的偏置电压不变。功率放大单元会由于工作电压的减小而由饱和区进入到线性工作区。此时，功率放大单元的输出信号会出现相位不连续的现象，尤其在功率放大单元包括多个放大晶体管的情况下，输出信号的不连续性尤为突出。而输出信号的不连续会导致频谱再生现象，通信质量变差。
本发明实施例中为射频功率放大电路增加了连接电源控制单元和偏置单元的钳位补偿单元，在射频功率放大电路的工作模式由高功率模式转变为中或低功率模式时，即工作模式由第二工作模式转换为第一工作模式时，电源控制单元产生的工作电压减小，所述钳位补偿单元基于减小的工作电压处于导通状态，向偏置单元提供第一电信号，从而使偏置单元向功率放大单元提供的偏置电压改变，即偏置电压由第二工作模式下的第二偏置电压调整为第一偏置电压。功率放大单元在第一偏置电压的作用下，继续工作在饱和区，从而可以减小输出信号在功率放大单元由饱和区进入线性区时产生相位差，减少输出信号的失真，提高输出信号的信号质量。
进一步地，本发明实施例提供的射频功率放大电路还可包括电容补偿单元15，进一步减小由于工作模式改变引起的射频功率放大电路的输出信号的相位差。
所述电容补偿单元15，与所述功率放大单元14连接，用于接收所述输入信号，向所述输入信号提供与所述工作模式相匹配的容抗；在所述工作模式为第二工作模式时，基于所述容抗向所述功率放大单元14输出相位延迟的输入信号。
所述电容补偿单元15可以在第一工作模式时，向所述输入信号提供第一容抗；在第二工作模式时，向所述输出信号提供第二容抗；所述第一容抗小于所述第二容抗。所述射频功率放大电路在高功率输出模式的输出信号，相比与中或低功率输出模式的输出信号而言，相位会超前。因此，在高功率输出模式下，即在第二工作模式下，电容补偿单元15可以向输入信号提供第二容抗，对输入信号的相位进行延迟。功率放大单元14可以对相位延迟的输入信号进行放大，输出相位延迟的输出信号，从而减小输出信号的相位差。
本发明实施例还提供的射频功率放大电路的具体结构可如图2所示。
所述电源控制单元11，可包括电源控制器、第二电感L2和第四电容C4。
所述电源控制器可包括直流基础电源以及直流转换直流源DC-DC；所述电源控制器可以根据射频功率放大电路的工作模式，提供与所述工作模式相匹配的工作电压。
所述第二电感L2的第一端与所述电源控制器的连接，所述第二电感L2的第二端与所述功率放大单元14连接；所述第二电感L2用于滤除电源控制单元11与功率放大单元14连接路径中电信号的交流分量。
所述第四电容C4的第一端与所述电源控制器连接，所述第四电容C4的第二端接地。所述第四电容C4可以为去耦电容，用于滤除工作电压中的交流信号。
所述钳位补偿单元12，可包括：第一电感L1和第一晶体管D1。所述第一电感L1的第一端与所述电源控制单元连接，所述第一电感L1的第二端与所述第一晶体管D1连接；所述第一电感L1用于隔离工作电压VDD的射频摆幅对偏置单元的偏置电压影响。所述第一晶体管D1的第一端与所述第一电感L1连接，所述第一晶体管D1的第二端与所述偏置单元13连接。所述第一晶体管D1可以为二极管或三极管。
当所述第一晶体管D1为二极管时，所述第一晶体管D1的第一端可以为二极管的负极，所述第一晶体管D1的第二端可以为二极管的正极。
当所述第一晶体管D1为三极管时，所述射频功率放大电路的具体结构如图3所示。此时，所述第一晶体管D1还包括第三端，所述第一晶体管D1的第三端与所述第一晶体管D1的第二端连接。
所述偏置单元13，可包括：第一电阻R1和第二电阻R2；所述第一电阻R1的第一端接收第二偏置电压Vg，所述第一电阻R1的第二端与所述第二电阻R2的第一端连接；所述第二电阻R2的第一端连接所述钳位补偿单元，所述第二电阻R2的第二端连接所述功率放大单元。
所述功率放大单元14，可包括：n个功率放大子单元；其中，n为正整数；第i个功率放大子单元包括：第i电阻R(i+2)和第i放大晶体管Mi，其中，i为小于n的正整数。所述第i电阻R(i+2)的第一端接收所述第i个功率放大子单元的偏置信号，所述第i电阻R(i+2)的第二端与所述第i放大晶体管Mi的第二端连接；所述第i放大晶体管Mi的第一端与第i+1放大晶体管M(i+1)的第三端连接，所述第i放大晶体管Mi的第三端与第i-1放大晶体管M(i-1)的第二端连接。
所述功率放大单元的第n个功率放大子单元可包括：第n放大晶体管Mn；所述第n放大晶体管Mn的第一端与所述电源控制单元11连接，所述第n放大晶体管Mn的第二端与所述偏置单元13连接，所述第n放大晶体管Mn的第三端与第n-1放大晶体管M(n-1)的第二端连接。
所述功率放大单元14，还包括：n-1个偏置电容；第i个偏置电容Cgi的第一端与所述第i放大晶体管Mi的第三端连接，所述第i个偏置电容Cgi的第二端与所述第i+1放大晶体管M(i+1)的第二端连接；所述偏置电容用于为放大晶体管之间提供匹配的射频阻抗。
所述功率放大单元14，还包括：第五电容C5；所述第五电容C5为隔直电容，所述第五电容C5的第一端与所述第n放大晶体管Mn的第一端连接，所述第五电容C5的第二端输出射频功率放大电路的输出信号。所述第五电容C5用于滤除输出信号中的直流分量。
所述电容补偿单元15，可包括：第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3。所述第一电容C1的一端与所述功率放大单元14连接，所述第一电容C1的另一端与所述第二电容C2连接；所述第一电容C1可以为隔直电容，用于滤除输出信号中的直流分量。所述第二电容C2为可调电容，所述第二电容C2的一端与所述第一电容C1连接，所述第二电容C2的另一端接收所述输入信号；所述第三电容C3为可调电容，所述第三电容C3的一端与所述第一电容连接，所述第三电容C3的另一端接地。
需要说明的是，本发明实施例中的放大晶体管可以为金属-氧化物-半导体(metal-oxide-semiconductor，MOS)场效应管、异质结双极晶体管(Heterojunctionbipolar transistor，HBT)、双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT)等具有功率放大功能的电路元件。图2中以放大晶体管为MOS管为例。放大晶体管的第一端对应MOS管的漏极，放大晶体管的第二端对应MOS管的栅极，放大晶体管的第三端对应MOS管的源极。
当所述晶体管为HBT或BJT结构时，所述射频功率放大电路的电路结构如图4所示。
本发明实施例提供的可调电容的具体结构可以如图5所示。
所述可调电容，包括k个并联支路，其中，每个支路包括一个开关和一个电容，k为正整数；
所述开关，用于在所述工作模式为第一工作模式时，处于断开状态；在所述工作模式为第二工作模式时，处于闭合状态。当所述射频功率放大电路工作在第一工作模式时，所述可调电容中支路的开关可以处于断开状态；当工作模式转变为第二工作模式时，所述可调电容可以根据控制信号的指示，使支路中的开关处于闭合状态，可调电容的容抗变大，进而对输入信号的相位进行延迟。需要说明的是，所述可调电容可以根据控制信号使一个或多个支路中的开关处于闭合状态，处于开关闭合状态的支路越多，可调电容的容抗越大，输入信号的相位延迟效果越明显。
以所述射频功率放大电路的功率放大单元包括两个放大晶体管为例，对本发明实例提供的射频功率放大电路进行输出信号的相位补偿原理进行说明。
当所述射频功率放大电路不存在所述钳位补偿单元和电容补偿单元时，所述射频功率放大器的具体结构可以如图6所示。
电路分析可知，在高功率输出时隙，放大晶体管M1和放大晶体管M2均工作在饱和区，工作电压VDD可满足：VDD≥Vgs1-Vth1+Vgs2-Vth2；其中，Vgs1和Vgs2分别为M1和M2的栅源电压，Vth1和Vth2分别为M1和M2的阈值电压。在中低功率时隙，VDD降低，不能满足VDD≥Vgs2-Vth2，M2会进入线性区。此时，M2的输出信号在相位上会出现较大的相位差。
进一步地，以放大晶体管为CMOS为例，CMOS的栅源寄生电容Cgs和栅漏寄生电容Cgd随晶体管的工作区域的变化趋势如图7所示，其中，横轴为放大晶体管的栅源电压Vgs，纵轴为电容值。当CMOS处于截止区时，Cgs＝Cgd＝WCov；当CMOS处于饱和区时，Cgd＝WCov，Cgs＝(2/3)WLCox+WCov；当CMOS处于线性区时，Cgs＝Cgd＝(1/2)WLCox+WCov；其中，W为栅极宽度，L为栅极长度，Cox为单位面积栅极氧化层电容，Cov为栅极和漏极、或栅极和源极单位宽度交叠电容，Cov＝LCox。当M2工作在饱和区时，M2的栅漏寄生电容Cgd2较小，Cgd2＝WCov；M2的栅源寄生电容Cgs2较大，Cgs2＝(2/3)WLCox+WCov。当M2进入到线性区后，Cgd2＝Cgs2＝(1/2)WLCox+WCov。
图6中射频功率放大电路的简化等效电路如图8所示，由电路分析可以得到高功率输出时隙与中或低功率输出时隙的输出信号的相位差：Δphase＝-Δ∠(YS+YIN)+Δ∠Y21-Δ∠(YOUT+YL)；其中，YS为输入信号源的输出导纳，YIN为放大晶体管M1的输入导纳，Y21为射频功率放大电路的等效导纳，YOUT为射频功率放大电路的输出导纳，YL为射频功率放大电路的负载导纳。根据电路分析可知，-Δ∠(YS+YIN)正比于M1的输入电导的变化ΔYIN,RE，反比于M1的输入电纳的变化ΔYIN,IM，即相位差Δphase正比于M1的输入电导的变化ΔYIN,RE，反比于M1的输入电纳的变化ΔYIN,IM；Δ∠Y21正比于射频功率放大电路等效跨导的变化ΔGm，相位差Δphase正比于射频功率放大电路等效跨导的变化ΔGm；-Δ∠(YOUT+YL)正比于射频功率放大电路输出电导的变化ΔYOUT,RE，反比于射频功率放大电路电纳的变化ΔYOUT,IM，即相位差Δphase正比于射频功率放大电路输出电导的变化ΔYOUT,RE，反比于射频功率放大电路输出电纳的变化ΔYOUT,IM。射频功率放大电路输入电纳的变化ΔYOUT,IM正比于M1等效输入电容变化ΔCIN1；晶体管M1的等效输出电容CIN1＝Cgs1+Cgd1(1-AV1)，其中，AV1为晶体管M1的电压增益，M1等效输入电容的变化ΔCIN1的大小取决于M1的偏置状态。为了兼顾射频功率放大电路的工作效率和增益，通常M1工作在亚阈值区。所述亚阈值区可以为晶体管的栅极电压小于阈值电压，同时尚未出现导电沟道的一种工作状态。当M1工作在亚阈值区时，M1的等效输入电容的变化ΔCIN1会随着输入功率的增加而变小，即M1输入电纳ΔYIN,IM变小，会导致中或低功率输出时隙的输出信号的相位滞后于高功率时隙的输出信号。
进一步地，图9为放大晶体管的输出电导YOUT,RE随晶体管工作区域变化的曲线，其中，横轴为放大晶体管的漏源电压Vds，纵轴为放大晶体管的输出电导YOUT,RE。当射频功率放大电路由中或低功率输出时隙切换到高功率输出时隙时，放大晶体管M2由线性区进入饱和区，M2的输出电导的变化ΔYOUT2,RE增大。结合图7中输出电容Cgd随晶体管的工作区域的变化趋势，M2的输出电容的变化ΔCgd2增大，射频功率放大电路等效的输出电纳的变化ΔYOUT,IM增大，同样会导致中或低功率输出时隙输出信号的相位滞后于高功率输出时隙的输出信号。因此，射频功率放大电路的等效输入电容CIN、输出电容Cgd和输出电纳YOUT,RE随输出功率的变化为中或低功率输出时隙的输出信号与高功率输出时隙的输出信号产生相位差的主要原因。
当射频功率放大电路包括钳位补偿单元以及电容补偿单元的具体结构如图10所示。
所述钳位补偿单元12与所述电源控制单元11和所述偏置单元13分别连接，即在偏置单元13与和电源控制单元11之间串接二极管D1和电感L1，二极管D1的导通电压可以为Vth2，或者也可以根据实际需求进行调整。由电路分析可知，当所述射频功率放大电路工作在高功率输出时隙时，放大晶体管M2处在饱和区，工作电压VDD可以满足：VDD≥Vg-Vth2。此时，二级管D1反偏，处于截止状态。所述钳位补偿单元12不影响偏置单元的直流偏置电压Vg，电感L1可以隔离工作电压的射频摆幅对Vg的影响。当所述功率放大电路工作在中或低功率时隙时，VDD下降，M2由饱和区进入线性区，不能满足VDD≥Vg-Vth2的条件。此时，二极管D1正偏，处于导通状态，假设D1两端电压差为阈值电压Vth2，电阻R1的分压作用可以使M2的偏置电压从Vg变为Vg’，VDD＝Vg’-Vth2，使M2仍处于饱和区，从而缩小射频功率放大电路工作在线性区的工作电压范围，减小输出信号的相位差，对输出信号的相位进行补偿。
进一步地，当射频功率放大电路的输入端增加电容补偿单元时，可变电容C2和C3可以进一步提高相位补偿范围。射频功率放大电路工作在高功率输出时隙时，输出信号的相位相比与低功率输出时隙的相位要超前，因此，可以在高功率时隙调整C2和C3的容抗，使输入信号的相位延迟，进而功率放大单元14可以输出相位延迟的输出信号，对输出信号的相位起到相位补偿的作用。本发明实施例提供的功率放大电路对输出信号的相位补偿效果可如图11所示，其中，横轴可以为工作电压VDD，纵轴可以为输出信号的相位。图11中可以看到，在射频功率放大电路增加钳位补偿单元时，输出信号的相位差明显减小；当钳位补偿单元和电容补偿单元同时存在时，输出信号的相位差进一步减小。本发明实施例提供的射频功率放大电路可以有效地对输出信号的相位进行补偿，从而改善输出信号的信号质量。
本发明实施中提供的射频功率放大电路，可以针对第一工作模式下晶体管由于进入线性工作区导致的栅漏寄生电容变大引起的输出信号相位差的问题，对射频功率放大电路的相位进行补偿，进而减少输出信号的相位差，提高输出信号的信号质量。
需要说明的是，本发明实施例中的钳位补偿单元和电容补偿单元相对独立，在实际应用中，可以单独应用在射频功率放大电路中，也可以在射频功率放大电路中组合使用。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (11)

1.一种射频功率放大电路，其特征在于，所述射频功率放大电路，包括：电源控制单元、钳位补偿单元、偏置单元和功率放大单元；其中，
所述电源控制单元，用于向所述功率放大单元提供与所述射频功率放大电路的工作模式相匹配的工作电压；
所述钳位补偿单元，与所述电源控制单元和所述偏置单元分别连接，用于在所述工作模式为第一工作模式时，基于所述工作电压，向所述偏置单元提供第一电信号；
所述偏置单元，与所述钳位补偿单元和所述功率放大单元分别连接，用于在所述第一工作模式时，向所述功率放大单元提供基于所述第一电信号形成的第一偏置电压；
所述功率放大单元，用于在所述第一工作模式时，基于所述第一偏置电压及所述工作电压，放大所述射频功率放大器的输入信号，输出相位得到补偿的输出信号。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路还包括：电容补偿单元；
所述电容补偿单元，与所述功率放大单元连接，用于接收所述输入信号，向所述输入信号提供与所述工作模式相匹配的容抗；在所述工作模式为第二工作模式时，基于所述容抗向所述功率放大单元输出相位延迟的输入信号。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述电容补偿单元，包括：第一电容、第二电容和第三电容；
所述第一电容的一端与所述功率放大单元连接，所述第一电容的另一端与所述第二电容连接；
所述第二电容为可调电容，所述第二电容的一端与所述第一电容连接，所述第二电容的另一端接收所述输入信号；
所述第三电容为可调电容，所述第三电容的一端与所述第一电容连接，所述第三电容的另一端接地。
4.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，
所述可调电容，包括k个并联支路，其中，每个支路包括一个开关和一个电容，k为正整数；
所述开关，用于在所述工作模式为第一工作模式时，处于断开状态；在所述工作模式为第二工作模式时，处于闭合状态。
5.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，
所述钳位补偿单元，具体用于在所述工作模式为第一工作模式时，处于导通状态，向所述偏置单元提供所述第一电信号；在所述工作模式为第二工作模式时，处于断开状态。
6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述钳位补偿单元包括：第一电感和第一晶体管；
所述第一电感的第一端与所述电源控制单元连接，所述第一电感的第二端与所述第一晶体管连接；
所述第一晶体管的第一端与所述第一电感连接，所述第一晶体管的第二端与所述功率放大单元连接。
7.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述第一晶体管还包括：第三端；
所述第一晶体管的第三端与所述第一晶体管的第二端连接。
8.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述偏置单元，包括：第一电阻和第二电阻；
所述第一电阻的第一端接收第二偏置电压，所述第一电阻的第二端与所述第二电阻的第一端连接；
所述第二电阻的第一端连接所述钳位补偿单元，所述第二电阻的第二端连接所述功率放大单元。
9.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述功率放大单元，包括：n个功率放大子单元；其中，n为正整数；
第i个功率放大子单元包括：第i电阻和第i放大晶体管，其中，i为小于n的正整数；
所述第i电阻的第一端接收所述第i个功率放大子单元的偏置信号，所述第i电阻的第二端与所述第i放大晶体管的第二端连接；
所述第i放大晶体管的第一端与第i+1放大晶体管的第三端连接，所述第i放大晶体管的第三端与第i-1放大晶体管的第二端连接。
10.根据权利要求9所述的电路，其特征在于，所述功率放大单元的第n个功率放大子单元包括：第n放大晶体管；
所述第n放大晶体管的第一端与所述电源控制单元连接，所述第n放大晶体管的第二端与所述偏置单元连接，所述第n放大晶体管的第三端与第n-1放大晶体管的第二端连接。
11.根据权利要求9所述的电路，其特征在于，所述功率放大单元，还包括：n-1个偏置电容；
第i个偏置电容的第一端与所述第i放大晶体管的第三端连接，所述第i个偏置电容的第二端与所述第i+1放大晶体管的第二端连接；
所述偏置电容用于为放大晶体管之间提供匹配的射频阻抗。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110798155A (zh) * 2019-10-29 2020-02-14 电子科技大学 一种功率放大器am-pm失真校正电路及方法
CN114157252A (zh) * 2021-11-30 2022-03-08 深圳飞骧科技股份有限公司 一种功率放大电路及射频信号的处理方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102082550A (zh) * 2010-11-04 2011-06-01 华东师范大学 一种射频绝缘体上硅互补金属氧化物半导体低噪声放大器
US20120007679A1 (en) * 2004-06-23 2012-01-12 Burgener Mark L Integrated RF Front End with Stacked Transistor Switch
CN104821793A (zh) * 2014-02-04 2015-08-05 马维尔国际有限公司 信号放大器、电子装置及其形成方法
CN107078695A (zh) * 2014-09-15 2017-08-18 高通股份有限公司 可编程稳定网络
WO2018052817A1 (en) * 2016-09-16 2018-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Standby voltage condition for fast rf amplifier bias recovery

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120007679A1 (en) * 2004-06-23 2012-01-12 Burgener Mark L Integrated RF Front End with Stacked Transistor Switch
CN102082550A (zh) * 2010-11-04 2011-06-01 华东师范大学 一种射频绝缘体上硅互补金属氧化物半导体低噪声放大器
CN104821793A (zh) * 2014-02-04 2015-08-05 马维尔国际有限公司 信号放大器、电子装置及其形成方法
CN107078695A (zh) * 2014-09-15 2017-08-18 高通股份有限公司 可编程稳定网络
WO2018052817A1 (en) * 2016-09-16 2018-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Standby voltage condition for fast rf amplifier bias recovery

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
T. SOWLATI等: ""A 2.4-GHz 0.18-μm CMOS self-biased cascode power amplifier"", 《IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS》 *
WEN-AN TSOU等: ""A Design of 2.6 GHz Auto-Biasing Cascode Class-E PA with Vdd/AM and Vdd/PM Compensations in EER System"", 《2009 PACIFIC-ASIA CONFERENCE ON CIRCUITS, COMMUNICATIONS AND SYSTEMS》 *
刘斌 等: ""2.45 GHz 0.18 μm CMOS高线性功率放大器设计"", 《电子技术应用》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110798155A (zh) * 2019-10-29 2020-02-14 电子科技大学 一种功率放大器am-pm失真校正电路及方法
CN114157252A (zh) * 2021-11-30 2022-03-08 深圳飞骧科技股份有限公司 一种功率放大电路及射频信号的处理方法
WO2023097940A1 (zh) * 2021-11-30 2023-06-08 深圳飞骧科技股份有限公司 一种功率放大电路及射频信号的处理方法
CN114157252B (zh) * 2021-11-30 2023-11-28 深圳飞骧科技股份有限公司 一种功率放大电路及射频信号的处理方法

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