CN108540160A - 处理模块和相关联的方法 - Google Patents

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Abstract

一种被配置成实现由接收器装置从发射器装置接收的信号的处理的用于所述接收器装置的处理模块，所述信号包括划分成多个时间间隔块的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式，且其中以下中的一个：a)至少第一块从第一天线发射，且第二块从所述发射器装置的不同第二天线发射；b)至少第一块由第一天线接收，且第二块由所述接收器装置的不同第二天线接收；其中所述处理模块被配置成：基于限定所述第一和第二天线之间的所述信号的相位差和所述第一天线相对于所述第二天线的已知间隔的所述第一相位标记和所述第二相位标记，确定相对于所述接收器装置的所述信号的到达角度。

Description

处理模块和相关联的方法
技术领域
本发明涉及一种用于通信装置的处理模块和一种估计传播信道模型的方法。
背景技术
宽带射频(RF)应用已发展成熟，使其能够实现两个或两个以上无线装置之间的准确距离测量。这些测量是基于由对两个装置之间RF包的出发和到达时间的准确确定而导出的飞行时间(Time-of-Flight，ToF)计算。RF包以光速行进且因此计算得出的ToF允许确定装置之间的距离。此过程通常称为“测距”。测距的一个实际应用为“距离限界(DistanceBounding)”，由此使用ToF计算检验两个装置之间的距离是否小于预限定阈值，例如用于汽车被动无钥匙进入(PKE)系统和其它访问控制系统，以及用于非接触式电子支付系统。
接收装置能够使用来自发射装置的所接收包内的已知型式相对于发射装置导出信道估计。举例来说，在例如IEEE 802.15.4中限定的IR-UWB(脉冲无线电-超宽带)系统中，将包括重复同步符号和帧起始定界符(SFD)的前导码放置在有效负载段的前面。在IR-UWB接收器中，所接收包的前导码内的重复同步符号通常用于实现时间和频率同步且导出所接收包的信道估计。信道估计由多路径分量的到达时间的估计组成，第一到达多路径分量表示最短无线电路径且因此对于TOF计算很重要。
值得注意的是，因为同步符号在许多情况下用于导出接收装置内的信道估计，所以攻击装置仅需要了解同步符号型式和符号周期就可采取攻击，所述攻击影响信道估计过程且因此影响TOF计算。
发明内容
本发明提供一种用于接收器装置的处理模块、对应的接收器装置、用于发射器装置的处理模块、对应的发射器装置，以及相关联方法和计算机程序产品，如所附权利要求书中描述。
根据本发明的第一方面，我们提供一种被配置成实现由接收器装置从发射器装置接收的信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括划分成多个时间间隔块的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式，且其中以下中的一个：
a)至少第一块从第一天线发射，且第二块从所述发射器装置的不同第二天线发射；
b)至少第一块由第一天线接收，且第二块由所述接收器装置的不同第二天线接收；
其中所述处理模块被配置成：
基于所述信号的多个重复的预定同步符号，实现确定所述接收器装置的所述第一天线处接收或从所述发射器装置的第一天线发射的所述信号的载波的相位；
基于所述发射器装置和接收器装置两者已知的预定安全信息导出对应于所述信号的所述安全训练序列的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式；
执行来自所述第一天线的所述第一块和所述所导出的安全训练序列的第一部分之间的交叉相关以获得第一相位标记，所述第一相位标记限定相对于所述载波的所述所确定的相位的来自所述第一天线的所述信号的相位；
执行来自所述第二天线的所述第二块和所述所导出的安全训练序列的第二部分之间的交叉相关以获得第二相位标记，所述第二相位标记限定相对于所述载波的所述所确定的相位的来自所述第二天线的所述信号的相位；
基于限定所述第一和第二天线之间的所述信号的相位差和所述第一天线相对于所述第二天线的已知间隔的所述第一相位标记和所述第二相位标记，确定相对于所述接收器装置的所述信号的到达角度。
在一个或多个实例中，所述信号包括一个或多个帧，所述一个或多个帧包括数据发射单元，所述帧包括所述块。
在一个或多个实施例中，所述块由预定长度的保护间隔时间上间隔。
在一个或多个实施例中，所述接收器装置包括IR-UWB(脉冲无线电-超宽带)接收器装置。
在一个或多个实施例中，所述块在时间上连续发射(但可在时间上间隔)。
在一个或多个实施例中，第一和/或第二相位标记基于限定视线多路径分量的交叉相关的信道估计信息。
在一个或多个实施例中，信号的所述第一块仅由发射器装置的第一天线发射，且所述第一块之后的第二块仅由发射器装置的第二天线发射，且接收器装置在单一天线处接收所述第一块和所述第二块。
在一个或多个实施例中，所述第一块和所述第二块由相同天线发射，但由第一天线接收的第一块通过处理模块交叉相关，且由第二天线接收的第二块通过处理模块交叉相关。
在一个或多个实施例中，信号的所述第一块由发射器装置的第一天线发射，且所述第一块之后的第二块由发射器装置的第二天线发射，且所述第二块之后的第三块由发射器装置的第一天线发射，且所述第二块之后的第四块由发射器装置的第二天线发射；以及
所述接收器装置包括两个接收天线，所述处理模块被配置成从第一接收天线接收第一块和第三块中的一个，且从第一接收天线接收第二和第四块中的一个；以及
处理模块被配置成从第二接收天线接收第一块和第三块中的另一个，且从第二接收天线接收第二和第四块中的另一个。
在一个或多个实施例中，处理模块被配置成：
对于从第一接收天线接收的块，执行安全训练序列的部分和从发射器装置的所述第一和第二天线接收的块之间的交叉相关，且确定其间的相位差以使用发射器装置的第一天线相对于第二天线的已知间隔确定相对于所述接收器装置的信号的第一到达角度；以及
对于从第二接收天线接收的块，执行安全训练序列的部分和从发射器装置的所述第一和第二天线接收的块之间的交叉相关，且确定其间的相位差以使用发射器装置的第一天线相对于第二天线的已知间隔确定相对于所述接收器装置的信号的第二到达角度；
所述到达角度基于第一和第二到达角度中的一个、其平均值或其函数中的一个或多个。
根据本发明的第二方面，我们提供一种方法，包括
相对于由所述接收器装置从发射器装置接收的信号，所述信号包括划分成多个时间间隔块的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式，且其中以下中的一个：
a)至少第一块从第一天线发射，且第二块从发射器装置的第二天线发射；
b)至少第一块由第一天线接收，且第二块由接收器装置的第二天线接收；
其中所述处理模块被配置成：
基于所述信号的多个重复的预定同步符号，实现确定所述接收器装置的所述第一天线处接收或从所述发射器装置的第一天线发射的所述信号的载波的相位；
基于发射器装置和接收器装置两者已知的预定安全信息导出对应于信号的安全训练序列的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式；
执行来自所述第一天线的所述第一块和所述所导出的安全训练序列的第一部分之间的交叉相关以获得第一相位标记，所述第一相位标记限定相对于所述载波的所述所确定的相位的来自所述第一天线的所述信号的相位；
执行来自所述第二天线的所述第二块和所述所导出的安全训练序列的第二部分之间的交叉相关以获得第二相位标记，所述第二相位标记限定相对于所述载波的所述所确定的相位的来自所述第二天线的所述信号的相位；
基于限定第一和第二天线之间的信号的相位差和第一天线相对于第二天线的已知间隔的第一相位标记和第二相位标记，确定相对于接收器装置的信号的到达角度。
根据本发明的第三方面，我们提供一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置的处理模块，所述信号包括至少一个帧供发射器装置发射到接收器装置，处理模块被配置成实现将安全训练序列时分为块，每一块实现从发射器装置的多个天线中的仅一个发射，处理模块被配置成实现从所述多个天线的不同天线连续发射块，安全训练序列包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的符号的非重复序列，用于产生发射器装置和接收器装置之间商定的此符号序列。
根据本发明的第四方面，我们提供一种方法，包括：
实现通过将安全训练序列时分为块而产生包括供发射器装置发射到接收器装置的至少一个帧的信号，每一块实现从发射器装置的多个天线中的仅一个的发射，
实现从所述多个天线的不同天线发射连续块，所述安全训练序列包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的符号的非重复序列，用于产生发射器装置和接收器装置之间商定的此符号序列。
根据本发明的第五方面，我们提供一种系统，包括由根据第一方面的处理模块控制的至少一个接收器装置和由根据第三方面的处理模块控制的至少一个发射器装置。
在一个或多个实施例中，所述系统包括以下中的至少一个：
用于建筑物的访问控制系统；
用于汽车的被动无钥匙进入和/或启动系统；
非接触式支付终端；以及
自动取款机。
根据本发明的第六方面，我们提供一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置的处理模块，所述信号包括至少一个帧供发射器装置发射到接收器装置，所述处理模块被配置成实现调制输入位流以形成帧的至少一部分，所述处理模块被配置成；
实现输入位流的卷积编码，所述卷积编码实现针对输入位流的每一位产生第一代码位g0和第二代码位g1；
基于等式g0+g1 mod 2确定位置位；
基于第二代码位g1确定极性位；
基于映射确定BPPM-BPSK符号，所述BPPM-BPSK符号形成帧的所述至少一部分；
其中Es表示信号能量。
在一个或多个实施例中，卷积编码具有约束长度7。
在一个或多个实施例中，输入位流在卷积编码之前以里德.所罗门代码进行编码。
在一个或多个实施例中，输入位流表示帧的至少一部分。
在一个或多个实施例中，卷积编码限定如下：
用x(n)随后第一代码位g0(n)＝x(n)+x(n-2)+x(n-3)+x(n-5)+x(n-6)mod 2和第二代码位g1(n)＝x(n)+x(n-1)+x(n-2)+x(n-3)+x(n-6)mod 2表示用于编码的输入位流，其中x(n)包括时间n处输入位流的输入位，具有值0或1。
根据本发明的第七方面，我们提供一种被配置成实现信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括由所述接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧，所述处理模块被配置成：
实现信号中的BPPM-BPSK符号的识别，BPPM-BPSK符号选自(+√Es，0)、(-√Es，0)、(0，-√Es)和(0，√Es)，其中Es表示信号能量；
实现基于映射对每一BPPM-BPSK符号的解调以获得包括g0和g1的两个代码位；
实现基于基于卷积码对代码位的解码确定输出位流。
在一个或多个实施例中，卷积码具有约束长度7。
在一个或多个实施例中，处理模块进一步被配置成实现基于解码卷积码后解码里德.所罗门代码来确定输出位流。
在一个或多个实施例中，输出位流表示帧的至少一部分。
在一个或多个实施例中，卷积编码限定如下：
用x(n)随后第一代码位g0(n)＝x(n)+x(n-2)+x(n-3)+x(n-5)+x(n-6)mod 2和第二代码位g1(n)＝x(n)+x(n-1)+x(n-2)+x(n-3)+x(n-6)mod 2表示用于编码的输入位流，其中x(n)包括时间n处输入位流的输入位，具有值0或1。
根据本发明的第八方面，我们提供一种方法，包括
实现通过实现形成帧的至少一部分的输入位流的调制产生包括供发射器装置发射到接收器装置的至少一个帧的信号，所述方法包括；
实现输入位流的卷积编码，所述卷积编码实现针对输入位流的每一位产生第一代码位g0和第二代码位g1；
基于等式g0+g1mod 2确定位置位；
基于第二代码位g1确定极性位；
基于映射确定BPPM-BPSK符号，所述BPPM-BPSK符号形成所述信号；
其中Es表示信号能量。
根据本发明的第九方面，我们提供一种方法，包括
实现包括由接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧的信号的处理，所述方法包括：
实现信号中的BPPM-BPSK符号的识别，BPPM-BPSK符号选自(+√Es，0)、(-√Es，0)、(0，-√Es)和(0，√Es)，其中Es表示信号能量；
实现基于映射对每一BPPM-BPSK符号的解调以获得包括g0和g1的两个代码位；
实现基于基于卷积码对代码位的解码确定输出位流。
根据本发明的第十方面，我们提供一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置的处理模块，所述信号包括至少一个帧供所述发射器装置发射到接收器装置，所述处理模块被配置成实现调制输入位流以形成所述帧的至少一部分，所述处理模块被配置成；
实现输入位流的卷积编码，所述卷积编码实现针对所述输入位流的每一位产生第一代码位g0和第二代码位g1，其中，所述卷积编码使用k＝3和k＝7的卷积码实现；
将所述第一代码位g0编码为第一子符号，并且将所述第二代码位g1编码为第二子符号；并且
使用二进制相移键控(BPSK)调制所述第一子符号和所述第二子符号。
根据本发明的第十一方面，我们提供一种系统，包括由根据第七方面的处理模块控制的至少一个接收器装置和由根据第六方面或第十方面的处理模块控制的至少一个发射器装置。
在一个或多个实施例中，所述系统包括以下中的至少一个：
用于建筑物的访问控制系统；
用于汽车的被动无钥匙进入和/或启动系统；
非接触式支付终端；以及
自动取款机。
通信接收器装置包括以下中的至少一个：脉冲无线电超宽带(UWB)接收器装置；以及光/激光测距接收器装置。
本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。
附图说明
将参看图式仅借助于示例描述另外细节、方面和示例。在图式中，相似附图标记用于识别相似或功能上类似的元件。为简单和清晰起见，示出图中的元件，并且这些元件未必按比例绘制。
图1示出基于超宽带(UWB)的测距的当前标准帧格式，如IEEE 802.15.4-2015中所限定；
图2示出可包括发射器装置和接收器装置用于其间的通信的第一装置和第二装置的示例；
图3示出帧格式的示例实施例，例如UWB帧格式；
图4示出与图2的帧格式相比时间长度减小的示例缩减帧格式；
图5示出具有在其中交错的两个或两个以上导频符号的帧格式的一部分；
图6示出包含重复同步符号且用其参数标记的帧的同步字段；
图7示出三进制编码的同步符号的解扩展同步字段的示例表示；
图8示出二进制编码的同步符号的解扩展同步字段的示例表示；
图9示出比较二进制和三进制编码的同步符号的使用的示例信道的示例信道估计信息；
图10示出信号的示例自相关函数；
图11示出帧起始定界符符号和同步字段的同步符号之间的示例交叉相关；
图12示出类似于图11的帧起始定界符符号和同步字段的同步符号之间的示例交叉相关，其使用如IEEE标准中指定的同步符号和帧起始定界符符号；
图13示出针对第一峰值重复频率，例如从CSPRNG输出的示例非重复位系列及其到划分成段的扩展序列的映射；
图14示出针对第二峰值重复频率，例如从CSPRNG输出的示例非重复位系列及其到划分成段的扩展序列的映射；
图15示出扩展序列的段的示例调制；
图16示出用于从两个或四个天线发射或由两个或四个天线接收的第一和第二示例帧格式；
图17示出示例数据速率选择字段；
图18示出示例卷积编码器；
图19示出词错误率与Es/N0的曲线，其用以比较本文所提出的卷积编码和IEEE标准中所限定的编码的误差校正性能；
图20示出位/包错误率与Es/N0的曲线，其用以比较本文所提出的卷积编码和IEEE标准中所限定的编码的误差校正性能；
图21示出用于包含发射器装置和接收器装置之间传送的任意数据的物理层(PHY)服务数据单元(PSDU)的位的编码方案的示例图解描绘；
图22示出所提出的编码器的编码器/解码器格栅的蝴蝶区段；
图23示出示例QPSK调制灰度映射；
图24示出用于QPSK调制的示例半满正交调制器；
图25示出虚拟脉冲插入的示例；
图25A示出虚拟脉冲插入的示例方法；
图26示出示出虚拟脉冲插入的过程的示例框图；
图27示出根据IEEE标准的BPPM-BPSK符号的格式；
图28示出其中不应用位置调制(仅BPSK调制)的BPSK符号的示例格式；
图29示出示出包括标签的第一装置和包括锚定器的第二装置之间的测距的示例；
图30示出多个锚定器和多个标签之间的测距的示例示出；
图31示出划分成子符号的符号的示例配置；
图32示出具有两个天线的装置的俯视图；以及
图33示出图32的装置的侧视图。
具体实施方式
参考例如发射器装置和接收器装置等射频(RF)通信装置及其处理模块描述本文的示例。然而，预期示例不限于仅在RF通信装置内实施，且示例可适用于其中将需要确定ToA测量值的任何系统，且尤其适用于其中飞行时间(ToF)距离测量值为指定函数的任何系统，例如IR-UWB(脉冲无线电-超宽带)射频(RF)收发器、60GHz和更高频率处的脉冲雷达以及基于脉冲的光/激光测距收发器。因此，预期示例可在不同通信系统的范围内实施，包含(但不限于)RF通信系统和光学(例如光/激光)通信系统等。应用范围可从汽车被动无钥匙进入(PKE)系统和其它访问控制系统到(非接触式)电子支付系统，且具体地说涉及其中执行测距和距离限界的任何应用。
在IR-UWB RF系统中，可能需要使安全性和链路预算最大化，同时使电流消耗、等待时间和系统成本最小化。
IR-UWB物理层在IEEE标准协会，用于低速率无线个域网(WPAN)的IEEE标准，IEEE标准802.15.4TM-2015(下文中“IEEE标准”)中限定。所述标准中物理层的规格对于特定使用情况可具有缺点。然而，我们在本文中描述可提供针对一个或多个特定使用情况的一个或多个技术效应的物理层规范的多个方面。本文的方面中的一个或多个可提供针对特定使用情况的优于所述标准中公开的技术效应的技术效应。
相应地，本文中所描述的方面中的一个或多个描述为对IR-UWB物理层IEEE标准的改变或改进，且因此本文所使用的术语和概念可等效于IEEE标准中所限定的概念和所使用的术语。此外，IEEE标准的过程或限定可与本文所限定的特征组合。
在随后的段落中，我们描述帧格式限定(PHY)的不同方面。所述方面中的一个或多个可实施在用于被布置成以接收由发射器装置发射的信号的接收器装置的处理模块中。所述方面中的一个或多个可实施在用于被布置成以发射信号以供接收器装置接收的发射器装置的处理模块中。本发明为便于理解分成如下段落，且应了解，所述段落中所公开的特征可与其它段落的特征组合，确切地说因为其涉及相同的所提出的物理层限定。
图1中示出用于基于超宽带(UWB)的数据通信和测距的当前标准帧格式100，如IEEE 802.15.4-2015中所限定。
帧由可包含用于同步的至少一部分前导码101和用于所发射数据的有效负载102组成。前导码101进一步划分成包括多个同步符号(被称为“SYNC”)的部分，和帧起始定界符(被称为“SFD”)。所述多个同步符号可包含一个或多个同步符号的重复型式。前导码开始处的所述多个同步符号可使接收器装置能够与传入帧同步(例如就时间和/或频率而言)。SFD传信所述多个同步符号的结束。同步符号具有特殊性质以实现由接收器装置进行的容易的同步。同步符号可由接收器装置使用，用于进行信道脉冲响应(CIR)的估计。可通过同步符号的多个重复实现CIR的同步和/或估计。
有效负载102包括多个部分，其包括物理层(PHY)标头103(被称为“PHR”)和物理层(PHY)服务数据单元104(被称为“PSDU”)。物理层标头103可包括限定帧性质的信息，例如帧的一个或多个部分的数据速率或PSDU 104的长度。PSDU可包含待在发射器装置和接收器装置之间交换的任意信息。
出于测距的目的，IEEE标准建议使用从前导码101到PHY标头103的转变作为时间标记，即到达时间估计值所基于的标记。
尽管此帧格式可实现用于测距应用的接收器装置的有效硬件实施方案，但其也可能容易遭受来自想要缩短测得的距离的对手的若干漏洞。这在UWB帧格式用于安全距离限界的情况下可能成问题，此时特定阈值以下的距离实现例如类似于开门的特定特权。
在一个或多个情形中，上文描述的IEEE标准限定的帧格式不能较好地适于短帧和/或以安全方式对CIR的跟踪。
在一个或多个情形或使用情况中，上文提及的IEEE标准的帧格式限定可具有以下缺点中的一个或多个。
●前导码注入漏洞：在IEEE标准中，基于前导码101产生信道估计值，且IEEE标准未指定用于检验信道估计值的方法。系统的安全性可能受损，因为攻击者可执行可能减小测得的距离的前导码注入攻击，如Marcin Poturalski、Manuel Flury、PanosPapadimitratos、Jean-Pierre Hubaux和Jean-Yves Le Boudec，“利用IEEE 802.15.4a的距离限界：关于无线通信的IEEE事务中的攻击和对策(Distance Bounding with IEEE802.15.4a：Attacks and Countermeasures.In IEEE Transactions on WirelessCommunications)”中描述，年份：2011，卷：10，版本：4。
●早期检测、迟延提交(EDLC)漏洞：IEEE标准指定使用突发位置调制(BPM)和已知加扰序列。然而，突发位置调制以及(在特定程度上)突发内已知加扰序列的使用可向攻击者提供高可用信噪比(SNR)来较早地检测符号的极性且因此执行EDLC攻击。
●IEEE标准提供对于非相干接收器的支持：IEEE标准指定前导码和SFD的三进制译码，以及允许仅使用BPM信息的接收的标头/有效负载译码方案。对于其中接收器为相干类型的实施方案，帧设计中对于非相干接收器的此支持可导致链路预算和/或帧效率的损失(帧的长度、媒介交换消息所用的时间)。
●IEEE标准提供对于长信道的支持：对于1μs和4μs前导码长度，标准分别支持300m和1200m的长度的无线电信道。对于不需要此长信道的实施方案，帧可利用无线电信道长度上的更严格界限而更高效地设计。此外，更严格界限可防止特定类型的距离减小攻击。相应地，对于一些使用情况，可能存在就安全性和链路预算而言的缺点。
●IEEE标准仅提供调节每帧相位的链路预算的粗略粒度：前导码中的同步前导码(同步符号的型式)的数目以及有效负载数据速率无法以精细步阶调节。
●IEEE标准对于短帧就前向误差校正(FEC)而言可能是次佳的：虽然有效负载数据的长度可从0缩放到127八位元组，但始终添加48个校验位。这尤其对于短有效负载来说可能不是有效的，且可通过使用不同译码方案来改进。
●符号设计：当使用符合FCC/ETSI/ARIB频谱掩码的脉冲时(如ETSI EN 302065-1(V2.1.1)(11-2016)：“使用超宽带技术(UWB)的短程装置(SRD)；涵盖指令2014/53/EU的条款3.2的基本要求的标准；第1部分：针对一般UWB应用的要求”中指定)，499.2MHz的峰值脉冲重复频率(PRF)可导致由IR-UWB发射器的RF功率放大器使用的峰值功率的～2dB增加，这可能是由相长脉冲间干扰产生。这将导致额外电流消耗。此外，如IEEE标准中限定的突发加扰序列可导致如FCC/ETSI测得的不必要的高峰值功率。此外，使用突发的二进制脉冲位置调制(BPPM)为攻击者产生安装EDLC攻击的机会，尤其是考虑所限定的FEC方案。最后，使用低数据速率下的长突发可导致IR-UWB发射器的RF功率放大器需要大能量储存电容，借此增加系统成本。
●长的非任选标头：因为标头具有固定长度且始终使用110或850kbit/s发射，所以其将占据至少20μs的通话时间，这对于短帧可能是不合需要的，从而导致过多电池消耗和短帧增益的减少(归因于例如上文所提及的ETSI规范等规定，短帧中能量的总量必须低于特定值)。
●IEEE标准需要严格晶体容差：参考频率容差指定为±20ppm，其可意味着在实践中必须使用足够准确且因此可能昂贵的晶体。
●IEEE标准并不实现多个天线的使用：现有PHY限定中没有标准化发射器装置处多个天线的使用(功能限定)的规定。
如上文提到，下文描述的帧格式限定的不同方面可适合于安全测距应用，以及(具体地说，但不排除其它)适合于汽车被动无钥匙进入(PKE)应用。在这些应用中，应识别和最终定位可能接近汽车的一个或多个挂扣(发射器/接收器装置)。可利用低频(LF)谱来实现被称为LF-PKE的系统中的这些任务。在此类系统中，挂扣的定位可基于具有不同天线定向的所接收信号强度指示符(RSSI)的后续测量值。
除所提出的帧格式之外，下文的段落中的一个或多个还提出适于安全测距(例如汽车PKE应用)的UWB安全测距协议。所提出的协议可克服与LF-PKE系统相关联的以下缺点中的零个、一个或多个。
·LF-PKE中的定位可基于容易受所谓的中继攻击的RSSI测量值。
·举例来说，就汽车来说，大且昂贵的铜线圈可用作天线。可需要近似1A的大量电流流动持续几十毫秒以积聚所需LF场。
·当前被动无钥匙进入(PKE)协议需要大约70ms来识别哪些挂扣在附近，且执行定位。
图2示出第一装置201和第二装置202。每一装置201、202可被配置成经由信道203将信令发射到另一装置(且因此可视为发射器装置)或接收来自另一装置的信令(且因此可视为接收器装置)。每一装置201、202包含一个或多个天线204、205。每一装置201、202包含处理模块206、207，其被配置成实现由装置201、202发射的信令的至少一部分的产生，和/或被配置成实现由装置201、202接收的信令的至少一部分的处理。应了解，在一些示例中，可提供单独的处理模块206、207用于产生信令和处理信令。
全帧格式的限定
图3示出帧格式300的示例实施例。所述帧格式包含前导码301，其包括多个同步符号305(被称为“SYNC”)以及限定帧起始定界符306(被称为“SFD”)的一个或多个符号。所述多个同步符号可包含接收器装置201、202和发射器装置201、202已知的一个或多个同步符号的重复型式。前导码开始处的所述多个同步符号可使接收器装置能够与传入帧300同步。帧起始定界符306可包括指定同步符号305的结束的符号的已知型式。
帧格式300可包含一个或多个保护间隔307A、307B、307C(其可缺少所发射符号)，以提供对于归因于多路径传播的干扰的抵抗性。
帧格式可包含安全训练序列(STS)308。STS 308是非可重复序列，例如由加密安全伪随机数生成器(CSPRNG)产生。STS 308可能是发射器装置和接收器装置两者已知的或由其(但不由攻击者)导出。在一个或多个示例中，STS参考或“种子”需要由发射装置和接收装置两者已知。种子可随后施加于相应CSPRNG使得可由用于产生帧300的发射器装置和由用于处理帧300的接收器装置独立地产生相同STS。所述STS可充分长以避免猜测攻击且提供良好的自相关性质。在一个或多个示例中，为避免猜测攻击，可能重要的是具有从其形成STS的极大序列集合。
相应地，在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现产生帧以供由发射器装置发射到接收器装置的用于发射器装置的处理模块，所述帧具有第一安全训练序列，所述第一安全训练序列包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的非重复符号序列，所述商定参考用于产生发射器装置和接收器装置之间商定的此符号序列，所述安全训练序列使用预定同步符号的重复型式实现信道脉冲响应估计和/或检验由接收器装置确定的信道脉冲响应估计值。
基于可基于某一标准限定的同步符号的信道估计值可被认为是不安全的。然而，使用发射器装置和接收器装置之间安全地已知的安全训练序列确定或检验信道估计值可实现安全的信道脉冲响应确定。
在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括由接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧，所述处理模块被配置成：
基于预定安全信息导出帧的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式；
识别包含由发射器装置提供的安全训练序列的帧的至少一区段；以及
执行帧中的安全训练序列的至少一部分与帧的所导出的安全训练序列之间的交叉相关以确定信道估计信息和/或检验基于包括已知同步符号的重复型式的帧的同步区段的至少一部分与已知同步符号中的一个或多个之间的交叉相关的执行确定的信道估计信息。
在一个或多个示例中，处理模块可使用此方法获得信道估计信息以识别信号的视线多路径分量，且基于所述视线分量确定在其处测量用于确定信号的到达角度的信号相位的标记，如将在下文更详细地描述。
因此，帧的第一安全训练序列的至少一部分与由发射器提供的安全训练序列之间的预定相关的确定可指示安全信道估计信息的确定，所述安全信道估计信息包括帧从信号在发射器装置和接收器装置之间传播所经由的信道的多个路径的到达时间。处理模块可被配置成使用安全信道估计信息用于测距。大体来说使用信道估计值用于测距的过程将是本领域的技术人员熟悉的。
在一个或多个示例中，安全训练序列包括符号的非可重复序列，所述符号的非可重复序列可由加密安全伪随机数生成器(CSPRNG)基于包括种子值的预定安全信息产生。
在一个或多个示例中，信道估计值的确定可包含识别交叉相关的第一抽头，所述第一抽头具有量值高于预定CIR阈值的对应抽头值。举例来说，信道估计值内的第一抽头可指示视线路径，其可用于距离限界。
在一个或多个示例中，帧包括在时间上与STS 308间隔的第二STS 310。第二STS310可实现基于第一STS 308对信道估计信息的检验。
有效负载区段311之后任选第二STS的提供可在有效负载区段311的物理层(PHY)标头312(被称为“PHR”)中传信。有效负载区段311可进一步包含物理层(PHY)服务数据单元313(被称为“PSDU”)，以包含发射器装置和接收器装置201、202之间传送的任意数据。类似于IEEE标准中的等效部分，物理层标头312可包括限定帧性质的信息，例如帧的一个或多个部分的数据速率或PSDU 313的长度。
在一个或多个示例中，发射器装置的处理模块被配置成实现帧的产生，所述帧包括发射器装置和接收器装置两者已知的同步符号的参考型式，用于供由帧的符号调制的载波频率和包括在其处提供帧的符号的频率的符号频率中的一个或多个的同步。在一个或多个示例中，接收器装置的处理模块被配置成实现通过帧的参考型式和预定参考型式之间的交叉相关对帧的处理。
在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现具有数据速率选择(DRS)字段314的帧的产生的发射器装置的处理模块。DRS字段的性质将在后续段落中描述。
在一个或多个示例中，DRS字段314使用自适应译码方案自适应地译码。自适应译码方案的使用可使开销最小化，同时与IEEE方案相比提供更大灵活性。
如果那些区段中限定的帧的参数是发射器装置和接收器装置201、202的处理模块206、207已知的，那么可省略DRS 314和PHR 312。在一个或多个示例中，如果没有任意数据需要发射，那么可省略PSDU区段313。
在一个或多个示例中，处理模块实现用安全训练序列的一个或多个符号调制发射器装置的任意数据流。在一个或多个示例中，处理模块实现包含以安全训练序列的一个或多个符号调制的任意数据的来自发射器装置的所接收帧的区段的处理，接收器被配置成基于预定安全信息导出帧的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式且使用所导出的安全训练序列解调任意数据。
IEEE标准实现基于线性反馈移位寄存器技术(LFSR)对PHR 312和PSDU 313中的一个或多个的扩展。在一个或多个示例中，发射器装置201、202的处理模块可实现基于第三安全训练序列对物理层标头312和PSDU的任意数据中的一个或多个进行扩展，所述第三安全训练序列包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的符号的非重复序列，所述商定参考用于产生发射器装置和接收器装置201、202之间商定的此符号序列。第三STS可基于来自与第一STS相同的加密安全伪随机数生成器(CSPRNG)的输出。
缩减帧格式的限定
图4中示出缩减帧格式。对应的附图标记已经用于类似部分。缩减帧格式可不含SYNC部分305、SFD 306和DRS 314中的一个或多个。因此，如果不需要同步(例如，如果已经由先前帧提供)，那么可省略前导码中的SYNC和SFD字段305、306。
在一个或多个示例中，我们提供一种发射器装置，其具有被配置成实现产生帧以供发射到接收器装置的处理模块，其中基于由先前所发送帧提供的发射器装置和接收器装置之间的同步，处理模块被配置成实现无同步符号的参考型式但具有包括符号的不同非可重复序列的安全训练序列的后续帧的产生。
缩减格式的STS 308可实现获取，包括帧的检测、定时同步、频率偏移估计、信道脉冲响应估计(例如，信道可能与先前帧交换相比发生改变)中的一个或多个。对于测距，可必须再次进行安全飞行时间(ToF)计算。
发射器的处理模块产生缩减帧格式帧以及接收器的处理模块处理此帧可需要紧密频率和±0.5Tsym内的装置之间的定时对准。其中Tsym限定前导码符号周期，包括先前发送帧的前导码301的符号的周期。
导频-符号插入
为允许信道脉冲响应(例如用于移动信道)的跟踪，PSDU 313可与导频符号501、502、503中的两个或两个以上交错，如图5所示。
导频符号501、502、503可经考虑以将PSDU 313分为多个PSDU段504、505。PSDU 313中的导频符号的存在可在PHR字段312中指示。在一个或多个示例中，发射器装置和接收器装置的处理模块具有预定信息以确定导频符号的位置。然而，在一个或多个示例中，其位置可在PHR字段312中指示。在一个或多个示例中，导频符号基于与PSDU 313的其余部分相同的调制方案调制，但始终使用具有预限定调制的符号。预限定调制可特定针对所采用的任何调制方案，例如BPSK、BPPM-BPSK和QPSK。相应地，导频符号可能不需要解调。在一个或多个示例中，导频符号基于例如从CSPRNG导出的非重复型式而散布(就时间和/或频率而言)在PSDU 313的符号之间。每一导频符号自身不能提供最佳自相关性质，且在一个或多个示例中，第二信道估计信息可基于这些导频符号中的若干导频符号的平均值。
相应地，在基于上文描述的同步符号和/或安全训练序列确定信道脉冲响应信息之后，接收器装置的处理模块可被配置成实现包含导频符号的所接收帧、限定就时间而言多个导频符号的帧中的位置的预定导频符号型式以及一个或多个已知导频符号的部分之间的交叉相关；以及基于所述交叉相关确定第二信道脉冲响应信息。在一个或多个示例中，处理模块可用第二信道脉冲响应信息更新其信道脉冲响应的记录，或组合信道脉冲响应信息和第二信道脉冲响应信息。导频符号可具有发射器装置的处理模块和接收器装置的处理模块两者已知的预定型式，或可基于安全训练序列，所述安全训练序列包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的符号的非重复序列，所述商定参考用于产生发射器装置和接收器装置之间商定的此符号序列。
在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括由接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧，所述处理模块被配置成：
基于限定就时间而言多个导频符号的帧中的位置的预定导频符号型式，识别存在于所接收信号内的帧中的所述多个导频符号；
基于所识别的多个导频符号中的两个或两个以上的平均值，实现信道估计信息的确定。
因此，在一个或多个示例中，导频符号的使用可实现至少针对缺少包括用于导出信道估计信息的已知型式的多个连续符号的块的帧跟踪信道估计值。
相应地，所述设备可实现基于同步符号305的块和/或安全训练序列308、310确定第一信道估计信息，且接着随后实现确定基于第一信道估计信息的信道估计信息和基于所识别的多个导频符号中的两个或两个以上的平均值的信道估计信息。
在一个或多个示例中，预定导频符号型式是基于例如由加密安全伪随机数生成器(CSPRNG)基于种子值产生的符号的非可重复序列，所述种子值或序列先前在发射器装置和接收器装置之间商定。
同步符号(SYNC)
同步符号SYNC 305的IEEE标准块包括连续发射的特定数目的同步符号。使用从IEEE标准中限定的一组可用序列获得的特定三进制扩展序列构造单一同步符号。在发射器装置发射SYNC 305期间，同步符号并不改变。相应地，接收器装置被配置成使同步符号的不变的重复型式交叉相关。这允许接收器检索定时信息，估计载波和符号频率偏移且任选地获得信道估计值。包含以其参数标记的重复同步符号的SYNC字段305示出于图6中。
图6更详细地示出SYNC字段305，包括第一同步符号601、包括第一同步符号601的重复符号的第二同步符号602，所述符号持续重复直至SYNC字段305的结束处同步符号的总数Nsync603为止。符号持续时间TPSYM也示出于图6中。Nsync和TPSYM可以是用于UWB帧的设计的重要参数。具体地说，符号持续时间可限制所估计信道的长度，因为个别同步符号的长度确定相关器的长度。当信道长度大于Tpsym时，CIR的部分将在相关器结果中折回，即不同多路径分量将在相同相关器仓处结束且可因此不可区分。符号持续时间可影响所允许的晶体容差。前导码符号的数目Nsync603可确定信道估计值的SNR和因此测距精确度。此外，获取性能取决于同步字段305的总体持续时间，即Nx TPSYM。
在IEEE标准中，对于一个或多个应用，前导码符号数目的范围对于最佳帧的构造来说粒度太粗，尤其是对于短帧长度。因此，我们公开前导码符号数目的以下范围：
NSYNC＝1.5k*16*2l 其中k∈{0，1}以及l∈{0，1，2，3，4，5，6，7} (Eq 1)
此外，我们提供情况k＝1以及l＝7的特殊处理，其中NSYNC设定成4096而不是3072，如等式Eq 1表明。
在一些情形中可考虑IEEE标准中存在使前导码符号持续时间与信道长度匹配的极小灵活性。仅提供NxTPSYM的两个值，包括1μs和4μs。因此，此分别产生300m和1200m的信道长度。对于一个或多个应用，所关注的预期信道长度可明显较短。帧可以对无线电信道长度的更严格界限来更高效地设计。此外，更严格界限可防止特定类型的距离减小攻击。较短前导码符号(即，较短TPSYM)的另一优点是对参考时钟的频率变化的改进的容差。因此，我们公开以下近似前导码符号持续时间：
TPSYM＝{0.25μs，0.5μs，1μs}
符号持续时间取决于扩展序列的长度和峰值脉冲重复频率两者，峰值脉冲重复频率在当前示例中可设定成124.8MHz。为达到TPSYM的指定值，我们提出长度-31、长度-63和长度-127序列的额外集合。
可替换的是，可使用标准中指定的三进制序列，但不存在具有指定的长度63的序列。因此，0.5μs的符号持续时间在使用IEEE标准(三进制)序列时是不可能的。
在一个或多个示例中，我们提出包括使用二进制符号代替三进制符号的序列的同步符号。二进制符号的使用是为了克服三进制序列中的零符号所导致的发射能量的损耗。此可产生给定符号速率的较高均值-PRF(脉冲重复频率)，以及因此与使用三进制序列时的情况相比具有较高SNR的信道估计值。
同步序列的新集合经选择用于实现良好的交叉相关和自相关性质。符合IEEE标准的序列在表1、表2中列出且用前导码-ID 1-24参考。二进制序列的新集合在表3、表4、表5中列出且用前导码-ID 25-54参考。因此，在一个或多个示例中，用于发射器的处理模块可被配置成从表3、4和5选择同步符号中的一个，且实现产生包含所述选定同步符号重复Nsync次以形成帧的同步字段的帧。
表1：长度-31三进制前导码代码(任选)
表2：长度-127三进制前导码代码
表3：长度-31二进制前导码代码(任选)
表4：长度-63二进制前导码代码(任选)
表5：长度-127二进制前导码代码
表3、4和5中列出的二进制序列经配置使得相同序列的重复型式的自相关函数是脉冲式的，但在所有异相分量为零的意义上不完美。然而，因为所得误差遍及整个自相关序列为恒定的(所述序列经配置使得其自相关序列具有异相分量中的略微偏移)，所以所得解扩展误差可容易地校正。
在图7和图8中，示出针对三进制序列700和二进制序列800两者以前导码代码解扩展之后UWB-帧300的所接收样本。x轴示出所接收样本的指标，且y轴示出所接收信号和同步符号中的相应一个之间的交叉相关。每一急剧脉冲标记经解扩展的同步符号。比较两张图的这些脉冲的高度，大致存在使用二进制序列时的3dB SNR改进。如此，由接收器的处理模块使用sync字段305中的所提出的二进制同步符号确定的交叉相关函数具有比使用IEEE标准的三进制序列同步符号大的SNR 305，从而使同步和信道估计更可靠。
在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括由接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧，所述处理模块被配置成：
对包括帧的同步字段的所接收帧的至少一部分执行交叉相关，所述同步字段包括多个重复的预定同步符号，所述交叉相关是以处理模块已知的预定同步符号中的一个执行以获得其交叉相关函数；
实现基于将误差移除函数应用于交叉相关函数确定经校正的交叉相关函数，所述误差移除函数被配置成移除归因于形成同步符号的二进制代码序列的非零异相自相关分量和发射器装置处执行的上采样的恒定周期的周期性偏移效应，或所述误差移除函数被配置成当不在发射器装置处执行上取样时基于所述交叉相关函数的平均值移除针对交叉相关函数的偏移；以及
基于经校正的交叉相关函数实现以下中的一个或多个的确定：
a)与由发射器装置使用的载波频率相比的载波频率偏移的估计值；
b)信道脉冲响应的估计值；
c)检测有效信号的存在。
在一个或多个示例中，重复的预定同步符号经二进制译码。在一个或多个示例中，重复的预定同步符号提供非零异相自相关分量。
在一个或多个示例中，(噪声较少)自相关结果提供用于减去异相分量的相关结果的模板。此误差移除可迭代地进行，从最大交叉相关结果开始。迭代过程可工作如下：搜索最大交叉相关结果。使用自相关函数可估计对交叉相关函数的其它交叉相关结果引起哪一异相干扰。此估计值从交叉相关函数减去。随后，可搜索第2大交叉相关结果，等等。
在一个或多个示例中，重复的预定同步符号包括以上表3、4和5中叙述的符号中的一个。
图9示出基于与包括三进制序列的同步符号和包括二进制序列的同步符号相关实现信道脉冲响应估计值。图9在x轴上示出交叉相关或时间指标，且在y轴上示出给定信道实现的交叉相关结果的示例。图9示出由于使用IEEE三进制序列而产生的交叉相关(解扩展误差)901，和由于使用上文限定的具有和不具有误差移除函数的二进制序列而产生的交叉相关(解扩展误差)902。
在发射器装置处，过取样过程可用于从同步符号序列产生UWB波形的帧。过取样产生二进制序列的周期性非完美自相关性质，且借此发生自相关函数中的周期性误差。此周期性误差由误差移除函数补偿。
因此，在一个或多个示例中，误差移除函数是基于由发射器装置施加的已知上取样因子，其可以是预定的。
对于误差移除函数，必须获得同步符号的二进制代码所导致的误差的估计值。如果发射器装置不执行过取样，那么二进制序列的使用所导致的误差是接收器装置的处理模块可见的，作为同步符号的解扩展期间获得的交叉相关函数的恒定偏移。如果发射器装置执行过取样，那么接收器装置的处理模块可见的偏移针对每一上取样相位不同，但基于上取样因子为周期性的。
在一个或多个示例中，在发射器装置不执行上取样的情况下，误差校正函数可基于可从其减去的所获得的交叉相关函数的均值的估计。在一个或多个示例中，在发射器装置执行上取样的情况下，确定每一上取样相位的均值的估计，上取样相位的数目可以是接收器装置的处理模块基于预定信息已知的，误差校正函数基于可归因于误差的周期性针对每一上取样相位单独地施加到交叉相关函数的每一上取样相位的均值。
图10示出由发射信道203以二进制代码序列同步符号削弱的所接收信号的示例交叉相关函数1000，且其中发射器装置已实现上取样。产生信道估计值的信号的部分示出为区段1001，且缺少所要信号的时域中信号的部分示出为区段1002。区段1002主要仅包含可能影响信道估计信息的确定的周期性误差。嵌图1003示出曲线的放大部分。在一个或多个示例中，处理模块被配置成基于最小能量量度确定交叉相关函数的缺少信道估计信息的部分。
在此示例中，施加到由发射器装置发射的信号的上取样因子为四。相应地，可识别四个重复偏移值1004、1005、1006和1007。交叉相关函数以某一速率取样使得连续重复偏移值的抽头指标具有等于上取样因子的间隔。交叉相关函数的取样速率可基于帧或先前帧中所包含的指定发射器装置施加的上取样的信息。相对于IEEE标准的SHR部分指定的因子德耳塔-L可满足此目的。
相应地，第一偏移值1004具有抽头指标162(和周期性抽头162+/-N.UPS，其中UPS＝上取样因子且N＝标引值)的值-3.299。第二偏移值1005具有抽头指标163(和周期性抽头163+/-N.UPS，其中UPS＝上取样因子且N＝标引值)的值0.2258。第三偏移值1006具有抽头指标164(和周期性抽头164+/-N.UPS，其中UPS＝上取样因子且N＝标引值)的值4.173。第四偏移值1007具有抽头指标165(和周期性抽头165+/-N.UPS，其中UPS＝上取样因子且N＝标引值)的值-1.315。
误差校正函数的确定可如下，且因此接收器装置的处理模块可被配置成执行以下方法：
交叉相关函数可视为所接收信号y[n]之间的环形交叉相关信号R_xy[n]，n∈(0，N-1)，且通过对SYNC字段305解扩展获得所述一个或多个同步符号序列x[n]。
考虑过取样因子K，R_xy[n]以不同下取样相位k＝0，1，...K-1下取样多次，从而获得K个序列R_xy_k[m]，m∈(0，N/K-1)
对于每一下取样分量R_xy_k[m]，可施加针对均值的新颖估计过程，这自动拒绝将所要信号1001包含在均值中。
平方信号R_xy_k2[m]和移动平均滤波器h[m]＝1/L(具有长度L＜N/K)的环形卷积EN_k[m]获得为交叉相关信号中的能量的量度。
此外，信号R_xy_k[m]和相同滤波器h[m]的环形卷积DC_k[m]获得为交叉相关信号中的均值的量度。
我们搜索关于EN_k[m]的全局最小值的指标m_s且在此指标处读出DC_k[m]以获得电流相位的误差信号err_k的估计值。此估计值主要使用来自噪声信号1002的样本且不会被所要信号1001削弱。
m_s＝argmin{EN_k[m]}
err_k＝DC_k[m_s]
此过程针对每一下取样相位k∈(0，K-1)进行。周期性误差信号Err[n]由向量[err_1，err_2，...，err_k]的M＝N/K重复组成。
为了完成误差校正，从R_xy[n]减去Err[n]。
帧起始定界符(SFD)
在IEEE标准中，SFD 306的所述一个或多个符号序列经三进制译码。三进制译码的使用出于本领域的技术人员将显而易见的原因而便于非相干发射器/接收器装置。在一个或多个示例中，对于相干接收器装置，三进制译码的使用可能不是必需的，且可能在实践中针对相同符号功率导致能量的3dB损耗。3dB损耗是由于符号的一半为0所导致(例如，短8符号IEEE标准SFD看起来是这样的：[0+0-+00-]。)
接收器的处理模块206、207处的SFD检测过程仅可在检测到信号(例如前导码的同步符号)之后执行，且因此其目的是区分同步(SYNC)305的先前部分与实际SFD 306。相应地，在一个或多个示例中，可能有利的是SFD具有与sync字段305的同步符号的低交叉相关。
根据本发明的一方面，我们提供一种被配置成实现信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括由接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧，所述至少一个帧包括用于提供处理模块和发射器装置之间的同步的多个重复的预定同步符号，以及在所述同步符号之后的限定同步符号的结束的一个或多个帧起始符号，所述处理模块被配置成：
执行交叉相关以获得关于以下的交叉相关函数
i)所接收帧的至少一部分；与
ii)用于调制所述一个或多个帧起始符号而非所述同步符号的预定调制序列；以及
基于交叉相关函数从与同步符号的负交叉相关到与包含帧起始符号的所接收帧部分的较大交叉相关的增加(高于阈值的增加)确定所述一个或多个帧起始符号的起始位置。
提供以与同步符号负交叉相关的特定调制序列调制的帧起始符号可实现所述一个或多个帧起始符号的起始的改进的检测。包括数据发射单元的帧部分的有效识别可归因于识别与帧起始符号的相关和与同步符号的负交叉相关的峰值之间相关值的较大距离而实现。
在一个或多个实施例中，接收器装置包括IR-UWB(脉冲无线电-超宽带)接收器。在一个或多个实施例中，帧起始符号经二进制编码。在一个或多个实施例中，帧起始符号包括经二进制调制的同步符号。
在一个或多个示例中，重复的预定同步符号包括以上表3、4和5中叙述的符号中的一个。
在一个或多个示例中，处理模块被配置成依据交叉相关识别峰值相关结果1103，且基于相对于峰值相关结果的预定偏移而识别帧中所述一个或多个帧起始符号的起始和/或结束的时间位置1102。存在用以识别本领域的技术人员可能已知的数据集内的峰值的大量算法。
在一个或多个示例中，限定同步符号的结束的所述一个或多个帧起始符号包括多个(Nsym)同步符号，其由二进制相移键控基于选自以下表中的序列中的一个或多个的调制序列进行调制，其中Nsym包括SFD中存在的重复同步符号的数目：
这些“调制序列”指示个别Nsym 4、8、16、32等同步符号如何使用BPSK调制而调制，例如ID 0指代序列长度4：-1-1+1-1。因此，SFD 306由分别乘以-1-1+1-1的4个同步符号组成。
IEEE标准限定达64个同步符号的长度的SFD字段。对于低数据速率(例如106kBit/s)，以较快符号速率(例如，1Msym/s)调制的此SFD要可靠地检测具有挑战性。因此，在一个或多个示例中，提供128个符号的SFD字段。
提供二进制编码的SFD符号(二进制调制序列具有与同步符号的负交叉相关)可能是有利的。具体地说，具有此交叉相关性质的符号增加SFD字段305的符号和SYNC字段305的符号之间的距离(即，减小“假锁”的概率)。
具有表3、4或5的同步符号继之以SFD字段的符号的经二进制调制的SFD符号序列中的一个的交叉相关的示例可见于图11中。x轴示出帧中的序列符号指标位置，且y轴示出交叉相关的量值。在区1100中，存在与同步符号的负交叉相关。由此，可确定同步字段在此区中。在区1101中存在增加的相关，其可包括交叉相关的量值的向上步阶改变。相应地，1102处从区1100到区1101的增加可限定重复同步符号的结束和帧起始符号的起始。峰值1103限定可指定SFD字段的检测的相关的主峰值。此点可用作用于锁扣装置和钥匙装置之间的测距的协议中的标记，如下文所描述。区1104可表示自相关旁波瓣，如本领域的技术人员将了解。
图12中，给定与具有两倍的符号数目的IEEE SFD的比较。与图11的对应附图标记已经提供用于对应的区，但以12xx开始。可以看出，主要自相关抽头/峰值1203中的能量仍相同于图11中使用的较短二进制SFD。SFD和同步符号之间的交叉相关区1200在使用IEEE标准的SYNC和SFD符号时为零。区1201中示出的帧的SFD符号和SYNC符号之间的交叉相关在零附近变化。在存在噪声的情况下，区1200和1201中的相关结果可能与峰值1203混淆，且因此可使点1202更难确定。然而，与图11相比，区1100和1101中的负相关可使峰值1103在噪声的情况下更容易识别，且因此可自其确定1102的位置。
因此，本文中所提供的二进制SFD符号给出较大距离(就SYNC和SFD字段之间的交叉相关值之间的量值差而言)，其可使得有可能在较低电力电平下区分SYNC 305和SFD306。噪声可减小同步字段和SFD字段之间的点处相关结果之间的距离，且因此，所建议的符号可改进噪声弹性。
安全训练序列(STS)
STS可由一个非可重复CSPRNG产生的序列组成。在可缩减重新配置最小值的一个或多个示例中，STS可包括STS段长度的整数倍。
如先前所提到，STS 308不含重复符号，且其中为了清晰起见我们将把STS的部分称为“段”。
在一个或多个示例中，安全训练序列包括符号的非重复型式，符号的型式分组为段且每一段包括相同预定数目的符号，其中接收器装置的处理模块被配置成基于检测到包括具有等于段的长度的信令的不存在的保护间隔来识别安全训练序列的起始和/或结束。
我们公开三个不同段长度Ncps_sts∈{128，256，512}可能的，其中仅512为强制性。Ncps_sts限定每段码片的数目。每段脉冲的数目Npps_sts取决于均值脉冲重复频率PRF。我们公开使用两个不同均值PRF：62.4MHz，Npps_sts∈{16，32，64}和124.8MHz，Npps_sts∈{32，64，128}。我们公开安全训练序列的发射期间的峰值PRF相同于SHR字段301期间的峰值PRF(在124.8MHz→上取样因子δL＝4施加在发射器装置处。对于每一段，需要由CSPRNG产生Nbps_sts∈{32，64，128}位。对于均值PRF＝124.8MHz，每一位限定一个脉冲的极性。
我们公开从位到极性的映射使用以下函数进行：pol(n)＝1-2×bit(n)。在一个或多个示例中，发射器装置的处理模块可被配置成基于所述映射和例如来自发射器装置的CSPRNG的位的非可重复序列产生信令。在一个或多个示例中，接收器装置的处理模块可被配置成基于所述映射和例如来自接收器装置的CSPRNG的所接收信号的位的非可重复序列处理从发射器装置接收的信号。
图13示出对于此情况用于CSPRNG输出1301到STS段扩展1302的映射的示例。对于PRF＝124.8MHz和Npps_sts＝32示出CSPRNG到STS段扩展。示出非重复STS符号的第一段1303和第二段1304。
我们提出对于均值PRF＝62.4MHz，CSPRNG输出分裂成两个位半字节1405。每两个位半字节1405对应于一个脉冲的位置(第一位)和极性(第二位)。图14中示出示例，图14类似于图13示出CSPRNG输出1401到STS段扩展1402以及第一段1403和第二段1404的映射。在图14中，对于PRF＝62.4MHz和Npps_sts＝16示出CSPRNG到STS段扩展。
除上文描述的扩展外，段1304、1305、1404、1405还可经二进制相移键控(BPSK)调制。
图15示出用于以PRF＝124.8MHz发射1505的安全训练序列的经调制段1503、1504的示例。相应地，发射器装置的处理模块可被配置成将包括非可重复n位流的CSPRNG的输出的扩展pol(n)＝1-2×bit(n)且任选地额外以每段为基础调制经扩展的位。调制可包括BPSK使得在第一调制状态1507(段1503上方示出)中维持经扩展位1502的极性，且在第二调制状态1508(段1504上方示出)中经扩展位1502的极性反转。
在一个或多个示例中，被配置成实现信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括由接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧，所述处理模块被配置成：
基于所接收帧，实现每段BPSK调制的安全训练序列的解调继之以基于扩展函数pol(n)＝1-2×bit(n)的解扩展以恢复安全训练序列的位n，所述处理模块被配置成实现经恢复的安全训练序列与接收器装置的已知安全训练序列的交叉相关。
在一个或多个示例中，我们不提供上文描述的BPSK调制之上的额外编码。在缩减帧格式的情况下，调制将仅在有效负载311之后在STS 310上使用，以允许接收器导出信道估计信息和DRS字段314之前的STS 308中的码片准确定时。
STS 308调制可通过以下两个公式描述：
PRF＝62.4MHz：
PRF＝124.8MHz：
其中m(k)是段k的经调制位，且s是CSPRNG产生的位序列。
经调制位的最大数目等于段数目Nsts。如果使用少于Nsts，那么剩余段可用‘0’调制。
用于到达角度估计的天线切换STS
参看图2，可基于安全训练序列的解调区段之间的所估计载波相位差作出到达角度估计，所述安全训练序列；
a)在发射器装置202处从至少两个单独且间隔的天线205、206发射，且在接收器装置201处由至少一个天线204接收；或
b)在发射器装置201处从单一天线204发射，且在接收器装置202处由至少两个单独且间隔的天线205、206接收。
因此，取决于上文(a)和(b)中陈述的示例实施例，装置201、202可充当接收器装置或发射器装置。
参看图16，示出两个示例帧，包括第一帧1601和第二帧1602。第一帧1601包含划分成时间分离块1603、1604的安全训练，且所述安全训练对于第二示例帧1602划分成时间分离块1605、1606、1607和1608。块1603-1608通过包括安全训练序列的不存在的保护间隔1609分隔开，所述保护间隔可包括其中无信号发射的周期。
第一帧1601可在具有发射器装置/接收器装置任一个处的两个天线的系统中使用。第二帧1602可在具有发射器装置/接收器装置任一个处的四个天线的系统中使用。
在第一示例中，我们考虑具有两个天线205、208的发射器装置202和具有一个天线204的接收器装置201。因此，发射器处的处理模块207可实现例如从CSPRNG产生安全训练序列。安全训练序列随后划分成块1603 1604，且处理模块实现从交替天线205 206发射块。因此，指定为STS_A 1603的安全训练序列的块实现从第一天线205发射，第二天线208不发射，且指定为STS_B 1604的安全训练序列的块实现从第一天线205发射，第一天线205不发射。
相应地，在一个或多个示例中，用于发射器装置的处理模块被配置成实现信号的产生，所述信号包括至少一个帧供发射器装置发射到接收器装置，处理模块被配置成实现将安全训练序列时分为块，每一块实现从发射器装置的多个天线中的仅一个发射，处理模块被配置成实现从所述多个天线的不同天线连续发射块，安全训练序列包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的符号的非重复序列，所述商定参考用于产生发射器装置和接收器装置之间商定的此符号序列。
在一个或多个示例中，块通过保护间隔而时间上间隔。
在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现由接收器装置从发射器装置接收的信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括划分成多个时间间隔块的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式，且其中以下中的一个：
a)至少第一块从第一天线发射，且第二块从发射器装置的第二天线发射；
b)至少第一块由第一天线接收，且第二块由接收器装置的第二天线接收；
其中处理模块被配置成：
基于信号的多个重复的预定同步符号，实现确定接收器装置的第一天线处接收或从发射器装置的第一天线发射的信号的载波的相位；
基于发射器装置和接收器装置两者已知的预定安全信息导出对应于信号的安全训练序列的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式；
执行来自第一天线的第一块和所导出的安全训练序列的第一部分之间的交叉相关以获得第一相位标记，所述第一相位标记限定相对于载波的所确定的相位的来自第一天线的信号的相位；
执行来自第二天线的第二块和所导出的安全训练序列的第二部分之间的交叉相关以获得第二相位标记，所述第二相位标记限定相对于载波的所确定的相位的来自第二天线的信号的相位；
基于限定第一和第二天线之间的信号的相位差和第一天线相对于第二天线的已知间隔的第一相位标记和第二相位标记，确定相对于接收器装置的信号的到达角度。
在一个或多个示例中，基于限定视线多路径分量的交叉相关的信道估计信息导出第一和/或第二相位标记。
因此，同步符号和/或安全训练序列可用于提供发射器装置和接收器装置的特定天线对之间的同步。同步可实现确定信号相对于本振频率参考的载波频率偏移和/或信号相对于本振频率参考的相位偏移。接收器装置的处理模块期望第二块由特定不同天线发射或接收。因为第二天线具有与第一天线不同的物理位置且提供到天线的信令由发射器的相同处理模块提供且因此相对于发射器处的相同本振频率参考，所以可确定相位差。来自一个天线的安全训练序列部分相比于来自另一天线的安全训练序列部分之间的载波的相位差可用于基于载波的频率和天线的已知位置确定到达角度。
对于时间交错的AoA测量，STS可划分成分别提供到单独2或4个天线的2个(STS_A、STS_B)或4个流(STS_A、STS_B、STS_C、STS_D)。天线间隔可在发射器装置或接收器装置侧提供。因此，单一天线可发射由两个天线接收的时间间隔STS块，或两个天线可发射由单一天线接收的STS的时间间隔分离部分。对于四个流，可存在发射器处的两个天线和接收器处的两个天线。发射器被配置成发射来自第一天线的四个块中的两个，和来自另一天线的四个块中的另外两个。来自每一发射天线的块随后在每一接收器天线处被接收，且可遵循类似过程。
在一个或多个示例中，为了时间交错，将STS划分成个块，其中每一块为段长。段在上文的安全训练序列段落中限定。在一个或多个示例中，对于2个天线流，最小值dsts＝1且对于4个流dsts＝2。
在一个或多个示例中，仅这些最小交错选项是强制性的。所有其它块尺寸(向下到仅1段)可以是任选的。在一个或多个示例中，时间间隔块通过长度为一个段的保护间隔分隔开，其中所述段可包括预定长度。
在一个或多个示例中，安全训练序列可划分成二、三、四、五个或任何多个时间间隔块，且每一块可被配置成由对应数目的天线发射或接收。相应地，可导出不同对或群组的天线之间的相位差，且所述相位差可因此指示信号到那些对或群组的天线的到达角度。所述多个天线的子集可沿着不同轴线布置以确定信号的到达方向。
图32限定与无线电帧中的对应安全训练序列相关联的第一和第二天线A和B3201、3202的水平面中的示例相对位置。参考装置的既定(初级)辐射方向限定位置。
图33限定沿着与无线电帧中的对应安全训练序列相关联的天线C和D 3301、3302的垂直轴的示例相对位置。参考装置的既定(初级)辐射方向限定位置。
应了解，安全训练序列块的相位标记之间的相位差可指示一个信号需要从/向第一和第二天线行进的额外距离。可基于三角学、信号的频率和天线的已知物理配置确定到达角度的确定。本领域的技术人员将熟悉此类计算。
数据速率选择(DRS)
与IEEE标准相比，我们公开用于帧300的DRS字段314中的更灵活且更稳健的数据速率选择的手段。图17中示出DRS字段314的示例形式。数据速率选择是基于自适应符号长度的N中k编码。每一符号以与有效负载311相同的方式扩展，且以减小的符号周期长度进行BPSK调制。如果二进制脉冲位置调制和二进制相移键控(BPPM-BPSK)用于有效负载，那么位置位始终设定成0且仅使用极性信息。第一DRS区段314的第一kdrs个符号1701对应于最慢的所支持符号速率(例如，122kSym/s或4096个码片/符号)。接下来kdrs个符号1702以两倍的符号速率(例如，244kSym/s)等调制。此继续直至以最高符号速率(124.8MSym/s)调制的最后kdrs个符号1703。符号速率可选自符号速率的预定集合。仅一个kdrs符号数据速率段必须设定成‘1’。在图17中，示出DRS字段314。其由若干符号速率选择器元件1701、1702、1703组成。除一个外的所有要素以符号“0”调制。为指示在DRS字段之后使用哪一符号速率，对应的符号速率选择器元件1701、1702、1703以符号“1”调制。DRS字段中首先出现的以符号“1”调制的段1701、1702、1703可限定什么数据速率用于有效负载311。DRS字段314可在其结束处包含预定终止型式1704。
默认地，最大符号周期可包括max(Tsym)＝4096码片和重复因子kdrs＝4。在默认情况中，DRS可占据32768个码片或65μs。此模式支持从122kSym/s一直到124.8Msym/s的符号-速率的动态选择。为实现快速符号速率的使用情况的较少开销，最小可选符号周期可限定为4和4096个码片之间2的任何幂。
此外，重复因子kars可改变为值1、2或4。例如对于max(Tsym)＝512(975kSym/s)和kars＝2，DRS字段为2048个码片或4μs长。
包标头(PHR)
在一个或多个示例中，包标头312仅经由k＝7卷积码编码。可在PSDU 313再次从全零状态开始之前添加六个拖尾位用于终止。因此，用于PSDU 313的卷积编码的初始起始数据将为零符号。图18中示出示例编码器1800，延迟元件1801-1806接收待在输入1807处编码的数据且可初始地包含所有二进制零(限定全零状态)。
在一个或多个示例中，接收器装置处或发射器装置处的处理模块可实现产生具有PHR的以下3个不同变型中的一个的帧：
1)无PHR
标头312不是帧300的一部分。PSDU 313因此直接跟在DRS字段314之后。
2)短PHR
下表中示出短PHR的形式，其中；
a.帧长度：指定PSDU 313中经解码字节的数目。
b.dsub：子符号划分。一个符号划分成个子符号
c.RS：限定里德.所罗门编码的使用，其中0-PSDU 313中不使用里德.所罗门；1-PSDU 313中使用里德.所罗门。
d.rsts：限定安全训练序列的段长度。
e.ksts：STS长度指定符在个STS段周期中给定。对于ksts＝0，在PSDU之后不发送STS字段。例如对于rsts＝1和ksts＝3，STS为16384个码片长。
3)延伸的PHR(任选)
下表中示出任选延伸的PHR的形式；
包含延伸帧长度指定符和额外导频间隔指定符。
a.pr：连续导频符号的数目以因子给定。
b.ps：导频间隔以个符号给定。ps＝0不插入导频音调。
PDSU 311中导频符号的提供可在PHR 312中限定。pr＝1，ps＝2的示例在下表中给出，其根据导频符号插入参数pr和ps表示PDSU的一部分。
内部编码(卷积)
在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置的处理模块，所述信号包括至少一个帧供由发射器装置发射到接收器装置，所述处理模块被配置成：实现以卷积编码对物理层标头和PSDU中的一个或多个的编码，所述物理层标头限定一个或多个帧性质，例如帧的一个或多个部分的数据速率或PSDU的长度。PSDU可包含待在发射器装置和接收器装置之间交换的任意信息。
与IEEE标准中限定的相比，可使用具有约束长度K为7的卷积码。在优选实施例中，使用生成多项式G＝(133，171)。此记法是编码器中使用的输出的八进制表示以产生每输入位2个代码位。
图18中，示出编码器1800的图解示出。
在此示例中，在编码PHR之后，编码器1800通过将6个尾位附加到PHR 312的位(等于卷积编码器1800的延迟元件的数目)而配置到全零状态。因此，在一个或多个示例中，PHR和PDSU的卷积编码通过提供尾位而分成两个独立的经卷积编码的区段，一个用于PHR且一个用于PDSU。
编码器的格栅的终止实现PHR 312和PSDU 313的独立解码。PHR 312和PSDU字段313的独立解码意味着由于格栅终止，接收器装置的处理模块处的维特比解码器可在PHR经解码之后复位，且来自PHR的解码器状态无需保留用于PSDU的恰当解码。
IEEE标准并不指定如下操作：编码器强制到全零状态，使得PHR和PSDU的独立解码仅可以PHR的较差解码性能为代价完成。所提出的卷积码7(与IEEE标准中的K＝3相对)的较大约束长度提供比IEEE标准中使用的保护更强的保护，其中规定具有约束长度K＝3卷积码的长度19的单误差校正双误差检测(SECDED)块代码的串接。此串接方案可循序或作为联合译码方案解码。在循序方案中，首先卷积码由维特比解码器继之以SECDED解码器解码。由于编码器中PHR之后缺乏借助于尾位的终止，所以维特比解码器的解码深度延迟了SECDED译码位对于SECDED解码器的可用性。在联合译码方案中，同时利用卷积码和SECDED代码的性质，从而以具有状态复杂性256的解码器为代价产生最佳解码性能。在一个或多个示例中，处理模块被配置成使用K＝7卷积码，这需要具有状态复杂性64的解码器。
作为一示例，使用IEEE标准方案和上文描述的方案两者的13位PHR(如IEEE标准中所使用)的保护在图19中论证。图19示出词错误率与Es/N0。Es/N0是SNR的量度。Es表示符号能量，N0表示噪声的谱密度，且因此Es/N0是信噪比的量度。曲线1901示出包括具有K＝3和HD SECED的循序维特比的IEEE标准方案。曲线1902示出本文所提出的包括K＝7的仅维特比的方案。曲线1903示出联合维特比和SECED的IEEE标准方案。专有PHR保护具有与符合最高级标准的PHR解码器类似的保护等级，而其复杂性仅为1/4。此外，与标准方案的循序解码相比，实现超过1.5dB的SNR增益。
PSDU以相同K＝7卷积码保护。以PHR位的结束处6个尾位对编码器的终止确保PSDU开始处的编码器在全零状态中开始。在PSDU的结束处，编码器可再次以6个尾位终止到全零状态。
图20中示出就IEEE卷积码2001和专有卷积码2002之间的位误差率(BER)而言的性能差异。还示出就包/误帧率(PER)而言的性能，其中曲线2003示出所提出的方案。曲线2004示出具有任选外部编码(里德.所罗门)的所提出的方案，且曲线2005示出IEEE标准方案。
外部编码(块)
与IEEE标准相比，我们提出使用任选里德.所罗门(RS)外部代码。对于小有效负载(例如20字节)，上文描述的K＝7卷积码提供足够的误差校正保护。任选RS译码器的使用可在PHR 312中传信。在一个或多个示例中，所使用的RS代码可如IEEE标准中限定，即具有GF(26)上的参数[63，55，9]的RS代码。当PSDU大小超出55个“6位”符号(即330个位或41.25字节)时，循序发送若干码字。
图21示出PSDU 313的编码方案的图解描绘的示例。输入位流2101可任选地以2102处示出的里德.所罗门译码来编码。里德.所罗门译码的参数可包括[k+8，k，9]。因此，各自由6个位组成的K个符号由里德.所罗门编码器编码。里德.所罗门编码器将8个奇偶校验符号相加(再次每6个位)。总共编码器提供k+8个符号的码字。每一对不同码字将在限定代码的距离的至少9个符号位置中不同。相应地，[k+8，k，9]将代码的参数表示为[n，k，d]：n是码字的长度，k是每码字的信息或有效负载符号数目，且d是2个不同码字之间的最小距离。流随后以图18中示出的卷积编码器1800编码。代码位g0(n)和g1(n)在2103处以BPPM-BPSK、BPSK或QPSK调制中的一个调制。从代码位到调制符号的映射在后续段落中论述。
调制
在卷积编码之后，用于发射器的处理模块可实现经译码位的调制。处理模块可使用以下三个调制方法中的一个：
●BPPM-BPSK
●BPSK
●QPSK
相应地，我们提供一种被配置成实现由接收器装置从发射器装置接收的信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述处理模块被配置成：
任选地使用以下调制方法中的一个解调信号
○BPPM-BPSK
○BPSK
○QPSK
执行卷积解码。
可执行从卷积编码器2102的输出处的经译码位到调制器2103的输出处提供的调制符号的映射使得信道203上的欧几里得距离为高，例如高于阈值，或最大化。
现将依次描述三个调制方案。
BPPM-BPSK
利用BPPM-BPSK调制，上文描述的卷积编码提供两个代码位g0和g1用于调制为一个BPPM-BPSK符号。在此示例中，一个代码位确定BPSK符号的位置，且第二代码位确定BPSK符号的相位。
可通过以下操作实现优选映射：使用等效于符号构造等式中使用的的(g0+g1)mod 2，作为位置位且g1作为极性位。利用此映射，可使代码序列之间的欧几里得距离最大化。
下表基于输入位流的每一位的卷积编码示出代码位g0和g1。基于代码位，表示出位置位和极性位的确定。基于位置位和极性位，表示出到包括脉冲突发的BPPM-BPSK符号的映射，所述突发脉冲使用所限定的量值和极性的(二进制)位置和(二进制)相位进行调制，其中Es包括BPPM-BPSK符号的信号能量。
在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置的处理模块，所述信号包括至少一个帧供由发射器装置发射到接收器装置，处理模块被配置成实现形成帧的至少一部分的输入位流的调制，处理模块被配置成；
实现输入位流的卷积编码，所述卷积编码实现针对输入位流的每一位产生第一代码位g0和第二代码位g1；
基于等式g0+g1 mod 2确定位置位；
基于第二代码位g1确定极性位；
基于映射确定BPPM-BPSK符号；
在一个或多个示例中，卷积编码具有约束长度7。
在一个或多个示例中，输入位流在卷积编码之前以里德-所罗门代码进行编码。
在一个或多个示例中，输入位流表示帧的至少一部分。在一个或多个示例中，输入位流表示待在发射器装置和接收器装置之间交换的任意数据。
在一个或多个示例中，卷积编码限定如下：
用x(n)随后第一代码位g0(n)＝x(n)+x(n-2)+x(n-3)+x(n-5)+x(n-6)mod 2和第二代码位g1(n)＝x(n)+x(n-1)+x(n-2)+x(n-3)+x(n-6)mod 2表示用于编码的输入位流。x(n)是时间n处输入位流的输入位，具有值0或1。
在一个或多个示例中，我们提供一种被配置成实现信号的处理的用于接收器装置的处理模块，所述信号包括由接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧，所述处理模块被配置成：
实现信号中的BPPM-BPSK符号的识别，BPPM-BPSK符号选自(+√Es，0)、(-√Es，0)、(0，-√Es)和(0，√Es)；
实现基于映射对每一BPPM-BPSK符号的解调以获得包括g0和g1的两个代码位；
实现基于基于卷积码对代码位的解码确定输出位流。
在一个或多个示例中，卷积码具有约束长度7。
在一个或多个示例中，处理模块进一步被配置成实现基于解码卷积码后解码里德.所罗门代码来确定输出位流。
在一个或多个示例中，输出位流表示帧的至少一部分。在一个或多个示例中，输出位流表示待在发射器装置和接收器装置之间交换的任意数据。
在一个或多个示例中，代码位g0+g1可用于限定突发的位置和极性的代码位g0。
此映射可基于代码的对应编码格栅视为最佳的。应了解，编码器格栅是图形表示，其以箭头指示依据当前编码器状态和输入位的值可达到哪一编码器状态。沿着箭头可放置指定输入位的值以及对应代码位g0和g1的值的标签。
对于示例K＝7编码器，存在64个状态，且对于每一状态存在2个可能的信息位：0或1。一个格栅区段由64个可能的起始状态、来自每一状态的2个传出边缘和64个下一状态组成。格栅区段可分解为32个蝴蝶区段。图22中示出编码器/解码器格栅的蝴蝶区段2200。在此图中sx表示位的5元组且连同0或1形成表示编码器(基于标记为“D”以接收图18的输入流的六个位置)或解码器状态的6元组。
在状态(sx，0)中，当具有值0的输入位提供到编码器时，编码器到达状态(0，sx)。然而，当编码器处于状态(sx，1)时，当提供具有值0的输入位时，其也在状态(0，sx)中结束。因此，在维特比解码器中，两个路径在状态(0，sx)中合并。类似地，两个路径在状态(1，sx)中合并。结束状态(0，sX)和(1，sX)两者具有相同的发起状态(sx，0)和(sx，1)。沿着蝴蝶中的边缘，指示三个值。在斜线之前示出输入位的值。在斜线之后，代码位g0和g1的值由a、b(a、b是0或1)表示。在从状态(sx，0)转变到(0，sx)(输入位应具有值0)产生具有值g0＝a和g1＝b的代码位的情况下，从状态(sx，0)到(1，sx)(输入位应具有值1)的转变应具有值为和(分别不是a和b)的代码位。因此，代码位具有与另一分支相比相反的值。类似地，合并到一个状态中的分支将具有相反的代码位值。因为维特比解码器累加欧几里得距离且基于累加的距离作出决策，所以重要的是具有欧几里得距离的尽可能大的累加。在如上表中所示出的从代码位到调制符号的位映射的情况下，两个传出分支之间或到合并分支的欧几里得距离为2√Es。挑选位置位g0和等于g1的极性位导致到仅√2√Es的欧几里得距离的相同转变。
BPSK
在BPSK映射的情况下，代码位g0和g1必须分布在2个BPSK符号上方。在此示例中，不需要映射来使欧几里得距离最大化。代码位g0可映射到偶数BSPK符号，且代码位g1映射到奇数BPSK符号。
QPSK
在一个或多个示例中，灰度映射用于将代码位g0和g1映射到QPSK符号。应注意，群集点“00”和“11”具有最大欧几里得距离。这也适用于“01”和“10”。在这种情况下，代码位可直接映射在QPSK符号上。
可注意到，QPSK的非灰度映射具有与BPPM-BPSK群集类似的群集(同相与第1位置对应，且正交相与第2位置对应)。
图23示出如本领域的技术人员将熟悉的用于将代码位组合g0g1＝00、11、01和10映射到I和Q分量的QPSK调制灰度映射2300。
因为调制是基于脉冲突发(又称为码片)且在突发内仅施加BPSK调制，所以可以半满正交调制器2400实现QPSK调制，如图24中所示出。调制器2400接收输入流2405且将经调制输出提供到功率放大器2401并提供到天线204、205、208上。
图24中，示出QPSK调制器的概念。BPSK调制以+1/-1倍增器实现，其中+/-1值是根据公式(1-2g0)从代码位导出。在一个或多个示例中，同相(I，cos ωct)载波和正交载波(Q，sin ωct)之间的选择以开关2402进行，开关2402由标记为2403的布尔(Boolean)g0+g1mod2控制。同相载波和正交载波是载波频率的不同相位。在时钟产生单元(未图示)中，实现载波频率4ωc且在分频4之后，具有频率ωc的载波的4个相位可用。对于QPSK调制器2400，具有π/2相位差的2个相位经选择用于将信号调制到RF频率fc(ωc＝2πfc)。
扩展
虚拟脉冲插入
包括多个脉冲的脉冲流可表示用于作为所述至少一个帧的至少一部分发射的数据。脉冲流的每一脉冲可具有包括正极性和负极性的两个状态中的一个，脉冲的极性限定在供由发射器装置发射的脉冲期间用以调制载波的相位。由发射器装置接收包含相同极性的许多连续脉冲的脉冲流可在发射器装置中引起DC偏移。
相应地，我们公开一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置201、202的处理模块206、207，所述信号包括至少一个帧供由发射器装置发射到接收器装置，处理模块被配置成实现输入脉冲流2500的处理，所述输入脉冲流包括表示所述至少一个帧的至少一部分的数据的例如2501、2502等脉冲流，以实现产生输出脉冲流以供作为信号的一部分发射到接收器装置，脉冲流的每一脉冲具有包括正极性(例如脉冲2501)和负极性(例如脉冲2502)的两个状态中的一个。
处理模块206、207可被配置成；
将输入脉冲流划分为脉冲的连续群组2503，每一脉冲群组包含相同数目的脉冲。在此示例中，每一群组包括三个脉冲(虚线框外部的那些)。
处理模块206、207可被配置成实现针对示例脉冲群组2505、2506、2507、2508中的每一个插入虚拟脉冲(框2504中的那些脉冲)。具体地说，基于确定群组的前两个或两个以上连续脉冲具有相同极性(示例群组2505和2506中示出)，处理模块可被配置成实现将至少一个虚拟脉冲添加到群组直接在所述前两个或两个以上连续脉冲之后。相应地，虚拟脉冲插入在三个脉冲的群组的第2和第3脉冲之间。考虑示例群组2505、2506，所述至少一个虚拟脉冲具有与所述前两个或两个以上连续脉冲相反的极性。因此，在示例群组2505中，前两个脉冲为正，且因此所提供的虚拟脉冲为负。在示例群组2506中，前两个脉冲为负，且所提供的虚拟脉冲为正。由处理模块提供的输出位流因此包含包含所添加的虚拟脉冲的脉冲的连续群组。
对于示例群组2507和2508，群组中的前两个脉冲具有相反极性。在前两个脉冲的不相等极性的情况下，可遵循两个策略。
策略1：尽可能地减少测得的峰值功率，虚拟脉冲设定成与其之前的脉冲相反的极性。因此，处理模块可被配置成实现将至少一个虚拟脉冲添加到群组直接在所述前两个或两个以上连续脉冲之后，所述至少一个虚拟脉冲具有与所述前两个或两个以上连续脉冲中的最终脉冲相反的极性。
策略2：为减少帧中的DC含量，虚拟脉冲可设定成与累加的DC值相反(可能仅超出特定DC阈值，例如4个脉冲偏移，否则遵循另一策略或否则使脉冲振幅为零)。因此，处理模块可被配置成实现将至少一个虚拟脉冲添加到群组直接在所述前两个或两个以上连续脉冲之后，所述至少一个虚拟脉冲具有与脉冲群组中的所有(三个)脉冲的合计极性相反的极性，其中群组中的脉冲数目为奇数。
虽然在此示例中每组脉冲数目为三个，但群组大小可更大。相应地，相同极性的不同数目的连续脉冲可产生一个以上虚拟脉冲(连续布置或不连续布置)的添加。
在一个或多个示例中，所有群组2505-2508具有插入在其中的虚拟脉冲，但在一些示例中，虚拟脉冲的提供在具有相同极性的两个连续脉冲的群组上可能是有条件的。
对于QPSK调制，实施两个此位流，每一位流跨越复合平面中的轴线操作。因此，输入位流可包括第一输入位流和第二输入位流，所述第一输入位流表示用于正交相移键控调制的同相分量，且所述第二输入位流表示用于正交相移键控调制的正交相分量。
参看图25A，我们还公开一种从输入脉冲流产生包括多个脉冲的输出脉冲流的方法，所述多个脉冲用于控制在供发射器装置发射的每一脉冲期间用以调制载波的相位，输入脉冲流包括表示至少一个帧的至少一部分的数据的脉冲流以供由发射器装置作为信号的一部分发射，脉冲流的每一脉冲具有包括正极性和负极性的两个状态中的一个，脉冲的极性限定用以调制载波的相位；所述方法包括：
第一步骤2550，包括将输入脉冲流划分为连续脉冲群组，每一脉冲群组包含相同数目的脉冲，其中脉冲数目包括至少三个；以及
第二步骤2551，针对每一脉冲群组，基于确定所述群组的前两个或两个以上连续脉冲具有相同极性，实现将至少一个虚拟脉冲添加到所述群组直接在所述前两个或两个以上连续脉冲之后，所述至少一个虚拟脉冲具有与所述前两个或两个以上连续脉冲相反的极性，包含所添加的虚拟脉冲的脉冲群组包括输出脉冲流。
所述方法可体现为计算机程序代码以供由发射器装置的处理模块执行。代码可提供为例如处理模块的存储器上的固件或软件。
转向接收器装置，虚拟脉冲可需要在位流的进一步处理之前移除。相应地，接收器装置处的处理模块可被配置成；
将输入脉冲流划分为连续脉冲群组，每一脉冲群组包含相同数目的脉冲，其中脉冲的数目包括至少三个，且输入位流中的群组的位置基于预定数据而确定；以及
针对每一脉冲群组，基于确定所述群组的前两个或两个以上连续脉冲具有相同极性，实现丢弃所述群组中直接在所述前两个或两个以上连续脉冲之后的一个或多个虚拟脉冲，所述至少一个虚拟脉冲具有与所述前两个或两个以上连续脉冲相反的极性，不含所丢弃的虚拟脉冲的脉冲的群组包括输出脉冲流。
从信号获得的位流内的群组的定位可以是：
i)在信号由接收器装置接收之前商定；或
ii)依据所述至少一个帧300的标头字段中的信息确定。
非虚拟脉冲的极性可从脉冲的非重复序列产生，例如从CSPRNG产生。
对于使用矩形脉冲和499.2MHz的峰值PRF的长度3的突发，在群组中的位置2处提供虚拟脉冲可使测得的峰值功率acc.FCC/ETSI减少～5dB(相比于Ncpb＝2的符合IEEE的突发)，同时添加仅～1.8dB平均功率。这些数字随着突发长度和每突发的虚拟脉冲数目、峰值PRF以及(在某种程度上)脉冲形状而变化。
对于较长突发，多个连续虚拟脉冲的多个峰值功率“消除块”可插入在包含有效负载的脉冲之间。
因为虚拟脉冲的极性仅取决于先前数据且不用于接收器中的距离限界目的，所以其无法由攻击者利用来安装EDLC攻击。
图26示出用于虚拟脉冲的插入的处理模块的框图。具体地说，输入位流可由主帧生成器2600提供。突发极性计数器2601可被配置成保持连续脉冲的极性的记录，且帧极性计数器2602保持群组的合计极性的记录。应了解，取决于所施加的策略，计数器2601、2602中的仅一个可存在。相应地，消除调制器2603可被配置成确定待插入的虚拟脉冲。输出位流可由帧组合器2604通过将虚拟脉冲插入到输入位流的原始群组中来创建。脉冲整形器2604接着可基于输出位流确定脉冲的形状，输出位流接着可提供到功率放大器2605用于发射。
符号构造
在一个或多个示例中，提供用于符号构造的以下技术。
数据符号持续时间Tdsym范围从4到4096个码片(即，Tdsym＝Tc*2^(N+2)，其中N＝0，1，...，10且Tc包括码片持续时间。Tc＝1/499.2MHz)：
●4个码片/符号＝符号速率124.8MHz
○数据速率BPPM-BPSK、BPSK有FEC&QPSK～110Mbit/s
○数据速率BPSK无FEC 124.8Mbit/s
●4096个码片/符号＝符号速率121.875KHz
○数据速率BPPM-BPSK、BPSK有FEC&QPSK～110kbit/s
○数据速率BPSK无FEC 121.875kbit/s
随机数生成器(例如CSRNG)产生关于所发射数据八位元组的数目、数据速率、调制方案和PRF的位流sn∈{0，1}，n＝0，1，...，Nbits-1。Nbits等于在由AES编码器产生更多位的情况下，流结束处的未用位被丢弃且不可用于任何目的。
随后根据来自前向误差校正(FEC)编码器的数据流g{0，1} (k)∈{0，1}，k＝0，1，...，8*Noctets-1将位流sn调制为在时域中如下描述的输出码片流。
在仅BPSK调制的情况下，可每符号编码仅一个位，如此默认操作模式未译码(直接使用传入数据位可能与接收器侧的误差耐受性密码组合)。可在仅BPSK模式中通过使用子符号支持FEC。
图27示出根据IEEE标准的BPPM-BPSK符号2700的格式。脉冲突发存在于符号的第一2701或第三部分2703任一个中(此调制第一位)，这基于突发经BPSK调制(第二位)。为了促进频谱整形，在符号2700的第一和第三部分2701、2703中施加突发的跳跃(取决于突发处于第一还是第三部分)。突发放置在Nhop位置2701、2703的哪一个中由预定“PRN”序列确定。
BPPM-BPSK
对于BPPM-BPSK(62.4MHz标称均值PRF且δL＝1)，一个或多个示例中的符号默认地如下调制：
在此模式中，跳跃位置的数目Nh。p被限定为Tdsym/(4*Tburst)。图27中示出就可用码片位置和时间而言的符号。脉冲突发可放置于Nhop个可能突发位置2701、2703中的一个中。跳跃已经是IEEE标准的一部分，且其目的是减少信号的频域表示中杂散的存在。应了解，突发的跳跃是为了确保所发射的信号具有恰当的频谱性质以避免频谱杂散。
BPSK
对于BPSK无FEC(124.8MHz标称均值PRF且δL＝{1，2})，一个或多个示例中的符号默认地如下调制：
在此模式中，跳跃位置的数目Nhop被限定为Tdsym/(2*Tburst)。应注意，Tburst与δL成比例且因此较大δL直接减少可用跳跃位置的数目。应注意，在FEC的情况下，数据流d(K)直接调制到符号上。图28中示出就可用码片位置和时间而言的符号2800。
用于BPSK有FEC(124.8MHz标称均值PRF且δL＝{1，2})，符号默认地调制为两个子符号如下：
在此模式中，跳跃位置的数目Nhop被限定为Tdsubsym/(2*Tburst)。应注意，Tburst与δL成比例且因此较大δL直接减少可用跳跃位置的数目。子符号限定在其它方面类似于下方的子符号限定。
QPSK
对于QPSK(62.4MHz标称均值PRF且δL＝2)，一个或多个示例中的符号默认地如下调制：
既定群集精确地沿着调制器的I和Q轴线，从而产生图23的群集图。
在此模式中，跳跃位置的数目Nhop被限定为Tdsym/(2*Tburst)。符号定时图与针对BPSK相同。
加密安全随机数生成器(CSPRNG)
在一个或多个示例中，发射器装置和接收器装置206、207可包含加密安全随机数生成器。CSPRNG可用于STS 308、PHR 312和PSDU 313的扩展。在一个或多个示例中，使用基于NIST SP 800-90A的CSPRNG。
CSPRNG的核心是创建伪随机数的128位块的AES128加密单元。在测距开始之前，所有通信装置(发射器装置和接收器装置201、202)需要商定包括可用于产生安全训练序列(AES核心的密钥和数据)的安全信息的示例的256位种子。此商定由较高等级协议处置，且不是CSPRNG块自身的操作的一部分。
一般限定
应注意，上文的三个等式描述放置于正确码片位置中且针对长度Tc的每一码片位置经调相的时间连续脉冲形状p(t)。对于BPPM-BPSK和BPSK，针对每一码片位置，脉冲形状乘以{-1，0，1}，而对于QPSK(需要复合调制器)，针对每一码片位置，脉冲形状乘以{-1，-j，0，j，1}。
对于Nhop＝1，h(k)为空集，但对于Nhop＞1，跳跃序列h(k)∈{0，1，...，Nhop-1}为sn的子集，限定为：
等式示出位的群组是选自sn以用LSB优先二进制方式编码用于每一所发射符号k的跳跃位置。
在所有情况下，加扰序列m(k)(n)∈{0，1}，k＝0，1，..，8*Noctets-1，n＝0，1，...，Ncpb-1为sn的子集，限定为：
等式示出位经保留以编码加扰序列和用于每一所发射符号k的跳跃位置两者，并且还以每符号k的方式分组。应注意，加扰序列在sn中在跳跃位置之后编码。
Tburst被限定为：
Tburst＝Ncpb·δL·Tc。
应注意，根据此限定，突发中最后一个有源脉中之后的空(δL-1)码片被认为是突发的一部分。
虚拟脉冲
对于虚拟脉冲产生，不需要例如由CSRNG产生的额外随机位，因为脉冲极性可纯粹地由先前脉冲的极性确定。
给定具有参数Ncps＝4、符号速率＝31.2MHz、Td，sym＝32ns的QPSK调制的示例。在此示例中，在添加虚拟脉冲之前每突发的脉冲数目等于2，其中间隔δL等于2(即，始终存在突发内的两个脉冲之间的1个空位码片)。因而无虚拟脉冲的符号构造看起来如下，其中我们已经对Ncpb和δL填充数值：
我们向此符号型式添加以下虚拟脉冲型式xd (k)(t)：
此型式基本上是n＝0处脉冲型式的副本，但符号反转且在时间上提前移动1·Tc，这将其精确地置于空位内部在n＝0和n＝1脉冲之间。当总体帧(假定Tc等于1/(499.2MHz))随后使用50MHz RBW峰值功率测量滤波器根据ETSI或FCC评估时，测得的峰值功率与脉冲振幅的比率将因此已经减小。对于短帧，此事实可增加可用的有用链路预算，而不引入EDLC漏洞(假设接收器忽略了虚拟脉冲)。
此大体构思可延伸到不同突发设计和DC消除的任选包含。
子符号
提供子符号的示例限定。符号划分成个子符号，其中dsub是集合{0，1，2，3}的2位LSB优先编码数字，其中默认值0指示子符号等于符号(即，无进一步细分)。调制参数的组合以及到子符号的划分(这将产生每子符号Nhop＜1)被禁止。符号定时图基本上示出子符号串接成一个总体符号，如下文在针对BPSK(无FEC)和QPSK的示例中所示出。
图31示出划分成多个子符号3101、3102、3103的符号3100。每一子符号3101、3102、3103包括可能突发位置3104和保护间隔3105。
BPPM-BPSK子符号
对于BPPM-BPSK(62.4MHz标称均值PRF且δL＝1)，子符号经调制如下：
BPSK子符号
对于BPSK无FEC(124.8MHz标称均值PRF且δL＝{1，2})，子符号经调制如下：
在此模式中，跳跃位置的数目Nhop被限定为Tdsubsym/(2*Tburst)。应注意，Tburst与δL成比例且因此较大δL直接减少可用跳跃位置的数目。应注意，在无FEC的情况下，数据流d(k)直接调制到符号上。
对于BPSK有FEC(124.8MHz标称均值PRF且δL＝{1，2})，符号默认地调制为个子符号如下：
在此模式中，跳跃位置的数目Nhop被限定为Tdsubsym/(2*Tburst)。应注意，Tburst与δL成比例且因此较大δL直接减少可用跳跃位置的数目。
QPSK子符号
对于QPSK(62.4MHz标称均值PRF且δL＝2)，子符号经调制如下：
dsub的默认值在下表中给定，其中定时关于499.2MHz的标称码片速率(此处所选择的码片速率等于IEEE标准中的码片速率)。Tguard表示保护间隔的长度，如符号定时图中标记。
BPPM-BPS(δL＝1)
Ncps sym_rate[Hz] Td，sym[s] dsub Td，subsym[s] Tguard[s] 均值PRF[Hz]
4 124.80E+6 8.01E-9 0 8.01E-9 2.00E-9 124.80E+6
8 62.40E+6 16.03E-9 0 16.03E-9 4.01E-9 62.40E+6
16 31.20E+6 3205E-9 0 32.05E-9 8.01E-9 62.40E+6
32 15.60E+6 64.10E-9 0 64.10E-9 16.03E-9 62.40E+6
64 7.80E+6 128.21E-9 0 128.21E-9 3205E-9 62.40E+6
128 3.90E+6 256.41E-9 0 256.41E-9 64.10E-9 62.40E+6
256 1.95E+6 512.82E-9 0 512.82E-9 128.21E-9 62.40E+6
512 975.00E+3 1.03E-6 0 1.03E-6 256.41E-9 62.40E+6
1024 487.50E+3 2.05E-6 1 512.82E-9 128.21E-9 62.40E+6
2048 243.75E+3 4.10E-6 1 1.03E-6 256.41E-9 62.40E+6
4096 121.88E+3 8.21E-6 2 512.82E-9 128.21E-9 62.40E+6
BPSK(δL＝{1，2})
Ncps sym-rate[Hz] Td，sym[s] dsub Td，subsym[s] Tguard[s] 均值PRF[Hz]
4 124.80E+6 8.01E-9 0 4.01E-9 2.00E-9 249.60E+6
8 62.40E+6 16.03E-9 0 8.01E-9 4.01E-9 124.80E+6
16 31.20E+6 32.05E-9 0 16.03E-9 8.01E-9 124.80E+6
32 15.60E+6 64.10E-9 0 32.05E-9 16.03E-9 124.80E+6
64 7.80E+6 128.21E-9 0 64.10E-9 32.05E-9 124.80E+6
128 3.90E+6 256.41E-9 0 128.21E-9 64.10E-9 124.80E+6
256 1.95E+6 512.82E-9 0 256.41E-9 128.21E-9 124.80E+6
512 975.00E+3 1.03E-6 0 512.82E-9 256.41E-9 124.80E+6
1024 487.50E+3 2.05E-6 1 256.41E-9 128.21E-9 124.80E+6
2048 243.75E+3 4.10E-6 1 512.82E-9 256.41E-9 124.80E+6
4096 121.88E+3 8.21E-6 2 256.41E-9 128.21E-9 124.80E+6
QPSK(δL＝2)
Ncps sym_rate[Hz] Td，sym[s] dsub Td，subsym[s] Tguard[s] 均值PRF[Hz]
4 124.80E+6 8.01E-9 0 8.01E-9 4.01E-9 124.80E+6
8 62.40E+6 16.03E-9 0 16.03E-9 8.01E-9 62.40E+6
16 31.20E+6 32.05E-9 0 32.05E-9 16.03E-9 62.40E+6
32 15.60E+6 64.10E-9 0 64.10E-9 32.05E-9 62.40E+6
64 7.80E+6 128.21E-9 0 128.21E-9 64.10E-9 62.40E+6
128 3.90E+6 256.41E-9 0 256.41E-9 128.21E-9 62.40E+6
256 1.95E+6 512.82E-9 0 512.82E-9 256.41E-9 62.40E+6
512 975.00E+3 1.03E-6 1 256.41E-9 128.21E-9 62.40E+6
1024 487.50E+3 2.05E-6 1 512.82E-9 256.41E-9 62.40E+6
2048 243.75E+3 4.10E-6 2 256.41E-9 128.21E-9 62.40E+6
4096 121.88E+3 8.21E-6 2 512.82E-9 256.41E-9 62.40E+6
对于BPPM-BPSK，使用子符号的优点在与IEEE标准的直接比较中变得明显，如下表中所示出。此处，我们看到，对于均值PRF＝62.4MHz处IEEE标准中支持的符号速率的范围，所提出的格式提供更精细的符号速率粒度，并且避免每突发的脉冲数目(Nppb)超出64。
Ncps sym_rate[Hz] 均值PRF[Hz] dsub 所提出的Nppb IEEE中的Nppb
16 31.20E+6 62.40E+6 0 2 2
32 15.60E+6 62.40E+6 0 4 不适用
64 7.80E+6 62.40E+6 0 8 8
128 3.90E+6 62.40E+6 0 16 不适用
256 1.95E+6 62.40E+6 0 32 不适用
512 975.00E+3 62.40E+6 0 64 64
1024 487.50E+3 62.40E+6 1 32 不适用
2048 243.75E+3 62.40E+6 1 64 不适用
4096 121.88E+3 62.40E+6 2 32 512
以最小开销交换安全前导码种子的新颖协议
对于基于安全训练序列的安全测距测量，前提条件是，仅真正的发送方以及既定接收方知道安全信息(即种子)以产生对应的安全训练序列。在一个或多个示例中，不同安全训练序列需要用于每一帧。此暗示显著的协议开销。
在一个或多个示例中，基于AES的加密安全随机数生成器(CSRNG)用于产生安全训练序列。在一个或多个示例中，包括可从其产生安全训练序列的安全信息的CSRNG种子包括密钥加计数器值。质询响应方案可用以在测距协议的开始处交换密钥加初始计数器值。对于所有后续测距帧，CSRNG序列在多个帧上方延伸。在一个或多个其它示例中，发射器和接收器的处理模块可被配置成针对所需的每一安全训练序列且针对每一新帧再使用相同密钥以将计数器值仅递增固定的经商定量。
图29示出针对所谓的双侧测距序列的示例性协议交换。在所述示例中，发射器/接收器装置201、202中的一个被称为锚定器(标记为图29中的锚定器1)或“锁扣装置”(因为其通常安装有通过完成协议而解锁的受保护的元件(例如车辆或建筑物))。发射器/接收器装置201、202中的另一个被称为标签(图29中标记为标签1)或“钥匙装置”(因为其通常是用于解锁受保护的元件的移动装置)。术语“安全前导码”在使用时指代上文描述的安全训练序列。
执行以下过程：
1.锚定器
a.使用随机数和其密码密钥导出密码质询
b.在有效负载中发送具有密码质询的UWB帧2901
2.标签
a.在2902处接收质询且使用其密码密钥使用密码算法(举例来说，AES 128)导出密码响应(即，标签高效地使用密码质询与密码密钥组合作为用于安全训练序列的种子)
b.使用密码响应作为安全训练序列2903
c.发送此帧2904作为测距帧(例如从其确定定时信息以供用于标签和锚定器之间的距离确定的帧)的开始
d.当安全训练序列已在2905处发射时开始时间测量
3.锚定器
a.具有标签中的密码密钥的先验了解，且使用与标签相同的密码算法计算预期密码响应
b.对照所期望响应使所接收安全训练序列2906相关
c.解调所接收安全训练序列2906以验证发送方
d.当2907处检测到预期安全训练序列时开始时间测量。通过将时间测量基于预期安全训练序列(包括仅由锚定器和标签已知或仅可由其导出的非重复序列)的检测，可提供用于时间测量的安全标记。安全标记可放置在预期安全训练序列的开始处或结束处或相对于所检测的预期安全训练序列的其它所限定点处。
e.安全训练序列的延续用于产生用于下一测距帧2909的下一安全训练序列2908
f.发送此帧作为下一测距帧
g.记录当安全训练序列已在2910处发射时的时间
4.标签
a.对照所期望响应使所接收安全训练序列2911相关
b.解调所接收安全训练序列2911以验证发送方
c.记录检测到安全训练序列的时间。预期安全训练序列的检测可在此处限定安全标记2912用于定时目的。
d.安全训练序列的延续用于产生下一安全训练序列2913
e.发送此帧作为下一测距帧2914
f.记录安全训练序列已在2915处发射的时间
5.锚定器
a.对照所期望响应使所接收安全训练序列2916相关
b.解调所接收安全训练序列2916以验证发送方
c.记录在标记2917处检测到预期安全训练序列的时间。因为标记2917是基于期望安全训练序列的接收，所以其可视为安全标记。
6.标签
a.对时间测量值加密且将其作为有效负载在单独帧2917中发送7.锚定器
a.解密所接收时间测量值2918且基于锚定器的自身时间测量值和那些从标签接收的时间测量值计算到标签的距离
可从以下等式确定标签和锚定器之间的距离d：
其中c包括光速，TA[1]和TA[2]分别包括标记2907到标记2910和标记2910到标记2917之间的时间，TT[1]和TT[2]分别包括标记2905到标记2912和标记2912到标记2915之间的时间。
用于以最小开销测量锚定器群组和标签群组之间的最短距离的新颖协议
在汽车PKE情境中，若干锚定器可安装在可锁扣元件(例如汽车)中和周围的不同位置上。可能的位置为车顶、保险杆、镜子和驾驶舱。相当大数目的钥匙挂扣(也被称作标签或钥匙装置)也可向一辆轿车登记。质询是识别哪一挂扣(如果存在的话)在轿车附近，且建立每一挂扣(钥匙装置)到轿车(可锁扣元件的锁扣装置)的距离的严格上限。
图30示出具有多个锚定器和多个挂扣的所谓的双侧测距序列的示例性协议交换。术语锚定器和锁扣装置可互换地使用。术语标签、挂扣和钥匙装置可互换地使用。基础测距序列与先前段落中描述的相同。然而，存在以下增强中的零个、一个或多个：
1.存在所有其它锚定器可见的至少一个锚定器。其通过使所有其它锚定器同步来开始协议。
2.同步锚定器同时发射相同质询。
a.对于挂扣来说，这看起来是来自散布在长的相异多路径上方的一个天线的发射。
3.位置调制由锚定器和挂扣使用以识别其自身。
a.每一锚定器和挂扣具有其中仅允许其发射的特定周期。
b.所有其它锚定器和挂扣在此时间期间静默
4.锚定器通知每一挂扣何时其被允许发射具有定时信息的最终消息。
5.每一锚定器导出其到每一挂扣的距离。
6.轿车中的控制器或“BCM”检索所有距离测量值且使用最短距离作为用于开启轿车的准则。BCM包括主体控制模块，所述主体控制模块包括负责监视和控制车辆的主体中的各种电子附件的电子控制单元。
此方法的优点可包括以下中的一个或多个：
1.接收时间降至最低，因为所有锚定器和挂扣同时发射。
2.每一挂扣知道哪一锚定器可接收其消息。
3.每一锚定器知道哪些挂扣可接收其消息。利用以下过程，其可算出哪一个最接近。
a.其基于从每一挂扣接收的定时测量值估计距离。
b.定时测量值产生最短距离的挂扣是最接近的。
然而，所估计距离可不必正确，因为挂扣可基于其接收的最早消息起开始其定时。然而，最早消息已经从更接近的另一锚定器发射。
与锚定器中的每一个通信的中央或分布式控制器或锚定器中的一个可使用以下过程算出哪一挂扣和哪一锚定器彼此最接近以及其实际距离是多少：
a.控制器从每一锚定器读回最接近的挂扣是哪一个及其所估计的距离。
b.报告最短距离的锚定器是距挂扣中的任一个最接近的一个。
其到最接近挂扣的距离估计值是实际距离。
参看图30，锚定器1包括其他人可见的锁扣装置。相应地，锚定器1可物理上相对于锚定器2、3和4定位使得由锚定器1发送的信令由锚定器3001的群组的所有其它锚定器接收。相应地，锚定器1可将同步消息3002和允许锚定器3001的群组的时间同步的定时信息发送到其它锚定器。唤醒信号(图30中标记为WUP)基于同步消息3002的发送可发送到标签以使其准备好进行即将到来的消息交换。
基于锚定器1和群组3001的其它锚定器之间的所述时间同步，发送质询消息3003。质询消息将到达包括多个钥匙装置(图30中标记为标签1和标签4)的钥匙群组。应了解，可存在更多钥匙装置，但仅标签1和标签4恰巧在附近。质询消息3003由标记为锚定器1到4的所有锁扣装置在时间上同步发射。质询消息包括第一共同部分3004，其包括由所有锁扣装置同时发射的相同数据。质询消息进一步包含识别符部分3005，所述识别符部分包含锁扣装置(锚定器1到4)之间的唯一识别符。识别符部分经提供以供由每一锚定器在指派到所述锚定器的相对于共同部分3004的离散预定时隙中发射。因此，当每一锚定器在其专门时隙中发射其质询消息的识别符部分时，其它锚定器可静默。
钥匙装置标签1和标签4仅从在范围内的那些锁扣装置/锚定器接收质询消息。相应地，标签1示出为在3006处仅以锚定器1和锚定器3的识别符接收质询消息。相应地，标签4示出为在3007处仅以锚定器2、锚定器3和锚定器4的识别符接收质询消息。
每一钥匙装置在3006和3007处接收到质询消息后被配置成实现在接收质询消息之后的预限定时刻发射钥匙响应消息3010、3011。钥匙响应消息3010、3011包括共同部分3012，其包括由其它钥匙装置同时发射的相同数据。共同部分3012可包括如上文所描述的安全训练序列，以向锁扣装置/锚定器确认钥匙装置/标签的身份。安全训练序列可包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的非重复符号序列，所述商定参考用于产生钥匙装置和接收器装置之间商定的此符号序列。钥匙响应消息3010、3011包括识别符部分3013，所述识别符部分包含钥匙装置之间的唯一识别符3014以识别标签，所述识别符部分实现指派到所述钥匙装置中的每一个的相对于共同部分3012的离散预定时隙中的发射，所述离散预定时隙不同于指派到钥匙群组的其它钥匙装置的对应时隙。
此外，基于钥匙响应消息3010、3011的发射，钥匙装置可被配置成基于存在于响应消息中的标记3015的时间位置开始计时器。如果标记的时间位置是基于安全训练序列的时间位置，那么标记3015可视为安全标记，因为安全训练序列包括可信任的且可由锁扣装置和钥匙装置校验的数据。
应了解，并非所有钥匙装置可能已接收来自所有锁扣装置的质询消息。相应地，基于3016处从钥匙群组(例如标签1和标签4)的钥匙装置的至少一些接收的钥匙响应消息，每一锚定器开始其自身的计时器用于为其和钥匙响应消息3016所接收自的钥匙装置之间的将来消息交换定时。计时器的开始是基于存在于来自所述特定钥匙装置的所接收钥匙响应消息3016中的安全标记3017。计时器可基于最短多路径分量中的标记而开始，或可针对每一钥匙装置提供个别计时器。个别计时器可基于识别符基于所述特定钥匙装置的最短多路径分量而开始。由于标记在时间上与安全训练序列相关，所以标记是安全标记，其可由锁扣装置基于锁扣装置产生对应安全训练序列而被检查为有效的。
此时，每一锁扣装置借助于3016处接收的作为响应消息的一部分发送的识别符知道其可与哪些钥匙装置通信。
攻击者(比方说标签X)有可能插入组成图中标记为“P”的前导码的一部分的钥匙响应消息、SFD和识别符标签ID(例如，对于碰巧不存在的标签，例如标签2或标签3)。然而，标签X无法产生安全训练序列(标记为R1)。因此，在一个或多个示例中，每一锁扣装置可被配置成针对其从该处接收消息的每一锁扣装置基于检测到有效安全训练序列且使用与所接收钥匙响应消息的安全训练序列的至少一部分和由锁扣装置产生的对应安全训练序列的交叉相关来确定信道估计信息。信道估计信息可包括每一真正的标签的安全信道估计信息简档。安全信道估计信息简档可包含可用于来自真正的钥匙装置的消息的校验的信道的特性反射或多路径分量。锁扣装置可被配置成针对其接收的每一后续消息确定信道估计信息，且基于与所述一个或多个安全信道估计信息简档的比较接受来自真正的钥匙装置的消息且拒绝来自非真正的钥匙装置的消息。
锁扣装置随后实现在时间上与其它锁扣装置同步将锁扣响应消息3019发射到钥匙群组。锁扣响应消息3019包括：第二共同部分3018，其包括由所有锁扣装置同时发射的相同数据；以及识别符部分3020，其经提供以供在指派到所述第一锁扣装置的相对于共同部分的离散预定时隙中发射。第二共同部分3018可包括由锁扣装置产生的安全训练序列的延续。锁扣响应消息3019可提供限定针对钥匙群组的钥匙装置中的每一个不同的指定报告时隙3021、3022的信息以提供由钥匙装置测量的定时信息，所述指定报告时隙在所述至少一个另外钥匙响应消息3023的发送之后。
锁扣响应消息3019由钥匙装置在3024处接收。钥匙装置可记录从起始计时器到存在于所接收锁扣响应消息3024中的标记3025所流逝的时间。标记3025可以是安全标记，因为所述标记在时间上与3024处所接收锁扣响应消息中的安全训练序列的接收时间相关，所述标记由钥匙装置基于由钥匙装置产生对应安全训练序列而检查为有效的。
钥匙装置随后实现另一钥匙响应消息3023到锁扣群组的发射。另一钥匙响应消息3023可经提供以供在锁扣响应消息3023之后的预限定时间由钥匙群组的接收了锁扣响应消息3024的钥匙装置发射。另一钥匙响应消息3023包括针对所述锁扣响应消息3019的响应且包括共同部分3026，所述共同部分3026包括由其它钥匙装置同时发射的相同数据。共同部分可包含安全训练序列的进一步延续用于另一钥匙响应消息3023向锁扣装置的验证。另一钥匙响应消息3023进一步包含识别符部分3027，所述识别符部分包含钥匙装置之间的唯一识别符，所述识别符部分实现指派到所述钥匙装置中的每一个的相对于共同部分3026的离散预定时隙中的发射，所述离散预定时隙不同于指派到钥匙群组的其它钥匙装置的对应时隙。
钥匙装置可在发送另一钥匙响应消息3023后基于另一响应消息中的标记3030各自停止其相应计时器。标记3030可以是安全标记，因为所述标记在时间上与发射另一钥匙响应消息3023的共同部分3026中的安全训练序列的时间相关。相应地，每一钥匙装置已记录发射钥匙响应消息和接收锁扣响应消息3024之间的第一时间Ttag_identifer[1]以及接收锁扣响应消息3024和发送另一钥匙响应消息3023之间的第二时间Ttag_identifier[2]。相对于相应消息中的安全标记作出定时。在此实施例中，安全标记包括紧接在图30中标记为SFD的帧起始定界符字段之后的消息点(其包括帧)，但在其它实施例中可使用不同的时间安全标记。
另一钥匙响应消息3023在3028处在锁扣装置处接收。基于来自钥匙群组的钥匙装置的至少一个子集的所接收的另一钥匙响应消息，每一锁扣装置可停止与每一钥匙装置相关联的计时器。在此示例中，计时器的停止是基于存在于来自相关联特定钥匙装置的另一钥匙响应消息中的标记3031。标记3031可以是安全标记，因为所述标记在时间上与所接收的另一钥匙响应消息3028中的安全训练序列的接收时间相关，所述标记可由锁扣装置基于锁扣装置产生对应安全训练序列而检查为有效的。
应了解，基于标记3025、3031的接收时间的记录是基于所接收消息3024、3028中的安全训练序列与钥匙/锁扣装置确定的安全训练序列的交叉相关以及钥匙/锁扣装置的识别符的接收。特定锁扣/钥匙装置的到达时间可基于消息的安全训练序列部分和消息的识别符部分两者中存在的最早的多路径分量。最早的多路径分量可依据信道估计信息确定，如本领域的技术人员将理解。依据此到达时间，可确定钥匙/锁扣装置的对应标记3025、3031。
相应地，每一锁扣装置，针对已与之交换消息的每一钥匙装置，已经记录接收钥匙响应消息3016和发送锁扣响应消息3019之间的第一时间Tanchor_identifer[1]以及发射锁扣响应消息3019和接收另一钥匙响应消息3028之间的第二时间Tanchor_identifier[2]。相对于相应消息中的安全标记作出定时。在此实施例中，安全标记包括紧接在帧起始定界符字段之后的帧的点，但在其它实施例中可使用不同的时间安全标记。
每一钥匙装置(tag1，tag4)接着可在指定报告时隙3021、3022中将其定时发送到锁扣群组。
锁扣装置和可接收其消息的钥匙装置中的每一个之间的距离是基于消息的往返时间减去锁扣装置处(由其定时提供)的处理时间以及相应钥匙装置处(由其定时提供)的处理时间。此距离计算将是本领域的技术人员熟悉的。
对于双侧测距，意图是经由飞行时间寻找距离：
其中RTToF是返回飞行时间，且ToF是发射器装置和接收器装置之间的飞行时间。
应了解，双侧测距相比于单侧测距提供减少参考时钟缺陷的影响的特征。双侧测距在Myungkyun Kwak和Jongwha Chong的公开案“用于测距系统的新的双倍双向测距算法(A new Double Two-Way Ranging algorithm for ranging system)”，IEEE CNIDC 2010中公开。
对于图30，如上文针对图29所列的类似等式成立，其TT[{1，2}]和TA[{1，2}](如分别由标签和锚定器测得的后续消息之间的时间差)将根据锚定器和标签(正评估其间的距离)的数目来替换。
所描述的示例方法允许两种距离限界方法：
1)寻找锚定器中的任一个和标签中的任一个之间的最短距离
2)在通信范围内的每一锚定器-标签对的距离测量值。
对于方法1)，每一钥匙或锁扣装置可基于关于钥匙响应消息/锁扣响应消息中所见的最早的多路径分量的安全标记的位置来起始其计时器。应了解，可基于信道估计信息确定最早的多路径分量。
对于方法2)，每一钥匙或锁扣装置必须寻找分别对应于每一锁扣或钥匙装置的最早的多路径分量。这可完成如下：标记为R1或R2的所接收响应消息可用于实行信道估计，且将产生多路径分量的所估计集合(延迟、振幅和相位)。此多路径分量的集合可用于配置接收器(例如利用RAKE接收器或信道匹配滤波器)，用于接收发送消息的每一装置的识别符。所述多路径分量的集合由信道反射以及范围内的接收钥匙/锁扣装置和所有发射钥匙/锁扣装置之间的直接路径两者组成。接收装置的配置以此方式阻挡想要利用与多路径分量的(机密)超集非重叠的多路径分量集合插入其消息的任何攻击者。在大多数有利的(对于攻击者)攻击中，攻击者可具有与超集中的最早的多路径分量具有某一重叠的多路径分量，且因此不能伪造比真正的钥匙/锁扣装置的距离短的距离。可通过关注来自ID指示符的接收期间活跃的超集的最早的多路径分量来确定响应装置和接收装置之间的最短距离。
子网分离
第一和第二装置的群组可一起形成子网。子网可使用特定脉冲重复频率(PRF)。为了与其它子网分离，每一子网可使用稍微不同的脉冲重复频率使得在需要相关和平均来提升所要信号使其高于噪声阈值的获取期间，将仅辨识或确认属于所要子网的信号。发射器装置和接收器装置之间的PRF的差导致能量的较少有效累加，且因此充当属于不同子网的发射的获取期间的拒绝机制。
为了分离子网而不需要标头字段中的额外规定，可改变499.2MHz的标称码片速率。通过这种方式，具有不同码片速率设定的收发器将不大可能彼此同步，且借此避免PHY层[12]的层级上的消息碰撞。
为了支持此特征达子网解耦的所希望水平，我们限定标称码片速率网格为rchip*499.2MHz，其中rchip＝1+200e-6*(100-Nsubnet)，且其中Nsubnet∈{0，1，...，200}。总体上，因此，限定201个不同子网。

Claims (10)

1.一种被配置成实现由接收器装置从发射器装置接收的信号的处理的用于所述接收器装置的处理模块，其特征在于，所述信号包括划分成多个时间间隔块的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式，且其中以下中的一个：
a)至少第一块从第一天线发射，且第二块从所述发射器装置的不同第二天线发射；
b)至少第一块由第一天线接收，且第二块由所述接收器装置的不同第二天线接收；
其中所述处理模块被配置成：
基于所述信号的多个重复的预定同步符号，实现确定所述接收器装置的所述第一天线处接收或从所述发射器装置的第一天线发射的所述信号的载波的相位；
基于所述发射器装置和接收器装置两者已知的预定安全信息导出对应于所述信号的所述安全训练序列的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式；
执行来自所述第一天线的所述第一块和所述所导出的安全训练序列的第一部分之间的交叉相关以获得第一相位标记，所述第一相位标记限定相对于所述载波的所述所确定的相位的来自所述第一天线的所述信号的相位；
执行来自所述第二天线的所述第二块和所述所导出的安全训练序列的第二部分之间的交叉相关以获得第二相位标记，所述第二相位标记限定相对于所述载波的所述所确定的相位的来自所述第二天线的所述信号的相位；
基于限定所述第一和第二天线之间的所述信号的相位差和所述第一天线相对于所述第二天线的已知间隔的所述第一相位标记和所述第二相位标记，确定相对于所述接收器装置的所述信号的到达角度。
2.根据权利要求1所述的处理模块，其特征在于，所述信号的所述第一块由所述发射器装置的所述第一天线发射，且所述第一块之后的所述第二块由所述发射器装置的所述第二天线发射，且所述第二块之后的第三块由所述发射器装置的所述第一天线发射，且所述第二块之后的第四块由所述发射器装置的所述第二天线发射；以及
所述接收器装置包括两个接收天线，所述处理模块被配置成从所述第一接收天线接收所述第一块和所述第三块中的一个，且从所述第一接收天线接收所述第二和第四块中的一个；以及
所述处理模块被配置成从所述第二接收天线接收所述第一块和所述第三块中的另一个，且从所述第二接收天线接收所述第二和第四块中的另一个。
3.一种方法，其特征在于，包括
相对于由所述接收器装置从发射器装置接收的信号，所述信号包括划分成多个时间间隔块的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式，且其中以下中的一个：
a)至少第一块从第一天线发射，且第二块从所述发射器装置的第二天线发射；
b)至少第一块由第一天线接收，且第二块由所述接收器的第二天线接收；
其中所述处理模块被配置成：
基于所述信号的多个重复的预定同步符号，实现确定所述接收器装置的所述第一天线处接收或从所述发射器装置的第一天线发射的所述信号的载波的相位；
基于所述发射器装置和接收器装置两者已知的预定安全信息导出对应于所述信号的所述安全训练序列的安全训练序列，所述安全训练序列包括符号的非重复型式；
执行来自所述第一天线的所述第一块和所述所导出的安全训练序列的第一部分之间的交叉相关以获得第一相位标记，所述第一相位标记限定相对于所述载波的所述所确定的相位的来自所述第一天线的所述信号的相位；
执行来自所述第二天线的所述第二块和所述所导出的安全训练序列的第二部分之间的交叉相关以获得第二相位标记，所述第二相位标记限定相对于所述载波的所述所确定的相位的来自所述第二天线的所述信号的相位；
基于限定所述第一和第二天线之间的所述信号的相位差和所述第一天线相对于所述第二天线的已知间隔的所述第一相位标记和所述第二相位标记，确定相对于所述接收器装置的所述信号的到达角度。
4.一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置的处理模块，其特征在于，所述信号包括至少一个帧供所述发射器装置发射到接收器装置，所述处理模块被配置成实现将安全训练序列时分为块，每一块实现从所述发射器装置的多个天线中的仅一个发射，所述处理模块被配置成从所述多个天线的不同天线实现连续块的发射，所述安全训练序列包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的符号的非重复序列，以用于产生所述发射器装置和接收器装置之间商定的此符号序列。
5.一种方法，其特征在于，包括：
实现通过将安全训练序列时分为块而产生包括供所述发射器装置发射到接收器装置的至少一个帧的信号，每一块实现从所述发射器装置的多个天线中的仅一个的发射，
从所述多个天线的不同天线实现连续块的发射，所述安全训练序列包括基于商定符号序列和商定参考中的一个或多个的符号的非重复序列，以用于产生所述发射器装置和接收器装置之间商定的此符号序列。
6.一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置的处理模块，其特征在于，所述信号包括至少一个帧供所述发射器装置发射到接收器装置，所述处理模块被配置成实现调制输入位流以形成所述帧的至少一部分，所述处理模块被配置成；
实现输入位流的卷积编码，所述卷积编码实现针对所述输入位流的每一位产生第一代码位g0和第二代码位g1；
基于等式g0+g1mod 2确定位置位；
基于所述第二代码位g1确定极性位；
基于映射确定BPPM-BPSK符号，所述BPPM-BPSK符号形成所述帧的所述至少一部分；
其中Es表示信号能量。
7.一种被配置成实现信号的处理的用于接收器装置的处理模块，其特征在于，所述信号包括由所述接收器装置从发射器装置接收的至少一个帧，所述处理模块被配置成：
实现所述信号中的BPPM-BPSK符号的识别，所述BPPM-BPSK符号选自(+√Es，0)、(-√Es，0)、(0，-√Es)和(0，√Es)，其中Es表示信号能量；
实现基于映射对每一BPPM-BPSK符号的解调以获得包括g0和g1的两个代码位；
实现基于基于卷积码对所述代码位的解码确定输出位流。
8.一种方法，其特征在于，包括
实现通过实现形成帧的至少一部分的输入位流的调制产生包括供发射器装置发射到接收器装置的至少一个帧的信号，所述方法包括；
实现输入位流的卷积编码，所述卷积编码实现针对所述输入位流的每一位产生第一代码位g0和第二代码位g1；
基于等式g0+g1mod 2确定位置位；
基于所述第二代码位g1确定极性位；
基于映射确定BPPM-BPSK符号，所述BPPM-BPSK符号形成所述信号；
其中Es表示信号能量。
9.一种被配置成实现信号的产生的用于发射器装置的处理模块，其特征在于，所述信号包括至少一个帧供所述发射器装置发射到接收器装置，所述处理模块被配置成实现调制输入位流以形成所述帧的至少一部分，所述处理模块被配置成；
实现输入位流的卷积编码，所述卷积编码实现针对所述输入位流的每一位产生第一代码位g0和第二代码位g1，其中，所述卷积编码使用k＝3和k＝7的卷积码实现；
将所述第一代码位g0编码为第一子符号，并且将所述第二代码位g1编码为第二子符号；并且
使用二进制相移键控(BPSK)调制所述第一子符号和所述第二子符号。
10.一种系统，其特征在于，包括由根据权利要求1到2或权利要求7中任一项权利要求所述的处理模块控制的至少一个接收器装置，和由根据权利要求4或权利要求6或权利要求9中任一项权利要求所述的处理模块控制的至少一个发射器装置。
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