CN108370355B

CN108370355B - 对多个窄带子载波的正交时间频率空间调制的方法和通信设备

Info

Publication number: CN108370355B
Application number: CN201680052343.XA
Authority: CN
Inventors: 什洛莫·塞利姆·拉吉布; 龙尼·哈达尼
Original assignee: Cohere Technologies Inc
Current assignee: Cohere Technologies Inc
Priority date: 2015-07-12
Filing date: 2016-07-12
Publication date: 2021-02-12
Anticipated expiration: 2036-07-12
Also published as: WO2017011455A1; EP3320659A4; US11601213B2; CN108370355A; US20180205481A1; EP3320659A1; US20210028877A1; KR102616669B1; KR20180082995A; EP3320659B1; US10693581B2

Abstract

描述了正交时间频率空间调制(OTFS)的调制方案，所述调制方案使用诸如2D傅立叶变换的辛式变换和可选的加扰操作，将数据符号连同可选的导频符号一起映射到复杂的波聚合体中，并且与传统的OFDM系统向后兼容。可以通过根据各种时间间隔和频率间隔选择的的聚合体的部分来处理这种波聚合体以用于传输。可以使用来自这个过程的输出，通常通过使用相互正交的子载波“音调”或载波频率，根据多个窄带子载波上的各种时间间隔来调制传送的波形。整个所述波聚合体可以在各种时间间隔内进行传送。在接收器处，可以使用这个过程的逆过程来表征数据信道并校正接收信号的信道失真，从而接收到清晰形式的原始数据符号。

Description

对多个窄带子载波的正交时间频率空间调制的方法和通信设备

相关申请的交叉引用

本专利文档要求2015年7月12日提交的标题为“METHODS OF ORTHOGONAL TIMEFREQUENCY SPACE MODULATION OVER A PLURALITY OF NARROW BAND SUBCARRIERS(对多个窄带子载波的正交时间频率空间调制的方法)”的美国临时专利申请62/191,468的优先权权益。本申请还要求2015年9月7日提交的标题为“METHODS OF ORTHOGONAL TIMEFREQUENCY SPACE MODULATION OVER A PLURALITY OF NARROW BAND SUBCARRIERS(对多个窄带子载波的正交时间频率空间调制的方法)”的美国临时专利申请62/215,126的优先权权益。所有前述专利申请均以引用的方式整体并入本文。

技术领域

本文档涉及通信领域，具体地，涉及对通信数据信道中的减损的估计和补偿。

背景技术

自1858年第一条横跨大西洋的电缆问世以来，令其支持者失望的是，它只能以每16小时约100个字的速率传送数据，不完善的数据信道对通信速度和可靠性的影响对于电信行业已经很明显。

快速过渡到近代、甚至现代的电子线(例如CATV电缆)、光纤和无线(无线电)数据传输方法受到不完善数据信道的影响。数据信道通常是不完善的，因为它们常常包含定位在介质中各种物理位置处的各种信号反射器(例如，1D电导体(诸如导线)中的各种结点，或者光导体(诸如光纤)中的1D结点。对于介质为3D空间的无线通信，这些反射器可以是位于空间中各个位置处的无线电反射器)。不管介质类型和反射器类型如何，反射器典型地都会通过创建各种回波反射、频率位移等来使信号波形失真。最终的结果是，由数据信道发射器发送的最初清晰且易于解释的信号波形在其到达接收器时可能会由于原始信号波形的各种回波和频率移位版本的存在而降级。

传统上，电信行业倾向于通过以下方式来处理这些问题：使用这些各种数据信道反射器和其他减损的统计模型，以便在统计基础上创建关于给定数据信道的状态(信道状态)可以如何波动的统计图。这种现有技术包括Clarke和Jakes(R.H.Clarke，Astatistical theory of mobile-radio reception(移动无线电接收的统计理论)，贝尔系统技术杂志，第47期，第957-1000页(1968)；以及W.C.Jakes(编)，Microwave MobileCommunications(微波移动通信)，威利出版社，纽约，1974))的著作，并且事实上，此类方法在工业中通常被称为Clarke-Jakes模型。

这些现有技术模型是有用的；因为它有助于通信工程师保守地设计通常足够强大以适用于各种商业应用的设备。例如，如果统计模型预测频率中靠得太近的波形将倾向于由于具有某种统计概率的信道状态而彼此模糊，则可以将通信规范设计成信道之间具有足够的频率间隔，以便在一定的统计概率水平下运行。类似地，如果统计模型显示信道状态中的某些统计波动会产生对应的信号强度波动，则可以将传送波形的功率、或数据传输的最大速率或两者设计成应对这些统计波动。

Pahlavan和Levesque的“Wireless Information Networks,Second Edition(无线信息网络，第二版)”(2005，John Wiley&Sons公司，新泽西州霍博肯市)提供了对这些各种问题的良好评述。这本书提供了良好的评述，讨论了无线电信号如何受到各种影响，包括多径衰落、信号随距离减弱、多普勒位移以及各种反射器的散射。

作为一个具体的示例，考虑用于移动蜂窝电话(手机)的设备设计的挑战。当移动手机收到来自非移动手机塔(基站)的传输时，尽管来自手机塔的一些无线能量可以直接传播到手机，但来自手机塔传输的大部分无线能量典型地将从各种反射器(例如，建筑物的平坦面)反射出来，并且这些原始手机塔传输的“副本”也将被手机接收，受到由于手机塔、反射器和手机之间的距离引起的各种时间延迟和功率损失。

如果手机正在移动，原始信号的反射“副本”也将被不同程度地多普勒移位。这些多普勒位移将根据手机塔、手机以及反射信号的各种建筑物(反射器)的位置之间的相对速度和角度而变化。

根据诸如Clarke-Jakes模型的现有技术，可以对发射器、接收器和各种反射器的平均分布做出统计假设。然后，可以使用这个统计模型来帮助设置系统参数和安全裕度，使得在一定的可靠性水平下，尽管存在这些影响，系统仍然可以运行。因此，现有技术允许生产合理地稳健的且商业上有用的系统。

OTFS方法概述

无线通信通过调制信号并且在这些无线(例如，无线电)信号各自的无线介质或“数据信道”(例如，包含各种反射器的空白空间)上发送它们来操作。这种无线数据信道因此由空间的物理介质(以及这个空间中的任何物体)组成，包括三维空间和一维时间。在基于地面的无线应用的最常用商业环境中，第三空间维度-高度通常可能不那么重要，并且因此基于地面的无线应用通常可以充分近似为二维介质空间(具有物体)和一维时间。

当无线信号行进穿过其空间“数据信道”时，以光速行进的各种信号(例如波形)通常受到各种类型的降级或信道减损。当无线信号从无线反射表面(诸如建筑物的侧面)和其他结构反弹时，也可能生成这些回波信号。对于无线信号，传送到移动反射器或从移动反射器传送的、或传送到移动车辆或从移动车辆传送的信号受到多普勒位移影响，这也会导致频率位移。

这些回波效应和频率位移是不期望的，并且如果此类位移变得太大，可能导致较低的信号传输速率以及较高的错误率。因此，减少此类回波效应和频率位移的方法在通信领域具有很高的实用性。

在一些目前已知的OTFS调制实施方案中，与现有技术方法的情况相比，所传送的每个数据符号或元素在时间、频率和频谱形状空间上也扩展到更大的程度。因此，在接收器端，开始解析任何给定数据符号的值通常需要更长的时间，因为这种符号必须在接收到(例如)N2个符号的全帧时逐渐建立或累积。

其他无线通信方法是时间、频率和频谱成形的组合，以便在N·N(N2)(例如，NxN，N次N)个符号的卷积单位矩阵(数据帧)中传送数据。在一些实施方案中，在N个扩展时间间隔(例如，N个无线波形突发)上接收所有N2个数据符号，或者一个也不接收(例如，需要接收N个突发以重建原始数据位)。在其他实施方案中，这个要求被放宽。

在这些实施方案中，为了确定用于传输过程的时间、波形和数据符号分布，例如可以将N2大小的数据帧矩阵乘以第一N·N时间-频率移位矩阵，进行置换，然后乘以第二N·N频谱成形矩阵，从而在整个所得的N·N矩阵上混合每个数据符号。随后对这个所得的数据矩阵进行选择、调制，并且作为一系列N个OTFS符号波形突发在每时间片一个元素的基础上进行传送。在接收器处，重建副本矩阵并对其进行解卷积，从而揭示原始传送数据的复本。

在由美国专利申请13/117,119教导的一些实施方案中，可以通过通信链路以时间为基础在一个数据帧([D])上传送和接收OTFS波形，典型地使用处理器和软件驱动的无线发射器和接收器。因此，例如，以下所有步骤通常是使用至少一个处理器自动完成的。

这种第一方法使用典型地将包括多达N2个数据元素(N大于1)的矩阵的数据帧。这种方法基于创建包括第一N x N矩阵([U1])和第二N x N矩阵([U2])的正交矩阵集合。通信链路和正交矩阵集合典型地被选择成能够在一个时间扩展间隔(例如，一个突发)上传送来自第一N x N矩阵([U1])、数据帧([D])和第二N x N矩阵([U2])的矩阵乘积的至少N个元素。这里，每个时间扩展间隔可以由至少N个时间片组成。所述方法典型地通过以下方式进行操作：形成第一N x N矩阵([U1])和数据帧([D])的第一矩阵乘积，然后通过可逆置换运算P置换第一矩阵乘积，从而得到置换的第一矩阵乘积P([U1][D])。所述方法然后根据所述方法形成这个置换的第一矩阵乘积P([U1][D])和第二N x N矩阵([U2])的第二矩阵乘积，从而形成卷积数据矩阵，这个卷积数据矩阵可以通过无线通信链路进行传送和接收。

在发射器侧，对于每个单一时间扩展间隔(例如，突发时间)，所述方法通过选择卷积数据矩阵的N个不同元素并且在这个时间扩展间隔中的不同时间片上进行操作，所述方法使用处理器并且典型地软件控制的无线电发射器从卷积数据矩阵的N个不同元素中选择一个元素，对这个元素进行调制，并且无线地传送这个元素，使得每个元素占据它自己的时间片。

在接收器侧，接收器(典型地处理器控制的软件接收器)将在各种时间扩展间隔(突发时间)中的不同时间片上接收卷积数据矩阵的这N个不同元素，并且对这个卷积数据矩阵的N个不同元素进行解调。这些步骤将重复总计多达N次，从而在接收器处重新组装卷积数据矩阵的副本。

然后，接收器将使用第一N x N矩阵([U1])和第二N x N矩阵([U2])根据卷积数据矩阵来重建原始的数据帧([D])。在这种方法的一些实施方案中，在卷积数据矩阵已完全恢复之前，不能保证以完全的准确度重建任意数据帧([D])的任意数据元素。实际上，所述系统也可以被配置成具有一定的冗余，使得它能够处理来自卷积数据矩阵的至少几个元素的损失。

美国专利申请13/117,119及其临时申请61/359,619还教导了一种通过无线通信链路传送和接收至少一个数据帧([D])的替代方法，其中同样这个数据帧通常包括多达N2个数据元素(N大于1)的矩阵。这种替代方法通过以下方式工作：对数据帧([D])的数据元素进行卷积，使得每个数据元素的值在被传送时将散布在多个无线波形上，其中这多个无线波形中的每个单独波形将具有特征频率，并且这多个无线波形中的每个单独波形将承载来自所述数据帧的多个这些数据元素的卷积结果。根据所述方法，发射器通过以下方式自动地传送卷积结果：使这多个无线波形的频率在多个时间间隔内循环地移位，使得每个数据元素的值将作为在多个时间间隔内发送的多个循环频率移位的无线波形、同样作为一系列波形突发来传送。在接收器侧，接收器将接收多次发送的这多个循环频率位移的无线波形突发并使用处理器对其进行解卷积，并且因此重建至少一个原始传送的数据帧([D])的副本。这里同样，在一些实施方案中，可以选择卷积和解卷积方案，使得在多个循环频率移位的无线波形基本上全部已经作为多个波形突发被传送和接收之前，不能保证以完全的准确度重建任意数据帧([D])的任意数据元素。实际上，与之前一样，系统也可以被配置成具有一定的冗余，使得它可以处理至少几个循环频率移位的无线波形的损失。

美国专利申请13/430,690教导了使用经调制以允许自动补偿回波反射和频率偏移的信号减损影响的信号来传递多个数据符号的OFTS方法。这种方法包括将多个数据符号分配到一个或多个NxN符号矩阵中，然后使用这一个或多个NxN符号矩阵来控制发射器的信号调制。这里，所述方案是：针对每个NxN符号矩阵，发射器将使用每个数据符号来对N个波形进行加权，其中这些波形是从根据编码矩阵U确定的、N2大小的、N个循环时间移位和N个循环频率移位的波形的所有置换集合中选择的。这个过程因此针对每个数据符号产生N个符号加权的循环时间移位且循环频率移位的波形。编码矩阵U被选择成具有对应的逆解码矩阵UH的NxN酉矩阵。因此，对于NxN符号矩阵中的每个数据符号，OTFS系统和方法通过以下方式进行操作：对N个符号加权的循环时间移位且循环频率移位的波形进行求和，从而产生N2个求和-符号-加权的循环时间移位且循环频率移位的波形。然后，OTFS发射器在N个时间块或频率块的任意组合上传送这N2个求和-符号-加权的循环时间移位且循环频率移位的波形，其结构为N个复合波形。

美国专利申请13/927,088教导了提供在信号传输系统中可用的调制信号的OTFS方法。这种版本的OTFS方法包括建立具有至少N个第一维度的元素和至少N个第二维度的元素的原始数据帧，其中N大于1。然后，根据时间-频率变换对这个原始数据帧进行变换，以提供变换的数据矩阵。这里，使用时间-频率移位矩阵执行时间-频率变换，其中时间-频率移位矩阵包括具有N个元素的第一维度和具有N个元素的第二维度，其中N大于1。然后，OTFS发射器根据经变换的数据矩阵的元素生成调制的信号。

美国专利申请13/927,086教导了提供数据调制方法的OTFS方法，其包括将一组数据元素布置到具有N个第一维度的元素和具有N个第二维度的元素的原始数据帧中(其中N大于1)，然后根据时间-频率移位矩阵对原始数据帧进行变换，以形成具有至少N2个元素的中间数据矩阵。所述方法还通过以下方式进行操作：通过置换中间数据矩阵的至少一部分元素来提供经变换的数据矩阵；以及基于经变换的数据矩阵的元素生成调制的信号。这里，这个产生过程包括在不同的时间、在逐列的基础上选择经变换的数据矩阵的元素，其中经变换的数据矩阵包括至少N个列和至少N个行。

美国申请13/927,086还教导了提供接收数据的方法的OTFS方法，其包括：接收所传送的与由一组数据元素组成的数据帧相对应的数据信号，然后基于所述数据信号来构建接收到的具有至少N个第一维度的元素和至少N个第二维度的元素的数据帧，其中N大于1。然后，这种方法通过以下方式进行操作：对接收到的数据帧的至少一部分元素进行逆置换，以形成非置换的数据帧。然后，这种方法继而又根据第一逆变换矩阵进行逆变换，以形成与所传送的数据帧的重建版本相对应的恢复数据帧。这种接收方法因此确定了接收到的数据信号内存在信号失真，其中所述信号失真指示与频率位移和时间位移中的至少一个相关的信道失真。

发明内容

在一个示例方面，公开了一种基于每帧在包括多个窄带子载波的受损无线信道上传送多个数据符号的方法。所述方法包括：对于每个帧，使用至少一个处理器，通过将每个数据符号分派到它自己的独特2D OTFS延迟-多普勒帧位置，来在2D OTFS延迟-多普勒帧上分配所述多个数据符号；通过使用每个数据符号和帧位置来调制从在2D OTFS时间-频率帧上操作的一组相互正交的2D基波函数中选择的独特的、位置特定的2D基波函数来对所述2DOTFS延迟-多普勒帧上的所述数据符号进行OTFS变换，所述变换还贯穿基本上所有2D OTFS时间-频率帧以无损且可逆的方式扩展每个数据符号，所述变换从而创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体；利用加扰操作进一步对所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体进行加扰；以及使用无线发射器在多个时间间隔内、在多个窄带子载波上调制和传送所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波形聚合体的部分。选择所述部分、多个窄带子载波以及时间间隔的粒度和范围，使得传送部分的总和准确地表征加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。受损无线信道使传送部分失真成信道失真部分。

在另一个方面，公开了一种基于每帧在包括多个窄带子载波的受损无线信道上接收多个数据符号的方法，其中所述受损无线信道使传送部分失真形成信道失真部分。所述方法包括使用无线接收器在多个时间间隔内、在多个窄带子载波上接收并解调所述信道失真部分，从而恢复加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本；使用所述加扰操作的逆操作来对加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本进行解扰，从而创建基于2D OTFS时间-频率的波聚合体的解扰信道失真副本；使用至少一个处理器和所述OTFS变换的逆变换来对基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本进行逆变换，从而在接收到基本上所有部分时产生2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本；使用延迟-多普勒2D均衡器来校正2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本，从而产生信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧；以及从信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧中提取多个副本数据符号。

在又一个方面，公开了实施上述方法的设备。

本文公开的技术部分地基于以下认识：在一些实施方案中，可以使用替代的调制方案来将包括多个数据符号的第一“信息”帧映射到2维时间-频率帧(“帧”的替代词是“域”、“平面”或“网格”，这里通常用作同义词)，所述2维时间-频率帧包括多个不同的时间移位且频率移位的传送波形。应当注意，由于“信息”帧的结构通常是基于对无线数据信道的预期2D时间延迟和多普勒频率位移的考虑而建立的，因此“信息”帧通常替代地被称为“延迟-多普勒帧”。

这些替代的调制方案受到某些重要的OTFS约束，诸如这些不同的波形通常应当将任何给定的数据符号分布在所有(忽略某些保留的导频位置)时间移位波形和频率移位波形的组合上。OTFS约束还要求以如下方式发送波形：探测信道的底层时间延迟多普勒频率位移(延迟多普勒)结构，并且还允许接收器校正信道失真，然后重建原始数据。然而，如将要看到的那样，可以完成这些各种操作的细节通常可能与先前章节中讨论的早先的教导显著地不同。

与申请人教导的早先的OTFS方法相反，本公开教导了一种替代的调制方案，其可以例如使用2D傅立叶变换的类傅立叶的变体、诸如辛离散傅里叶变换(及其逆变换)来映射数据符号(例如，用户想要发送和接收的有效载荷数据符号)，所述数据符号用于去往和来自由发射器和接收器使用的2维时间-频率帧的数据传输。

本公开内容还教导了至少一些实施方案，其集中于OTFS系统和方法的以下优势：至少相对于经常使用多个OFDM子载波来承载各种OTFS无线信号而言，所述OTFS系统和方法至少保持了与现有技术OFDM系统(诸如4G/LTE OFDM系统)的一定程度的兼容性。在一些实施方案中，也可以采用现有技术OFDM定时方案，但是在其他实施方案中，可以不使用这些OFDM定时方案。典型地，本文所描述的OTFS系统和方法基本上脱离了现有技术OFDM数据符号操纵方法，并且通常也显著脱离了现有技术OFDM调制方案(至少在子载波内)。

本文教导的方法和系统典型地使用软件定义的无线电设备来实现，典型地需要至少一个发射器处理器、至少一个接收器处理器、发射器存储器和接收器存储器以及RF(射频)电路，以便将处理器命令变换成各种无线波形和将各种无线波形变换成处理器命令。在系统使用收发器来实现的情况下，则当然处理器、存储器和RF电路中的一些可以在收发器的发射器部分与接收器部分之间共享。

因为本文描述的方法和系统典型地使用软件定义的无线电方法，并且因为本文描述的方法和系统通常可以使用现有技术OFDM子载波，所以在许多实施方案中，当根据适当的软件参数进行配置时，本文描述的发射器、接收器和收发器可以被设置成使用本文描述的OTFS方法进行操作，或可替代地以与OFDM方法向后兼容的模式进行操作。然而，相反情况并非如此，并且典型地现有技术OFDM系统将不能接收根据本文所述的方法传送的OTFS信号。然而，在某些操作参数下，传统或现有技术OFDM系统和本文描述的OTFS系统可以共存并且甚至可以协调共享方案，所述共享方案允许两者协调彼此可接受的时间和子载波、帧或帧的部分，其中任何一个或另一个可以在不相互干扰的情况下进行操作。

一些实施方案可以是基于每帧在包括多个窄带子载波的受损无线信道上传送和接收多个数据符号的系统或方法(以及用于基于每帧在包括多个窄带子载波的受损无线信道上传送多个数据符号的系统或方法，和基于每帧在包括多个窄带子载波的受损无线信道上接收多个数据符号的系统或方法)。

在传送侧，对于每个帧，所述方法典型地将包括：使用至少一个(发射器)处理器，通过将每个数据符号分派到它自己的独特2D OTFS延迟-多普勒帧位置，来在2D OTFS延迟-多普勒帧(例如，信息帧)上分配多个数据符号(典型地，所述帧是2D网格，因此这里的位置将是特定的2D网格坐标)。

OTFS变换过程可以通过各种方式完成。在一些实施方案中，可以使用先前描述的OTFS方法。然而，在本文公开的优选实施方案中，发射器将使用位于每个数据帧位置的每个数据符号以及帧位置坐标，在这个特定的帧位置来对2D OTFS延迟-多普勒帧(信息帧)上的这些数据符号进行OTFS变换，以便调制独特的、位置特定的2D基波函数。这个2D基函数典型地将从在2D OTFS时间-频率帧上操作的一组相互正交的2D基波函数中选择。通常，这将使用各种类傅立叶变换来完成，诸如将要讨论的辛或离散辛类傅里叶变换。

这种OTFS变换的净效应是贯穿基本上整个2D OTFS时间-频率帧，以无损且可逆的方式扩展每个数据符号。这里，我们将这种变换的结果称为基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体，并且稍后将更详细地讨论具体的示例。

通常为了帮助所述系统和方法将传送功率保持在特定的限度内，并且此外还帮助区分不同的发射器和接收器，发射器通常将利用[可选的]加扰操作进一步对这种基于2DOTFS时间-频率帧的波聚合体进行加扰。

然后，发射器将在多个窄带子载波上并且在多个时间间隔内调制和传送这种加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的部分。应当注意，忽略导频符号或信号，并且忽略保护带或间隔以及可选的控制符号，每个原始数据符号实际上已经在所有多个窄带子载波上和所有多个时间间隔内展开。

针对这种传输过程，可以使用各种方法来划分加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。然而，一个重要的约束是：这些部分、多个窄带子载波和时间间隔的粒度和范围应当被选择成使得传送部分的总和准确地表征加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。这里，“准确”意味着一旦所述过程完成，数据符号的最小的任何最终损失应当为零(无损的)或至少极低的(例如，小于百万分之一或更有效地无损的)。这些部分然后可以用于调制底层的OFDM子载波音调。

如将要讨论的那样，另一个重要的考虑因素是：多个窄带子载波的数量和带宽以及时间间隔的数量和时间持续时间理想地也应当被选择成有助于表征数据信道的底层时间延迟和多普勒位移方面(或减损)，并且帮助接收器稍后校正这些减损。

然后，无线发射器传送各种无线波形，并且在通过各种信道路径进行传送期间，受损的无线信道典型地将使这些传送部分失真，从而产生信道失真部分(受损无线波形因此承载信道失真部分)。

在所述方法和系统的接收器侧，通常也使用软件定义的无线电方法的无线接收器将在多个窄带子载波上并且在多个时间间隔内接收和解调这些信道失真部分，从而恢复加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本(并且通常将其存储在接收器的存储器中)。则接收器实质上撤销了许多发射器操作。

然后，接收器可以使用发射器的加扰操作的逆操作来对加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的这个信道失真副本进行解扰，从而创建基于2D OTFS时间-频率的波聚合体的解扰信道失真副本。接收器还可以使用至少一个处理器以及发射器的OTFS变换的逆变换来来对基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本进行逆变换，从而在接收器侧产生(一旦接收到基本上所有的传送部分)2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本。

然后，接收器可选地可以使用一个或多个2D均衡器，诸如延迟-多普勒2D均衡器来校正2D OTFS延迟-多普勒帧的这个信道失真副本。净结果是在接收器端产生经信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧(接收器信息平面)。接收器处理器然后可以从这个信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧中提取多个副本数据符号。净结果是：有效载荷数据符号已经从发射器传送，并且已经在接收器处作为副本数据符号被接收。如将要讨论的那样，也可以使用其他类型的2D均衡器，诸如在接收器的时间-频率帧处更多地在“原始数据”水平上操作的时间-频率2D均衡器。

如将要讨论的那样，这些方法的一个重要方面是：由于本文采用的OTFS方法，还产生了数据信道的延迟-多普勒方面的详细映射图(典型地作为所述过程的一部分)，通常被称为信道延迟-多普勒脉冲响应h(r,v)。这种信息允许系统实际上配置和应用高质量的2D均衡器，诸如延迟-多普勒2D均衡器，并且使用通过使用智能选择的波形探测信道所获得的信息来很好地从接收到的信号去除各种信道减损。

回到OFDM兼容性方面，如先前所讨论的，本公开还部分地基于以下认识：这些替代的调制和数据分配方案中的一些可以通过与包括多个窄带子载波的无线数据信道上的传输兼容的方式进行配置。事实上，在一些实施方案中，这些窄带子载波的数量、频率和带宽以及甚至底层载波音调(例如，正交波形)可以被制造成与传统OFDM方法(甚至包括传统4G/LTE方法)兼容。

因此，可以获得传送数据的OTFS方法，在带来比现有技术方法(诸如基于OFDM的4G/LTE方法)更可靠且更高效地传送更多数据的优点的同时，根据需要也可以具有与传统OFDM方法(诸如4G/LTE)的显著向后兼容性。

由于对传统4G/LTE方法进行了全球范围内的巨额资本投资(再次以数千亿或甚至数万亿美元计)，此类方法可以带来巨大的经济效益。

也就是说，根据本文所述的方法，在一些实施方案中，可以以利用4G LTE基础设施中的巨大现有投资的方式产生大大改善的下一代无线通信方法，其可能满足期望的“5G”提案。

附图说明

图1是时变脉冲响应的示例的图形表示。

图2是示例无线通信系统的框图表示。

图3示出了信道脉冲响应的时间-频率图的示例。

图4示出了时变脉冲响应的另一个示例。

图5示出了延迟多普勒域中主路径和反射器的信道响应的示例图。

图6示出了接收到的符号所经历的失真的示例的图形表示。

图7示出了通过OTFS系统实现的信息帧传输的示例。

图8示出了通过OTFS系统实现的信息帧传输的另一个示例。

图9是导频信号的示例的图形表示。

图10以图形方式描绘了变换成延迟-多普勒域并返回到数据域的信息数据的示例。

图11是通过通信信道耦合的发射器和接收器的背对背布置的示例。

图12示出了延迟-多普勒波形以及它们的时间-频率域对应波形的示例。

图13示出了在OTFS接收器侧处理期间信号的示例频谱。

图14示出了将OFTS QAM信号变换到时间-频率网格上的示例。

图15示出了将OFTS QAM信号变换到时间-频率网格上的另一个示例。

图16是示出示例OTFS基函数的图形。

图17示出了发射波形所经历的失真的示例。

图18示出了将OFTS QAM信号变换到时间-频率网格上的示例。

图19是背对背OTFS发射器/接收器系统的框图表示。

图20示出了现有技术的传输资源调配。

图21是OFTS卷积操作的示例的图形表示。

图22示出了1D和2D传输信道的示例。

图23是示例无线数据传输方法的流程图表示。

图24是示例无线数据接收方法的流程图表示。

图25是无线通信设备的框图表示。

具体实施方式

本文档中使用的章节标题有助于提高可读性，并且不将每个章节中所讨论的技术范围仅限于此章节。此外，为了便于解释，已经做出了一些简化的假设。尽管这些简化的假设旨在帮助传达想法，但它们并不意图进行限制。其中一些简化假设是：

1：一般来说，我们将测量并分析与我们将用于发送OTFS波形的时间和频率分辨率处于相同的时间和频率分辨率水平下的信道延迟-多普勒脉冲响应(其既探测信道的时间延迟和多普勒频率位移，并且还从发射器向接收器运送信息)。这种简化的假设有助于使数学计算更容易理解。

在这种简化的方案中，有时可以使用相同的变量名称、诸如τ和ν来描述信道延迟-多普勒脉冲响应h(r,v)、在延迟-多普勒帧上使用的索引(也称为信息)以及所传送的各种OTFS波形的特性。

在例如希望在比用于探测信道的OTFS波形更高的时间和频率分辨率水平下探测信道脉冲响应的其他实施方案中，可以实施替代方案。例如，接收器可以以比发射器更高的时间和/或频率分辨率进行操作，并且因此当发射器将根据τ和ν的分辨率水平进行操作时，至少在某些中间阶段，接收器可以以更高的分辨率水平进行操作。因此，不放弃保护以下实施方案：其中接收器估计信道延迟-多普勒响应处于比h(r,v)更高的分辨率水平。此外，可能存在这样的情况：其中用户可能希望以小于全容量的方式来操作发射器，并且在τ和v不同时间和窄带子载波的组合上传送少于τ乘v个数据符号，并且也不放弃保护这些实施方案。

2：一般而言，在本讨论中使用τ和ν命名法倾向于回顾OTFS方法的数学基础，而使用诸如“m”和“n”或“k”和“l”的替代命名法倾向于指代OTFS方法的电气工程级别的实现方式。在发生混淆的情况下，请再次参考表2和表3。

3：“突发”定义：在本公开中，用于在一段时间T(在图21中，用方波g(t)或滤波器多载波时间例示出)内并且在一个子载波上传送的波形有时被称为“突发”。因此，如本文所使用的，“突发”实质上是承载由发射器传送的波形的最小信息。

类似地，在本公开中，术语“OTFS符号”有时用于指代由这种突发在一个子载波上承载的信息。这很好地对应于本说明书中稍后定义的术语8a(k,l)。应当注意，在本公开中，因此基于每个子载波来讨论OTFS符号。这个术语与4G/LTE术语形成对比，其中4G/LTE OFDM符号可以指代在特定时间段T内、在所有子载波上承载的所有信息。

4：尽管本文的大部分讨论忽略了各种保护时间(例如，任何循环前缀、无信号传输的时间段、或仅具有基础波形音调而没有其他调制的时间段)或保护频率(例如，至少一些相邻子载波之间的额外频率间隔)的影响，但应当明白的是，在至少一些实施方案中，根据需要也可以采用此类保护时间或保护频率。因此，不放弃保护使用此类保护时间和保护频率。

5：尽管QAM符号始终用作数据符号的具体示例，但这种用法并不意图进行限制。在其他实施方案中，也可以使用其他数字调制符号和调制方案，诸如其他数字调制符号和调制方案。

对给定数据信道的时间延迟和多普勒频率位移方面进行量化：

在现实生活中，给定的数据信道典型地将具有各种无线反射器，以及至少一个无线发射器和至少一个无线接收器。这些典型地将分布在任意位置，并且各种发射器、接收器和反射器可以相对于彼此以任意速度移动。由于光速是有限的，因此当无线波形穿过发射器和接收器之间的各种路径时将存在时间延迟。由于多普勒频率位移效应，各种波形的频率也将根据各种发射器、接收器和反射器的相对速度而移位。

因此，当无线信号移动穿过信道到达接收器时，这些因素将对无线信号施加各种时间延迟和多普勒频率位移，并且这些各种时间延迟和多普勒频率位移的净效应(多普勒频率位移在本文中通常被简称为“多普勒”)通常被称为“信道减损”。这些信道减损使无线信号失真，并且因此通常可能会限制能够在信道上移动的数据量。至少在一些实施方案中，可以将OTFS方法视为将信道减损建模为信道延迟-多普勒脉冲响应，并且使用这个信道延迟-多普勒模型来帮助改善无线通信过程的各个方面。

然而，在工程技术级别上，期望以无限的准确度对这些信道减损进行建模是不切实际的。相反，数据信道的时间延迟和多普勒频率位移特性通常将以较低的分辨率表示，实际上是通过将各种时间延迟和多普勒频率位移数字化为2D仓阵列。

在以下讨论中，由于无线波形的波动性质以及傅立叶分析考虑，根据经验，牢记以下内容可能是有用的：给定的短无线波形突发通常具有代表特性的最小时间带宽乘积。因此，对于给定的突发＝时间*带宽，则最小突发时间与1/带宽成比例，并且最小突发带宽与1/突发时间成比例。这里，效率考虑倾向于促使我们使用最小突发时间和最小带宽，因为否则的话，我们不能以最佳方式使用稀缺频谱和传送时间。同时，我们也使用这些短波形突发来表征信道。因此，最小波形突发、时间和带宽之间的这种对偶性或关系是未来重要的考虑因素。

因此，在本文描述的方法中，特别是在更多地涉及数学的章节中，τ和v通常将用于根据有限分辨率来描述信道的时间延迟和多普勒频率特性的这种2D数字化，使得τ将信道的时间延迟方面数字化为2D仓，每个2D仓具有第一仓维度和第二仓维度。通常，第一仓维度将通过τ＝1/BW来描述，并且ν被描述为根据1/Tf的第二仓维度来对信道的频率位移方面进行数字化，其中BW＝给定OTFS帧的总带宽，并且Tf＝发送给定OTFS帧的时间。(这里，我们简化并忽略了可能需要的任何转换系数)。

因此，例如，具有较大带宽BW的OTFS帧将能够更准确地区分时间延迟，而具有较长时间持续时间的OTFS帧将能够以更高的准确度区分多普勒频率位移。因此，通常认为信道减损由信道脉冲响应h(τ,ν)表示，其可以被视为数据信道的时间延迟和多普勒频率位移方面的τ、ν水平分辨率数字化表示。因此，在表示信道延迟-多普勒脉冲响应h(τ,ν)的3D图形(诸如图3)中，给定仓上方的给定条的高度可以被视为展示出反射器(或一组间距很小的反射器)的存在(和反射系数)，从而根据一定的时间延迟和频率位移反映一定量的输入波形。

可替代地说，在一些实施方案中，对于总带宽BW和M个子载波，频率分辨率可以是Δf＝BW/M。对于总帧持续时间Tf和N个符号或突发，时间分辨率可以是T＝Tf/N。典型地在已经使用辛有限傅里叶变换(SFFT)将时间-频率域(帧、平面、网格)中的时变信道转变为延迟-多普勒平面(帧、平面网格、域)中的非时变轴时发生这些类型的分辨率。这例如可以产生1/Tf的多普勒频率分辨率和1/BW的时间延迟分辨率。然而，其他分辨率也是可能的。

如先前所讨论的，本文档利用现代软件定义的无线电方法和现代电子部件，诸如处理器(例如微处理器，其甚至可以是常用的处理器，诸如流行的Intel x86系列处理器)和数字信号处理器；并且通常将采用现代软件配置的无线发射器和接收器，其可以例如通过各种现场可编程门阵列(FPGA)、数字信号处理器和其他高性能现代计算机处理器来实现。这里，可以使用Harris的“Digital Receivers and Transmitters Using PolyphaseFilter Banks for Wireless Communications(使用多相滤波器组进行无线通信的数字接收器和发射器)”(IEEE transactions，第51(4)卷，2003年4月，第1395-1412页)中的方法。也可以使用各种类型的专用集成电路(ASIC)和其他现代软件定义的无线电装置和方法。

图22示出了2D信道OTFS方法与现有技术的1D信道方法(诸如先前讨论的Clarke-Jakes模型)之间的概述比较，所述2D信道OTFS方法表征了在时间延迟和多普勒位移两个维度上的信道减损(信道状态)，并且还扩展了在时间延迟和多普勒位移的所有变换上传输的每条信息(从而渲染相对于信道状态效应而言等同的所有数据位)。

在一些实施方案中，实现方式可以是基于每帧在包括多个窄带子载波(在一些实施方案中，其可以是窄带OFDM子载波)的受损无线信道上传送和接收多个数据符号的方法、装置或系统。

所述方法可以用于仅传送单个数据帧，或者实际上仅传送一个数据符号或导频符号，但典型地将用于传送多个数据帧。因此，以下描述是基于每个数据帧的。

在每个数据帧的基础上(例如，对于每个帧)，所述方法典型地将使用至少一个处理器(例如，发射器或收发器处理器)，通过将每个数据符号分派到它自己的唯一2D OTFS延迟-多普勒帧位置(典型地位于发射器存储器中)而在2D OTFS延迟-多普勒帧(也称为信息帧，参见图8和图9)上分配这多个数据符号，这里通常称为xr、v或x(m,n)。应当注意，这些数据符号是“有效载荷”数据符号。也就是说，这个系统存在的全部原因是在发射器与接收器之间运送数据符号xr、v或x(m,n)。

图1示出了时变脉冲响应a(τ,t)的一些细节，所述时变脉冲响应表示在信号到达接收器R(t)时信道施加在传送信号S(t)上的各种通信信道减损或失真。

术语a(τ,t)是表示信道的时变脉冲响应。一般而言，准确的信道估计对于实现接近容量的吞吐量和借助于MIMO命令的缩放至关重要。问题是a(τ,t)未在时间维度中定位，典型地表示为随机过程，并且致使它本身成为一个难的信道估计和预测问题。寻找有效的解决方案通常需要连续的/高成本的信道估计以获得准确的信道状态信息。信道估计的性能在多普勒存在的情况下降级，并且难以用MIMO命令进行缩放。

图2示出了以下实施方案的更多细节：其中可以将时变脉冲响应a(τ,t)表示为延迟-多普勒响应h(τ,t)，这允许通过2D均衡器更容易地校正信道减损或失真。一般来说，可以将h(τ,t)理解为受到通信信道中的各种反射器、接收器和发射器的几何形状和速度的影响。这由图2中的发射器、建筑物、汽车(移动散射体)、树(具有衰减的直接路径)和接收器的相对位置来表示。

R(t)＝∫a(τ,t)S(t-τ)dτ (1)

＝∫∫h(τ，v)e^j2πvtS(t-τ)dτdv (2)

时变延迟脉冲响应a(τ,t)可以表示为延迟-多普勒脉冲响应h(τ,t)

a(τ,t)沿时间维度的傅里叶变换

h(τ,t)直接表示反射器的几何形状。

图3示出了延迟-多普勒响应h(τ,t)如何适用于2D均衡器应用以校正各种信道减损或失真，因为与倾向于以明显的随机方式变化的a(τ,t)相比，h(τ,t)倾向于是相对非时变的(或至少半静止的)并且允许各种信道减损或失真的性质以“紧凑”方式表示，这致使它适用于校正此类信道失真的自动2D均衡方法。

R(t)＝∫∫h(τ，v)e^j2πvtS(t-τ)dτdv (3)

图4示出了试图直接利用时变脉冲响应a(r,t)在2D均衡器中工作以校正各种信道减损的一些困难。这里，a(r,t)是在以下情况下示出的：其中波形直接从发射器传播到接收器，并且还从加速反射器反弹(产生像回声一样的啁啾声)。这里，a(r,t)难以工作，因为表示是非紧凑的(即，无限长地准确表示)，而且它还是快速时变的(不是静止的或甚至准静止的)。

图5示出了如何通过将a(τ,t)时变脉冲响应变换成替代的信道延迟-多普勒响应h(r,v)，上述图4的问题(波形直接从发射器传播到接收器，并且还从加速反射器反弹而产生像回声一样的啁啾声)可以大大地简化。

应当注意，在本公开中，“静止”并不意味着延迟-多普勒脉冲决不会改变。如果反射器的分布改变，或者如果发射器或接收器的相对位置改变，信道延迟-多普勒脉冲响应h(τ,ν)当然也将改变，但是在反射器、发射器或接收器的分布没有变化的情况下，则延迟-多普勒脉冲实际上将是静止的。在现实生活中基于地面的应用中，至少主要反射器、发射器和接收器的分布相对于OTFS时间-频率帧传输时间而言相对较慢地改变，使得信道延迟-多普勒脉冲响应典型地将至少在单个OTFS时间-频率帧的持续时间内、并且实际上通常在相邻的OTFS时间-频率帧之间将是有效地静止的。

在一些实施方案中，系统可以被设置成以简化信道估计过程的时变影响的方式传送信号“S”(或“S(t)”)。此类方法可有助于简化接收器校正各种信道失真和减损(即，简化信道估计和解调)的问题。

在一些实施方案中，传送信号“S”(或“S(t)”)可以利用正交基函数，其中基函数的时间延迟或多普勒位移产生与这个时间位移延迟或多普勒位移参数相关联的另一个基函数。这里，示出了一组合适的正交基函数满足“延迟-多普勒协方差条件”。

在一些实施方案中，可以通过使用根据延迟-多普勒平面坐标τ和ν(它们的工程命名法版本是“m”和“n”)分布在延迟-多普勒(信息)帧(或网格、平面、域等)上的QAM数据符号来构建传送的信号S(t)。

·传送的信号是QAM符号x_τ,ν与它们的组成基函数的叠加

·接收到的信号

这些QAM数据符号可以用于在整个延迟-多普勒帧、平面或网格(同样可替代地，称为信息帧、平面或网格)上调制合适的基函数(这里基函数诸如正交和延迟-多普勒协变正交基函数)，从而产生先前讨论的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。应当注意，这里尚未应用可选的加扰操作W。

这些简化的假设允许确定性地、时间无关地(或至少缓慢时变的)且紧凑地(即，不需要无穷级数)表示通信信道，这可以以直接且简单的方式表示通信信道中存在的所有多样性分支(例如，发射器与接收器之间的所有不同通信路径)。

应当注意，尽管如此，本文中教导的潜在地OFDM向后兼容的OTFS接收器并不放弃保护使用用于校正各种信道失真和减损的任何和所有其他方法。

例如，在一些实施方案中，可以使用改善的、分辨率较高的单个OTFS接收器。这种分辨率较高的OTFS接收器可以被视为包括多个处理器控制的OTFS接收器(这里称为接收器子部分)，每个接收器子部分根据稍微不同(例如微小地不同，诸如一小部分突发时间“T”或子载波频率Δf不同)的时间和频率参数来分析接收的数据帧，然后将所述信息共享给接收器的处理器。

接收器的处理器然后可以组合来自各个接收器子部分的信息以产生至少更高分辨率版本的时间-频率帧。也就是说，接收器的时间-频率帧的分辨率可能高于发射器的对应时间-频率帧。接收器还可以使用来自各个接收器子部分的信息来校正原始输入信号的各种时间延迟和多普勒频率位移，这实际上实现了不同类型的时间-频率2D均衡器，其更多地在原始输入波形的级别上进行工作。

接收器处理器可选地还可以使用接收器的时间-频率帧的较高分辨率版本(或者对于这个问题，也是接收器的时间-频率帧的标准分辨率版本)以及各种信号消除技术来根据需要进行附加的清理，诸如附加的盲均衡步骤。此外，接收器可以利用在发射器时间-频率帧的级别上，而不是在发射器延迟-多普勒(或信息)帧的级别上编码的可选时间-频率导频信号，以便同样帮助在所述过程中的后续步骤之前执行初步信号清除。这个方案可以帮助进一步改善OTFS接收器的时间和频率分辨率，并且还帮助改善可靠性和数据传输速率。

因此，在一些可选的实施方案中，任何给定的OTFS接收器可以被视为包括若干不同OTFS接收器子部分的一系列重叠网格。可以对OTFS接收器子部分中的一个进行调谐以便根据频率和定时的精确(即预期的)子载波范围来操作。此外，可能存在OTFS接收器子部分的高频和低频集合，每个接收器子部分的较高或较低频率在子载波频率的一小部分处进行调谐，所述部分被设计成帮助这个接收器子部分检测并补偿多普勒频率位移。例如，使用4GOFDM子载波带宽作为示例，如果每个OTFS子载波具有15KHz的带宽，并且预期的多普勒位移可能在300Hz的数量级上，则一个接收器子部分的较高频率可以被调谐300Hz，而另一个接收器子部分的较低频率可以被调谐300Hz。类似地，假设期望在时间片T(突发时间长度)/M(子载波数量)的数量级上的时间延迟分辨率，则一些接收器子部分将被调谐用于精确的突发定时，而其他接收器子部分将被调谐用于稍微延迟的突发定时，诸如一个时间片后、两个时间片后等等。

然后，OTFS接收器处理器可以汇集来自各种频率移位且时间移位的接收器子部分的数据，并且还执行原始OTFS信号级别均衡或校正过程。这可以在时间-频率平面或阵列级别上实现2D均衡，或者可替代地，来自接收器子部分的结果可以被转送到延迟-多普勒帧，并且可替代地或此外，2D均衡也可以在延迟-多普勒帧或平面处完成。也可以使用其他信号校正方法。

可替代地说，在这个实施方案中，一个接收器可以包括多个接收器子部分，每个接收器子部分被配置成具有不同的时间和频率偏移。这里，接收器的处理器可以被配置成使用这些接收器子部分以高于由OTFS发射器在这种情况下使用的子载波带宽和突发时间的时间-频率分辨率来对OTFS信号(例如，基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体)进行采样。这种更高的粒度或更高的分辨率对2D均衡过程是有用的。

图6示出了OTFS方法的关键假设中的一个(以替代的τ、ν命名法表示)，所述假设是：在通过信道延迟-多普勒脉冲响应(这里表示为h(r,v))实现的卷积之后，接收到的OTFS符号(这里表示为y_r,v)等同于所传送的OTFS符号(这里表示为x_r,v)。这里同样，另一个简化的假设是表示与用于传送OTFS波形的不同突发时间和不同频率子载波的分辨率(量化或数字化步骤的数量)处于相同的分辨率水平(例如，相同数量的量化或数字化步骤)下的信道延迟-多普勒脉冲响应h(r,v)。这种假设一般来说是相当准确的，条件是不同的突发时间T和不同的频率子载波Δf根据本文讨论的教义来设置。然而，根据需要也可以使用其他的分辨率水平。

图7示出了展示本文描述的各种OTFS方法中有多少方法共同工作以便将符号x_r,v的信息有效载荷从发射器传送穿过数据信道(其中信道将根据这个信道的延迟-多普勒脉冲响应h(r,v)而使各种传送的波形降级)，并且最终在接收器处结束，被重建为信道失真的有效载荷符号副本y_r,v。这些然后可以在艰难的行进之后清除，并且(一般来说)通过应用信道的延迟-多普勒脉冲响应h(r,v)的逆反响应(这里称为h*(r,v))的2D均衡器来校正各种信道减损。

作为示例，海森堡(Heisenberg)变换由时间和频率移位的基函数g(参见例如图7)的加权叠加给出。

这里同样，“延迟-多普勒域”是指在其他地方讨论的延迟-多普勒帧、平面、帧或网格，也称为信息平面、帧或网格。应当注意，发射器和接收器都具有它们自己的延迟-多普勒帧或信息帧版本(未显示)。

类似地，“时间-频率域”可以被视为指代其他地方讨论的时间-频率帧(平面、帧或网格)或信号(平面帧或网格)。这里同样，发射器和接收器都具有它们自己的时间频率帧版本(未示出)。

在这个图中，以高级数学形式示出左侧的OTFS接收器的一些操作以及右侧的OTFS发射器的一些操作。无线信道位于中间。

这里同样假设，我们将使用与用于传送信号的不同时间和频率步骤数量相同的数字化步骤来表征信道减损。在这种简化的情况下，取决于上下文，根据多于一种深层含义，可以使用相同的变量τ和ν。其他的定义参见表2和表3。

图8示出了将在以下对某些实施方案的讨论中经常使用的各种坐标与帧之间的关系。这个图还将各种术语诸如W、b、П、g(t)和它们的逆反项放入上下文中。这里，根据本文描述的2D OTFS变换，将分布在延迟-多普勒(或信息)帧(或平面)上的原始数据符号转换为替代的时间-频率或信号帧(或平面)。

在本文描述的一些实施方案中，通过延迟-多普勒域中的格子上的点来对信息符号进行编索引。通过OTFS变换，每个QAM符号对时间-频率域中定义的2D基函数进行加权。经变换的时间-频率采样使用滤波器组进行调制。通过利用延迟-多普勒脉冲响应实现的2D卷积，OTFS传送和接收符号是简单且紧密相关的。

如图8所示，分布在M x N大小的2D延迟-多普勒帧上的数据符号通常将以对应的2D OTFS时间-频率帧上的波形聚合体而结束。

这个2D OTFS时间-频率帧的部分将(根据最终传送所有部分的扫描过程)最终在M个窄带子载波并在N个时间间隔内传送。

然而，在一些实施方案中，也可以使用其他方案。主要限制是：在优选实施方案中，应当选择频率滤波部分的粒度和范围、窄带子载波的数量(多个)以及时间间隔的数量以准确地表征基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。不然的话，当然可能存在数据丢失的风险。如先前所讨论的，为了本讨论的目的，误差率小于百万分之一或十亿分之一的非常高保真“有损”方法将被认为是有效无损的。

使用图8和图11两者作为参考，基于各种调制的“OTFS数据符号”时间间隔的分组或突发然后穿过无线信道，在所述无线信道中，它们在由无线接收器接收之前遭遇各种失真，诸如各种时间延迟和多普勒频率位移。这个无线接收器在这种信道上、在多个时间间隔(例如N个时间间隔)内、通过多个窄带子载波(例如，M个子载波)接收基于OTFS时间-频率帧的波聚合体的这些信道失真部分，直到无线发射器已经传送了基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的所有部分。随着时间的过去，接收器因此接收基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本。

然后，接收器(或收发器)典型地将使用它的至少一个处理器和原始变换的逆变换来对基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的这个信道失真副本进行解调。一旦接收到基本上所有的各个部分，这将产生2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本。接收器通常将是数字接收器，并且2D OTFS延迟-多普勒的这个副本通常可以存储在存储器中。

然而，这里，原始的OTFS符号和底层数据符号已经由于各种信道失真而变得模糊或失真。为了校正这种影响，典型地所述方法将使用至少一个接收器(或收发器)处理器来实现并使用至少一个2D均衡器(诸如延迟-多普勒2D均衡器)，以便校正2D OTFS延迟-多普勒帧的这个信道失真副本，从而产生信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧。一旦这种操作完成，则接收器或收发器处理器就可以自动地从信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧中提取这多个(现已清除或解卷积的)副本数据符号。

应当注意，尽管这个示例探讨了发送和接收数据的完整过程，但本专利文档当然也涵盖发射器和接收器方法/过程、系统和装置。因此，一些实施方案可以包括如上接收数据符号或如上所述的传送数据符号的方法。一些实施方案可以是被配置成如上传送数据符号的发射器系统或装置，或者被配置成如上接收数据符号的接收器系统或装置。

可替代地说，图8示出了将在以下对某些实施方案的讨论中使用的各种坐标与帧之间的关系。如将要讨论的，数据符号(通常由复数表示，诸如QAM符号)分布在2D OTFS延迟-多普勒帧上。在一些实施方案中，这个帧将是NxM网格或格子，其中N和M是大于1的整数，并且在一些实施方案中可以对应于每个发送和接收的数据帧的子载波数量“m”和信号突发数量“n”。

如先前所讨论的，2D OTFS延迟-多普勒帧以及另外2D OTFS时间-频率帧在某种程度上可以被视为旨在使得所公开的技术更容易可视化的虚拟构造。这两种类型的帧都可以根据处理器指令和存储器来实现，如这里提供的各种数学示例所例示。

尽管如此，可能非常有用的是，观察2D OTFS延迟-多普勒帧具有根据更多物理参数τ和v的维度，所述物理参数是由发射器和接收器的特性以及用于传送数据帧的时间和频率范围确定的。这里，例如，值τ，当用作索引时(也可以使用“m”)可以报告用于传送数据的子载波的数量。值ν，当用作索引时(也可以使用n)可以报告每子载波的用于传送数据的突发的数量。

如先前所讨论的，在物理上，2D OTFS时间-频率帧可以被视为具有总带宽BW。因此，例如，如果窄带子载波的多个带宽是M，则每个子载波将具有它自己的带宽BW/M。可替代地，由于频率与带宽之间的关系，这可以被视为f(类频率)轴。这里，可替代地，“l”索引可以用作指示所讨论的给定子载波的索引。

在这个方案中，进一步假设将在N个时间间隔内传送2D OTFS时间-频率帧，并且传送这个帧的最小时间(假设没有交织)是Tf。则每个时间间隔将是Tf/N。可替代地，这也可以被视为t(类时间)轴。这里，可替代地，“k”索引可以用作索引以指示给定子载波突发时的位置。如果使用所有子载波同时承载突发的OFDM方法，则“k”索引有效地报告所有子载波中的OFDM符号突发时的位置。然而，如果OFDM向后兼容性在一定程度上变得宽松，则子载波中给定突发的定时也可能受到子载波索引“l”的影响，所述子载波索引可以指示例如任何给定子载波突发M的时间片位移，诸如l T，其中同样T是每突发的时间，并且M是子载波的数量。

如将要讨论的那样，来自2D OTFS延迟-多普勒帧的数据符号在2D OTFS时间-频率帧上无损地且可逆地变换成波聚合体。在一些方案中，这种波聚合体的部分(通常是由M个窄带子载波组成的列)被窄带滤波并且由发射器在各种时间间隔(诸如N个时间间隔)内传送。然而，也可以使用其他的部分和时间间隔。主要标准是：无论怎样进行采样，所使用的部分和时间间隔周期应当准确地表征波聚合体。这里，“精确”的范围可以是从“无损”到“有效无损或几乎无损”(例如，净结果应当导致以可接受的错误率传送数据符号)。

在接收器侧，接收器将接收这些信道失真的部分，并且最终将接收这个2D OTFS时间-频率帧的信道失真副本(并且通常将其存储在接收器存储器中)。然后，可以使用原始无损且可逆的变换的逆变换来产生原始2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本。这里，这个信道失真的2D OTFS延迟-多普勒帧的分辨率被示出为与原始2D OTFS延迟-多普勒帧的M xN分辨率相同，但是实际上，由于信道失真，接收到的数据符号在这个帧上将变得模糊。因此，在一些实施方案中，可能有用的是，至少将信道失真的2D OTFS延迟-多普勒帧的分辨率视为需要具有高于M x N的分辨率，以便最佳地解释这种模糊。如先前所描述的，这种较高的分辨率可以通过例如使用由多个不同的接收器组成的接收器实现，每个接收器具有稍微不同的频率和时间设置。

在任一情况下，如将讨论的那样，则可以使用至少一个2D均衡器来校正这些信道失真，从而最终创建信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧(未示出)。然后，可以从这个信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧中提取副本2D数据符号。

尽管不意图进行限制，但如先前所讨论的，一组有用的相互正交的2D基波函数的良好示例是2D傅里叶基函数。在这种情况下，先前描述的变换和逆变换可以包括类傅里叶变换，诸如类傅里叶变换的各种离散或辛或数字近似。这些可以被认为是逆快速类傅里叶变换和快速类傅立叶变换。如先前所讨论的，还可能有用的是，考虑使用延迟-多普勒协变基函数，因为这些函数在一定程度上可以帮助减轻当信号穿过信道时时间延迟和多普勒频率位移对接收到的信号的影响。

在一些实施方案中，使变换进一步包括另一种类型的加扰操作(这里称为Wa(k,l))也可能是有用的。这里，一般来说，这种变换的逆变换还将包括附加的反加扰操作。这种加扰操作的一个示例是2D啁啾功能。这种加扰操作的另一个示例可以包括Hadamard产品(Hadamard变换—也被称为Schur产品或入门(entrywise)产品)。这些是二进制操作，其可以采用两个相同尺寸的矩阵(例如，第一2D OTFS延迟-多普勒帧或第一2D OTFS时间-频率帧和加扰操作矩阵)，并且产生另一个矩阵(这些帧的加扰版本)，其中每个元素(l,j)是原始两个矩阵的元素(l,j)的乘积。也可以使用其他加扰方法。

图9示出了如何在延迟-多普勒帧(平面、网格、域)(可替代地称为信息帧、平面、网格或域)上的各个位置处分布信息有效载荷(例如，信息QAM符号)。在一些情况下，代替信息有效载荷符号，可以替代地使用一个或多个导频符号。在这个示例中，除了位置0,0处的延迟-多普勒导频符号之外，τ＝0和ν＝0位置也已经被清除(这可以被视为是一种类型的负或无能量延迟-多普勒导频符号)。用于MxN的典型值可以包括1024x256或512x16。在一些实施方案中，一个导频可以用信息QAM符号来代替信道探测和采集。

图10示出了原始分布在发射器的延迟-多普勒域(平面、帧、网格)(也称为信息域(平面、帧、网格))上的各个位置上的有效载荷数据符号xr,v(信息QAM符号)和导频符号如何在调制和经过信道传输以及在接收器处解调之后，随后在接收器的延迟-多普勒帧(域、平面、帧、网格)上作为其原始自我的信道失真版本被接收。接收器的延迟-多普勒2D均衡器使用信道脉冲响应h(r,v)可以清除这种失真，从而在接收器处产生副本数据符号yr,v。这里，接收器可以使用其关于延迟-多普勒导频信号的知识来测量导频信号如何分散在整个信道中，并且使用这个结果来确定随后由延迟-多普勒2D均衡器使用的信道脉冲响应h(r,v)。

所使用的典型无线频率、带宽和时间间隔的一些示例包括：

-时间频率网格间距指示混叠效应之前的最大延迟和最大多普勒

-时间频率网格跨度(大小或范围)指示延迟和最大多普勒分辨率

-子带间距指示最大延迟<(1/2τ_max)

-对于5[us]最大延迟，<100[Khz]

-时间间隔间距指示最大多普勒<(1/2f_max)

-对于300[hz]最大多普勒，<1.67[ms]

-时间跨度指示多普勒分辨率(1/T_f)

-40[hz]分辨率@25[ms]帧持续时间

-频率跨度指示延迟分辨率(1/BW)

-100[ns]@10[Mhz]BW

如图10所示，在一些实施方案中，信道的预期无线时间延迟和预期无线多普勒位移可以用于帮助配置2D OTFS时间-频率帧或2D OTFS延迟-多普勒帧的参数。

如先前所讨论的，在一些实施方案中，发射器可以是OFDM向后兼容发射器，并且接收器可以是OFDM向后兼容接收器。这里，多个窄带子载波可以是多个窄带OFDM子载波。在这些实施方案中，OFDM向后兼容发射器可以在多个时间间隔内通过多个窄带OFDM子载波传送基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的频率滤波部分。

这可以通过各种方式完成。具体地，在一些实施方案中，采用各种类型的交织技术可能是有用的。这可以在给定的OTFS帧(参见图18，其示出在传送OTFS帧的时间部分之间传送的一些OFDM符号)内，或者在所述帧外完成(例如，使用OTFS方法传送第一完整帧，并且在与OFDM帧相同的窄带子载波上传送另一个完整帧。因此，在这个实施方案中，可以存在至少一些在至少一些窄带OFDM子载波上和/或在至少一些时间间隔内传送的传统OFDM符号。当需要与传统OFDM操作的兼容性时，回到标准OFDM方法通常将是有用的，在所述标准OFDM方法中，同时发送在所有子载波上的各种突发(也就是说，将不使用根据不同时间片的突发交错)。

图11给出了发射器和接收器可以如何通过无线数据信道进行操作的示例。在发射器(其可以是OFDM向后兼容发射器)处，将数据符号打包成帧，变换成波聚合体，并且对来自这个波聚合体的选定部分进行频率滤波(通常使用滤波器组，其中每个窄带子载波(诸如窄带OFDM子载波)可以具有它自己的滤波器)，并且在多个窄带子载波(诸如窄带OTDM子载波)上传送所述选定部分。这些无线信号然后穿过无线信道，在所述无线信道中，它们遭遇各种失真(例如，由于回波反射导致的延迟，受到频率多普勒位移的影响)。在接收器(其可以是OFDM向后兼容接收器)处，发生这个过程的逆过程。可以使用在时间-频率平面(阵列)上操作的2D均衡器来校正接收到的信号在“原始”阶段的各种信道失真，或者可替代地(以及关于OTFS方法特别独特的内容)，2D均衡器可以在延迟-多普勒平面(网格、阵列)的稍后阶段进行操作。

例如，在接收器处，在解调和可选的信号电平均衡之后，通过逆基本设置，诸如

然后，可以应用扩展/加扰操作的逆操作W_α*(k,l)来通过以下公式撤消较早的加扰/扩展操作W_α(k,l)的影响：

然后，可以应用原始2D辛傅里叶变换的逆变换来通过以下公式来检索原始传送的“有效载荷”符号诸如x(m,n)的形式：

根据需要，可以通过在延迟-多普勒帧上操作的2D均衡器来进一步清除这些数据符号。

图12示出了2D OTFS延迟-多普勒帧(域、网格等)上的各种坐标与2D OTFS时间-频率帧上的各种独特的2D基波函数之间的关系的表示。

无线信道可以被表征为：

时变延迟脉冲响应α被转换成延迟-多普勒脉冲响应h

通过沿时间维度的α傅里叶变换相关

h直接表示无线信道中反射器的几何形状

α未在时间维度上定位

h定位在延迟-多普勒平面的原点周围

紧凑的信道表示

更简单的信道估计和预测

其中术语h是延迟多普勒脉冲响应。

以下属性与延迟-多普勒脉冲响应相关联：

-延迟-多普勒脉冲响应是二维的

-可以覆盖多个反射器以及不同的距离和速度

-延迟-多普勒脉冲响应充分表征无线信道的几何形状

-延迟-多普勒脉冲响应表示信道中存在的所有多样性分支

-延迟-多普勒脉冲响应是静止的，紧凑地表示和定位

图13更详细地示出了以下知识：延迟多普勒脉冲响应如何可以实质上通过将2D均衡器配置成执行该延迟多普勒脉冲响应的逆处理，来清除2D OTFS延迟多普勒帧的信道失真副本。在OTFS时间-频率平面中，所有位都经历相同的失真。使具有失真的位去模糊揭示了真实的传送信号。

在变换过程中，2D OTFS延迟-多普勒帧上的数据符号可以操作。这里，每个数据符号和帧位置用于对独特的2D基波函数进行调制，从而最终创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。

所述过程的数学描述参考下文的2D辛变换方程来提供。这里，X(k,l)是“波聚合体”，其实质上对应于在可选的扩展/加扰操作之前并且在OTFS符号被用于调制子载波载波音调之前的OTFS符号。这里，底层“有效载荷”数据符号被指定为x(m,n)，并且这些符号如前所述分布在2D OTFS时间-频率帧上。先前已经描述了基函数b(m,n)，所述基函数可以是二维傅里叶基函数，并且在一些实施方案中，还可以是延迟-多普勒协变基函数。应当注意，这个聚合体中的一些部分由求和符号上的索引范围控制。

这里，术语“辛”在一些实施方案中可以在严格的数学意义上使用。然而，可替代地，辛也可以用于强调在一些实施方案中，至少2D OTFS时间-频率帧可以是连续的并且保持波形(例如，是可微分的)。实际上，考虑到几乎所有的操作都将使用数字电子器件来完成，通过光子传输，并且作为位和字节存储在计算机存储单元中，本文讨论的所有帧通常将具有至少一些粒度。然而，术语“辛”的使用至少可用作提醒：在某些情况下，各种帧中的至少一些的粒度(例如分辨率)可能实质上高于示例中使用的特定M x N帧。例如，在一些实施方案中，至少一些帧可以具有M x N的各种倍数的分辨率，诸如rM x sN，其中r和s可以是大于1的整数。在接收器侧尤其如此，因为接收器必须处理各种类型的信道失真。

2D辛傅里叶变换

2D逆辛傅里叶变换

图15示出了分布在2D OTFS延迟-多普勒帧(或域)上的数据符号(诸如QAM符号)如何变换的另一示例，作为变换(这里称为2D OTFS变换)的结果，并且用于在2D OTFS时间-频率帧(或域)上调制2D基波函数。

OTFS QAM符号被表示为两个线性相位的乘法

-时域中的频率是符号的多普勒参数

-频域中的频率是符号的延迟参数

图16示出了数据符号(在这个示例中，QAM符号)是如何从2D OTFS延迟-多普勒帧(域)变换到2D OTFS时间-频率帧(域)的更多细节。QAM符号放置在2D延迟-多普勒域中，QAM符号放置在2D延迟-多普勒域中，所传送的信号是加权2D基函数的多个QAM符号的叠加，所传送的信号是通过保持正交性来加权2D基函数的多个QAM符号的叠加。

图17示出了关于无线波形可以如何由发射器传送的数学描述的另一视角图，g(t)表示滤波器组脉冲响应(其对频谱1702进行滤波)。

用于OFDM和滤波多载波的g(t)的示例

图17示出在一些实施方案中如何挑选各种窄带子载波的特性以匹配传统OFDM方法(诸如4G/LTE传统OFDM方法)可能是有用的。如先前所讨论的，g(t)函数可以被视为描述发射器如何根据各种时间间隔传送各种波形。例如，如果先前讨论的频率滤波操作被认为是滤波器组，其中每个窄带子载波具有它自己的滤波器，则g可以描述这个过程操作的时间间隔以及这个过程的操作方式。例如，g(t)可以在其相应的时间间隔内突然操作，非常类似于图17中所示的方波示例1702，并且在一些情况下非常类似于现有技术的OFDM方法。然而，当每窄带子载波的符号传输速率相对较低时，此类方波可能效果最好。当每窄带子载波的符号传输速率较高时，替代的g(t)函数(诸如sin(x)/x函数)可能是有用的。在图17中使用的命名法中，g(t)函数被称为“滤波器组脉冲响应”。也可以使用其他方案。例如，如先前所讨论的，代替遵循所有子载波突发同时完成的现有技术OFDM约定，可以采用替代的“交错”配置，其中在子载波的基础上，不同的OTFS波形突发各自在时间上从相邻副载波移位一个时间片间隔，诸如T(突发时间)/M(子载波数量)。也可以使用其他类型的交错方案。

也可以使用其他方案。例如，如先前所讨论的，代替遵循所有子载波突发同时完成的现有技术OFDM约定，可以采用替代的“交错”配置，其中在子载波的基础上，不同的OTFS波形突发各自在时间上从相邻副载波移位一个时间片间隔，诸如T(突发时间)/M(子载波数量)。也可以使用其他类型的交错方案。

图18示出了可以如何使用本文描述的OTFS方法来保持与传统OFDM方法(诸如传统4G/LTE方法)的至少一些兼容性的更多细节。OTFS可被认为是CDMA、FBMC或UMBC技术的2D延伸。图18示出了在一些实施方案中，如何挑选各种窄带子载波的至少一些特性以匹配传统OFDM方法(诸如4G/LTE传统OFDM方法)可能是有用的。在这种情况下，窄带子载波将是窄带OFDM子载波，其数量、频率和带宽与传统系统(诸如4G LTE系统)相当。在一些实施方案中，在传输期间的一些时间间隔内，使一些传统OFDM符号(例如传统4G/LTE符号)交织也可能是有用的。

图18还示出，方法和各种帧的特性也可以根据各种无线信道延迟和多普勒效应而改变或配置。例如，在一些实施方案中，OTFS延迟分辨率(例如，区分无线信道上的各种无线传输延迟的能力)可以根据1/带宽或根据T(突发时间)/M(子载波的数量)而变化。当期望与传统OFDM的向后兼容性时，可以将M(窄带OFDM子载波的数量)固定(例如，通过监管考虑)。然而，T(每个传送时间间隔或信号突发的时间持续时间)可以是开放的以进行修改，并且通过挑选较长的时间间隔来传送2D OTFS时间-频率帧的每个部分，可以获得较高的时间延迟分辨率。也就是说，尽管在一些实施方案中，采用与传统OFDM突发时间长度相同的突发长度时间“T”可能是有用的；但这不是绝对的要求。微处理器控制的OTFS发射器和接收器可以从最适合手头需要的任何突发长度时间“T”来回切换，并且然后根据需要指示来恢复到传统时间“T”(诸如4G兼容时间“T”)。

可替代地说，如果期望与传统OFDM的一定水平的一些向后兼容性，则同样子载波的数量M可以是固定的，但是每个时间间隔T的持续时间和用于传送给定帧的时间间隔的数量可以是开放的以进行修改(即，并不总是完全向后兼容的)。如果多普勒频率位移问题是一个问题，则可以通过改变时间间隔的数量N和用于传送给定帧的教导时间间隔T的持续时间的某种组合来将系统配置成具有较高的多普勒位移分辨率。因此，在一些实施方案中，可以使用信道的预期无线时间延迟和预期无线多普勒位移来配置2D OTFS时间-频率帧或2DOTFS延迟-多普勒帧的参数。

传统的OFDM通过在多个窄带OFDM子载波上缓慢地传送符号而在某种程度上避免了延迟问题，并且不能很好地处理频率位移。如果期望增加使用此类方案承载的数据量，则最终必须在多个窄带OFDM子载波上更快地传送符号，并且通过校正所传送的符号以解决信道引起的延迟问题来对抗延迟问题。此外，必须解决，而不是简单地避免频率位移问题(几乎总是由多普勒效应引起的)。

在一些实施方案中，至少当在传统兼容的OFDM窄带子载波(诸如4G/LTE载波)上运行时，本文描述的方法可以被视为能够传送更复杂的波形，并且在每个窄带子载波上能够承载更多信息(相对于现有技术)。这种更复杂的波形在传输过程中将会失真，但是本文描述的OTFS方法可以用于以可靠的方式“将这种失真清除”。相对于传统OFDM方法(诸如4G/LTE方法)，净结果既可以是每单位波长和单位时间的更高数据传输速率，也可以对信道失真效应的增加的抵抗力。

基于讨论将理解，OTFS属性包括：

-静止的，确定性的且非衰落的信道交互

-所有符号经历相同的信道

-2D脉冲响应揭示确定性的信道几何形状

-利用所有多样性分支的相干多路径能量组件

-不变的并且对信道移动性条件高度宽容的

-宽松的时间和频率同步性

-从信道状态信息中捕获不对准并且由均衡器补偿

-能量效率：

-由于扩展而导致的较高链路裕量

-可靠、低成本的有效载荷递送

-支持基于争用的访问

-此外，所描述的OTFS传输和接收技术还可以展现出：

交织的可变延迟与可调整的帧大小

共存和向后兼容性

OTFS帧可以与LTE帧交织

MIMO可缩放性

及时、精确、紧凑且低成本的CSI采集

利用所有流上几乎相等的SNR、仅依靠接收器均衡而不需要位加载反馈来进行空间复用

协作多点-通过准确的CSI

分布式干扰减轻

非常适合于mmW频谱

对较高的相对多普勒扩展和频率偏移不敏感

表1总结了使用所公开的技术的一些优势。

表1

图20示出了传统(现有技术)4G/LTE“帧”的示例，其示出信号在各种时间间隔(垂直轴)内、在各种4G/LTE窄带OFDM子载波(垂直轴)上如何分布。应当注意大量的导频符号(黑色方块)。

图21示出了这样一种方法：由于使用了在大量时间间隔内横跨大量OFDM子载波的大量此类导频符号的事实，现有技术(例如，4G/LTE)导频符号可以如何用于帮助提供本文描述的2D均衡器的至少一阶配置。

图22示出了OTFS方法与现有技术方法之间的概述比较。

下文的表2提供了本文档中使用的一些符号和命名法。

表2

下文的表3示出了另一个表，其包含本文描述的各种概念中的一些的各种定义和替代命名法。

表3

如本文所讨论的，并且如表2和表3中更详细地示出的，可以使用不同的命名法来描述帧的轴和帧的坐标。例如，对于延迟多普勒帧(信息帧)，所述轴可以被称为τ和v轴，其中τ轴可以具有“m”个不同的整数值，所述值通常对应于用于信号的频率子载波的数量，并且v轴可以具有“n”个不同的值，所述值通常对应于每子载波使用的不同信号突发的数量。

这些数据符号xr、v或x(m,n)通常将是复数。尽管不意图对QAM符号的使用进行限制，但QAM符号通常将用作这些数据符号的具体示例。

应当注意，“2D OTFS延迟-多普勒帧”是虚拟帧，旨在以简单且容易想象的形式来描述将要执行各种变换和数据操纵步骤所借助的各种索引。不需要有任何实际的或“图形的”数据帧。相反，处理器将需要对数据符号进行排序，就好像它们在2D OTFS延迟-多普勒帧上一样，并且相应地对这些符号进行处理。更多的细节参见各种数学示例。还应当注意，术语“2D”旨在指示任何帧轴的最小尺寸(坐标数)为至少2个单位，并且这典型地通常将明显更高，诸如每个轴50+单位。

当期望OFDM兼容性时，通常帧轴的尺寸将被选择成与用于对应的OFDM信号帧的尺寸类似。例如，τ轴可以对应于OFDM子载波的数量，并且ν轴可以对应于OFDM信号突发的数量。

然后，通过使用每个数据符号和帧位置来调制(通常通过乘法)独特的2D基波函数(诸如相互正交的2D傅里叶基函数)，发射器或收发器的处理器典型地将进行操作以便变换“2D OTFS延迟-多普勒帧”上的这些数据符号，所述2D基波函数选自在2D OTFS时间-频率帧上操作的一组相互正交的2D基波函数。这些2D基函数，具体地当也被选择成延迟-多普勒协变式时，通常被称为bm、n(k,l)或

本文档中示出了这种情况的示例。2D OTFS时间频率帧典型地将具有：包括N个不同值的“t”轴(通常由工程命名法中的“k”索引来表示)，每个值对应于每数据帧的信号突发的数量；以及包括M个不同值的“f”轴(通常由工程命名中的“l”索引来表示)，所述值通常对应于每数据帧使用的子载波的数量。为了避免混淆，“t”轴的索引通常被称为“k”，而“f”轴的索引通常被称为“l”。

因此，贯穿基本上整个2D OTFS时间-频率帧，这种变换以无损且可逆的方式扩展每个数据符号(如果它不是无损且可逆的，则系统将不会有太多的实际用途)。然而，在这种上下文中，贯穿整个2D OTFS时间频率帧，具有极低错误率(诸如小于百万分之一或小于十亿分之一)的有损变换方法可能是足够的，并且这些非常低错误率的有损方法将被认为是基本上类似于无损变换方法)。可选地，根据需要，这种变换还可以包含进一步的加扰操作，诸如2D啁啾功能或其他加扰操作。净结果是在2D OTFS时间-频率帧上创建非常复杂的杂乱，这里称为基于2D OTFS时间-频率帧的“波聚合体”，诸如：

这里X(k,l)可以被视为OTFS符号前体。也就是说，X(k,l)是在任何扩频/加扰过程“W”之前并且在发射器进行的音调调制之前的OTFS符号。

接下来，可以执行由函数Wa(k,l)表示的可选的扩频或加扰操作。这种扩散/加扰操作具有两个不同的目的。一方面，它有助于

更均匀地分布传送信号峰值的模式以避免发射器功率放大器过载。可替代地或此外，可以使用扩频/加扰功能来帮助接收器区分不同的发射器(即，每个接收器可以被调谐到它正在监听的特定发射器所使用的扩频/加扰)。

因此，扩频或加扰产生OTFS符号8a(k,l)(至少在调制用于传输的底层音调之前)，其中

然后，通过例如在多个窄带子载波上并且在多个时间间隔内传送基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的频率滤波部分，无线发射器(参见图11)可以在无线信道上调制和传送基于这个2D OTFS时间-频率帧的“波聚合体”。

如将要描述的，每个窄带子载波典型地将具有代表特性的载波音调，诸如e-i2rrlbΔf(t-to-kT)。此外，如将要描述的，各种信号突发的持续时间可以使用函数或方程g(t)来描述。这个g(t)可以用不同的方式来查看。它可以被视为滤波器组脉冲响应，或者更简单地，它可以被视为表达以每个子载波为基础的给定信号突发的时间和持续时间。尽管这里讨论的大多数示例假设所有的信号突发在所有子载波(例如，OFDM式)上同时发生，但不一定是这种情况，并且在其他实施方案中，起始时间可以是交错的，诸如以每个时间片为基础。这里，“时间片”可以是突发“T”的长度的一小部分。

例如，在g(t)是方波(参见图17)的情况下，并且如果所有信号突发在每个子信道的基础上同时发生，则根据每个子载波，给定信号突发的起始时间和持续时间可以是：

g(t-t₀-kT) (18)

其中t0同样是传输最初开始的时间，“t”是时间，“k”是时间-频率信号阵列的t轴上的“突发时间”索引，并且(因为在这个示例中，所有子载波突发同时启动，不存在“l”参数)。这里，“T”表示给定突发(以及任何保护间隔)的时间持续时间，其中假设所有突发具有相同的时间持续时间“T”。如果我们要降低一定水平的OFDM兼容性(仍然使用OFDM子载波间距，但放弃每个子载波具有完全相同的定时)，并且替代地使不同的突发交错以便在每个子载波的不同时间启动，则g可能具有附加的“l”参数诸如：

其中每个突发可能偏移稍微不同的时间片值，M将是给定突发的持续时间的一小部分，诸如T(突发持续时间)/M(子载波的数量)或其他方案。在此类时间片交错方案中，根据需要保存不同OFDM子载波之间的正交性，可选地可以使用具有改变持续时间的循环前缀(例如，可能根据“1”参数随时间变化的循环前缀)，和/或突发或偶尔的保护子载波之间可能存在一些保护时间。

因此，在一个示例中，作为这种调制和传输的结果，发射器将输出描述为S(t)或简单地“T”的时变信号，其中：

这里，t0是帧开始传送的时间，k和l是时间-频率信号阵列上的索引。

每个单独的OTFS波形突发可以被视为在突发时隙索引“k”处具有索引“l”的子载波上、在单个突发时间持续时间“T”发送的信号，其中子载波具有从基础频率(未示出)开始的频率带宽“Δf”。这里，波形的形状不是OFDM波形，但是根据需要，我们可以使用OFDM兼容的子载波和突发定时范围。由于发射器和接收器是基于可编程处理器的，所以这种方案可以很容易地改变—可以打开和关闭突发时间交错，根据需要使用标准的OFDM QAM符号来代替OTFS符号8a(k,l)等等。

这里使用术语“交错”来描述更精细的时间粒度步进过程，其中各种OTFS突发具有基于时间片在不同子载波之间不同的传送起始时间。这种“交错”的定义是：这里使用“在同一时间以外进行布置”或者“布置成使得上部对象的进入边缘先于或落后于下部对象的进入边缘”。

因此，可以容易地将系统制造为与现有OFDM方法向后兼容。此外，例如，可以将系统编程为在传送之前监听常规OFDM传输，和/或利用OFDM帧中的空白位置或帧之间的间隙，并且因此智能地避免干扰传统的OFDM应用，诸如传统的4G/LTE传输。

应当注意，在这个方案中，给定的OTFS符号波形突发(承载一个OFTS符号)可以如下：

因此，在每个窄带子载波和每个时间间隔的基础上，上文示出的相当复杂的传送波形有时可以被称为“OTFS数据符号”(实际上，它承载OTFS数据符号)，或者更适当地称为OTFS符号波形突发。

然而，应当注意，这个“OTFS数据符号”与标准的“数据符号”完全不一样。例如，每个“OTFS数据符号”实际上包含呈高度加扰形式的信息，所述信息部分地来源于这个帧的所有数据符号。还应当注意，每个OTFS数据符号都是在明确的时间间隔内传送的，这就是为什么它可以被视为和描述为一种“突发”的原因。

就这一点而言，应当注意，在术语上，当前OTFS数据符号与现有技术OFDM符号之间存在差异。一般来说，现有技术OFDM方法在其所有子载波上同时发送信号突发。因此，例如，在具有52个子载波的OFDM信道中，所有52个子载波上的信号突发将同时发生。因此，在OFDM命名法中，“OFDM符号”被认为是由在一个OFDM信号突发持续时间内所有子载波(例如，这里是全部52个子载波)中承载的信息组成。

相比之下，在OTFS方法中，尽管在一些实施方案中，如先前所讨论的，所有OTFS子载波中的信号突发也可以同时发生，但这并非总是如此。例如，在OTFS的早期版本中，诸如美国专利8,979,378、8,547,988和9,083,595(其全部内容以引用的方式并入本文)中描述的方法，在给定频率处的不同OTFS突发经常被描述为相对于相邻频率处的OTFS突发在时间上循环地变化，或者在时间上一定程度地交错。

例如，如果总突发长度被认为是时间扩展间隔，则这个时间扩展间隔将被划分成不同的时间片(诸如N个时间片)，并且对于一组给定的循环频率，在不同频率上的每个OTFS突发也将以它自己的特定时间片偏移开始传送。因此，净效应是在每个频率(或子载波)的基础上，不同的OTFS突发在时间上一定程度地交错。

然而，并非总是要求这样做，并且在继续美国专利9,083,483(其内容以引用的方式并入本文)中，不同的OTFS突发在不同的时间片中交错的要求在一定程度上被放宽。

尽管在本公开中，大部分讨论将基于以下假设：根据OFDM方法，每个OTFS子载波上的信号突发通常也将同时进行(例如，不会由于不同的时间片而交错)，但这不是绝对的要求，并且不意图进行限制。完全有可能的是，例如，甚至一个OFDM向后兼容的OTFS系统能够通过以下方式进行操作：将其处理器编程为根据不同的时间片使每子载波的OTFS信号突发交错(例如，不同时启动和停止每子载波的所有OTFS信号突发，而是替代地使他们交错)。然后，当期望与OFDM信号的兼容性时，向后兼容的OTFS系统可以指导其处理器根据时间片而停止使信号突发交错，而是替代地恢复到所有子载波突发同时启动和停止的OFDM方法。

在处理器控制下能够停止和启动这种时间交错可能具有一些优势，因为交错的方法可以使接收器更容易地分析不同时间延迟对接收信号的影响，并且从而校正这些减损。进一步的讨论参见美国专利9,083,595。

还应当注意，“OTFS数据符号”的传送波形结构与较简单的OFDM数据符号的波形结构之间的显著差异。例如，现有技术OFDM数据符号可以作为在一个OFDM子载波和时间间隔上调制音调(载波)的QAM符号来传送。每个承载OFDM数据的符号因此由相对简单的波形承载。相比之下，当在每个子载波和时间间隔的基础上查看时，作为相对复杂的聚合体的一部分，单个承载OTFS数据的符号在一些实施方案中可以作为更复杂或更微妙的(相对于信道失真)波形进行传送。

更复杂的是，每个承载OTFS数据的符号独自可能比等同的OFDM数据符号对信道失真的稳健性更差。但是总而言之，一旦接收到所有或显著地所有承载OTFS数据的符号，由于OTFS方法对校正此类信道失真(例如时间和频率位移)的优越能力，净结果是在校正(例如2D均衡)和解扰之后，典型地最终每单位时间、单位带宽和单位功率传送更多的数据。

如先前所描述的，在一些实施方案中，可以使用特定类别的复杂波形来帮助进一步减轻时间延迟和频率位移的影响。具体地，选择使用相互正交的2D基波函数来满足延迟-多普勒协方差条件，其中

和

可能是有用的。例如，如将要讨论的那样，使用波形诸如

可能是有用的。应当注意，使用此类延迟-多普勒协变波形尽管在某些情况下可能有帮助，但并不意图进行限制。

在数学上，2D基波函数的“独特性”或“相互正交的2D基础”可以在数学上通过2DOTFS时间上的要求来表示—

一些(但不是所有)实施方案，传送信号“S”(或“S(t)”)可以利用正交基函数，其中基函数的时间延迟或多普勒位移产生与这个时间移位的延迟或多普勒位移参数相关联的另一个基函数。这里，一组合适的正交基函数φ_τ，ν(t)是被选择来满足特定的延迟-多普勒协方差条件的，如所示出的。

然而，更一般地说，可以使用作为可逆变换的任何基函数。可逆变换的一个示例是正交基函数。更具体地说，可以使用2D傅立叶基函数。这种基函数的一个示例是：正交基函数φ_τ，ν(t)，其满足以下延迟-多普勒协方差条件

基函数的时间延迟或多普勒位移产生与移位的延迟或多普勒参数相关联的另一个基函数

此类基函数是有用的，因为这些函数可以帮助立即揭示信道。查看这种情况的一种方式是，一些基函数帮助发射器产生“成形的”信号，所述信号本身在时间和频率上的变化足以在一定程度上帮助系统更好地分析由信道中的时间延迟和频率位移引起的各种回波反射的影响。

此类基函数使接收器处理器的计算负荷变得容易，并且有助于使用信道脉冲响应h来确定输入与输出之间的关系。

然而，应当注意，我们在这里尚未讨论加扰/扩展操作W。

如本文所讨论的，可以通过以下方式来构建传送的信号S(t)：使用分布在延迟-多普勒信息平面上的QAM数据符号(例如，xr、v或x(m,n))根据延迟-多普勒平面坐标τ和ν(可替代地称为索引“m”和“n”)来在整个信息平面上调制正交和延迟-多普勒协变正交基函数

从而产生先前讨论的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。

同样，如先前所讨论的，应当牢记，在本公开中，在数学讨论中经常使用“τ”和“ν”作为常用方案，通过所述方案，根据有限分辨率来数字化这个信道的时间延迟和多普勒频率特性，使得τ将信道的时间延迟方面数字化为仓，每个仓具有第一仓维度和第二仓维度，其中第一仓维度为1/BW，并且ν根据第二仓维度1/Tf来数字化信道的频率位移方面1/Tf，其中BW＝给定OTFS帧的总带宽，并且Tf＝传送给定OTFS帧的时间。

因此，例如，具有较大带宽BW的OTFS帧将能够更准确地区分时间延迟，而具有较长时间持续时间的OTFS帧将能够以更高的准确度区分多普勒频率位移。

对传输的进一步讨论：

由于如先前所讨论的，θ_a(k，l)＝W_a(k，l)X(k，l)，则由发射器发出的各种无线波可以表达为

这里，如先前所讨论的，以上表达的“g”函数可以被视为说明这样一种方案：其中发射器控制各种子载波“突发”，也就是说，滤波部分的序列和传送波聚合体的部分的时间间隔。

指数“e”部分描述各种窄带子载波的底层音调，并且Wa(k,l)X(k,l)部分描述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的特定部分(在扩展/加扰之后)如何调制各种窄带子载波的底层音调。二重求和示出了这个特定方案在整个2D OTFS时间-频率帧上如何操作。然而，如将要讨论的，也可以使用其他方案，诸如各种类型的帧或传统穿插或交织方案，以及可选地不同的分割方法。

如先前所讨论的，在一些经济上特别重要的实施方案中，系统可以被配置成以OFDM向后兼容模式操作并且传送传统兼容的4G/LTE符号。这里，OFDM发射器或OFDM接收器中的至少一个可以被配置(通过系统处理器)成有时根据OFDM和4G/LTE方法或其他传统OFDM方法中的任何一种在向后兼容模式下操作，而在其他时间使用非向后兼容的OTFS方法在相同的OFDM子载波上操作。

如稍后将要讨论的，尽管本文公开的OTFS方法可以在不使用任何传统OFDM导频符号或其他传统OFDM信道补偿方法的情况下起作用，但是由于4G/LTE非常流行，蜂窝载波已经使用现有技术OFDM导频方法获得了大量关于世界各地的信道状态位置的信息。

图20示出了传统(现有技术)4G/LTE“帧”的示例，其示出信号在各种时间间隔(垂直轴)内、在各种4G/LTE窄带OFDM子载波(垂直轴)上如何分布。应当注意大量的导频符号(黑色方块)。还应当注意，每个导频符号在一个时间间隔内被限制在它自己的窄带OFDM子载波上。这些可以被视为是一种时间-频率导频符号。

在OTFS下，两种基本类型的导频符号是可能的。尽管根据与OTFS数据符号相同的定时、频率范围和通用频谱形状进行传送，但是一种类型的导频符号将仍然不受通用OTFS数据符号要求的限制，所述要求是：在发射器处，导频符号在所有传送符号上并且在多个时间和频率组合上变得模糊或者进行分布。这些可以被视为时间-频率帧OTFS导频符号或时间-频率OTFS导频符号。

这些时间-频率OTFS导频符号(或在传送时的波形)在替代的命名法中可以称为“OTFS关联的导频符号”。这些导频符号通常根据时间-频率或信号平面或阵列上的特定k和l值进行限制。例如，这些符号可以用于在时间-频率域上操作的时间-频率2D均衡器。

不同类型的导频符号是可能的，其中至少一些导频符号由系统以与系统处理数据符号相同的方式进行处理。这些符号可以称为延迟-多普勒导频符号。这里，延迟-多普勒导频符号根据延迟-多普勒或信息帧或阵列上的特定τ和ν值进行限制。这些导频符号通过发射器在时间-频率或信号平面或阵列上以与OTFS数据符号相同的方式在多个时间和频率上变得模糊或进行分布。

由于这种模糊，这些稍后的OTFS导频符号中的一些占用与时间频率帧上的一些OTFS数据符号相同的k和l值。在这个实施方案中，可替代地，延迟-多普勒导频符号可以被称为“OTFS编码的导频符号”或“OTFS调制的导频符号”。这后一个实施方案在图9中示出。这些类型的导频符号例如可以用于在延迟-多普勒域或信息平面级别上进行操作的替代类型的2D均衡器。

两种类型的导频信号都是潜在有用的，并且事实上，两种类型的导频符号都可以用于不同类型的均衡方法(例如，时间-频率2D均衡器、延迟-多普勒2D均衡器)。OTFS关联的导频符号(时间-频率帧导频符号)可以由在时间-频率域或平面上操作的早期阶段接收器2D均衡器使用，以便在时间-频率或信号域、平面或阵列的接收器版本处“清除”原始OTFS信号。相比之下，OTFS编码的导频符号(延迟-多普勒导频符号)也可以由后期阶段接收器2D均衡器使用，以便在延迟-多普勒或信息平面的接收器版本处清除接收到的信号。

相比之下，现有技术的OFDM方法并不教导与OTFS编码的导频符号(延迟-多普勒导频符号)对应的任何事物。现有技术的OFDM方法仅教导了时间-频率导频符号的等同物。此类时间-频率导频符号在图20中示出。

图21示出了这样一种方法：甚至在任何实际的OTFS传输之前，来自图20的现有技术(例如4G/LTE)时间-频率导频符号还可以如何用于OTFS目的。

由于4G/LTE的普及，4G/LTE导频符号已经被发送到世界各地数十万个蜂窝基站的数以亿计的装置并从所述装置发送。如果利用这种传统导频数据，则可以获得在大量4G/LTE子载波上并且在24小时的基础上、无线数据信道如何遭受至少各种类型的时间延迟减损的全球映射图。

在一些实施方案中，这种传统的4G/LTE导频符号数据可以用于帮助提供至少一种类型的OTFS 2D均衡器(诸如时间-频率2D均衡器)的至少一阶配置。还可以操纵这种信息，使得它也可以用于延迟-多普勒或信息平面2D均衡器。例如，每个导频符号在其各自的频率和时间处倾向于根据数据信道的时间和频率特性而衰减。这种效应在图21中示出。

图21(左侧)示出了可以如何使用传统4G/LTE导频符号(参见图20)来产生作为4G/LTE频谱的时间、频率和位置(未示出)的函数的衰减图的示例。

根据一些实施方案，这种传统数据还可以用于提供对产生信道延迟-多普勒脉冲响应h(τ,ν)或其他类型的卷积掩模有用的信息，所述卷积掩模继而对于两种类型的接收器2D均衡器是有用的以便进一步清除信道失真的信号。

然而，应当注意，在一些实施方案中，本文描述的一些类型的接收器2D均衡器不需要使用此类传统的OFDM导频符号方法，而是替代地可以使用“非传统的OTFS编码的导频符号”或“OTFS调制的导频符号”(例如，延迟-多普勒导频符号)并且仅在延迟-多普勒域上(诸如在延迟-多普勒2D均衡器中)进行操作。

因此，在一些实施方案中，系统可以利用4G/LTE类型的OFDM子载波和符号时间局部化的4G/LTE传统导频符号。例如，OFDM接收器可以接收这多个传统4G/LTE导频符号作为信道失真的传统4G/LTE导频符号。然后，可以将这些信道失真的4G/LTE导频符号用于各种目的，诸如配置至少一种类型的接收器2D均衡器，或者甚至确定信道参数，所述信道参数继而可以用于帮助确定2D OTFS延迟-多普勒帧和2D OTFS时间-频率帧的参数。

延迟考虑

根据用户需要，一些类型的数据(诸如电话交谈)需要以最低的延迟进行传送，而其他类型的数据(诸如视频广播数据)可以容忍更多的延迟，但是受数据传输效率的影响更大。在这后一种情况下，较长的延迟可能不是问题，但是由于视频压缩导致的伪影可能是更大的问题。因此，不同类型的数据具有不同的延迟/效率折衷需要。

这里，系统可以通过将数据打包成不同类型(例如不同M x N)大小的2D OTFS延迟-多普勒帧(和对应的时间-频率帧)，来处理这些不同的延迟和效率需要以及其他需要。这里同样，在传输期间交织或穿插帧可能是有用的，以便利用更多的延迟敏感的音频数据帧来中断视频帧时间间隔。

这里，在一些实施方案中，至少一个(发射器或收发器)处理器可以通过使用不同大小的2D延迟-多普勒帧在多个不同大小的帧上分布(这些)多个数据符号，从而创建多个不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。发射器可以进一步以时间或频率穿插或交织方式中的任一种，在不同大小的帧内或在不同大小的帧外部(例如，在它们之间)传送基于所得不同大小的2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的频率滤波部分。

然而，接收器可以对此进行分类。也就是说，在接收端，无线接收器上的处理器可以被配置成基于不同大小的帧来区分不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的这些频率滤波部分的各个信道失真副本。然后，接收器(或收发器)处理器可以被配置成从适当的信道解卷积的不同大小的2D延迟-多普勒帧中提取多个副本数据符号。

这里，如先前所讨论的，这些方法是有用的，因为可以针对以下各项中的至少一个来选择不同大小的2D延迟-多普勒帧和对应的不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体中的至少一些：减少的延迟、增加的数据符号传输速率、对信道多普勒位移增加的容限以及对信道多径延迟效应增加的容限。

导频符号方法

如先前所讨论的，本文讨论的OTFS方法可以进一步用于通过使用分布在2D OTFS延迟-多普勒帧上的OTFS导频符号，使用OTFS编码的导频符号来配置至少一种类型的延迟-多普勒域2D均衡器。

图9示出了数据符号(短尖峰)、OTFS编码的(延迟-多普勒)导频符号(大尖峰)以及一系列清除区域或零符号(与OTFS编码的导频区域结合使用)可以如何分布在2D OTFS延迟-多普勒帧(这里称为“OTFS信息域”或“延迟-多普勒帧”)上的示例。与之前一样，坐标被称为τ和ν。数据符号通常将用复数诸如QAM符号来表示。

图13示出一个图像，所述图像示出了原始2D OTFS延迟-多普勒帧上的各种QAM符号在各种变换、传输、信道失真、接收和逆变换之后，由于信道失真(这里称为延迟-多普勒脉冲响应)而在2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本中的多个仓上变得模糊。这里，可以使用关于延迟-多普勒脉冲响应的知识来配置延迟-多普勒2D均衡器来清除这个模糊信号，从而产生更清晰的信道解卷积2D OTFS延迟-多普勒帧(未示出)。

图11示出了图13的替代版本，其示出信道卷积信号yr,v在数学上可以如何被视为由延迟-多普勒响应h(r,v)卷积的传送的OTFS QAM符号xr,v。因此，接收到的符号(信道卷积QAM符号)可以被视为原始QAM信息符号，如由正交基函数和延迟-多普勒协变函数￠r,v(t)调制的并且如由延迟-多普勒脉冲响应h(r,v)卷积的。

根据这种技术，OTFS编码的导频符号可以用于如下配置延迟-多普勒2D均衡器。这里，至少一个发射器或收发器处理器可以用于在2D延迟-多普勒帧上分布位于至少一个定义的导频符号位置(通常与多个数据符号一起)的至少一个导频符号。发射器然后可以进一步变换这些数据符号以及2D延迟-多普勒帧上的或来自2D延迟-多普勒帧的至少一个导频符号。贯穿基本上所有基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体，发射器通过还以无损方式扩展这至少一个导频符号的方式来创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。

同样，在从无线发射器到无线接收器的传送期间，基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的传送的频率滤波部分根据信道的延迟和多普勒特性而发生信道失真。但是在这里，接收器(接收器或收发器处理器)至少提前知道(了解)导频符号所处的位置以及导频符号应当是什么样的。接收器然后可以使用它的至少一个处理器、关于这至少一个导频符号和至少一个定义的导频符号位置的知识以及通过观察这至少一个导频符号上的信道失真而获得的信息来配置其延迟-多普勒2D均衡器。这种信息对于配置接收器的时间-频率平面2D均衡器也可能是有用的。

图13更详细地示出了以下知识：实质上通过将延迟-多普勒或信息平面2D均衡器配置成完成这种信道延迟多普勒脉冲响应的逆响应，信道延迟多普勒脉冲响应可以如何清除2D OTFS延迟多普勒帧的信道失真副本，从而产生作为原始数据符号的高保真副本的副本数据符号(符号矩阵)。

区分OTFS 2D均衡器和现有技术OFDM均衡方法

应当注意，尽管现有技术OFDM导频符号可以用于配置操作2D均衡器的至少一个时间-频率平面，但不要求在这个过程中使用此类现有技术OFDM导频符号或其他OFDM信道减损补偿方法(诸如OFDM循环前缀)。因此，在一些实施方案中，至少一种类型的接收器延迟-多普勒2D均衡器能够在不使用OFDM循环前缀或不使用OFDM子载波或符号时间局部化导频符号的情况下进行操作。

图12示出了2D OTFS延迟-多普勒帧上的各种坐标与2D OTFS时间-频率帧上的各种独特的2D基波函数之间的关系的表示。然后，将通过数据符号在2D OTFS延迟-多普勒帧上的特定坐标处的值(所述值典型地是复数)来对这些基函数进行调制。图7示出了先前在图1J中示出的OTFS调制和解调方法的一个实施方案的非常高级数学视角的另一个视图。这里同样，τ和ν坐标是信息平面或2D OTFS延迟-多普勒帧的坐标，各种数据符号(通常是复数)在传输之前分布在所述平面或帧上。然后，通常在2D基础(b)上诸如2D傅里叶变换的基础上变换这个帧上的数据，并且可选地通过加扰操作(W)将所述数据加扰到2D OTFS时间-频率帧(t,f)上。这里，整个复杂的过程基本上以数学速记方式示出，其中本文其他地方描述的各种复杂操作仅被称为OTFS变换、海森堡变换以及这些变换的逆变换。

本文给出了海森堡变换的替代的、但仍然非常高级的定义。同样，“海森堡”变换是以数学速记标记法描述传送基于2D OTFS时间-频率的波聚合体的一些特定方法的一种替代方式，并且在本公开中的其他地方进行描述。对应的魏格纳变换是以数学速记标记法描述在接收器处实现的这个过程的逆过程的一种方式。

可替代地说，“海森堡”变换是描述一些特定过程的“数学型”速记方式，通过所述过程，发射器可以选择波聚合体的不同部分以便在各种时间片上进行传送；并且“魏格纳”(这里实质上是这个过程的接收器对应物)是描述一些过程的“数学型”速记方式，通过所述过程，接收器在各种时间片上接收波聚合体的这各个部分，并且重建2D OTFS时间-频率帧。“海森堡”和“魏格纳”操作的工程等同物在本文其他地方以通用术语进行描述。

从更多工程学的角度描述这个过程，2D OTFS时间-频率帧波形(波聚合体)的样本可以运行通过滤波器组(这里，术语“运行通过滤波器组”被用作系统电路将选择某些频带的非正式说法—这种操作的大部分通常将以数字方式完成)，并且在一系列时间间隔内通过一系列窄带子载波进行传送，如本公开中其他地方更详细描述的。在这个特定的实施方案中，这个过程以称为海森堡变换的替代数学术语进行描述。所得的各种波形穿过信道，在所述信道中，它们然后被解调(这里，在数学上被描述为魏格纳变换)，被带到副本2D OTFS时间-频率帧，并且由此原始变换的逆变换导致出现在2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本上的原始数据符号的信道失真副本。

然后，可选地，可以使用2D均衡器(诸如延迟-多普勒2D均衡器)来进一步清除这些数据符号。

图14示出了以下过程的图解示例：“通过使用每个数据符号和帧位置来调制从在2D OTFS时间-频率帧上操作的一组相互正交的2D基波函数中选择的独特的2D基波函数来对2D OTFS延迟-多普勒帧的数据符号进行变换，所述传输还贯穿基本上所有2D OTFS时间-频率帧以无损且可逆的方式扩展每个数据符号，所述传输从而创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体”。

这里，各种数据符号(这里是QAM符号)已经分布在2D OTFS延迟-多普勒帧上。2DOTFS变换已经贯穿基本上所有2D OTFS时间-频率帧以无损且可逆的方式扩展每个数据符号，所述变换从而创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。在一些实施方案中，可以使用辛变换(方程7、8、9和10)。

图15示出了分布在2D OTFS延迟-多普勒帧(或域)上的数据符号(诸如QAM符号)如何变换(作为变换(这里称为2D OTFS变换)的结果)，并且用于在2D OTFS时间-频率帧(或域)上调制2D基波函数，具体地延迟-多普勒协变正交基函数。给出了2D基波函数为傅里叶基函数的示例。

图16示出了数据符号(在这个示例中，QAM符号)是如何从2D OTFS延迟-多普勒帧(域)变换到2D OTFS时间-频率帧(域)的更多细节。这里，可以为复数的每个数据符号(每个QAM符号)通过乘法来调制其特定的独特2D基函数。当对2D OTFS延迟-多普勒帧上的所有数据符号(以及任何可选的导频符号和空符号)完成这个过程时，创建了对各种2D基函数进行加权(或调制)所得的多个QAM符号的叠加。这种叠加在这里被称为“波聚合体”。

应当注意，这个过程在时间和频率上扩展符号，但仍保持各种基函数的2D正交性。这很重要，因为为了变得有用，所述过程必须是无损且可逆的(例如，接收器必须能够以非常低的错误率对所有符号进行解扰)。

图19示出了可以如何使用本文描述的OTFS方法来保持与传统OFDM方法(诸如传统4G/LTE方法)的至少一些兼容性的更多细节。

假设系统将保留与传统OFDM系统具有相似频率和带宽(并且可选地也包括底层音调)的相同类型M窄带子载波，则在发射器和接收器侧，可以保留大量传统类型的OFDM电路。事实上，当需要时，这种传统类型的OFDM电路可以用于在任何期望的时候传送传统OFDM符号。假设适当地选择了M个子载波、子载波频率和子载波带宽，则可以根据需要由传统OFDM接收器来接收此类传统OFDM符号。可替代地，本文描述的系统也可以被配置成从传统OFDM发射器接收传统OFDM符号。

在这个方案中，这里描述的OTFS方法可以被看作为这种传统类型的OFDM电路提供独特类型的预处理器。当期望传送OTFS类型方案时，这个“OTFS预处理模块”可以创建更复杂的OTFS波形(波形分组)，然后(如果需要的话)可以在与传统OFDM系统相同的频率和带宽上、或者另外根据需要在交替的频率和带宽上通过M个窄带子载波传送所述波形。从这个角度来看，本文描述的OTFS方法可以被视为OFDM的“下一代”版本。

尽管本公开主要集中在基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体实施方案，但这些方法并不意图进行限制。在其他实施方案中，使用先前描述的OTFS方法，诸如先前在美国专利申请13/927,091、13/927/086、13/927095、13/927089、13/927092、13/927087、13/927088、13/927091、14/583911、和/或临时申请62/129,930、61/664,020和62/027,231中所公开的方法，也可以用于本文公开的一些OTFS调制方法。这就是美国专利申请62/027,231、62/129,930、13/927,091、13/927/086、13/927095、13/927089、13/927092、13/927087、13/927088、13/927091、14/583,911和61/664,020的全部内容整体并入本文的原因。

这些方法早先在本公开中评述过。尽管在这些较早的方法中，通常每个子载波上的各种OTFS信号突发的定时不相同(替代地，定时将基于每个时间片在子载波之间变化)，否则可以使用具有与传统OFDM系统(诸如4G/LTE系统)兼容的频率和带宽的子载波。因此，当需要时，也可以获得与传统OFDM和4G/LTE系统的一定程度的向后兼容性，并且可以指导系统处理器根据需要在传统OFDM与OTFS方法之间来回变换。

在此类替代实施方案中，代替使用每个数据符号和帧位置来调制从在2D OTFS时间-频率帧上操作的一组相互正交的2D基本波函数中选择的独特的、位置特定的2D基波函数，可以使用这些较早的方法或者在2D OTFS延迟-多普勒帧上变换数据符号的其他类型的OTFS方法。

然而，这里同样，这种替代变换也应当贯穿基本上所有2D OTFS时间-频率帧以无损且可逆的方式扩展每个数据符号，并且所述替代变换应当仍然创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。

图23是无线信号传输的方法2300的流程图表示。

所述方法可以由发射器通过包括多个窄带子载波的受损无线信道以每帧为基础传送多个数据符号来实现。

方法2300包括：在2302处，针对每个帧，使用至少一个处理器，通过将每个数据符号分派到它自己的独特的2D OTFS延迟-多普勒帧位置来在2D OTFS延迟-多普勒帧上分配多个数据符号。

方法2300包括：在2304处，通过使用每个数据符号和帧位置来调制从在2D OTFS时间-频率帧上操作的一组相互正交的2D基波函数中选择的独特的、位置特定的2D基波函数来对2D OTFS延迟-多普勒帧上的数据符号进行变换，所述变换还贯穿基本上所有2D OTFS时间-频率帧以无损且可逆的方式扩展每个数据符号，所述变换从而创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。

方法2300包括：在2306处，利用加扰操作进一步对基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体进行加扰。

方法2300包括：在2308处，使用无线发射器在多个时间间隔内、在多个窄带子载波上调制和传送加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的部分。选择所述部分、多个窄带子载波以及时间间隔的粒度和范围，使得传送部分的总和准确地表征加扰的基于2DOTFS时间-频率帧的波聚合体。受损的无线信道使传送的部分失真，形成信道失真部分。

在一些实施方案中，加扰操作是空操作，或者其中加扰操作被选择以执行以下中的至少一个：管理峰值发射器功率和允许接收器区分不同发射器。

在一些实施方案中，其中相互正交的2D基波函数是2D傅里叶或类傅立叶基函数。

在一些实施方案中，OTFS变换和OTFS变换的逆变换中的任何一个是类傅里叶变换和类傅里叶逆变换，包括从由以下各项组成的组中选择的变换：辛傅立叶变换、辛离散傅立叶变换、辛有限傅立叶变换、逆辛傅里叶变换、逆辛离散傅里叶变换、逆辛有限傅立叶变换、快速傅里叶变换、逆快速傅立叶变换、小波变换、逆小波变换、离散小波变换和逆离散小波变换。

在一些实施方案中，至少对于发射器而言，2D OTFS时间-频率帧具有矩形网格结构和以下参数：其中多个时间间隔是N个时间间隔，并且多个窄带子载波是M个子载波，每个时间间隔具有持续时间T，并且每个窄带子载波具有频率带宽Δf。

在一些实施方案中，其中至少对于发射器而言，2D OTFS延迟-多普勒帧包括N*M个位置，并且OTFS变换将N*M个数据符号分布在2D OTFS时间-频率帧上。在一些实施方案中，方法2300还可以包括：至少针对发射器而言，进一步使用受损无线信道的预期无线时间延迟和预期无线多普勒位移特性中的任何一个来配置至少2D OTFS延迟-多普勒帧的参数。

在一些实施方案中，方法2300可以由OFDM向后兼容的发射器来实现。在一些实施方案中，OFDM向后兼容发射器在多个时间间隔内通过以下任一方式在多个窄带OFDM子载波上传送基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的部分：

A.与穿插的传统OFDM符号兼容，所述穿插的传统OFDM符号源自在多个窄带OFDM子载波中的至少一些上和/或在至少一些时间间隔内承载的其他发射器；和/或

B.与穿插的传统OFDM符号兼容，所述穿插的传统OFDM符号源自在多个窄带OFDM子载波中的至少一些上和/或在至少一些时间间隔内承载的OFDM向后兼容发射器。

在一些实施方案中，传统OFDM符号包括4G/LTE符号，并且OFDM向后兼容发射器或OFDM向后兼容接收器中的至少一个被配置成根据OTFS和4G/LTE方法或其他传统OFDM方法中的任何一种进行操作。

在一些实施方案中，方法2300还包括：连同多个OFDM子载波和符号时间局部化的4G/LTE传统导频符号一起传送4G/LTE符号，进一步使用OFDM向后兼容接收器来接收多个传统4G/LTE导频符号作为信道失真的传统4G/LTE导频符号，并且使用信道失真的4G/LTE导频符号来至少部分地配置延迟-多普勒2D均衡器或时间-频率2D均衡器。

在一些实施方案中，所述至少一个处理器通过使用不同大小的2D延迟-多普勒帧在多个不同大小的帧上分布所述多个数据符号，从而创建多个不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。方法2300可以包括：在不同大小的帧内或不同大小的帧外部，以时间穿插方式或频率穿插方式中的任一种，进一步传送不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的部分。

在一些实施方案中，针对以下各项中的至少一个来选择不同大小的2D延迟-多普勒帧和对应的不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体中的至少一些：减少的延迟、增加的数据符号传输速率、对信道多普勒位移增加的容限以及对信道多径延迟效应增加的容限。

在一些实施方案中，所述多个数据符号中的至少一些包括延迟-多普勒导频符号，进一步使用所述至少一个处理器来在2D延迟-多普勒帧上分布位于至少一个定义的延迟-多普勒导频符号位置的至少一个延迟-多普勒导频符号以及多个数据符号。方法2300可以包括：进一步变换位于2D延迟-多普勒帧上的所述数据符号以及至少一个延迟-多普勒导频符号，从而还贯穿基本上所有基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体、以无损方式扩展至少一个延迟-多普勒导频符号的方式创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体，其中，在从无线发射器向无线接收器的传送期间，基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体根据信道的延迟和多普勒特性而发生信道失真。

在一些实施方案中，延迟多普勒2D均衡器能够在不使用OFDM循环前缀或不使用OFDM子载波或符号时间局部化导频符号的情况下进行操作。

在一些实施方案中，所述多个数据符号中的至少一些包括延迟-多普勒导频符号，进一步使用所述至少一个处理器来在2D延迟-多普勒帧上分布位于至少一个定义的延迟-多普勒导频符号位置的至少一个延迟-多普勒导频符号以及多个数据符号。在这些实施方案中，方法2300可以包括：进一步变换位于2D延迟-多普勒帧上的所述数据符号以及至少一个延迟-多普勒导频符号，从而还贯穿基本上所有基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体、以无损方式扩展至少一个延迟-多普勒导频符号的方式创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体。在从无线发射器到无线接收器的传送期间，基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的传送部分根据信道的延迟和多普勒特性而发生信道失真。

如先前所述，在一些实施方案中，延迟多普勒2D均衡器能够在不使用OFDM循环前缀或不使用OFDM子载波或符号时间局部化导频符号的情况下进行操作。

在一些实施方案中，至少OTFS时间-频率帧具有非矩形网格结构，并且非矩形网格结构继而控制所述部分、多个时间间隔和多个窄带子载波中的任何一个的起始时间、持续时间、频率、随时间的频率、带宽或随时间的带宽中的任何一个。

在一些实施方案中，在方法2300中，在每个窄带子载波的基础上，多个时间间隔具有不相同的起始时间，使得在一个子载波处的发射器起始时间与不同子载波处的发射器起始时间不同。

在一些实施方案中，方法2300可以包括：进一步使用至少一个处理器来在加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体未占用的2D时间-频率帧的至少一个定义的时间和频率位置和部分上，分布位于至少一个定义的导频符号时间-频率位置上的至少一个时间-频率导频符号以及所述多个数据符号。

在从无线发射器到无线接收器的传送期间，所传送的至少一个时间-频率导频符号也根据信道的延迟和多普勒特性而发生信道失真。

在一些实施方案中，方法2300可以包括：使用接收器的2D OTFS时间-频率帧的高分辨率版本来区分多个用户；或者进一步使用接收器的2D OTFS时间-频率帧的高分辨率版本通过至少一个2D均衡器来进一步校正信道失真。

图24示出了无线信号接收的示例方法2400的流程图。方法2400可以通过用于接收由上述方法2300的各种实施方案生成的信号的无线接收器设备来实现。在到达接收器之前，经调制的无线信号可能已经发生了如本文档中描述的信道失真。

方法2400可以包括：在2402处，在多个时间间隔内、在多个窄带子载波上接收并解调信道失真部分，从而恢复加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本。

方法2400可以在2404处执行加扰操作的逆操作，以便对加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本进行解扰，从而创建基于2D OTFS时间-频率的波聚合体的解扰的信道失真副本。

方法2400可以在2406执行OTFS变换的逆变换，以便对基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本进行逆变换，从而在接收到基本上所有部分时产生2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本。

方法2400可以在2408处使用延迟-多普勒2D均衡器对2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本执行校正，从而产生信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧。

方法2400可以在2410处执行从信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧中提取多个副本数据符号。

在一些实施方案中，接收器可以与OFDM传输(例如，4G/LTE)向后兼容。在此类实施方案中，方法2400可以包括：进一步使用OFDM向后兼容接收器来接收多个传统4G/LTE导频符号作为信道失真的传统4G/LTE导频符号，并且使用信道失真的4G/LTE导频符号来至少部分地配置延迟-多普勒2D均衡器或时间-频率2D均衡器。

在一些实施方案中，方法2400可以包括：进一步使用无线接收器基于不同大小的帧来区分不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本，并且从适当的信道解卷积的不同大小的2D延迟-多普勒帧中提取多个副本数据符号。针对以下各项中的至少一个来选择不同大小的2D延迟-多普勒帧和对应的不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体中的至少一些：减少的延迟、增加的数据符号传输速率、对信道多普勒位移增加的容限以及对信道多径延迟效应增加的容限。

在一些实施方案中，在接收器处，使用至少一个处理器、关于至少一个延迟-多普勒导频符号和至少一个定义的导频符号位置的知识以及信道失真来恢复信道的2D脉冲响应，并且使用所述2D脉冲响应来配置延迟-多普勒2D均衡器。

在一些实施方案中，方法2400可以通过接收器来实现：所述接收器包括对时间-频率帧的内容进行操作的时间-频率2D均衡器以及在延迟-多普勒帧的内容处进行操作的延迟-多普勒2D均衡器。在此类实施方案中，在接收器处，使用至少一个处理器、关于至少一个时间-频率导频符号和至少一个定义的导频符号时间-频率位置的知识以及信道失真来配置至少时间-频率2D均衡器。

在一些实施方案中，接收器包括多个接收器子部分，每个接收器子部分被配置成具有略微不同的时间和频率偏移，所述至少一个处理器被配置成使用接收器子部分、根据略微不同的时间和频率偏移来对加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本进行采样，并且以下述方式将样本组合：在接收器的2D OTFS时间-频率帧的高分辨率版本上产生加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的高分辨率信道失真副本。

在一些实施方案中，方法2400可以包括使用接收器的2D OTFS时间-频率帧的高分辨率版本来区分多个用户。

在一些实施方案中，方法2400可以包括：进一步使用接收器的2D OTFS时间-频率帧的高分辨率版本通过至少一个2D均衡器来进一步校正信道失真。

图25是设备2500的框图描绘。设备2500可以用于实现本文描述的发射器或接收器功能。所述设备可以包括一个或多个处理器2505、一个或多个存储器2510、零个或多个附加的存储装置2520、零个或多个输入-输出装置2525以及一个或多个网络适配器2530，所有这些装置可以通过通信路径2515彼此通信地耦合，所述通信路径通常表示中央和/或专用数据路径。处理器2505可以是例如数字信号处理器、专用集成电路(ASIC)、通用中央处理单元等。合适的存储器可以用于存储数据和/或指令，并且不会对大小、制造技术、I/O速度、存储的易失性等作出假设。存储装置2520可以包括硬驱动器、磁性和/或光学可移除的或永久附接的存储器等等。在一些实施方案中，可以不使用附加的存储装置。在各种实施方案中，I/O设备2525可以包括诸如触摸屏装置、键盘、轨迹球、语音输入捕获装置、姿势捕获装置、显示器和音频输出装置等人类交互装置。网络适配器2530可以包括有线或无线适配器，诸如符合众所周知的行业标准(诸如USB、LTE、光纤、铜线等)的适配器。应当理解的是，装置2500被示出为一个示例，并且不意味着是可以体现所公开的技术的装置的穷举性“材料清单”。

应当理解，公开了使用OTFS调制技术来传送和接收数据的各种技术。

本文档中所描述的公开的实施方案和其他实施方案以及功能操作可以以数字电子电路或计算机软件、固件或硬件(包括本文档中公开的结构及其结构等同物)，或者以它们中的一个或多个的组合来实现。所公开的实施方案和其他实施方案可以被实现为一个或多个计算机程序产品，即，编码在计算机可读介质上的用于由数据处理设置执行或者用于控制数据处理设备的操作的计算机程序指令的一个或多个模块。计算机可读介质可以是机器可读存储装置、机器可读存储基板、存储器装置、影响机器可读传播信号的物质的组合，或者它们中的一个或多个的组合。术语“数据处理设备”涵盖用于处理数据的所有设备、装置和机器，举例来说包括可编程处理器、计算机或多个处理器或计算机。除了硬件之外，所述设备可以包括为所讨论的计算机程序创建执行环境的代码，例如构成处理器固件、协议栈、数据库管理系统、操作系统或者它们中的一个或多个的组合的代码。传播信号是人为生成的信号，例如机器生成的电信号、光学信号或电磁信号，生成所述信号以便对信息进行编码以供传输至合适的接收器设备。

计算机程序(也称为程序、软件、软件应用程序、脚本或代码)可以用任何形式的编程语言写入，包括编译或解释语言，并且可以以任何形式进行部署，包括作为单独的程序或作为模块、部件、子例程或适于在计算环境中使用的其他单元。计算机程序不一定对应于文件系统中的文件。程序可以存储在保存其他程序或数据(例如，存储在标记语言文档中的一个或多个脚本)的文件的一部分中，存储在专用于所讨论的程序的单个文件中，或者存储在多个协调文件中(例如，存储一个或多个模块、子程序或部分代码的文件)。可以将计算机程序部署成在一台计算机上或位于一个站点或跨多个站点分布并且通过通信网络互连的多台计算机上执行。

本文档中描述的过程和逻辑流程可以由一个或多个可编程处理器来执行，所述一个或多个可编程处理器执行一个或多个计算机程序，以便通过对输入数据进行操作并生成输出来执行功能。所述过程和逻辑流程也可以由专用逻辑电路执行，并且设备也可以实现为所述专用逻辑电路，专用逻辑电路例如是FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)。

举例来说，适于执行计算机程序的处理器包括通用和专用微处理器以及任何类型的数字计算机的任何一个或多个处理器。一般来说，处理器将从只读存储器或随机存取存储器或两者接收指令和数据。计算机的基本要素是用于执行指令的处理器以及用于存储指令和数据的一个或多个存储器装置。一般来说，计算机还将包括用于存储数据的一个或多个大容量存储装置(例如磁盘、磁光盘或光盘)，或者可操作地连接以便从所述一个或多个大容量存储装置接收数据或向其传递数据或两者。然而，计算机不需要具有此类装置。适用于存储计算机程序指令和数据的计算机可读介质包括所有形式的非易失性存储器、介质和存储器装置，举例来说包括：半导体存储器装置，例如EPROM、EEPROM和闪存存储器装置；磁盘，例如内部硬盘或可移动盘；磁光盘；以及CD ROM和DVD-ROM盘。处理器和存储器可以由专用逻辑电路补充或并入其中。

虽然本文档包含许多细节，但这些不应当被解释为对所要求保护的发明的范围或可能要求保护的内容进行限制，而是作为特定于具体实施方案的特征的描述。在本文档中在单独实施方案的上下文中描述的某些特征也可以在单个实施方案中组合实现。相反地，在单个实施方案的上下文中描述的各种特征也可以在多个实施方案中单独地或以任何合适的子组合来实现。此外，尽管上文可以将特征描述为以某些组合起作用并且甚至最初要求如此，但是来自所要求保护的组合的一个或多个特征在一些情况下可以从所述组合中删除，并且所要求保护的组合可以指向子组合或子组合的变体。类似地，虽然在附图中操作是以特定顺序描绘的，但这不应当被理解为要求必须以所示的特定顺序或按连续顺序执行此类操作，或者必须执行所有示出的操作以实现期望的结果。

只公开了几个示例和实现方式。可以基于所公开的内容对所描述的示例和实现方式以及其他实现方式做出变化、修改和增强。

Claims

1.一种基于每帧在包括多个窄带子载波的受损无线信道上传输和接收多个数据符号的方法，所述方法包括：

对于每个帧，使用至少一个处理器，通过将每个数据符号分派到它自己的独特二维(2D)正交时频空间(OTFS)延迟-多普勒帧位置，来在2D OTFS延迟-多普勒帧上分配所述多个数据符号；

通过使用每个数据符号和帧位置来调制独特的、位置特定的2D基波函数来对所述2DOTFS延迟-多普勒帧上的所述数据符号进行OTFS变换，所述独特的、位置特定的2D基波函数是从2D OTFS时间-频率帧上操作的一组相互正交的2D基波函数中选择的，所述变换还贯穿所有所述2D OTFS时间-频率帧以无损且可逆的方式扩展每个数据符号，所述变换从而创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体；

利用加扰操作进一步对所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体进行加扰；

使用无线发射器在多个时间间隔内、在所述多个窄带子载波上调制和传输加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的一些部分；

其中选择所述一些部分、所述多个窄带子载波和所述时间间隔的粒度和范围，使得所传输的一些部分的总和准确地表征所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体；

其中所述受损无线信道使所述传输的一些部分失真，形成信道失真部分；

使用无线接收器在多个时间间隔内、在所述多个窄带子载波上接收并解调所述信道失真部分，从而恢复所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本；

使用所述加扰操作的逆操作来对所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本进行解扰，从而创建所述基于2D OTFS时间-频率的波聚合体的解扰的信道失真副本；

使用至少一个处理器和OTFS变换的逆变换来对所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的所述信道失真副本进行逆变换，从而在接收到所有部分时产生所述2D OTFS延迟-多普勒帧的信道失真副本；

使用延迟-多普勒2D均衡器来校正所述2D OTFS延迟-多普勒帧的所述信道失真副本，从而产生信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧；

以及从所述信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧中提取多个副本数据符号。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述加扰操作是空操作，或者其中所述加扰操作被选择以执行以下中的至少一个：管理峰值发射器功率和允许接收器区分不同发射器。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述一组相互正交的2D基波函数是2D傅里叶或类傅立叶基函数。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述OTFS变换和所述OTFS变换的逆变换中的任何一个是类傅里叶变换和类傅里叶逆变换，包括从由以下各项组成的组中选择的变换：辛傅立叶变换、辛离散傅立叶变换、辛有限傅立叶变换、逆辛傅里叶变换、逆辛离散傅里叶变换、逆辛有限傅立叶变换、快速傅里叶变换、逆快速傅立叶变换、小波变换、逆小波变换、离散小波变换和逆离散小波变换。

5.如权利要求1所述的方法，其中至少对于所述发射器而言，所述2D OTFS时间-频率帧具有矩形网格结构和以下参数：其中所述多个时间间隔是N个时间间隔，并且所述多个窄带子载波是M个子载波，每个时间间隔具有持续时间T，并且每个窄带子载波具有频率带宽Δf，其中N和M是大于1的整数。

6.如权利要求5所述的方法，其中至少对于所述发射器而言，所述2D OTFS延迟-多普勒帧包括N*M个位置，并且所述OTFS变换将N*M个数据符号分布在所述2D OTFS时间-频率帧上。

7.如权利要求5所述的方法，其中至少对于所述发射器而言，进一步使用以下中的任何一个来配置至少所述2D OTFS延迟-多普勒帧的参数：所述受损无线信道的预期无线时间延迟和预期无线多普勒位移特性。

8.如权利要求1所述的方法，其中所述发射器是OFDM向后兼容发射器，所述接收器是OFDM向后兼容接收器，并且所述多个窄带子载波是多个窄带OFDM子载波。

9.如权利要求8所述的方法，其中所述OFDM向后兼容发射器在所述多个时间间隔内通过以下任一方式在所述多个窄带OFDM子载波上传输所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的所述一些部分：

A.与穿插的传统OFDM符号兼容，所述穿插的传统OFDM符号源自在所述多个窄带OFDM子载波中的至少一些上和/或在所述时间间隔中的至少一些内承载的其他发射器；和/或

B.与穿插的传统OFDM符号兼容，所述穿插的传统OFDM符号源自在所述多个窄带OFDM子载波中的至少一些上和/或在所述时间间隔中的至少一些内承载的所述OFDM向后兼容发射器。

10.如权利要求9所述的方法，其中所述传统OFDM符号包括4G/LTE符号，并且所述OFDM向后兼容发射器或所述OFDM向后兼容接收器中的至少一个被配置成根据OTFS和4G/LTE方法或其他传统的OFDM方法中的任何一种进行操作。

11.如权利要求10所述的方法，其中所述4G/LTE符号连同多个OFDM子载波和符号时间局部化的4G/LTE传统导频符号一起被传输；

进一步使用所述OFDM向后兼容接收器来接收所述多个传统4G/LTE导频符号作为信道失真的传统4G/LTE导频符号，并且使用所述信道失真的4G/LTE导频符号来至少部分地配置延迟-多普勒2D均衡器或时间-频率2D均衡器。

12.如权利要求1所述的方法，其中所述至少一个处理器通过使用不同大小的2D OTFS延迟-多普勒帧在多个不同大小的帧上分布所述多个数据符号，从而创建多个不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体；

进一步地，在所述不同大小的帧内或所述不同大小的帧外部，以时间穿插方式或频率穿插方式中的任一种，传输所述不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的一些部分；

进一步使用所述无线接收器基于不同大小的帧来区分所述不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本，并且从适当的信道解卷积的不同大小的2D OTFS延迟-多普勒帧中提取所述多个副本数据符号。

13.如权利要求12所述的方法，其中针对以下各项中的至少一个来选择所述不同大小的2D OTFS延迟-多普勒帧和对应的不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体中的至少一些：减少的延迟、增加的数据符号传输速率、对信道多普勒位移增加的容限以及对信道多径延迟效应增加的容限。

14.如权利要求1所述的方法，其中所述多个数据符号中的至少一些包括延迟-多普勒导频符号，进一步使用所述至少一个处理器来在所述2D OTFS延迟-多普勒帧上分布位于至少一个定义的延迟-多普勒导频符号位置上的至少一个延迟-多普勒导频符号以及所述多个数据符号；

进一步变换位于所述2D OTFS延迟-多普勒帧上的所述数据符号以及所述至少一个延迟-多普勒导频符号，从而还贯穿所有所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体以无损方式扩展所述至少一个延迟-多普勒导频符号，创建基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体；

其中在从所述无线发射器到所述无线接收器的传输期间，所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的所传输的一些部分根据所述信道的延迟和多普勒特性而发生信道失真；

在所述接收器处，使用所述至少一个处理器、关于所述至少一个延迟-多普勒导频符号和至少一个定义的导频符号位置的知识以及所述信道失真来恢复所述信道的2D脉冲响应，并且使用所述2D脉冲响应来配置所述延迟-多普勒2D均衡器。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述延迟-多普勒2D均衡器能够在不使用OFDM循环前缀或不使用OFDM子载波或符号时间局部化导频符号的情况下进行操作。

16.如权利要求1所述的方法，其中至少所述OTFS时间-频率帧具有非矩形网格结构，并且所述非矩形网格结构继而控制所述一些部分、所述多个时间间隔和所述多个窄带子载波中的任何一个的起始时间、持续时间、频率、随时间的频率、带宽或随时间的带宽中的任何一个。

17.如权利要求1所述的方法，其中在每个窄带子载波的基础上，所述多个时间间隔具有不相同的起始时间，使得在一个子载波处的发射器起始时间与不同子载波处的发射器起始时间不同。

18.如权利要求1所述的方法，其中所述接收器包括对所述时间-频率帧的内容进行操作的时间-频率2D均衡器以及在所述2D OTFS延迟-多普勒帧的内容处进行操作的延迟-多普勒2D均衡器。

19.如权利要求18所述的方法，进一步使用所述至少一个处理器来在所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体未占用的2D时间-频率帧的至少一个定义的时间和频率位置和部分上，分布位于至少一个定义的导频符号时间-频率位置上的至少一个时间-频率导频符号以及所述多个数据符号；

其中在从所述无线发射器到所述无线接收器的传输期间，所传输的至少一个时间-频率导频符号同样根据所述信道的延迟和多普勒特性而发生信道失真；

在所述接收器处，使用所述至少一个处理器、关于所述至少一个时间-频率导频符号和至少一个定义的导频符号时间-频率位置的知识以及所述信道失真来配置至少所述时间-频率2D均衡器。

20.如权利要求1所述的方法，其中所述接收器包括多个接收器子部分，每个接收器子部分被配置成具有略微不同的时间和频率偏移，所述至少一个处理器被配置成使用所述接收器子部分、根据所述略微不同的时间和频率偏移来对所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的所述信道失真副本进行采样，并且以下述方式将样本组合：在所述接收器的2D OTFS时间-频率帧的高分辨率版本上产生所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的高分辨率信道失真副本。

21.如权利要求20所述的方法，还包括以下中的一个：

使用所述接收器的2D OTFS时间-频率帧的所述高分辨率版本来区分多个用户；或者

进一步使用所述接收器的2D OTFS时间-频率帧的所述高分辨率版本通过至少一个2D均衡器来进一步校正所述信道失真。

22.一种基于每帧在包括多个窄带子载波的受损无线信道上传输多个数据符号的方法，所述方法包括：

对于每个帧，使用至少一个处理器，通过将每个数据符号分派到它自己的唯一二维(2D)正交时频空间(OTFS)延迟-多普勒帧位置，来在2D OTFS延迟-多普勒帧上分配所述多个数据符号；

利用加扰操作进一步对所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体进行加扰；以及

其中所述受损无线信道使所述传输的一些部分失真，形成信道失真部分。

23.如权利要求22所述的方法，其中所述加扰操作是空操作，或者其中所述加扰操作被选择以执行以下中的至少一个：管理峰值发射器功率和允许接收器区分不同发射器。

24.如权利要求22所述的方法，其中所述一组相互正交的2D基波函数是2D傅里叶或类傅立叶基函数。

25.如权利要求22所述的方法，其中所述进行OTFS变换使用OTFS变换和所述OTFS变换的逆变换中的任何一个，其是类傅里叶变换和类傅里叶逆变换，包括从由以下各项组成的组中选择的变换：辛傅立叶变换、辛离散傅立叶变换、辛有限傅立叶变换、逆辛傅里叶变换、逆辛离散傅里叶变换、逆辛有限傅立叶变换、快速傅里叶变换、逆快速傅立叶变换、小波变换、逆小波变换、离散小波变换和逆离散小波变换。

26.如权利要求22所述的方法，其中至少对于所述发射器而言，所述2D OTFS时间-频率帧具有矩形网格结构和以下参数：其中所述多个时间间隔是N个时间间隔，并且所述多个窄带子载波是M个子载波，每个时间间隔具有持续时间T，并且每个窄带子载波具有频率带宽Δf，其中N和M是大于1的整数。

27.如权利要求26所述的方法，其中至少对于所述发射器而言，所述2D OTFS延迟-多普勒帧包括N*M个位置，并且所述OTFS变换将N*M个数据符号分布在所述2D OTFS时间-频率帧上。

28.如权利要求26所述的方法，其中至少对于所述发射器而言，进一步使用所述受损无线信道的预期无线时间延迟和预期无线多普勒位移特性中的任何一个来配置至少所述2DOTFS延迟-多普勒帧的参数。

29.如权利要求22所述的方法，其中所述发射器是OFDM向后兼容发射器，并且所述多个窄带子载波是多个窄带OFDM子载波。

30.如权利要求29所述的方法，其中所述OFDM向后兼容发射器在所述多个时间间隔内通过以下任一方式在所述多个窄带OFDM子载波上传输所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的所述一些部分：

31.如权利要求30所述的方法，其中所述传统OFDM符号包括4G/LTE符号，并且至少所述OFDM向后兼容发射器根据OTFS和4G/LTE方法或其他传统的OFDM方法中的任何一种进行操作。

32.如权利要求31所述的方法，其中所述4G/LTE符号连同多个OFDM子载波和符号时间局部化的4G/LTE传统导频符号一起被传输。

33.如权利要求22所述的方法，其中所述至少一个处理器通过使用不同大小的2D OTFS延迟-多普勒帧在多个不同大小的帧上分布所述多个数据符号，从而创建多个不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体；

进一步地，在所述不同大小的帧内或所述不同大小的帧外部，以时间穿插方式或频率穿插方式中的任一种，传输所述不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的一些部分。

34.如权利要求33所述的方法，其中针对以下各项中的至少一个来选择所述不同大小的2D OTFS延迟-多普勒帧和对应的不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体中的至少一些：减少的延迟、增加的数据符号传输速率、对信道多普勒位移增加的容限以及对信道多径延迟效应增加的容限。

35.如权利要求22所述的方法，其中所述多个数据符号中的至少一些包括延迟-多普勒导频符号，进一步使用所述至少一个处理器来在所述2D OTFS延迟-多普勒帧上分布位于至少一个定义的延迟-多普勒导频符号位置上的至少一个延迟-多普勒导频符号以及所述多个数据符号；

其中在从所述无线发射器到无线接收器的传输期间，所述基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的所传输的一些部分根据所述信道的延迟和多普勒特性而发生信道失真。

36.如权利要求35所述的方法，其中延迟-多普勒2D均衡器能够在不使用OFDM循环前缀或不使用OFDM子载波或符号时间局部化导频符号的情况下进行操作。

37.如权利要求22所述的方法，其中至少所述OTFS时间-频率帧具有非矩形网格结构，并且所述非矩形网格结构继而控制所述一些部分、所述多个时间间隔和所述多个窄带子载波中的任何一个的起始时间、持续时间、频率、随时间的频率、带宽或随时间的带宽中的任何一个。

38.如权利要求22所述的方法，其中在每个窄带子载波的基础上，所述多个时间间隔具有不相同的起始时间，使得在一个子载波处的发射器起始时间与不同子载波处的发射器起始时间不同。

39.如权利要求38所述的方法，进一步使用所述至少一个处理器来在所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体未占用的2D时间-频率帧的至少一个定义的时间和频率位置和部分上，分布位于至少一个定义的导频符号时间-频率位置上的至少一个时间-频率导频符号以及所述多个数据符号；

其中在从所述无线发射器到无线接收器的传输期间，所传输的至少一个时间-频率导频符号同样根据所述信道的延迟和多普勒特性而发生信道失真。

40.一种基于每帧在包括多个窄带子载波的受损无线信道上接收多个数据符号的方法，其中所述受损无线信道使传输部分失真形成信道失真部分；所述方法包括：

使用无线接收器在多个时间间隔内、在所述多个窄带子载波上从发射器接收所述信道失真部分并解调所述信道失真部分，从而恢复加扰的基于二维(2D)正交时频空间(OTFS)时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本；

使用加扰操作的逆操作来对所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的信道失真副本进行解扰，从而创建所述基于2D OTFS时间-频率的波聚合体的解扰的信道失真副本；

使用延迟-多普勒2D均衡器来校正所述2D OTFS延迟-多普勒帧的所述信道失真副本，从而产生信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧；以及

从所述信道解卷积的2D OTFS延迟-多普勒帧中提取多个副本数据符号。

41.如权利要求40所述的方法，其中所述加扰操作是空操作，或者其中所述加扰操作被选择以执行以下中的至少一个：管理峰值发射器功率和允许接收器区分不同发射器。

42.如权利要求40所述的方法，其中所述OTFS变换和所述OTFS变换的逆变换中的任何一个是类傅里叶变换和类傅里叶逆变换，包括从由以下各项组成的组中选择的变换：辛傅立叶变换、辛离散傅立叶变换、辛有限傅立叶变换、逆辛傅里叶变换、逆辛离散傅里叶变换、逆辛有限傅立叶变换、快速傅里叶变换、逆快速傅立叶变换、小波变换、逆小波变换、离散小波变换和逆离散小波变换。

43.如权利要求40所述的方法，其中至少对于所述发射器而言，所述2D OTFS延迟-多普勒帧包括N*M个位置，并且所述OTFS变换将N*M个数据符号分布在所述2D OTFS时间-频率帧上，其中N和M是大于1的整数。

44.如权利要求40所述的方法，其中所述接收器是OFDM向后兼容接收器。

45.如权利要求40所述的方法，其中4G/LTE符号连同多个OFDM子载波和符号时间局部化的4G/LTE传统导频符号一起被传输；

46.如权利要求40所述的方法，其中所述至少一个处理器通过使用不同大小的2D OTFS延迟-多普勒帧在多个不同大小的帧上分布所述多个数据符号，从而创建多个不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体；

47.如权利要求46所述的方法，其中针对以下各项中的至少一个来选择所述不同大小的2D OTFS延迟-多普勒帧和对应的不同大小的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体中的至少一些：减少的延迟、增加的数据符号传输速率、对信道多普勒位移增加的容限以及对信道多径延迟效应增加的容限。

48.如权利要求40所述的方法，其中所述多个数据符号中的至少一些包括延迟-多普勒导频符号，进一步使用所述至少一个处理器来在所述2D OTFS延迟-多普勒帧上分布位于至少一个定义的延迟-多普勒导频符号位置上的至少一个延迟-多普勒导频符号以及所述多个数据符号；

49.如权利要求48所述的方法，其中所述延迟-多普勒2D均衡器能够在不使用OFDM循环前缀或不使用OFDM子载波或符号时间局部化导频符号的情况下进行操作。

50.如权利要求40所述的方法，其中至少所述OTFS时间-频率帧具有非矩形网格结构，并且所述非矩形网格结构继而控制所述一些部分、所述多个时间间隔和所述多个窄带子载波中的任何一个的起始时间、持续时间、频率、随时间的频率、带宽或随时间的带宽中的任何一个。

51.如权利要求40所述的方法，其中所述接收器包括对所述时间-频率帧的内容进行操作的时间-频率2D均衡器以及在所述2D OTFS延迟-多普勒帧的内容处进行操作的延迟-多普勒2D均衡器。

52.如权利要求40所述的方法，进一步使用所述至少一个处理器来在所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体未占用的2D时间-频率帧的至少一个定义的时间和频率位置和部分上，分布位于至少一个定义的导频符号时间-频率位置上的至少一个时间-频率导频符号以及所述多个数据符号；

53.如权利要求40所述的方法，其中所述接收器包括多个接收器子部分，每个接收器子部分被配置成具有略微不同的时间和频率偏移，所述至少一个处理器被配置成使用所述接收器子部分、根据所述略微不同的时间和频率偏移来对所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的所述信道失真副本进行采样，并且以下述方式将样本组合：在所述接收器的2D OTFS时间-频率帧的高分辨率版本上产生所述加扰的基于2D OTFS时间-频率帧的波聚合体的高分辨率信道失真副本。

54.如权利要求53所述的方法，还包括以下中的一个：

55.一种无线通信设备，包括存储器和处理器，其中所述存储器存储指令，所述指令在由所述处理器执行时，致使所述处理器实现权利要求1至54中任一项所述的方法。