CN106716824B - 数据信道表征的otfs方法及其用途 - Google Patents

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Abstract

光纤、电缆和无线数据信道通常因反射器和其它缺陷而减弱，从而产生在数据波形中具有回声和频率移位的信道状态。此处，呈现使用OTFS导频符号波形突发来自动产生所述信道状态的详细2D模型的方法。此2D信道状态可随后用以优化数据发射。对于无线数据信道，可通过在过程中使用极化和多个天线而产生信道状态的甚至更详细2D模型。一旦知道2D信道状态，系统就通过使用信道缺陷提升数据发射速率而将不完美的数据信道从不利条件变为优点。所述方法可用以改善多个类型媒体中的传统数据发射模式，且尤其有用于使用非传统OTFS数据发射方法产生新类型的稳健且高容量无线通信。

Description

数据信道表征的OTFS方法及其用途
相关申请案的交叉参考
本申请案是2015年1月19日申请的第14/583,911号美国专利申请案“数据信道表征的OTFS方法及其用途(OTFS METHODS OF DATA CHANNEL CHARACTERIZATION AND USESTHEREOF)”的部分接续案；第14/583,911号申请案要求2014年7月21日申请的第62/027,231号美国临时申请案“操作和实施无线OTFS通信系统的方法(METHODS OF OPERATING ANDIMPLEMENTING WIRELESS OTFS COMMUNCIATIONS SYSTEMS)”的优先权权益；所有这些申请案的完整内容以引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明在电信的领域中，具体来说是估计且补偿电信数据信道中的减损的方法。
背景技术
关于表征通信数据信道的信道状态的现有技术
自从追溯至1858年的第一条横跨大西洋的电缆的出现，让其支持者失望的是其仅能够以每16小时约100字的速率发射数据，不完美的数据信道对通信速度和可靠性的影响对于电信行业已显而易见。
随着快速过渡到现代，即使现代的电子导线(例如，CATV电缆)、光纤和数据发射的无线(无线电)方法也经受不完美的数据信道的影响。数据信道常常是不完美的，因为它们常常含有定位于媒体中的各种物理位置处的各种信号反射器(例如，例如导线等1D电导体中的各种接合处，或例如光纤等光学导体中的1D接合处。对于其中媒体是3D空间的无线通信，这些反射器可为定位于空间中的各种位置的无线电反射器)。无论媒体类型和反射器类型如何，反射器通常通过产生各种回声反射、频率移位及类似物而使信号波形失真。净结果是由数据信道发射器发送的原始干净且容易解译的信号波形在其到达接收器的时候将会因原始信号波形的各种回声和经频率移位版本的存在而降级。
传统地，电信行业已倾向于通过使用这些各种数据信道反射器和其它减损的统计模型来处理这些问题以产生关于给定数据信道的状态(信道状态)可如何基于统计而波动的统计简档。这些现有技术包含Clarke和Jakes的著作(R.H.Clarke，《移动无线电接收的统计理论(A statistical theory of mobile-radio reception)》，贝尔系统技术期刊，47，957-1000(1968)；以及W.C.Jakes(编者)，《微波移动通信(Microwave MobileCommunications)》，Wiley出版社，纽约，1974)，且实际上这些方法在行业中常常称为Clarke-Jakes模型。
这些现有技术模型是有用的，因为其帮助通信工程师保守地设计对于各种商业应用一般都将足够稳健的设备。举例来说，如果统计模型预测在频率上过于靠近在一起的波形将趋于以某种统计概率通过信道状态散布到彼此上，随后可设计通信规范而在信道之间具有足够的频率分离以在某种水平的统计概率上起作用。类似地如果统计模型示出信道状态中的某些统计波动将产生信号强度的对应波动，那么可设计所发射波形的功率或数据发射的最大速率或这两者以处理这些统计波动。
这些各种问题的良好回顾由Pahlavan和Levesque的《无线信息网络第二版(Wireless Information Networks,Second Edition)》(2005，John Wiley&Sons公司，新泽西州霍博肯市)提供。此书提供了良好的现有技术回顾，论述了无线电信号如何经受各种影响，包含多路径衰落、随着距离的信号下降、多普勒移位，以及各种反射器的散射。
作为现有技术的特定实例，考虑设计用于移动蜂窝式电话(手机)的设备的挑战。当移动手机接收到来自非移动手机塔(基站)的发射时，虽然来自手机塔的一些无线能量可直接行进到手机，但来自手机塔发射的许多无线能量将通常反射离开各种反射器(例如，建筑物的平坦侧)，且原始手机塔发射的这些“复制品”也将由手机接收，由于手机塔、反射器和手机之间的距离而经受各种时间延迟和功率损耗。
如果手机在移动，那么原始信号的反射“复制品”也将在变化范围上经多普勒移位。这些多普勒移位将根据手机塔、手机之间的相对速度和角度以及反射信号的各种建筑物(反射器)的位置而变化。
根据例如Clarke-Jakes模型等现有技术，可关于发射器、接收器以及各种反射器的平均分布做出统计假设。此统计模型可随后例如用以帮助设定系统参数和安全裕度以使得在某一水平的可靠性下，无论这些影响如何系统都仍起作用。因此现有技术允许制造合理地稳健且商业上有用的系统。
极化效应：
例如光波和无线电波等某些类型的波可在各种方向或定向上振荡。举例来说，无线(无线电波)可在例如水平或垂直方向等单个方向上线性极化，或它们可经圆形极化以使得场旋转的方向可以顺时针或逆时针方式变化。举例来说，无线天线常常可经配置以发射线性极化无线波形。
发射的光波和/或无线电波常常由各种类型的极化波的相干或非相干的混合物组成。一般如果存在所有极化类型的相等混合，那么所述波被视为未经极化。相反如果一个极化类型占优势，那么所述波被视为根据优势极化模式而极化。
反射器常常并不以确切相同方式反射所有极化波。实际上反射器常常吸收一些极化模式，同时反射其它极化模式。举例来说，镜面反射器(镜面反射)常常仅反射一个极化方向，这是极化太阳镜常常用以减少眩光的原因。例如无线信号的地面反射或反射离开不规则金属物体等其它类型的反射器可最终使反射波的极化角度移位。
MIMO技术
MIMO(多输入多输出)无线电方法常用用于许多应用，包含WiFi和3G MIMO技术。MIMO的基本原理在例如Roy的5,515,378、Paulraj的5,345,599等各种美国专利以及例如Golden等的《使用VBLAST空时通信架构的检测算法和初始实验室结果(Detectionalgorithm and initial laboratory results using VBLAST space-timecommunication architecture)》(ELECTRONICS LETTERS 35(1)，1999年1月7日)等各种论文中描述。
相控阵列技术
相控阵列天线用于宽范围的应用，包含雷达、射电天文学、AM和FM广播及类似应用。在发射器侧上，基本概念是根据N狭缝衍射的原理操作多个(例如，N个)发射器或接收器。因此为了发射，所述N个发射器中的每一者将发射同一波形，各自被偏移不同的相移角度。由于相长干涉和相消干涉的衍射原理，取决于相移角度，来自N个不同天线的所得波形的总和将对所得发射波束赋予方向性。类似地，为了接收，接收器将监视或检测由N个不同接收天线接收的相同波形之间的相移，因此实际上也对接收器天线阵列赋予方向性。关于相控阵列方法的专利包含Shimko的第4931803号美国专利等等。
OTFS方法的回顾
如先前论述，例如光纤通信、基于电子线或电缆的通信以及无线通信等现代的电子元件通信全部通过调制信号且在其相应光纤、线/电缆或者无线媒体或通信信道上发送这些信号而操作。此处这些各种媒体常常称为“数据信道”。在光纤和线/电缆的情况下，这些数据信道常常包括物理媒体(例如，光纤或电缆)，常常包括至少一个空间维度和一个时间维度。
在无线通信的情况下，这些数据信道常常将由包括三个空间维度和一个时间维度的空间的物理媒体(和此空间中的任何对象)组成。(然而应注意，在基于地面的无线应用的最常用的商业设定中，第三空间维度高度常常会较不重要，且因此基于地面的无线应用可常常充分近似为具有一个时间维度的二维空间媒体(具有对象)。)
如先前论述，在信号行进通过数据信道时，(至少在光学、无线或电信号的情况下)常常以光速或接近光速行进的各种信号(例如，波形)一般经受各种类型的降级或信道减损。按照先前实例，每当信号遇到光纤或线/电缆中的接合处时潜在地会在光纤或线/电缆媒体中产生回声信号。当无线信号弹跳离开无线反射表面(例如建筑物的侧面)和其它结构时也可潜在地产生回声信号。类似地当光纤或线/电缆传播信号通过光纤或电缆的具有稍微不同信号传播性质或不同环境温度的不同区时可发生频率移位。对于无线信号，发射到移动反射器或从移动反射器发射或者发射到移动交通工具或从移动交通工具发射的信号经受多普勒移位，这也导致频率移位。另外，底层设备(即发射器和接收器)并不始终完美地操作，且还会产生频率移位。
这些回声效应和频率移位是不希望的，且如果这些移位变得太大则会导致信号发射的较低速率以及较高的错误率。因此减少这些回声效应和频率移位的方法在通信领域中具有高实用性。
在由申请人的美国专利申请案US 61/349,619、US 13/430,690和13/927,091、以及第8,547,988号和第8,879,378号美国专利例示的先前工作中，申请人教示了无线信号调制的新颖方法，其通过在与现有技术方法先前所采用相比更大(例如，大于例如时分多址(TDMA)、全球移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、正交频分多路复用(OFDM)或其它方法)的时间、频率和谱形状(波形)范围上扩展数据符号而操作。
在US 13/117,119中先前被称为“正规正交时间频率移位和频谱整形(OTFSSS)”(且随后在例如US 13/430,690等稍后专利申请中由更简单的“OTFS”缩写指代)的申请人的方法通过在与先前方法相比更大的“组块”或帧中发送数据而操作。即，虽然现有技术CDMA或OFDM方法可能在设定时间间隔中在通信链路(例如，数据信道)上编码且发送“N”个符号的单元或帧，但申请人的OTFS方法将通常基于N2个符号的最小单元或帧，且常常在较长时间周期上发射这些N2个符号。
在一些OTFS调制实施例中，发射的每一数据符号或元素也在比现有技术方法的情况大得多的时间、频率和谱形空间的范围上扩展。因此，在接收器端，常常花费较长时间来开始解析任何给定数据符号的值，因为在接收N2个符号的全帧时此符号已经逐渐建立或积聚。
因此申请人的先前工作教示了使用时间、频率和频谱成形的组合在N·N(N2)(例如，NxN、N乘以N)个符号的卷积单元矩阵(数据帧)中发射数据的无线通信方法。在一些实施例中，在N个扩展时间间隔(例如，N个无线波形突发)上接收所有N2个数据符号，或不接收任何数据符号(例如，需要接收N个突发以便重构原始数据位)。在其它实施例中，放松了此要求。
为了确定用于发射过程的时间、波形和数据符号分配，N2大小的数据帧矩阵可例如乘以第一N·N时间频率率移位位矩阵，经排列，并且然后乘以第二N·N频谱成形矩阵，进而跨越整个所得N·N矩阵混合每一数据符号。随后基于每时间切片一个元素的基础而选择、调制且发射此所得数据矩阵作为一系列N个OTFS符号波形突发。在接收器处，重构且解卷积复制矩阵，从而显露原始所发射数据的副本。
举例来说，在由第13/117,119号美国专利申请案教示的一些实施例中，可通常使用处理器和软件驱动的无线发射器和接收器在通信链路上基于每次一个数据帧([D])的基础而发射和接收OTFS波形。因此，举例来说，通常使用至少一个处理器自动完成所有随后的步骤。
此第一方法使用将通常包括多达N2个数据元素的矩阵的数据帧，N大于1。此方法是基于创建包括第一NxN矩阵([U1])和第二NxN矩阵([U2])的正规正交矩阵集合。所述通信链路和正规正交矩阵集合通常选择为能够在一个时间扩展间隔(例如，一个突发)上发射来自第一NxN矩阵([U1])、数据帧([D])和第二NxN矩阵([U2])的矩阵乘积的至少N个元素。此处，每一时间扩展间隔可由至少N个时间切片组成。所述方法通常通过以下方式操作：形成第一NxN矩阵([U1])和数据帧([D])的第一矩阵乘积，并且然后通过可逆排列操作P而排列第一矩阵乘积，从而得到经排列第一矩阵乘积P([U1][D])。所述方法随后形成此经排列第一矩阵乘积P([U1][D])和第二NxN矩阵([U2])的第二矩阵乘积，从而根据所述方法形成卷积数据矩阵，此卷积数据矩阵可在无线通信链路上发射和接收。
在发射器侧上，对于每一单个时间扩展间隔(例如，突发时间)，所述方法通过以下方式操作：选择卷积数据矩阵的N个不同元素，且在此时间扩展间隔中的不同时间切片上，所述方法使用处理器和通常软件控制的无线电发射器从所述卷积数据矩阵的N个不同元素选择一个元素，调制此元素，且无线地发射此元素以使得每一元素占据其自身的时间切片。
在接收器侧上，接收器(通常为处理器控制的软件接收器)将在各种时间扩展间隔(突发时间)中在不同时间切片上接收卷积数据矩阵的这些N个不同元素，且解调制此卷积数据矩阵的N个不同元素。将重复这些步骤多达总共N次，进而将卷积数据矩阵的复制品重组于接收器处。
接收器将随后使用第一NxN矩阵([U1])和第二NxN矩阵([U2])来从卷积数据矩阵重构原始数据帧([D])。在此方法的一些实施例中，在卷积数据矩阵已经完全复原之前无法保证以完全准确性重构任意数据帧([D])的任意数据元素。实际上，系统也可配置有一些冗余以使得其可处理来自卷积数据矩阵的至少少数元素的损失。
美国专利申请案13/117,119及其临时申请案61/359,619也教示了在无线通信链路上发射和接收至少一个数据帧([D])的替代方法，其中此数据帧再次一般包括多达N2个数据元素(N大于1)的矩阵。此替代的方法通过以下方式工作：卷积所述数据帧([D])的数据元素以使得每一数据元素的值当发射时将在多个无线波形上扩展，其中此多个无线波形中的每一个别波形将具有特征频率，且此多个无线波形中的每一个别波形将携带来自数据帧的多个这些数据元素的卷积结果。根据所述方法，发射器通过在多个时间间隔上移位此多个无线波形的频率而自动发射卷积结果，以使得每一数据元素的值将作为在多个时间间隔上发送的多个经频率移位无线波形而发射，再次作为一系列波形突发。在接收器侧，接收器将接收且使用处理器来解卷积在多个时间上发送的这多个经频率移位无线波形突发，且因此重构至少一个原始发射数据帧([D])的复制品。此处再次，在一些实施例中，可因此选择卷积和解卷积方案以使得在大体上所有所述多个经频率移位无线波形已作为多个波形突发而经发射和接收之前无法保证以完全准确性重构任意数据帧([D])的任意数据元素。(实际上如前所述，系统也可配置有一些冗余以使得其可处理至少少数经循环频率移位无线波形的损失。)在帧之间，可重复时间移位和频率移位的相同模式，因此在帧之间，这些时间移位和频率移位在一些实施例中可被视为循环时间移位和循环频率移位。
然而，在给定帧内，虽然时间移位和频率移位在一些实施例中也可为循环时间移位和循环频率移位，但不需要始终是这种情况。举例来说，考虑系统正在N个时间周期上使用M个频率发射MxN数据帧的情况。此处对于每一时间周期，系统可使用M个相互正交载波频率(例如，音调、副载波、窄带副载波、OFDM副载波及类似物)同时发射M个OTFS符号。OFTS载波频率(音调、副载波)全部是相互正交的，且考虑到N个时间周期也在每一时间周期再使用，但不需要是循环的。
在其它实施例中，美国专利申请14/583,911、13/927,091、13/927/086、13/927,095、13/927,089、13/927,092、13/927,087、13/927,088、13/927,091和/或临时申请61/664,020中先前公开的方法可以用于本文所揭示的一些OTFS调制方法。美国专利申请62/027,231、13/927,091、13/927/086、13/927,095、13/927,089、13/927,092、13/927,087、13/927,088、13/927,091、14/583,911和61/664,020的完整内容以全文引用的方式并入本文中。
发明内容
本发明部分地基于以下认识：现代的电子元件和调制解调器信号处理方法现在使得以数据信道的确切状态的实际知识取代例如先前论述的Clarke-Jakes模型等较早的基于统计的信道状态模型成为可能，且此实际知识可随后用以实现高得多的水平的数据发射速度、衰落抗性和可靠性。根据本文所描述的方法可实现超过现有技术一个或甚至两个或更多数量级的实际改进。
如先前论述，例如光纤、电缆和无线数据信道等数据信道通常因放置在沿着数据信道的未知位置处的反射结构(反射器)和其它信道缺陷的存在而减弱。这些反射结构最终使信道进入未知的信道状态，其中在信道上行进的发射波形到所述波形命中接收器的时候最终产生各种类型的回声和频率移位。这些各种缺陷的总和可称为数据信道的“信道状态”。
本发明是部分地基于以下认识：例如较早的Clarke-Jakes模型等估计数据信道状态的现有技术方法趋于将任何给定现实世界数据信道的实际信道状态视为基本上不可确定的。实际上现有技术方法简单地尝试描述统计平均数据信道，且教示了将趋于对围绕此平均模型的统计波动稳健的保守操作方法。此现有技术方法的代价是一方面，当实际信道状态比统计平均更好时，则统计数据信道方法将发送数据的速率人工地限制于远低于数据信道实际上可支持的水平。替代地，当实际信道状态比统计平均显著更差时，则并非缓慢地适配于不良信道状态，现有技术方法将实际上经历明显随机信号衰落事件，且不可靠地操作。
本发明是部分地基于以下认识：先前用以在宽范围的信道状态上产生更一般稳健类型的通信的OTFS方法也可用于不同目的，产生数据信道状态的高度准确实时(或近实时)模型。一旦信道状态的这些高度准确实时或近实时模型可用，那么配备处理器的发射器和接收器可使用此信息自动调整其数据发射和接收模式以针对数据信道的现实世界信道状态进行连续调整。这帮助确保数据信道可始终以高得多的速率(常常接近特定数据信道和信道状态的物理限制)操作，且同时更确定性地操作，因为系统可自动补偿各种信道减损。
在本发明中，呈现使用OTFS导频符号波形突发来自动产生信道状态的至少详细2维模型的方法。
此方法是部分地基于以下认识：虽然现实世界数据信道的实际信道状态可能极复杂，但可放弃教示了简单地得出且借助统计模型的以下现有技术的实践。通过使用OTFS类型导频信号方法可获得实际上极优良结果，所述方法常常实时操作以将实际信道状态的复杂度映射到信道状态的至少简化2维表示中。虽然信道状态的此2维表示(此处称为2D信道状态)当然仍仅是“真实”信道状态的近似，但其可为极有用的，因为此2D信道状态可随后自动供系统使用以连续地优化数据发射。
如将论述，本发明使用OTFS导频信号以产生2D信道状态信息可广泛用于电信行业的许多方面。一旦理解甚至发射传统信号的传统数据信道的2D信道状态，此2D信道状态就可自动供甚至传统发射器和接收器使用以改善操作。实际上，作为极端实例，如果时间机器可用，那么本文所描述的本发明的OTFS导频信号方法甚至可能已用以产生在原始1858跨大西洋电缆上发射和接收莫尔斯电码的改进波形。
虽然本文所描述的方法因此可有用地用于光纤媒体、导线媒体，使用各种类型传统信号发射方法，但在其它实施例中，本文所描述的2D信道状态确定(获取)方法极有用于无线应用。
对于无线数据信道，可通过在导频信号过程中使用极化和多个天线而产生信道状态的甚至更详细2D模型。一旦知道2D信道状态，本文所描述的方法就可通过自动使用信道缺陷(由2D信道状态暴露和表征)进一步提升数据发射速率而可能矛盾地且非直观地将不完美的数据信道从不利条件变为优点。
因此本文所描述的OTFS导频信号方法和2D状态获取方法可用以改善多个类型媒体中的传统数据发射模式，且尤其有用于使用非传统OTFS数据发射方法产生新类型的稳健且高容量无线通信。
简要地且作为既定不是限制性的简化，这些方法通过使用OTFS导频信号方法获取减弱数据信道的2D信道状态而操作。这可通过发送OTFS经编码导频区而完成，所述导频区经选择以允许减弱的数据信道对导频符号波形的影响是可检测且可定量的。这些OTFS导频符号通常作为一系列OTFS导频波形突发而发射，常常根据OTFS时间频率栅格按时间和频率而隔开。这些导频符号虽然常常描述为多个导频符号，但也可包含少到至少一个实际发射的导频符号连同沿着其它OTFS时间频率栅格坐标的其它零(空的空间)或基线导频符号。
应注意根据本发明，存在可能的两个一般类型的导频符号。在本发明的一个形式或实施例中，导频符号虽然根据与OTFS数据符号相同的时序、频率范围和一般频谱时序发射，但仍不经受在发射器处在所有发射符号上且在多个时间和频率组合上散布或分布导频符号的一般OTFS数据符号要求。这是本文一般论述的实施例。这些OTFS导频符号(或当发射时的波形)可能在替代命名法中可称为“OTFS相关联导频符号”。
然而，本发明的第二形式或实施例也是可能的，其中系统以与所述系统处置数据符号的相同方式处置至少一些导频符号，其中发射器以与OTFS数据符号相同的方式在多个时间和频率上散布或分布至少一些导频符号。实际上可能甚至关于OTFS数据符号散布或分布这些OTFS导频符号。虽然此稍后方法在本发明中较不通常论述，但此替代的方法具有某些实用性，且因此也可以用于本发明的一些实施例。在此第二实施例中，在替代的命名法中，导频符号可称为“OTFS经编码导频符号”或“OTFS经调制导频符号”。
然而大体上，本文的大多数论述将集中于“OTFS相关联导频符号”，且除非另外规定，否则本文论述的导频符号和波形将一般为OTFS相关联导频符号。
接收器将通常经配置以根据接收器区间结构而接收信道卷积OTFS导频突发，所述接收器区间结构根据频率和到达时间而表征所接收OTFS导频突发。通常接收器区间结构的分辨率将比发射器OTFS时间频率栅格的分辨率更精细(例如，频率和时间划分将较小，以便产生较高分辨率)，以使得可分析频率和到达时间的相对较小移位。导频符号、发射器OTFS时间频率栅格以及接收器区间结构可经选择以便实现检测所述特定2D信道状态的至少一些2D信道状态效应的方法。
接收器可随后分析根据接收器区间结构接收的信道卷积OTFS导频突发，且确定至少一个2D脉冲响应以描述减弱的数据信道如何使OTFS导频突发失真，且具体来说减弱的数据信道可如何使OTFS导频突发从其通常预期(不存在信道状态效应)接收器区间坐标投影到对应于原始OTFS导频突发的经时间延迟或经频率移位版本的其它接收器区间坐标中。此处可使用各种2D变换方法，例如Z变换方法、矩阵方法和其它变换方法。在一些实施例中，也可连同导频信号一起发射数据符号。此处常常描述数据信道如何使OTFS导频突发失真的变换的逆或此变换的投影将也足以清理数据符号中的信道引起的失真。
如将描述，这些方法可通过对本文所描述的基本2D信道状态获取方法实际上添加额外维度而再进一步增强。额外极化维度可用以帮助进一步区别不同类型的反射器。额外维度天线空间分离(常常与监视波形相位或波形方向性结合)也可用以提供较准确2D信道状态信息，因为这些方法可进一步区别空间中的多个空间分离发射天线、接收天线和反射器的各种组合。
如果仅使用现有技术方法，那么使用相同时间、频率和波形基础形状发射多个数据流(使用具有多个天线的发射器向具有多个天线的接收器)常常是不可行的。这是因为现有技术接收器常常不能够区别这些多个流。额外问题是趋向于假定数据信道是完美的或除统计方法外不可能表征的现有技术教示了在多个流行进通过数据信道时它们会变为无希望地卷积(并非不同于不可打破的码)，且到它们到达接收器的时候无希望地杂乱。
然而通过使用本文描述的2D信道状态获取方法的至少较复杂版本，发射器和接收器可利用其关于2D信道状态的优良知识来利用反射器和其它信道缺陷以帮助分离来自不同流的数据。净效果是位反常，因为通过使用这些方法，夹杂有各种反射器(其中一些可能在移动)的“不完美的”数据信道可实际上支持比不具有反射器且无夹杂的完美数据信道大体上更高的数据发射速率。
附图说明
图1A示出了连接单个发射器和单个接收器的无线数据信道的简化模型。此简化模型具有仅一个信号反射器。
图1B示出了本发明的OTFS发射器和OTFS接收器可如何使用发射器和接收器处理器连同相关联存储器一起根据发射器的OTFS时间频率栅格发射OTFS导频和数据符号(使用其相关联OTFS波形、时间和频率)，且根据接收器的对应OTFS时间频率区间结构接收OTFS符号(使用其相关联OTFS波形、时间和频率)。图1B还示出了在接收器处如何接收直接OTFS导频突发(例如，直接从发射器行进到接收器而无任何反射的突发)。
图1C示出了接收器如何根据接收器区间结构接收复制OTFS波形突发(例如，弹跳离开反射器的突发，例如此处所示的移动反射器)。此处所有OTFS波形突发在时间(由于行进的距离)和频率(由于多普勒效应)上移位。
图1D示出了接收器如何根据接收器区间结构接收信道卷积OTFS波形突发(直接突发和复制突发的总和)。
图2A示出了极化OTFS导频符号波形突发可如何用以进一步区别减弱数据信道中的不同类型的反射器。
图2B示出了来自图2A的发射器可如何从其极化水平和垂直天线发射不同的时间、频率和OTFS波形同步数据流。
图2C基本上相同于图2B，不同之处是此处示出了接收器的水平极化天线OTFS时间频率区间结构上的接收器接收。
图3A示出了系统还可如何使用MIMO(空间分离的发射和接收天线)以及OTFS导频符号和数据符号波形突发来进一步表征数据信道的2D信道状态并且还同时发送多个数据流。
图3B示出了来自图3A的MIMO发射器可如何从其空间分离的右天线和左天线发射不同但时间、频率和OTFS波形同步的数据流，以及这些数据流如何由MIMO接收器的空间分离天线和对应区间布置中的一者接收。
图3C基本上是图3B的重复，不同之处是此处示出了由MIMO接收器的其它空间分离天线和对应区间布置接收的信号。
图4示出了MIMO接收器如何在其右天线和左天线上根据OTFS区间结构接收两个发射流的实例。MIMO接收器处理器可使用已知导频符号计算减弱数据信道的2D信道状态，并且然后使用此来帮助解卷积OTFS数据符号。
图5示出了其中OTFS导频符号和OTFD数据符号再次在同一OTFS时间频率发射器OTFS栅格上的实施例，但此处OTFS导频符号区嵌入在栅格的原本用以发射OTFD数据符号的区内。
图6示出了OTFS发射器使用处理器(见图1B)发射一系列N个连续OTFS波形突发的实例。
图7示出了OTFS接收器的实例。如先前论述，此接收器将通常由接收器处理器(见图1B)和相关联存储器控制，以使得接收器可根据先前描述的OTFS接收器区间结构在多个时间和频率同时跟踪传入的OTFS波形。
具体实施方式
如先前论述，本发明是部分地基于以下认识：与由于仅可通过统计方法来处置一些情况的倾向于查看信号强度变化(例如，偶然的信号衰落、信号保持相干有多久、信号频率范围可预期相干的范围有多大)的例如较早的Clarke-Jakes模型等现有技术方法相比，如果数据信道(通信信道)的底层结构暴露则可获得优良结果，且实际上挑选出或“求解”信号失真的各种原因(例如，各种反射、频率移位、其它移位及类似物)。
本发明的主要焦点将是通过三个空间维度(常常在地球上，其中“空间”可填充有空气以及甚至例如云、雨滴、冰雹及类似物等其它自然空中对象)和一个时间维度发射数据(常常使用上至微波频率及更高的各种频率的无线电信号)的无线数据信道。然而本文所揭示的许多概念也可用于在其它媒介(例如，水、导电金属、透明固体及类似物)中操作的其它数据信道。因此无线实例的使用并不希望为限制性的。
本发明利用例如处理器(例如，微处理器，其可甚至为例如流行的因特尔x86系列处理器等常用处理器)和数字信号处理器等现代的电子组件；且常常将采用现代的软件配置无线发射器和接收器，其可例如通过各种现场可编程门阵列(FPGA)而实施。此处，Harris的方法《使用多相滤波器组用于无线通信的数字接收器和发射器(Digital Receivers andTransmitters Using Polyphase Filter Banks for Wireless Communications)》(IEEE学报卷51(4)，2003年4月，1395-1412页)。也可以使用专用集成电路(ASIC)以及其它类型的装置和方法。
本发明的一个独特方面在于其还常常以正交的经时间移位且经频率移位的无线波形突发的形式发射其导频符号和数据符号，在本说明书中常常称为OTFS导频和数据符号以及OTFS导频和数据波形突发。这些OTFS波形突发可通过各种方法实施，例如在母代申请案US 61/349,619、US 13/430,690、13/927,091以及美国专利8,547,988和8,879,378中先前公开；以上申请案全部以全文引用的方式并入本文中。虽然这些较早公开内容因此含有OTFS波形技术的各种方面的较详细论述，以及关于实施OTFS符号和数据帧的各种方法的较详细论述，但本文将重申来自这些公开内容的一些重要方面。
至少直到关注发射数据，OTFS方法通过贯穿多个正交的经时间移位且经频率移位无线波形突发而基本上扩展每一所发射数据位以使得基本上每个数据位最终通过多个相互正交无线波形数据突发从目的地行进到接收器而工作，所述多个相互正交无线波形数据突发全部基于同一基础波形的排列，分布于给定时间和频率范围上。为了效率目的，同时处置大量数据符号(各自潜在地包括多个数据位)。通常OTFS矩阵数学(通常由发射器处理器处置)将这些数据符号重新封装到多个OTFS数据符号中，每一OTFS数据符号本质上含有正发射的每一数据位的一部分)。这些OTFS数据符号用以控制每一不同OTFS波形突发的调制，且数据是以OTFS符号调制OTFS波形突发的形式发射。关于接收数据，接收器基本上必须等待接收整个批次(数据帧)的OTFS符号，然后其才可开始使用矩阵数学以本质上使用所接收OTFS符号来求解原始发射数据位的过程。然而应注意，OTFS导频符号不用以发射数据，且因此无需经受这些限制。
因此与其中一些位可经受衰落且其它位将良好通过的传统通信方法相比，关于OTFS方法，因为每一数据位通过多个不同波形从发射器行进到接收器，所以至少类似地经处理数据位的群组(常常被称为数据帧)内的所有数据位将最终经历相同信道条件。
为了简要地概述这些较早公开内容的一些方面，在一些实施例中，既定用于作为OTFS符号发射的数据符号可在发射器侧上通常自动使用至少一个处理器和适当软件而分布在各种符号矩阵或“数据帧”上。这些可为N·N矩阵，或甚至N·M矩阵(其中M不同于N)。这些符号矩阵或数据帧随后用作输入以控制系统的无线发射器的调制。具体来说，既定用于发射的数据符号可用以加权或调制一系列经循环时间移位且经循环频率移位的波形。
这可通过例如在发射器处使用数据符号控制一组无线信号调制器(例如，QAM调制器，其可使用Harris的先前论述方法或其它方法而实施)的操作而完成。所得输出可例如导致多个频率和时间移位上的经QAM调制波形的多个突发，这可稍后由接收器使用以帮助识别数据信道的结构(例如，各种反射器的位置和速度)。
虽然这些波形接着可在发射期间失真，但其基本循环时间和频率重复结构可连同适当的基于接收器的解卷积方法一起由系统的接收器使用，以通过利用重复模式以确定所需解卷积的类型而校正这些失真。
为了一般化，在本文所描述的方法中，可包括导频符号、空符号和通常数据符号中的任一者的符号被布置为至少一个且常常多个符号帧，有时也被称为平面。所述符号可为多种不同类型的符号，但常常可表示为复数，常常为复整数(例如，高斯整数)和/或QAM符号。这些符号帧因此通常是二维阵列，例如这些符号的NxN或NxM帧，其中N和M两者是大于1的整数。系统将通常基于每符号帧而操作。
通常，基于每符号帧，至少一个处理器(通常发射器处理器)将使用无损且可逆变换扩展至少每一数据符号中(给定符号帧中)的信息跨越所述数据符号帧中的至少所有数据符号。本文中描述各种特定类型的无损和可逆变换，但这些具体实例并不希望为限制性的。此变换过程的净结果是至少对于给定数据符号帧中的数据符号的每一集合，将产生包括多个OTFS符号的对应二维OTFS帧(数据平面)。虽然常常如果给定符号帧具有NxM个符号，则将产生包括N乘以M个符号的对应OTFS帧，但此实例也并不希望为限制性的。这些OTFS符号将随后以一方式发射，其中(再次基于每OTFS帧)从所述OTFS帧中的数据符号导出的至少每一OTFS符号将贯穿多个相互可识别的(通常因为它们相互正交)经时间移位和频率移位无线OTFS波形突发而扩展。这些OTFS波形突发随后横穿数据信道，如本发明中在别处论述。
再次为了一般化，无线接收器将通常随后基于每OTFS帧而接收现在经信道卷积的OTFS波形突发，且在解卷积之后导出原始发射的OTFS波形突发的至少近似，进而创建原始发射的OTFS帧的近似或复制(复制OTFS帧)。接收器可随后使用至少一个处理器(通常为接收器处理器)和变换的逆而从原始发射的OTFS帧的此近似(复制OTFS帧)提取复制符号。
作为此方法的结果(例如，由于无损且可逆扩展)，通常至少对于数据符号，无法保证以完全准确性提取(即发射和接收)任意符号，除非来自OTFS符号的至少所述数据符号的特定帧的大体上所有OTFS符号已经发射和接收。此处“大体上所有”将在某种程度上取决于情形的特殊性(帧大小、导频符号的使用、错误检测/校正符号及类似物)，但常常将需要成功地发射和接收至少数据符号导出的OTFS符号的80％或更多。在其中不存在导频符号或错误检测/校正符号的使用且不存在数据符号中的冗余的一些限制情形中，给定OTFS帧中的所有OTFS符号将需要成功地发射和接收。然而这种稳健性缺乏是不合意的，且通常将避免此稍后的情形。
OTFS导频符号与OTFS数据符号之间的重要区别是OTFS导频符号通常不用以发射任何数据。而是它们用于分析数据信道的结构(例如，获取2D信道状态)的目的。因此对于OTFS导频符号的主要要求是接收器能够将其辨识为特殊的不载运数据的OTFS波形突发，其以载运OTFS数据的波形突发即将失真的相同方式而即将通过数据信道失真。因此不需要用以将数据位编码到OTFS数据符号中并且然后从OTFS数据符号解码所述数据位的OTFS导频符号复矩阵数学。
在其中仅需要表征数据信道的2D状态的一些实施例中，可使用OTFS导频符号而无需发射任何OTFS数据符号。此2D信道状态信息又可用以帮助促进根据各种传统模式发射数据，从导线上的莫尔斯电码(作为极传统实例)到例如CDMA、3G、4G及类似物等各种无线数据发射模式。
当与OTFS数据符号结合使用时，不存在OTFS导频符号使用与OTFS数据符号相同基础OTFS波形操作的绝对要求。然而在优选实施例中，使用相同OTFS波形突发发射OTFS导频符号和OTFS数据符号是有用的，以使得数据信道对OTFS导频突发的影响尽可能密切地跟踪数据信道对OTFS数据符号的影响。
为了使得接收器更容易使用OTFS导频突发的信道卷积版本以确定2D信道结构，以空信号(例如，发射器OTFS时间频率栅格上的其中不发射信号的相邻区)或接收器可容易地从OTFS导频突发的经信道移位版本区分的相邻“背景”OTFS导频背景突发来包围给定OTFS导频突发将常常是有用的。出于此原因，任何给定OTFS导频突发周围的空或背景OTFS区本身可被视为特殊类型的OTFS导频突发。因此本文所描述的方法将通常提及发射多个OTFS导频突发，但应理解这些OTFS导频突发中的一些可为至少一个正能量实际发射的OTFS导频突发波形周围的空间或零值。
在优选实施例中，至少在不存在信道卷积效应的情况下，接收器应当理想地事先知道在接收器区间处应当如何接收发射OTFS导频突发的恰当分布。假定此先验导频信息可用，那么接收器的处理器可使其后续解卷积计算基于所述区间上的OTFS导频突发的任何非理想分配是由于信道失真效应的假设。这简化了计算，且帮助确保较高准确性。
获取减弱数据信道的2D信道状态的方法：
再次应注意，本文所描述的方法可使用传统或OTFS类型数据通信方法一般跨越多种数据信道而应用。因此虽然此处提供各种无线实例和实施例是因为这些实例容易可视化，但这些实例和实施例并不希望为限制性的。
因此在一些实施例中，本发明可为获取连接至少一个发射器和至少一个接收器的减弱数据信道的2D信道状态的自动方法。如先前论述并且还如图1所示，此减弱数据信道将一般包括至少一个反射器。每一反射器又将包括至少反射器位置(例如，数据信道中的物理位置)、反射器频率移位以及至少一个反射器反射系数。如将论述，反射器还可具有额外性质。
图1A示出了无线数据信道(100)的简化模型，此处其连接单个发射器(102)和单个接收器(104)。此处(为简单起见)假定发射器和接收器相对于彼此不在移动(但它们常常也可以在移动)。此数据信道因以经界定速度(108)移动的一个移动反射器(106)的存在而减弱。一些OTFS导频波形突发(110)(112)直接从发射器行进到接收器。其它OTFS导频突发是已经反射离开移动反射器(114a、114b)且因此经反射器时间延迟且经反射器频率移位的复制OTFS导频突发。接收器因此接收直接和复制OTFS导频突发的组合作为信道卷积OTFS导频突发。OTFS导频突发到达接收器的次序是1)直接OTFS导频突发(112)，并且然后是经频率移位复制OTFS导频突发(114b)。
每一发射器将一般包括发射器位置(例如，数据信道中的物理位置)和发射器频率移位，且每一接收器将类似地包括接收器位置(数据信道中的物理位置)和接收器频率移位。2D信道状态将一般包括关于在数据信道中操作的各种发射器、接收器和反射器中的至少一些的相对位置、频率移位以及反射器反射系数的信息。
根据本发明的方法，所述方法将使用由至少一个发射器处理器控制的此至少一个发射器以直接发射OTFS导频(波形)突发。这些直接OTFS导频突发将一般包括在时间pt和频率pf的多个组合上作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf'Wp(pt,pf)而发射的多个OTFS导频符号Ppt,pf。此处pt和pf中的每一者可为从二维导频OTFS时间频率栅格中选出的唯一导频时间频率坐标。所有OTFS导频符号波形突发Ppt,pf'Wp(pt,pf)(或至少以非零功率电平发射的全部)是从同一OTFS导频基础波形Wp的经循环时间和频率移位版本导出的相互正交的波形突发。
因为这些OTFS导频符号波形突发不用以发射数据，而是用以表征(获取)数据信道的2D信道状态，所以OTFS导频符号波形突发的选择中存在可能的大量灵活性。然而一个要求是所述多个OTFS导频符号Ppt,pf'(作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf'Wp(pt,pf)而发射)应当包括作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf'Wp(pt,pf)而发射的至少一个非空OTFS导频符号Ppt,pf。
应当选择功率电平以使得此OTFS导频符号应当由至少一个接收器可检测。在优选实施例中，将还选择OTFS导频符号以使得其可由接收器识别为导频符号，且不被混淆为OTFS数据符号。
在一些实施例中，所述多个OTFS导频符号中的至少一些可为空导频符号，其指示发射器不将任何功率应用于底层Wp(pt,pf)波形(例如，Ppt,pf'Wp(pt,pf)＝0)。这些空导频符号既定产生二维导频OTFS时间频率栅格上的其中不发射波形突发的至少一些空的pt和pf唯一导频时间频率坐标。这些空的区使得接收器更容易检测已经通过信道投影到所述(原本应当为)空栅格位置上的任何信道卷积OTFS导频突发。
替代地，在一些实施例中，所述多个OTFS导频符号中的至少一些可作为一系列均匀或标准化背景导频符号(和相关联波形)而发射，其既定产生从二维导频OTFS时间频率栅格中选出的pt和pf唯一导频时间频率坐标的均匀背景。此处发射器将发射具有功率的Ppt,pf'Wp(pt,pf)。这些背景导频符号既定产生标准化背景以再次实现信道卷积非空(规则)OTFS导频突发到此均匀背景上的投影，以可由接收器检测和定量。
无论导频符号和导频符号波形突发的选择如何，接收器都将经配置以根据具有与用于导频和数据发射的OTFS时间频率栅格成比例的区间大小和区间坐标位置的至少二维导频OTFS时间频率区间结构而接收至少这些导频突发(在一些实施例中，接收器也将接收OTFS数据突发，但这不是所需的)。此处接收器区间的分辨率将通常至少等于且优选地大于发射器栅格结构的分辨率。一般想法是接收器区间结构应当选择为对数据信道引起的延迟和频率移位具有敏感性，且一般较精细(较小)接收器区间结构将对这些影响更敏感。当然应注意接收器设计的实际约束，并且还有较精细(较小)接收器区间将本质上捕获基于每区间的OTFS波形能量的较少光子的事实。因此在某点，极端精细区间结构将经受由于噪声限制所致的收益递减。因此接收器区间无法成为在时间和频率上无限小的区间。
图1B示出了OTFS发射器(102)和OTFS接收器(104)两者如何一般使用发射器和接收器处理器(102p)(104p)以及发射器和接收器电路(102c)、(104c)连同相关联存储器(102m)、(104m)一起从发射器OTFS栅格(102g)发射OTFS符号(使用其相关联OTFS波形、时间和频率)，且将OTFS符号(使用其相关联OTFS波形、时间和频率)接收到接收器OTFS区间(104b)中。
图1B还示出了如何在接收器处接收直接OTFS导频突发(112)和任何OTFS数据突发。此处发射器(102)发射各种类型的OTFS波形突发，例如根据发射器OTFS栅格结构(102g)通过各种时间和频率隔开的各种OTFS导频符号波形突发(120)和各种OTFS数据符号波形突发(130)。
此处(120)表示具有OTFS导频符号波形突发Ppt,pf'Wp(pt,pf)的二维导频OTFS时间频率栅格。关于任选的数据发射，(130)表示具有OTFS数据符号波形突发Ddr,df'Wd(dt,df)的二维OTFS数据时间频率栅格。虽然不存在根据相同发射器OTFS栅格(102g)和接收器OTFS区间(104b)结构中的其相对位置而发射和接收OTFS导频符号和OTFS数据符号的绝对要求，但是常常将根据相同栅格和区间结构发射和接收导频和数据符号，且因此这里示出此较常见的选项。
发射器发射至少一个正能量OTFS导频符号突发(1)(122)(在此实例中由可具有零能量的若干空的(0)或背景间隔符包围)。其它选项也是可能的，且这些将在本说明书中稍后论述。在此实例中，发射器还在沿着同一发射器OTFS栅格(102g)的其它时间频率位置发送若干OTFS数据符号波形突发(130)。此处示出了这些波形突发用来行进通过数据信道的直接路径(112)。
接收器(102)经配置以通常根据通常比发射器栅格(102g)更精细粒度(更高分辨率)的接收器时间频率区间结构(104b)接收信道卷积OTFS符号。此处使用此较高分辨率接收器区间分辨率(较精细的时间和频率划分)(104b)是一般优选的较高分辨率区间，帮助接收器较好地解析数据信道的2D信道状态。根据经验，期望每一接收器区间为发射器OTFS栅格的对应间距的至少两倍的分辨率(例如，占据时间和频率空间的小于一半)。常常再更高的区间分辨率可为合意的。
在图1B中，假定接收器(104)和发射器(102)相对于彼此不在移动，关于直接OTFS突发(112)的仅有数据信道影响是所有突发根据发射器与接收器之间的距离而经时间延迟。(在此无线实例中，假定这些时间延迟影响相关光速。)如果发射器(102)和接收器(104)已相对于彼此在移动，那么所有突发也将已经由于多普勒效应而沿着接收器OTFS区间频率轴线移位。
在其中发射器(102)(具体地说发射器处理器102p和发射器存储器102m)将根据接收器(例如，接收器处理器104p和接收器存储器104m)已知的方案选择OTFS导频符号波形突发(120)的优选实施例中，任何接收器处理器(104p)和存储器(104m)确定2D信道脉冲响应和2D信道状态的任务极大地简化。
应注意在图1B中所示的简化实例中，发射器(102)具有仅一个天线，且接收器(104)具有仅一个天线。如本说明书中稍后将论述，情况并非始终如此。
在一些实施例中，发射器电路(102c)可经配置以使用多个发射器天线发射OTFS符号的多个栅格(102g)，有时以不同极化发射，且有时也调整跨越多个天线的波形的方向和/或相位。不久还将进一步深入论述这些实施例。
类似地在一些实施例中，接收器电路(104c)可经配置以使用多个接收器天线接收信号。接收器电路也可以与这些多个接收器天线结合而经配置以还检测传入波形的极化、方向或相位。因此在这些更复杂的方案中，接收器也可以同时接收OTFS符号的多于一个区间(104b)。进一步应注意，因为根据OTFS方法，OTFS符号是使用相互正交波形发射，所以在一些实施例中，可为有用的是配置接收器电路(104c)以能够检测数据信道引起的使用第一OTFS波形发射的第一OTFS符号到根据第二OTFS波形发射的第二OTFS符号上的投影，因为所述两个波形彼此相互正交。
应注意在图1B中，虽然示出了二维发射器OTFS栅格(102g)和接收器OTFS区间(104b)的实例，但这仅表示最简单实施例。在其它实施例中，为了论述，OTFS发射器栅格(102g)和/或接收器OTFS区间(104b)也可除图示中所示的时间和频率维度之外还具有任选的额外维度。这些任选的额外维度的实例包含极化维度、相位维度、发射或接收方向的角度，以及所接收OTFS波形维度的正交性的混合。
图1A中可以看出，在通过减弱数据信道(100)的传播之后，直接OTFS导频突发随后在至少一个路径上行进。这些路径可包含直接从发射器行进到接收器(112)的直接OTFS导频突发，以及复制OTFS导频突发。这些复制OTFS导频突发通常是在到达接收器之前已经反射离开至少一个反射器(106)的直接OTFS导频突发(114a、114b)。因此，到这些复制OTFS导频突发(114b)到达接收器(104)的时候，原始直接OTFS波形突发(112)现在已进一步经反射器时间延迟(因为它们已行进较长距离)并且还经反射器频率移位(假定反射器可移动)。
因此，到直接(112)和复制(114b)OTFS导频(波形)突发到达接收器的时候，相长和相消干涉将发生。举例来说，即使直接OTFS导频突发(112)也可经时间延迟(由于发射器与接收器之间的距离)并且还经频率移位(因为发射器和接收器可能不是精确地准确，或因为发射器和接收器可能相对于彼此在移动，或其它影响)。因此任何经发射器频率移位且经接收器频率移位的直接OTFS导频突发(112)的所得组合当与各种复制OTFS导频(114b)突发组合时将产生信道卷积OTFS导频突发。
因此本质上数据信道(100)已经在未知的程度上加扰或卷积原始OTFS导频突发。此处，然而根据本发明的方法，在接收器(104)处，所述方法将使用接收器的区间结构(104b)接收这些信道卷积OTFS导频突发，且所述方法将使用至少一个处理器(通常为接收器处理器104p和存储器104m)以确定(常常基本上实时)连接发射器和接收器的减弱数据信道(100)的2D信道状态。
图1C示出了接收器(104)如何根据接收器的区间结构(104b)接收弹跳离开以某一速度(108)移动的反射器(106)的复制OTFS波形突发(114a)。此处OTFS波形突发(114b)在时间(由于沿着114a和114b行进的距离)和频率(由于反射器速度108所致的多普勒效应)两者中移位。
图1D示出了接收器(104)如何根据接收器区间结构(104b)接收信道卷积OTFS波形突发(来自图1B的直接突发112以及来自图1C的复制突发114a和114b的总和)。接收器现在接收更复杂的信号混合，但用以解卷积OTFS导频符号波形突发(120)的相同方法也将起作用以解卷积OTFS数据符号波形突发(130)。应注意在现实世界情形中，通常将存在操作的许多反射器，一些在移动且一些不移动。另外并且还可存在多于一个发射器和接收器(一些在移动且一些不移动)，如将论述，所述发射器和接收器可具有多个天线。因此在现实世界中，在接收器(104)处将存在信道卷积OTFS波形突发的极复杂集合。
在一些实施例中，2D信道状态可由矩阵或其它数学变换表示，其针对减弱数据信道描述由发射器发射的一些或所有信号如何与由接收器接收的来自所述发射器的一些或所有信号耦合。
在说明处理器(通常接收器处理器104p)可如何取得从接收器区间结构(104b)获得的原始数据且将此原始数据变换为2D信道状态信息的各种细节之前，重要的是花多一点时间论述如何选择OTFS导频符号(120)、发射器OTFS时间频率栅格(102g)以及接收器OTFS时间频率区间(104b)。
一般来说，栅格结构(102b)、区间结构(104b)以及OTFS导频符号(例如，120、122)的选择应当通过关于数据信道(100)、相对于发射器和接收器的位置的反射器间距或位置(106)以及预期数据信道频率移位的实际考虑来促进。主要目标是方案(例如，发射器OTFS栅格结构102g、接收器区间结构104b)应当捕获此预期反射器间距和预期频率移位的底层细节中的至少一些。
因此通过数据信道的波形传播的速度、波形波长以及对于无线数据信道的例如发射器、接收器和反射器的可能速度(造成多普勒频率移位)等考虑全部是有效的考虑。
例如在频率上太窄(不充分)或在时间上太短(不充分)延伸而未捕获2D信道结构的重要细节的栅格或区间结构可能是次优的或甚至无用的。
类似地，太粗略(例如，间距太大)使得错过2D信道结构的重要细节(例如，所有所接收信号最终在一个接收器区间中)的栅格或区间结构将再次为次优的或甚至无用的。
通常系统将一般根据数据信道的底层物理学而且根据按需要的任何监管约束或商业约束，在发射之前做出这些选择。因此法规可对例如可允许的频率范围和可允许的发射器功率施加限制。例如等待时间考虑等商业约束也可对栅格在时间上延伸的范围施加约束。
更具体来说，在发射之前，所述多个OTFS导频符号Ppt,pf'(120)发射器二维导频OTFS时间频率栅格结构(102g)以及接收器二维导频OTFS时间频率区间结构(104b)应当经选择以有效地捕获数据信道的细节。此选择应当例如使得如果在发射器的发射之后，减弱的数据信道随后造成以第一时间频率(发射器栅格)坐标原始发射的OTFS导频符号波形突发Pt1,f1'Wp(t1,f1)中的至少一些被投影到以不同时间频率(发射器栅格)坐标原始发射的不同OTFS导频符号波形突发Pt2,f2Wp(t2,f2)上，那么这些效应可由接收器检测。具体来说，接收器区间结构和接收器接收电路应当使得当这些投影发生且OTFS导频符号波形突发投影到不同区间(例如，具有与标称对应于原始OTFS导频符号波形突发Pt1,f1'Wp(t1,f1)的那些区间不同的时间和频率的区间)中时，这些投影中的至少一些将可由接收器检测且定量。此处举例来说，可设置标准，和/或设计发射器和接收器软件(其也可以存储在例如102m、104m等存储器中)以确保栅格结构和区间结构适合于当前数据信道而设置。
返回到处理器(常常接收器处理器104p)可如何取得从接收器区间结构(104b)获得的原始数据且将此原始数据变换为2D信道状态信息的问题，此处可使用各种方法。这些常常将是软件实施的方法，其可使用接收器处理器(104p)和相关联存储器(104m)来实施，但也可以使用其它方法，例如更特定的硬件方法。
在一个方案中，2D信道状态可至少部分通过以下方式确定：使用至少一个2D脉冲响应以数学方式描述减弱数据信道(100)如何造成以第一时间频率坐标发射的OTFS导频符号波形突发Pt1,f1'Wp(t1,f1)中的至少一些被投影到以不同时间频率坐标原始发射的不同OTFS导频符号波形突发Pt2,f2Wp(t2,f2)上，和/或以及与标称对应于OTFS导频符号波形突发Pt1,f1'Wp(t1,f1)的那些区间不同的接收器区间(104b)。
此处举例来说，所述方法可进一步使用来自多个接收器区间的多个这些2D脉冲响应以至少部分地将2D信道状态描述为2D Z变换或其它类型的2D变换。这些Z变换由Oppenheim等人在《离散时间信号处理(Discrete-Time Signal Processing)第二版》(Prentice Hall，1999)的第3章中及别处描述。
在此方案中，2D信道状态可被视为一类模糊功能，其实际上使发射器根据发射器OTFS栅格(102g)上的个别特定坐标发射的原始“尖锐”信号模糊，且在多个接收器区间(104b)上散布这些信号，如图1D以简化形式说明。此处，一旦已知信号(此处导频信号)的散布被表征，那么用以解卷积所述导频符号的相同变换应当也起作用以解卷积数据符号。
虽然在一些实施例中，可发射少达一个具有非零能量的OTFS导频符号波形(在例如120中所示的适当OTFS发射器栅格结构中由适当空或零能量空间包围)，但在其它实施例中可发射大量非零能量OTFS导频符号波形。发射多个非零能量OTFS导频符号波形可具有的优点是能够以更高程度的准确性建立数据信道的2D信道状态。然而此稍后方法的代价可为同时发射的OTFS数据或原有数据(如果存在)的量可能减少。举例来说，如果发射器栅格(102g)上用以发射OTFS导频符号(120)的空间量增加，那么在某点，发射器栅格(102g)上用以发射OTFS数据符号(130)的空间量将必然减小，因为发射器栅格(102g)在时间或频率上的大小不是无限的。在此情况下仍可发射OTFS数据符号，但根据后续载运数据的栅格帧而发射，这会增加等待时间。
还存在额外考虑。举例来说，应当理想地选择OTFS导频符号以使得接收器对2D信道状态的随后确定相对明确，且优选地还进行选择以减少接收器处理器(104p)上的计算负荷。如前所述，通常将根据由发射器和接收器理解的共同方案选择所述多个OTFS导频符号Ppt,pf及其OTFS栅格位置，以使得接收器处理器(104p)清楚地辨识哪些区间位置(104b)表示信道卷积导频符号。
此处可使用各种方案。在一些实施例中，所述多个OTFS导频符号可为一或二维m序列(或部分m序列)，其包括二进制最大长度移位寄存器序列，由Ppt,pf零值包围的差量值Pi,j。这些序列由Xiang的《使用M序列用于确定LTI系统的脉冲响应(Using M-sequences fordetermining the impulse responses of LTI-systems)》(《信号处理》28(1992)，139-152页)描述。替代地也可以使用其它导频符号方案，例如一或二维Barker码、Costas阵列、Walsh矩阵及类似物。此处准则再次是应当选择此多个导频符号以促进数据信道的2D信道状态的获取(例如，表征)。如前所述，应当一般选择接收器区间结构(104b)以使得各种接收器OTFS时间频率区间将具有与OTFS发射器栅格(102g)的时间频率分辨率相比是相等或更精确的时间频率分辨率。
发射数据：
当然数据信道的2D信道状态在其本身来说一般极少使用，除非其随后用以帮助促进数据发射。本文所描述的导频方法可产生2D信道状态信息，其可用于发射原有数据(即，根据基本上任何先前技术非OTFS方法格式化的数据)或还用于通过OTFS方法发射的数据。
虽然在一些实施例中，任何数据发射可定时为在通过本文所描述的方法确定数据信道的2D信道状态之前或之后发生(例如，发射只具有数据符号的第一OTFS栅格(102g)帧，随后是原有数据发射，或具有数据符号的第二OTFS栅格帧的发射)，但在一些实施例中，连同OTFS导频(波形)突发一起发射数据(通过传统或OTFS方法)将是有用的。
在此方案中，系统将一般也使用发射器(102)和至少一个处理器(通常发射器处理器102p)通过减弱的数据信道(100)发射多个数据符号。此多个数据符号将自身通常作为包括多个载运数据的波形突发的直接数据突发而发射。这些直接数据(波形)突发可连同直接OTFS导频突发一起发射到接收器。这些直接数据突发也将反射离开反射器(例如，106)，从而也产生复制数据突发。这些复制数据(波形)突发将如前所述包括经时间延迟且经反射器频率移位的直接数据突发。当直接和复制数据突发到达接收器时，相长和相消干涉将再次发生。如前所述，这些直接数据突发也可以经受由发射器或接收器中的缺陷、发射器和接收器的运动及类似原因造成的发射器频率移位或接收器频率移位。在接收器处，任何这些直接数据突发(其可经发射器频率移位且经接收器频率移位)和复制数据突发的所得组合将产生信道卷积数据突发。
如果发射大量复杂的且未知的数据符号，且缺乏从OTFS导频突发获得的任何2D信道状态信息，那么接收器处理器可能在解卷积这些信道卷积数据突发时遇到很大困难。然而根据本文所描述的方法，接收器可利用此2D信道状态信息，且使用至少一个处理器(通常接收器处理器104p和存储器104m)解卷积各种信道卷积数据突发中的至少一些。这允许接收器导出原始发射的多个数据符号的至少近似。
替代地或另外，接收器也可将命令发送回到发射器。(此处假定接收器具有其自身的发射器，且发射器又具有其自身的接收器)。可基于由接收器获得的2D信道状态或实际上可为由接收器获得的2D信道状态中的一些或全部的副本的这些命令可随后由发射器处理器(102p)和相关联存储器(102m)使用以预编码直接数据突发中的至少一些以预先补偿减弱的数据信道。因此举例来说，如果减弱的数据信道(100)引起特定失真，那么可以防失真因数调整所发射信号，以使得到经预编码信号到达接收器的时候，所述防失真因数抵消由减弱的数据信道造成的失真，因此在接收器处得到相对干净且未失真的信号。
虽然本文所描述的方法可用以帮助改善根据传统方法(此处原始1858跨大西洋电缆上的莫尔斯电码用作极端实例以强调这一点)发射甚至传统(现有技术)数据的效率，但本文所使用的2D信道状态表征方法当与也通过OTFS方法正发射的数据结合使用时会最有用。下文进一步描述这些OTFS数据发射方法。
在优选实施例中，直接数据突发将发射所述多个数据符号中的至少一些作为直接OTFS数据突发。这些直接OTFS数据突发将一般包括在时间dt和频率df的多个组合上作为OTFS数据符号波形突发Ddt,df'Wd(dt,df)发射的多个OTFS数据符号Ddt,df。此处dt和df是从例如(130)等二维OTFS数据时间频率栅格选出的唯一数据时间频率坐标(dt，df)。一般所有OTFS数据符号波形突发Ddt,df'Wd(dt,df)将包括通过相互正交波形突发而原始发射的OTFS数据符号Ddt,df，所述相互正交波形突发是从同一OTFS数据基础波形Wd导出的经循环时间和频率移位的版本。按照先前OTFS论述，每一数据位(以及可由多个数据位形成的数据符号)分布于这多个OTFS数据符号Ddt,df上。这些OTFS数据突发作为直接OTFS数据突发和复制OTFS数据突发行进通过数据信道，如先前所描述。在接收器处，它们相长和相消地组合，从而产生信道卷积数据突发。此处这些称为信道卷积OTFS数据突发。
根据此联合OTFS导频符号OTFS数据符号发射方案，所述多个数据符号中的个别数据符号在发射器处在发射之前常常使用发射器处理器(102p)和存储器(102m)经编码为多个OTFS数据符号Ddt,df。按照其它OTFS数据发射方法，OTFS数据编码使得接收器必须成功地接收多个OTFS数据符号Ddt,df以提供足够信息以确定个别数据符号中的任一者。
按照其它OTFS数据发射方案，所述多个OTFS数据符号波形突发Ddt,df'Wd(dt,df)各自是从同一OTFS数据基础波形Wd导出的相互正交波形突发。在接收器处，接收器区间结构(104b)使得除包含任何OTFS导频符号(例如，120)之外，区间结构(104b)还进一步涵盖二维OTFS数据时间频率栅格(例如，130)。换句话说，接收器区间结构(104b)在时间和频率上的范围以及个别接收器区间的分辨率将至少匹配且优选地超过发射器栅格结构(102g)在时间和频率上的范围以及分辨率。
在一些实施例中，确保OTFS导频符号波形突发和OTFS数据符号波形突发以高度协调方式发射和接收将是有用的。为了做到这一点，此处按照图1B，OTFS数据符号波形突发Ddt,df'Wd(dt,df)(130)以及所述多个OTFS导频符号波形突发Ppt,pf'Wp(pt,pf)(120)应当从共同多个时间t和频率f中选出，其中t和f中的每一者是从二维OTFS时间频率坐标(102g)的共同栅格中选出的唯一时间频率坐标(t，f)。根据此协调OTFS导频和数据发射方案，用于个别OTFS数据符号波形突发的时间频率坐标(td，fd)应当优选地进一步选择以便不与用于OTFS导频符号波形突发的时间频率坐标(pt，pf)重叠。
此处当然，重叠是不合意的，因为其会造成用以确定或获取2D信道状态的OTFS导频符号与用以发射数据的OTFS数据符号之间的混淆。
然而应注意，不存在OTFS数据时间频率栅格上的所有可能坐标都填充有OTFS导频符号和数据符号的要求。举例来说，甚至如图1B中所示，可存在一些未使用的栅格坐标。
实际上在一些实施例中，OTFS数据时间频率栅格可仅被OTFS导频符号和数据符号稀疏地占据。因此一般来说，OTFS数据OTFS数据符号波形突发Ddt,df'Wd(dt,df)以及作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf'Wp(pt,pf)发射的所述多个OTFS导频符号Ppt,pf不需要占据从二维OTFS数据时间频率栅格选出的所有唯一时间频率坐标(dt，df)。
还请注意，不存在所有正能量OTFS数据符号波形突发(此处图1B中的“1”(122))或导频符号以相同能量或功率电平发射的要求。实际上在一些实施例中，所述多个OTFS数据符号波形突发Ddt,df'Wd(dt,df)以及作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf'Wp(pt,pf)发射的所述多个OTFS导频符号Ppt,pf可以不同功率电平发射。此处举例来说，一些OTFS数据符号波形突发或一些OTFS导频符号波形突发可以根据各种准则选择的功率电平发送，例如2D信道状态、从给定发射器到给定接收器的距离、给定接收器的灵敏度及类似物。
当OTFS导频符号和OTFS数据符号都是根据同一发射器OTFS时间和频率栅格(102g)且根据同一基础波形(例如，其中将OTFS导频基础波形Wp和OTFS数据基础波形Wd选择为同一基础波形)发射时，哪些栅格坐标用于OTFS导频符号以及哪些栅格坐标用于OTFS数据符号的拓扑或布置可变化。虽然在图1B中，示出了OTFS导频符号(120)占据发射器OFTS栅格(102g)的与OTFS数据符号(130)不同(邻近)的部分，但情况无需始终如此。
在一些实施例中，用以发射OTFS数据符号波形突发的栅格时间频率坐标(td，tf)可选择为围绕或邻近于用以发射OTFS导频符号波形突发的时间频率坐标(pt，pf)。在图1B、1C、1D、2B、2C、3B、3C和4中，OTFS导频符号邻近于OTFS数据符号。相比之下在图5中，OTFS导频符号在不同的拓扑配置中示出，其中它们至少部分地由OTFS数据符号包围。
图5示出了一实施例，其中OTFS导频符号(此处为“1”和零)和OTFD数据符号(此处为a..p)再次在同一OTFS时间频率发射器OTFS栅格(102g)上，但其中OTFS导频符号区(520)嵌入在栅格的原本用以发射OTFD数据符号的区(530)内。应注意除OTFS导频符号和数据符号之外，还示出了另一符号，例如OTFS校验和符号(CS)(510)。
应注意在此方案中，虽然用作OTFS数据发射过程中的中间步骤的底层NxN矩阵(此处4x4)OTFS数据发射矩阵(540)可为矩形矩阵，但OTFS数据发射矩阵中使用的OTFS数据符号在一些实施例中可进一步由OTFS发射器处理器(102p)和存储器(102m)布置或映射到沿着发射器OTFS栅格(102g)的其它栅格位置中。此处，只要接收器(104)知道此映射，接收器就可在数据信道解卷积的其它步骤完成之后执行此映射的逆，复原原始OTFS数据发射矩阵的复制，并且然后使用先前描述的OTFS方法求解数据位。
应注意如先前论述，虽然无线方法和无线数据信道用作具体实例，但这些OTFS导频方法可应用于多种不同类型的数据信道。这些数据信道可包含数据信道(减弱的数据信道)，例如包括至少一个光纤的光纤数据信道(此处波形将通常为光学或红外波形)、包括至少一个金属电导体(此处波形将为电脉冲或RF波形)的导电线数据信道，或甚至包括例如水等流体的数据信道(此处波形可为声学波形)。
无线实施例
进而，此处的论述将更具体来说集中于无线数据发射方法。
在这些无线实施例中，减弱的数据信道是无线数据信道，发射器和接收器是能够在空间中移动(速度)且因此经受多普勒频率移位的无线发射器和接收器。即，每一发射器具有发射器速度，且发射器的频率至少部分地由根据此发射器速度变化的发射器多普勒移位决定。类似地，每一接收器具有接收器速度，且此接收器频率至少部分地由根据所述接收器速度变化的接收器多普勒移位决定。
在无线实施例中，反射器(106)反射无线信号(波形)且也能够在空间中移动(速度)(108)。因此此处，反射器频率移位是接收器速度多普勒移位。各种反射器可进一步通过各种参数表征。因此此处举例来说，至少一个反射器反射系数是无线反射的反射器系数。
因此在无线实施例中，直接OTFS导频突发包括多个无线OTFS导频符号波形突发。在无线实施例中，2D信道状态包括关于由各种发射器、接收器和反射器的发射器多普勒移位、接收器多普勒移位、反射器多普勒移位以及反射器反射系数造成的相对位置、速度、速度引起的频率移位的信息。
不管这些改变如何，表征数据信道且确定2D信道状态的先前技术、方法和系统仍适用。然而无线实施例也实现对先前论述的技术的进一步改进。
关于数据的无线发射，先前描述的OTFS导频突发技术和2D信道状态获取技术可有用于帮助改善通过传统(例如，现有技术)方法发送的无线数据，以及有用于帮助改善通过不久将描述的更高级OTFS数据发射方法发送的无线数据。
因此举例来说，本文所描述的方法可由至少一个无线发射器和至少一个处理器(常常102p和104p)使用以还(除OTFS导频突发之外)通过减弱的数据信道将多个数据符号发射到至少一个接收器。此处发射器(例如，102)将发射所述多个数据符号中的至少一些作为直接数据突发。这些直接数据突发包括载运无线数据的波形突发。此处数据符号和载运无线数据的波形突发可通过各种传统(现有技术)和非传统(例如，OTFS)方案发射，包含时分多址(TDMA)、全球移动通信系统(GSM)、频分多址(FDMA)、正交频分多路复用(OFDM)、码分多址(CDMA)、OTFS无线波形突发或其它类型的无线波形突发。因此除非另外规定，否则用于数据通信的OTFS无线波形突发的使用并不希望对于许多权利要求为限制性的。
如在本发明中先前一般描述，仅按照OTFS导频突发，直接数据突发也反射离开各种无线反射器(例如，106)，进而产生复制数据突发，其包括在所述至少一个无线接收器(104)处进一步经反射器时间延迟且经反射器速度多普勒移位的直接数据突发。如前所述，在各种无线接收器处，任何经发射器多普勒移位且经接收器多普勒移位的直接数据突发和复制数据突发的所得组合产生信道卷积数据突发。
再次如先前描述，本发明的方法可使用2D信道状态和至少一个处理器(常常至少为接收器处理器104p和相关联存储器104m)以在无线接收器处解卷积信道卷积数据突发中的至少一些，进而导出原始发射的多个数据符号的至少近似。替代地或另外，接收器也可将2D信道状态导出的命令或关于2D信道状态的其它信息发射回到发射器。常常使用至少一个发射器处理器(102p)和相关联存储器(102m)的发射器可随后任选地使用这些命令来预先编码直接数据突发中的至少一些以预先补偿减弱的数据信道的影响。
与通常在二维时间和频率轴线上扩展每个数据位的OTFS方法相比，许多传统无线波形通过在仅一维轴线上扩展数据(例如，仅按时间扩展，仅按频率扩展)而操作。
2D信道状态信息涵盖两个类型(时间频率)的信号扩展，但趋向于同时报告减弱的数据信道如何同时在时间和频率两者上扩展信号。因此，在一些实施例中，如果需要根据非OTFS传统或现有技术格式发射数据，那么可有用的是进一步简化2D信道状态信息以使得其更容易应用以帮助改善这些传统无线波形的发射。
这些简化可通过例如使用2D信道状态信息沿着时间轴线、频率轴线或时间频率轴线中的任一者的1D(一维)投影而完成。此投影帮助将较复杂的2D信道状态信息转换为较简单形式，其可随后应用于帮助解卷积或预先编码传统无线波形发射的数据。
极化方法
在一些实施例中，可有用的是进一步使用极化OTFS导频(无线波形)突发以进一步表征数据信道减损，且产生甚至更准确的2D信道状态信息。这些方法利用不同类型的反射器以不同方式与极化无线波形交互的事实。可利用这些差异来帮助系统较好地区别存在于数据信道中的各种类型的反射器。图2A到2C中更详细示出了极化方法。
此处举例来说，至少一个无线发射器(202)可经配置以例如使用极化天线根据例如水平(202h)和垂直(202v)等两个极化方向而发射极化无线波形。此发射器(202)发射直接OTFS导频突发作为经极化直接OTFS导频突发(212h)和(212v)。这些直接OTFS导频突发包括已经根据至少一个极化方向(此处示出两个不同方向)极化的经极化无线OTFS导频符号波形突发。此处我们将使用线性极化作为特定实例，但此实例并不希望为限制性的，且也可以使用其它类型的极化(例如，圆极化等)。进一步假定进而论述的各种发射器和接收器全部具有其自身的电路、处理器和存储器，如先前图1B中论述。
在此实例中，假定数据信道中的各种无线反射器中的至少一者是更改极化的无线反射器，其根据第一反射器极化算子(例如，极化旋转角、滤波器、张量等)更改其反射无线OTFS波形突发的极化方向。因此，这些反射器产生复制极化OTFS导频突发，其包括原始极化直接OTFS导频突发的经极化移位时间延迟且经反射器多普勒移位的复制品。此处，无线接收器(204)应当本身进一步经配置(通常具有极化天线和合适的接收器电路)以能够检测所接收无线波形中的极化方向。这可通过使用经配置以检测不同极化方向的接收器天线(通常多个接收器天线)而完成。
图2A示出了极化OTFS导频符号波形突发可如何用以进一步区别减弱数据信道中的不同类型的反射器。此处存在两个反射器(206)、(208)。在此有意设计的实例中，反射器(206)定位成较远离发射器(202)和接收器(204)。此处进一步假定反射器(206)是仅反射垂直极化波形的静止反射器。
在此实例中，假定反射器(208)定位成较靠近发射器(202)和(204)，且反射器(208)也相对于两者以速度“v”快速移动靠近(209)。进一步假定反射器(208)使所有反射极化波形的极化方向移位45度。
接收器和发射器各自具有水平和垂直天线(202h、204v、204h、204v)。发射器可进一步经配置以根据两个不同的经时间和频率同步的OTFS发射器栅格(202gh、202gv)发射两个不同(但经时间和频率同步)数据流，每一天线一个流。接收器可进一步经配置以根据进入两个不同的经时间和频率同步的接收器区间结构(204bh、204bv)的每一接收器天线极化方向而接收(经时间和频率同步)数据。
因此，即使在此简化实例中，我们也最终具有直接突发(212h)、(212v)和复制突发的复杂混合。这些复制突发包含命中反射器(206)的(214ha)和(214va)，所述反射器吸收所有(214va)且仅反射(214hb)到接收器(204)，在此仅垂直极化接收器天线(204h)可检测到所述反射。所述复制突发还包含行进到移动反射器(208)的(216ha)和(216va)。在此，移动反射器使两个突发的方向更改45度，并且还对两个突发赋予多普勒移位，且因此每一极化接收器天线(204h)和(204b)检测到经频率移位且经极化移位的波形突发作为(216vb)和(216hb)的混合。
由于在此实例中反射器(206)和(208)的相对位置，假定接收器(204)处各种突发的到达时间如下。因为反射器(208)未对信号赋予许多额外距离，所以直接信号(212h)和(212v)以及复制信号(216vb)、(216hb)约同时到达两个天线(204h)和(204b)。然而由于行进的较长距离，因此信号(214hb)在稍后时间到达接收器(214h)。
不存在本发明的2D信道状态信息的情况下，如果发射器使用相同时间和频率隙以及OTFS波形的同一基础集合发射这些不同数据流，那么接收器将在区别所述两个流时具有很大困难。然而如将论述，由于极化差异，通过使用本发明的从OTFS导频符号波形获得的2D信道状态信息，接收器将能够在所述两个数据流之间进行区别。
在无线接收器处，任何经发射器多普勒移位、经接收器多普勒移位以及接收器极化直接OTFS导频突发和复制极化OTFS导频突发的所得组合产生信道卷积极化OTFS导频突发。接收器可随后接收这些信道卷积极化OTFS导频突发且检测其极化方向。可随后(常常由一个或多个接收器处理器)使用这些信道卷积极化OTFS导频突发的极化方向来进一步确定减弱的数据信道的2D信道状态。
图2B示出了关于来自图2A的发射器可如何从其水平和垂直天线(202h)和(202v)发射不同但经时间、频率和OTFS波形同步的数据流的底层发射器栅格结构和接收器区间结构的更多细节。此处假定发射器的处理器和存储器已存储两个不同OTFS栅格(202gh和202gv)用于发射。此处发射器的垂直极化天线(202h)在根据OTFS发射器栅格(202gv)中所示的时间和频率间距而发射导频符号“1”和OTFS数据符号“a、b、c、d、e、f、g、h、l”作为各种OTFS符号波形突发。发射器还在确切同一时间且确切根据同一时间和频率间距，使用OTFS发射器栅格(202gh)在水平极化天线(204h)上发射导频符号“2”(从导频符号1时间和频率偏移)和OTFS数据符号“j、k、l、m、n、o、p、q、r”。
各种反射器(206)、(208)作用于各种发射信号突发，如先前图2A中描述。为了说明性目的，示出各种时间延迟和频率移位产生对应信号突发中的相对大的移位，因为它们是根据接收器的区间结构而接收。接收器在其极化天线(204v)和(204h)上接收信道卷积OTFS波形突发。此处示出了根据接收器的垂直极化OTFS时间频率区间结构(204bv)在接收器的垂直极化天线(204v)上的接收器接收。应注意2D信道状态如何已使所述两个流彼此混合，但导频符号混合模式保持相对容易以用于接收器处理器进行分析。
在此图中，为了示出在一些情况下数据信道可将原始发射OTFS信号突发的频率或时间相对远地投影到在一些情况中为邻近OTFS信号突发通常保留的频率或时间中(根据发射器的栅格结构)，示出了多个发射信号占据同一接收器时间频率区间。应注意，接收器区间在时间和频率上的大小通常将全部是常数大小，但对于这些图示，为了示出在同一区间上展示的多个信号，已将区间大小绘制为较大以示出所有不同信号和符号。
还请注意至少当数据信道减损造成给定OTFS符号被投影于由另一OTFS符号同时占据的时间和频率范围上时，只要用以发射不同OTFS符号的底层OTFS波形保持相互正交，则借助恰当电路，接收器可区分此混合且确定所述不同底层OTFS符号。
图2C极类似于图2B，不同之处是此处示出了在接收器的水平接收器OTFS时间频率区间(204bh)结构上的接收器接收时发生的事件。
MIMO方法
在一些实施例中，可有用的是进一步使用多个空间分离的发射和接收天线来进一步表征数据信道减损。类似于极化但以不同方式，MIMO方法还有助于产生较准确2D信道状态信息，以及(如将论述)有助于将另一空间分离维度引入到数据信道，其可用以进一步增加数据信道载运的数据量。图3A到3C中更详细示出MIMO方法。应注意这些MIMO方法可与先前论述的极化方法组合以产生甚至更高水平的2D信道状态准确性和总体系统性能。
在进一步进入MIMO论述之前，首先扩展“数据流”的概念是有用的。此处与串行和并行数据发射的类似可为有用的。众所周知可根据串行和并行数据发射方案在发射器与接收器之间发射数据。使用线作为类似，当所有数据位在同一线上行进时，这一般理解为串行通信。当不同数据位经分割以在不同线上行进时，这一般理解为并行通信。
类似地在无线实施例中，虽然乍一看可能似乎无线波形行进的空间可能为仅一个数据信道，但如果所述无线波形以不同频率分离或通过不同(彼此正交)波形经调制，那么也可得到无线的类似于并行的通信。作为另一实例，如果在高度方向性发射器与接收器天线的不同集合之间完成无线通信，方向性发射器与接收器天线的不同集合之间具有最小串扰，那么每一发射器和接收器天线集合可被视为形成其自身的唯一通信信道，且再次可实现通信的并行信道。
当以相同时间、相同频率、相同底层波形且使用较少方向特定性(例如，全向类型天线)发射多个无线通信信道时，串行与并行之间的区别开始变得模糊。然而即使此处恰如在鸡尾酒会，人收听者可至少在一些条件中同时监听各种同时的对话且使用两个耳朵、声音回声以及其它类型的音频信道通信减损来实际上同时“调谐”到不同对话。
作为简化类似，本发明的2D信道状态获取方法也可利用从各种类型的数据信道减损获得的线索来区别不同的同时信息“流”。
数据信道可支持多少不同信息“流”可被视为根据数据信道的底层数据信道结构或减损(例如，反射器的分配)而变化。考虑其中数据信道中的反射器分配是为了有效地产生每一不同发射天线与每一不同接收天线之间的隔离管道的情况。此数据信道和2D信道状态可因此支持大量不同数据流，其主要受到发射和接收天线的数目限制。
相比之下，在其中数据信道不具有反射器且所有发射和接收天线是全向的情况中，则至少关于以相同时间、频率和底层波形发射不同数据符号，由符号间干扰(isi)造成的问题将极大地减少可在同时发射的不同流的数目。
如先前论述，2D信道状态信息可在一些实施例中由矩阵表示且关于不同的信息或数据流，在此情况下可以某种程度在2D信道状态矩阵的“秩”方面查看(以线性代数项)给定数据信道可同时发射多少不同流的问题。此秩是矩阵的线性独立行(或列，由于列秩等于行秩)的集合的大小。在一些实施例中，这也可被视为表示减弱数据信道对数据发射的影响的线性方程组的解的数目。
2D信道状态矩阵也可被视为表达由发射器输入到数据信道中的波形如何由数据信道突变且最终作为输出波形由接收器检测的方案。实际上，为了成功地发射不同数据流，不仅发射器必须原始发射不同数据流，而且最终，接收器还需要能够成功地分离(区别)不同的输入数据流。
给定此认识，本文所描述的方法因此教示使用技术来改善2D信道状态矩阵的“秩”，例如通过使用极化和MIMO，因此产生较高秩2D信道状态矩阵和“较丰富”数据信道。这些又允许无线系统以越来越高水平的性能(例如，较高数据发射速率、较低每符号能量、对衰落的增加抗性及类似物)操作。在一些实施例中，根据这些方案可实现超过现有技术方法一个数量级及更多的改进。
更简单来说，本文描述的方法允许通信系统快速表征无线数据信道的信道状态，且确定例如在任何给定时刻是否存在可使数据信道能够发送比原本可能的情况更多的数据流的反射器的幸运组合。如果是这样，那么本发明的自动方法可利用反射器的此幸运组合(一些可在移动，一些可静止)，且至少临时促进发送的数据流的数目以利用此幸运且可能极瞬时的情形。本发明的自动方法还允许系统在给定反射器的此可能临时组合的深入理解下了解如何解码这些多个数据流。相比之下，未经配置以利用反射器的幸运且可能临时机会布置的现有技术方法相对于本发明的方法现在可能达到的情况相比较来说低效地操作。
应注意虽然进而本发明将因此集中于本发明的尤其新颖的流技术，其中以相同时间、频率和底层波形类型发送信号，但此教示决不否认实现并行性的其它和更多标准方法，例如以不同时间、不同频率和不同底层波形类型进行发射。因此实现数据发射的并行方法的标准方法也可以与本文所揭示的多个流方法结合使用。
因此在一些实施例中，具体来说关于MIMO技术，除2D信道状态表征之外，系统还将发射直接数据突发作为直接OTFS数据突发，其包括由OTFS无线数据符号波形突发发射的OTFS数据符号。此处在此MIMO配置中，基于每发射器-接收器，无线发射器可具有T个唯一地经配置发射天线，且无线接收器可R个唯一地经配置接收天线。因为这是MIMO，所以T和R两者将大于1，且R(接收器天线的数目)可常常大于或等于T。
此处无线发射器将经配置以使用其T个发射天线在同一频率范围上同时发射流可识别的直接OTFS数据和导频突发的至多T个流。此处每一流可识别的直接OTFS数据和导频突发将优选地将其各种OTFS导频符号Ps,pt,pf进一步选择为流可识别的。在图3A到3C中所示的实例中，举例来说，第一流具有占据第一OTFS发射器OTFS栅格位置的第一OTFS导频突发，而第二流具有占据第二OTFS发射器OTFS栅格位置的第二OTFS导频突发。如将看见，这些差异帮助接收器确定每一流的2D信道状态，并且还帮助解卷积或校正由减弱数据信道造成的失真。
图3A示出了系统还可如何使用空间分离的发射和接收天线(302al、302a2)和各种OTFS导频符号波形突发来进一步表征数据信道的2D信道状态以及还用于其它目的。这些其它目的可包含对所发射或接收无线波形赋予空间方向性，并且以相同时间、频率和OTFS无线波形成功地发射和接收更多数据流随后在数据信道没有减损的情况下将通常是可能的。
确切地说，图3A示出了简化MIMO情形，其中MIMO发射器(302)具有两个空间分离天线，MIMO接收器(304)具有两个空间分离天线(304al、304a2)，且数据信道(306)中存在一个静止反射器，此处示出为定位于更靠近发射和接收天线的左侧而非所述天线的右侧。
此处，假定各种OTFS导频突发(还有任何数据突发)到达各种接收天线的次序相对于接收天线304al来说首先是第一直接(312al)，随后是直接(313a2)，随后是复制(反射)(314al到314bal)，且最后是复制(反射)(314a2到314ba2)。不同到达次序可表现为接收器区间结构上的不同到达时间(图3B和3C中以此方式绘制，因为这更容易示出)，或也表现为接收器区间结构的较高维度表示(未图示)上的不同波形相位或不同到达角度。
各种OTFS导频突发的到达次序相对于接收天线(304a2)来说首先是(312a2)，随后是(313al)，随后是(具有较大延迟)复制(反射)(314al到315bal)，且最后是(由于较长距离)复制(反射)(314a2到315ba2)。不同到达次序再次可表现为接收器区间结构上的不同到达时间(图3B和3C中以此方式绘制，因为这更容易示出)，或也表现为接收器区间结构的较高维度表示(未图示)上的不同波形相位或不同到达角度。
图3B示出了来自图3A的MIMO发射器可如何从其两个天线(302al和302a2)发射不同但经时间、频率和OTFS波形同步的数据流作为不同发射器栅格(302gl)(302g2)。此处MIMO发射器的左天线(302al)在根据OTFS发射器栅格(302gl)中所示的时间和频率间距发射导频符号“1”和OTFS数据符号“a、b、c、d、e、f、g、h、i”作为各种OTFS符号波形突发。MIMO发射器还以确切相同时间且确切根据相同时间和频率间距根据栅格(302g2)在其左天线(302a2)上发射导频符号“2”(从导频符号1时间且频率偏移)和OTFS数据符号“j、k、l、m、n、o、p、q、r”。反射器(306)如图3A中先前论述作用于这些信号。如先前论述，由于各种天线的空间布置，OTFS波形并不全部同时且以相同角度到达，而是以不同时间(和也随时间而变的不同波形相位)和不同角度到达。
为了简化绘图，假定MIMO接收器天线(304a1)和(304a2)接收和检测各种发射器天线、反射器和接收器天线配置的稍微不同行进时间作为接收器OTFS时间频率区间结构上的不同延迟时间。实际上，MIMO接收器可常常实际上检测这些差异作为各种波形的相位角的差异，或甚至作为各种波形的不同到达方向，且使用具有额外维度的接收器区间处置此情形，但将这些差异示出为时间差更容易说明所述概念。
MIMO接收器(304)在其天线上接收信道卷积OTFS波形突发。此处示出了MIMO接收器的左天线(304al)OTFS时间频率区间结构(304bl)上的MIMO接收器接收。应注意2D信道状态如何已使所述两个流彼此混合，但导频符号混合模式保持相对容易以用于接收器处理器进行分析。
图3C基本上是图3B的重复，不同之处是此处示出了MIMO接收器的右天线(304a2)根据此天线的OTFS时间频率区间结构(304b2)接收信号。
如前所述，在所述至少一个无线接收器天线Ra处，经发射器多普勒移位且经接收器多普勒移位的流可识别的直接OTFS数据和导频突发以及复制流可识别的直接OTFS数据和导频突发的所得组合产生接收天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发。
根据本发明的技术，T个发射天线和R个接收天线应当经配置以使得R个接收天线接收具有可检测地不同的2D信道状态的不同接收天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发。这可通过各种方法完成，包含天线之间的充分大分离，以赋予接收天线感测传入无线波形的方向性的能力，和/或配置接收器以使得其进一步跟踪传入无线波形的相对相位。此处这些相位检测方法可为尤其有用的。
根据本发明的方法，将(至多)T个数据流成功地发射到无线接收器的效率或几率，使用接收器的R个接收天线接收天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发。随后，对于每一无线接收天线R和每一流可识别的多个OTFS导频符号波形，使用处理器(通常接收器处理器)以确定所述接收天线处的2D信道状态，进而确定各种流特定2D信道状态。这些流特定的2D信道状态(例如，流特定2D信道状态中的信息)可随后例如(常常由接收器处理器)用以在接收器处解卷积天线特定信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发中的至少一些。这允许接收器因此确定原始发送的流可识别的数据符号的至少近似。
替代地或另外，如前所述，从此2D信道状态信息或2D信道状态信息自身中的一些或全部导出的命令可发送到发射器。此处，发射器处理器可使用这些命令或2D信道状态信息来预编码此流可识别的直接OTFS数据和导频突发中的至少一些以再次预先补偿减弱的数据信道(或替代地，较好地利用减弱数据信道中的偶然反射器布置以得到较高优点)。
更具体来说，对于例如此MIMO实例等情形，在此情形下确定或获取2D信道状态可通过以下方式完成：使用至少一个2D脉冲响应以数学方式描述数据信道减损如何致使各种流投影到彼此上。例如(使用流可识别的直接OTFS数据和导频突发的两个流实例)，假定以第一时间频率坐标发射的流1OTFS导频符号波形突发Ps1,t1,f1·Wp(tl,fl)通过数据信道投影到以不同时间频率坐标原始发射的不同流2OTFS导频符号波形突发Ps2,t2,f2·Wp(t2,f2)上。接收器检测到此投影，因为投影的OTFS导频符号波形最终被接收到不同于通常对应于流1OTFS导频符号波形突发Ps1,t1,f1·Wp(tl,fl)的那些区间的接收器区间中。此投影和所得到达不同接收器区间中将根据减弱数据信道的接收天线特定的方面而变化。因此(如果恰当地经配置)接收器将针对每一不同流确定R个接收天线特定的2D脉冲响应。接收器(常常使用接收器处理器)可随后针对每一不同流使用这些R个接收天线特定的2D脉冲响应来解卷积接收天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发。替代地或另外，接收器可基于这些R个接收天线特定2D脉冲响应或2D脉冲响应数据中的一些或全部将命令发射到发射器，且发射器可随后按需要使用此信息进一步预编码后续发射流。
图4示出了在MIMO接收器根据各种OTFS区间结构(304bl、304b2)在其右和左天线(304al、304a2)上接收两个发射流之后接收器处理器可如何使用已知导频符号的分配来计算减弱数据信道的2D信道状态的实例。接收器处理器可例如将此2D信道状态描述为2D z变换或其它2D变换，应用逆变换，且基本上解卷积所述信道卷积OTFS导频符号和OTFS数据符号以重构由MIMO发射器原始发射的两个数据流的干净接收器区间复制(404b1、404b2)。(因为接收器的区间结构将常常是比原始发射器栅格高的分辨率，所以回到原始OTFS栅格结构的某种映射随后可由接收器处理器完成)
再次，本发明的方法基本上将名义责任数据信道减损变为优点，因为这些减损基本上提供解码的关键，以帮助接收器处理器解扰或解卷积原本可能不可分离的不同数据流。本质上，本发明利用数据信道减损来实际上增加数据信道的最大数据载运容量。
再次应注意，这些至多T个不同流可由通常共享的OTFS载波波形在相同的时间和频率范围上载运。实际上，这是“流”的定义的部分。应注意当然这不否认同样使用T个天线通过例如不同时间、频率、OTFS载波波形及类似物等不同方案发射无线数据的可能性。
在一些实施例中，流可识别的直接OTFS数据和导频突发也是天线可识别的且天线特定的。此处每一发射天线将无线OTFS数据符号波形的天线特定流连同多个天线特定可识别的无线OTFS导频符号波形一起发射。然而这不是要求。实际上在实际上可甚至为优选实施例的其它实施例中，可放弃此方案，且可改为采用不久将论述的实际上替代的方案。
使用极化和MIMO技术的组合的方法
如先前论述，在一些实施例中，可组合极化和MIMO技术以产生再更高水平的性能。此处举例来说，先前描述的T个唯一经配置发射天线中的至少一些也可经配置为不同极化发射天线。在此配置中，发射器将进一步发射其流可识别的直接OTFS数据和导频突发作为极化流可识别的直接OTFS数据和导频突发。这些将由不同极化的发射天线根据不同天线极化方向而发射。
在此实施例中，如前所述，假定无线反射器中的至少一者是更改极化的无线反射器，其根据第一反射器极化算子更改其反射无线OTFS波形突发的极化方向。因此，此反射器产生极化流可识别的复制OTFS数据和导频突发，其包括原始极化流可识别的直接OTFS数据和导频突发的经极化移位的经时间延迟且经反射器多普勒移位的复制。
在此实施例中，接收器应当使其R个唯一经配置接收天线中的至少一些经配置以检测所接收无线波形中的极化方向。因此，在无线接收器处，任何经发射器多普勒移位且经接收器多普勒移位的极化流可识别的直接OTFS数据和导频突发以及极化流可识别的复制OTFS数据和导频突发的所得组合将产生天线特定的信道卷积流可识别的极化OTFS数据和导频突发。
根据本发明的技术，接收器使用接收器的R个唯一经配置接收天线中的至少一些来接收和检测这些天线特定的信道卷积流可识别的极化OTFS数据和导频突发的极化方向。一般对于在此过程中使用的每一无线接收天线Ra以及每一流可识别的多个OTFS导频符号波形，接收器的处理器可随后分析在接收器的区间中捕获的信号，且使用接收器处理器随后确定在正使用的每一接收天线Ra处所见的2D信道状态。如前所述，此2D信道状态信息可随后用以解卷积天线特定信道卷积流可识别的极化OTFS数据和导频突发中的至少一些，进而导出原始发射的多个数据符号的至少近似。替代地或另外，从2D信道状态信息或2D信道状态信息中的一些或全部导出的命令可发送到发射器，且用以预编码极化流可识别的直接OTFS数据和导频突发中的至少一些以预先补偿减弱的数据信道。
发射器预编码方法
如先前论述，其中使用多个发射天线使所发射无线波束的空间方向性成形(例如，选择何种方向将得到所发射无线波形的峰和零值)的MIMO应用是此项技术中众所周知的。类似地，其中使用多个接收天线使接收灵敏度中的空间方向性成形(例如，选择何种方向将得到增强的灵敏度[峰]以及何种方向将趋于得到减弱的灵敏度[零值])的MIMO应用是此项技术中众所周知的。常常可使用先前论述的相位角调整方法来完成此波束成形。
此处不否认这些方法。实际上在一些实施例中，先前论述的2D信道状态和预编码方法可进一步用以使由T个唯一经配置发射天线发射的无线波形的空间方向性成形。替代地或另外，2D信道状态信息和先前论述的2D信道状态辅助解卷积方法也可用以使由R个唯一经配置接收天线接收的无线波形的空间方向性成形。
作为一个实例，此空间方向性可通过使用发射器处理器调整由T个唯一经配置发射天线发射的无线波形的相对相位或角度中的任一者来实现。替代地或另外，由R个唯一经配置接收天线接收的无线波形的空间方向性可通过使用接收器处理器监视由R个唯一经配置接收天线接收的无线波形的相对相位或角度来实现。
高级发射器预编码方法
在一些实施例中，其中系统尝试利用数据信道的底层结构(例如，各种反射器的位置、其它信道缺陷)同时发射多于一个数据流，也可能需要还使用多个发射和接收天线来控制无线天线波束的方向性(在发射或接收端)。
此处，发射流可识别的OTFS数据和导频突发仍将是有用的，但如果需要使用多个天线来控制波束的方向性，那么在优选实施例中，发射发射天线可识别的信号可能不是合意的。实际上，在一些实施例中，发射器处理器可通过多于一个天线以不同天线之间的变化的相位延迟或调整同时发射相同流可识别的OTFS数据和导频突发，因此提供方向性。同一原理也可由接收器使用。
在本发明的这些实施例中，发射器未将流可识别的直接OTFS数据和导频突发配置为天线可识别的和或天线特定的。实际上，每一不同发射天线可沿着所述至少一个流可识别的无线OTFS导频符号波形发射无线OTFS数据符号波形的至少一个流(例如，常常多于一个流)。
举例来说，在此类实施例中，每一发射天线可根据各种发射天线特定的相位或功率设定将无线OTFS数据符号波形的至少一个流连同至少一个流可识别的无线OTFS导频符号波形一起发射。这实际上进而使由发射所述特定流的那些发射天线发射的无线波形的空间方向性成形。
OTFS波形结构和OTFS突发结构的进一步细节
可使用多种方法产生OTFS波形。此处主要准则是每一数据符号以无损且可逆方式跨越多个可识别的(例如，通常相互正交)波形分布于根据无线多维数据信道的时间延迟和多普勒移位信道响应参数选择的多个不同时间和不同频率上。
在一些实施例中，可根据专利申请US 61/349,619、US 13/177,119、US 13/430,690和13/927,091以及美国专利8,547,988和8,879,378中先前论述的方法产生且结构化OTFS波形突发；以上所有申请的完整内容以全文引用的方式并入本文中。下文论述这些实施例中的一些实施例的一些具体实例。
图6示出了可用于实施发射一系列N个连续OTFS波形突发的OTFS发射器的一种类型电路(母代申请13/430,690中先前称为块)的实例。在一些实施例中，所述发射器可进一步并入预均衡步骤以预先补偿各种通信信道减损，例如回声反射和频率移位。
此发射器可包括较多数字定向计算端(例如，先前论述的102p)(其可使用处理器和存储器)以及较多模拟信号定向调制端(先前论述102c)。在数字端(102p)，可为微处理器、数字信号处理器或其它类似装置的电子电路将接受数据矩阵[D](603)作为输入，且可产生或接受[U1](604)(例如，DFT/IDFT矩阵)和[U2](605)(例如，如在别处论述的编码矩阵U)矩阵以及排列方案P作为输入，如此处和再次以引用的方式并入本文中的母代申请13/117,119中以及文档中稍后的实例中先前描述。数字区段将随后产生在'119中称为TFSSS矩阵(且此处称为OTFS矩阵)的事物以及替代地可被称为OTFS(时间/频率移位)矩阵的事物。一旦产生，便可常常通过首先从OTFS矩阵选择一列N个元素，并且然后向下扫描此列且根据各种时间方案挑选出个别元素(606)而选择来自此矩阵的个别元素。举例来说，在一些实施例中，每个时间块将选择仅一个新元素。也可使用其它扫描方案，例如基于每时间间隔每列的基础发送矩阵，其中列的N个元素在例如OFDM窄带副载波等N个不同窄带副载波上同时发射。
因此每个连续时间切片，来自OTFS矩阵(608)的至少一个元素可用以控制调制电路(102c)。在本发明的一个实施例中，调制方案将为其中将至少一个元素分成其实数和虚数分量，切短且过滤，并且然后用以控制正弦和余弦产生器的操作，从而产生复合模拟波形(620)的方案。到整个原始NxN数据符号矩阵[D]发射的时候的净效应是以N2个求和符号加权的经循环时间移位且经循环频率移位波形的形式发射数据，其经结构化为N个复合波形突发。在图6中所示的实例中，在N个时间块上在N个连续波形突发上发射数据。然而如在别处论述，其它方案也是可能的，例如其中一些复合波形经转置到不同频率范围且同时并行地发射的方案。一般来说可在N个时间块或频率块的任何组合上发射复合波形。
在一些实施例中，在发射器端，微处理器控制的发射器可通过重新封装或分布符号到各种N·N矩阵[D]的各种元素中而封装一系列不同符号“d”(例如，d1、d2、d3...)以用于发射，例如将d1指派给[D]矩阵的第一行和第一列(例如，d1＝d0,0)，将d2指派给[D]矩阵的第一行第二列(例如，d2＝d0,1)等等，直到[D]矩阵的所有N·N个符号完整为止。此处，一旦我们用完将发射的d个符号，便可将剩余[D]矩阵元素设定成0或指示空输入的其它值。
用作用于发射数据的主要基础的各种主要波形(此处将称为“音调”以示出这些波形具有特征正弦波形状)在一些实施例中可由N·N逆离散傅立叶变换(IDFT)矩阵[W]描述，其中对于[W]中的每一元素w，
Figure BDA0001242723760000371
或替代地
Figure BDA0001242723760000372
或
Figure BDA0001242723760000373
因此[D]中的个别数据元素d通过矩阵乘法运算[W]*[D]而经变换且分布作为各种基本音调w的组合，从而产生数据矩阵的经音调变换且分布形式，此处由N·N矩阵[A]描述，其中[A]＝[W]*[D]。
为了产生本发明的N个经循环时间移位和N个经循环频率移位的波形，音调变换且分布的数据矩阵[A]接着可自身例如使用模块化算术或“时钟”算术而进一步排列，从而产生N·N矩阵[B]，其中对于[B]的每一元素，bi,j＝ai,(i+j)mod N。这可替代地表达为[B]＝Permute([A])＝P(IDFT*[D])。因此在一些实施例中，此时钟算术可控制循环时间移位和频率移位的模式。
在一些实施例中，单位矩阵[U]可随后用以对[B]运算，从而产生N·N发射矩阵[T]，其中[T]＝[U]*[B]，因此产生根据编码矩阵[U]确定的N个经循环时间移位和N个经循环频率移位波形的所有排列的N2大小集合。替代地，在这些实施例中，N·N发射矩阵[T]＝[U]*P(IDFT*[D])。此N·N发射矩阵可被视为对应于先前论述的发射器OTFS时间频率栅格。
在这些实施例中，常常基于每列的基础，N的每一个别列可由发射器处理器和发射器使用以进一步调制频率载波(例如，如果我们在1GHz左右的频率范围内发射，那么载波将设定于1)，且N·N矩阵[T]的具有N个元素的每一列可因此针对每一数据符号产生N个符号加权的经循环时间移位且经循环频率移位的波形突发。在这些实施例中，发射器每次发射来自[T]的一列的N个符号加权的经循环时间移位且经循环频率移位的波形的总和作为例如在时间数据块上的复合波形，因此产生波形“突发”。
替代地发射器可改为使用不同频率载波用于[T]的不同列，且因此例如在一个频率载波上发射[T]的一个列，且同时在不同频率载波上发射[T]的不同列，因此同时发射更多数据，但为了这样做当然使用更多带宽。使用不同频率载波同时发射[T]的多于一个列的此替代方法将被称作频率块，其中每一频率载波突发视为其自身的频率块。
因此，在一些实施例中，由于N·N矩阵[T]具有N列，因此发射器将在N个时间块或频率块的任何组合上发射N2个求和符号加权的经循环时间移位且经循环频率移位的波形，其经结构化为N个复合波形突发。
图7示出了可用于实施OTFS接收器的电路(例如104c)的实例。如先前论述，此接收器将通常由接收器处理器(104p)和相关联存储器控制，以使得接收器可根据先前描述的OTFS接收器区间结构在多个时间和频率同时跟踪传入的OTFS波形，以及任选地还监视多个天线上的极化、多个天线上的波形相位或多个天线上的入射方向中的任一者，且将结果发送到接收器处理器和存储器以用于进一步分析，如本说明书中在别处所论述。
在接收器侧上，发射过程基本上反转。此处举例来说，微处理器控制的接收器将当然按所述特定应用需要在各种时间块或频率块上接收各种列[T](例如，接收N个复合波形突发，也被称作N个符号加权的经循环时间移位且经循环频率移位的波形突发)(702)进入各种OTFS时间频率接收器区间中。如果例如存在大量可用带宽且时间是重要的，那么发射器将发射且接收器将接收数据作为多个频率载波上的多个频率块。另一方面，如果可用带宽更有限，和/或时间(等待时间)较不重要，那么实际上发射将在多个时间块上发射且接收器将在多个时间块上接收。
应注意如先前论述，接收器区间结构可常常比底层OTFS N·N发射或接收矩阵更精细(例如，更高分辨率)。根据本发明，此较高分辨率将通常用于2D信道状态表征、解卷积数据信道减损及类似物。一旦先前描述的2D信道状态方法用以根据接收器区间结构清理所接收数据，那么来自经清理接收器区间(704)的数据可随后映射(通常使用接收器处理器)到N·N接收矩阵[R]中，且如下文所论述提取原始发射的数据。
因此接收器有效地调谐到一或多个频率载波中，且在所述特定应用的时间和频率块集合的数目上最终接收来自原始N·N发射矩阵[T]的数据或系数进入接收器区间结构中，使用2D信道效应清理此数据，并且然后将经清理数据映射到N·N接收矩阵[R]中，其中[R]类似于[T]，但由于各种剩余通信减损而可能不相同。
在一些实施例中，微处理器控制的接收器可随后通过反向模仿原始发射过程的一系列步骤而反转发射过程。N·N接收矩阵[R]可首先通过逆解码矩阵[UH]而经解码，从而产生原始排列矩阵[B]的近似版本，此处称为[BR]，其中[BR]＝([UH]*[R])。
接收器随后例如可进行逆时钟运算以从经循环时间移位且经循环频率移位波形(或音调)回推数据，方法是通过对N·N[BR]矩阵的元素进行逆模数数学或逆时钟算术运算，从而针对N·N[BR]矩阵的每一元素bR产生
Figure BDA0001242723760000391
这产生数据矩阵[A]的经音调变换且分布的形式的“去循环时间移位且去循环频率移位”版本，此处称为[AR]，替代地，[AR]＝逆排列([BR])或[AR]＝P-1([UH]*[R])。
在一些实施例中，接收器处理器(104p)可随后通过使用(例如)原始傅里叶逆变换矩阵(IDFT)的N·N离散傅立叶变换矩阵DFT分析[A]矩阵，而进一步从[AR]矩阵提取原始数据符号d的至少近似。
此处，对于每一所接收符号dR，dR是N·N接收数据矩阵[DR]的元素，其中[DR]＝DFT*AR，或替代地[DR]＝DFT*P-1([UH]*[R])。
因此原始N2求和符号加权的经循环时间移位且经循环频率移位的波形连同OTFS导频波形突发一起根据发射器OTFS栅格而发射。在发射期间，所有波形突发经受如先前描述的各种数据信道减损。接收器根据接收器区间结构接收各种OTFS波形突发，且使用OTFS导频波形突发以确定数据信道的2D信道状态。接收器可随后使用此2D信道状态进一步清理(解卷积)所接收OTFS数据突发，并且然后将解卷积OTFS数据突发映射回到接收器N·N接收矩阵[R]中。
替代地，在一些实施例中，这些“音调”可为窄带副载波，例如OFDM副载波。替代的可使用编码和解码方案以使得例如可在N个时间周期上在M个窄带副载波上发射N x M数据矩阵。
一旦这发生，接收器处理器和存储器就可使用对应解码矩阵UH(也表示为[UH])来完成从所接收OTFS符号回推原始数据的过程。此处接收器(例如，接收器的微处理器和相关联软件)可使用此解码矩阵[UH]来重构一或多个原始发射的N·N符号矩阵[D](或这些所发射符号的至少近似)中的各种发射符号“d”。

Claims (30)

1.一种自动获取减弱的数据信道的2D信道状态的方法，所述减弱的数据信道连接至少一个发射器和至少一个接收器
其中所述至少一个发射器在时间pt和频率pf的多个组合上发射直接OTFS导频突发，所述直接OTFS导频突发包括作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)而发射的多个OTFS导频符号Ppt,pf，其中每一所述pt和pf是从二维导频OTFS时间频率栅格选出的唯一导频时间频率坐标，且所有所述OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)是从同一OTFS导频基础波形Wp的经时间和频率移位版本导出的相互正交的波形突发；
所述方法包括：
根据具有与所述OTFS时间频率栅格成比例的区间大小和区间坐标位置的至少二维导频OTFS时间频率区间结构接收至少所述导频突发；
其中在通过所述减弱的数据信道的传播后，所述直接OTFS导频突发中的至少某些直接OTFS导频突发直接从所述至少一个发射器行进到所述至少一个接收器，进而产生经发射器频率移位且经接收器频率移位的直接OTFS导频突发，且所述直接OTFS导频突发中的其它直接OTFS导频突发在到达所述至少一个接收器之前反射离开至少一个反射器，进而在所述至少一个接收器处产生进一步经反射器时间延迟且经反射器频率移位的复制OTFS导频突发；
其中在所述至少一个接收器处，任何所述经发射器频率移位且经接收器频率移位的直接OTFS导频突发以及任何所述复制OTFS导频突发的所得组合产生信道卷积OTFS导频突发；
所述接收至少所述导频突发包含使用所述区间结构接收所述信道卷积OTFS导频突发；以及
确定连接所述至少一个发射器和所述至少一个接收器的所述减弱的数据信道的所述2D信道状态。
2.根据权利要求1所述的方法，其中在发射之前，选择所述多个OTFS导频符号Ppt,pf以及二维导频OTFS时间频率栅格和区间结构以使得如果在由所述至少一个发射器发射之后，所述减弱的数据信道随后造成以第一时间频率坐标原始发射的所述OTFS导频符号波形突发Pt1,f1·Wp(t1,f1)中的至少一些被投影到以不同时间频率坐标以及与标称对应于所述OTFS导频符号波形突发Pt1,f1·Wp(t1,f1)的那些区间不同的区间原始发射的不同OTFS导频符号波形突发Pt2,f2·Wp(t2,f2)上，所述方法进一步包含：
检测所述投影中的至少一些。
3.根据权利要求2所述的方法，其中作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)发射的所述多个OTFS导频符号Ppt,pf包括作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)发射的至少一个非空OTFS导频符号Ppt,pf，其具有足够功率而可由所述至少一个接收器检测；以及以下各项中的任一者：
1:所述多个OTFS导频符号中的至少一些是既定产生从所述二维导频OTFS时间频率栅格选出的空的pt和pf唯一导频时间频率坐标的空导频符号，其中不发射波形突发；或
2:所述多个OTFS导频符号中的至少一些是既定产生从所述二维导频OTFS时间频率栅格选出的pt和pf唯一导频时间频率坐标的均匀背景的背景导频符号，所述方法进一步包含：
检测信道卷积非空OTFS导频突发到所述均匀背景上的投影。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述确定所述2D信道状态包含：使用至少一个2D脉冲响应以数学方式描述所述减弱的数据信道如何造成以第一时间频率坐标发射的所述OTFS导频符号波形突发Pt1,f1·Wp(t1,f1)中的至少一些被投影到以不同时间频率坐标以及与标称对应于所述OTFS导频符号波形突发Pt1,f1·Wp(t1,f1)的那些区间不同的区间原始发射的不同OTFS导频符号波形突发Pt2,f2·Wp(t2,f2)上。
5.根据权利要求4所述的方法，进一步包含使用来自多个所述区间的多个所述2D脉冲响应以至少部分地将所述2D信道状态描述为包括2D Z变换或其它2D变换中的至少一者的至少一个2D变换。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述2D信道状态包括用于所述减弱的数据信道的矩阵或其它数学变换，其描述由所述发射器发射的所有信号如何与来自所述发射器的由所述接收器接收的所有信号耦合。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述多个OTFS导频符号Ppt,pf是所述至少一个接收器已知的，且其中将所述多个OTFS导频符号进一步选择为以下各项中的任一者：包括二进制最大长度移位寄存器序列的一维或二维m序列，由Ppt,pf零值的区包围的差量值Pi,j，一维或二维Barker码，Costas阵列，Walsh矩阵，或经选择以促进获取所述2D信道状态的其它多个导频符号；且
其中所述区间具有与所述栅格的时间频率分辨率相比来说相等或更精确的时间频率分辨率。
8.根据权利要求1所述的方法，进一步包含：
通过所述减弱的数据信道发射多个数据符号，以还发射所述多个数据符号中的至少一些作为包括多个载运数据的波形突发的直接数据突发，且将所述直接数据突发连同所述直接OTFS导频突发一起发射到所述至少一个接收器；
其中所述直接数据突发也反射离开所述至少一个反射器，进而在所述至少一个接收器处产生包括经时间延迟且经反射器频率移位的直接数据突发的复制数据突发，且其中在所述至少一个接收器处，任何所述经发射器频率移位且经接收器频率移位的直接数据突发以及复制数据突发的所得组合产生信道卷积数据突发；以及
使用所述2D信道状态进一步执行以下各项中的至少一者：
a)在所述至少一个发射器处预编码所述直接数据突发中的至少一些以预先补偿所述减弱的数据信道；以及
b)在所述至少一个接收器处对所述信道卷积数据突发中的至少一些进行解卷积，进而导出所述多个数据符号的至少近似。
9.根据权利要求8所述的方法，其中至少所述数据符号进一步布置于二维OTFS数据时间频率栅格的符号帧部分中，所述符号帧为至少所述数据符号的NxN或NxM帧，N和M均为大于1的整数；
其中基于每符号帧，使用无损且可逆变换跨越所述符号帧中的至少所有数据符号扩展来自至少每一数据符号的信息，进而产生包括多个OTFS符号和对应OTFS变换直接数据突发的对应OTFS帧；
所述方法进一步包含：
基于每OTFS帧而接收所述信道卷积OTFS变换数据突发；
基于每OTFS帧对所述多个OTFS符号进行解卷积，进而产生所述OTFS帧的近似；
从所述OTFS帧的所述近似提取至少复制数据符号。
10.根据权利要求8所述的方法，其中所述直接数据突发发射所述多个数据符号中的至少一些作为直接OTFS数据突发，所述直接OTFS数据突发包括在时间dt和频率df的多个组合上作为OTFS数据符号波形突发Ddt,df·Wd(dt,df)发射的多个OTFS数据符号Ddt,df，其中每一所述dt和df是从二维OTFS数据时间频率栅格选出的唯一数据时间频率坐标(dt，df)，且所有所述OTFS数据符号波形突发Ddt,df·Wd(dt,df)包括通过从同一OTFS数据基础波形Wd的经时间和频率移位版本导出的相互正交波形突发发射的原始发射OTFS数据符号Ddt,df，且其中每一数据符号分布于多个OTFS数据符号Ddt,df上；
其中所述信道卷积数据突发是信道卷积OTFS数据突发；
其中所述多个数据符号中的个别数据符号在发射之前在所述发射器处经编码为多个OTFS数据符号Ddt,df，所述编码经配置以使得所述接收器必须成功地接收多个OTFS数据符号Ddt,df以提供足够信息来确定所述个别数据符号；
其中所述多个所述OTFS数据符号波形突发Ddt,df·Wd(dt,df)是从同一OTFS数据基础波形Wd导出的相互正交波形突发；且
其中所述区间结构进一步涵盖所述二维OTFS数据时间频率栅格。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述OTFS数据符号波形突发Ddt,df·Wd(dt,df)和所述多个所述OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)是选自共同多个时间t和频率f，其中每一所述t和f是从二维OTFS时间频率坐标的共同栅格选出的唯一时间频率坐标(t，f)；
其中用于所述OTFS数据符号波形突发的所述时间频率坐标(td，fd)进一步选择为不与用于所述OTFS导频符号波形突发的所述时间频率坐标(pt，pf)重叠。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述OTFS数据OTFS数据符号波形突发Ddt,df·Wd(dt,df)以及作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)发射的所述多个OTFS导频符号Ppt,pf并不占据从所述二维OTFS数据时间频率栅格选出的所有唯一时间频率坐标(dt，df)。
13.根据权利要求11所述的方法，其中所述OTFS数据OTFS数据符号波形突发Ddt,df·Wd(dt,df)以及作为OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)发射的所述多个OTFS导频符号Ppt,pf并不全部以相同功率电平发射，而是一些OTFS数据符号波形突发或一些OTFS导频符号波形突发是以根据至少所述2D信道状态、到所述至少一个接收器的距离或所述至少一个接收器的灵敏度选择的功率电平而发送。
14.根据权利要求11所述的方法，其中用于所述OTFS数据符号波形突发的所述时间频率坐标(td，tf)进一步选择为围绕或邻近于用于所述OTFS导频符号波形突发的时间频率坐标(pt，pf)；且
其中所述OTFS导频基础波形Wp和所述OTFS数据基础波形Wd经选择为同一基础波形。
15.根据权利要求1所述的方法，其中所述减弱的数据信道是包括至少一个光纤的光纤数据信道、包括至少一个金属电导体的导电线数据信道，或包括流体的数据信道。
16.根据权利要求1所述的方法，其中所述减弱的数据信道是无线数据信道，所述发射器是无线发射器，所述接收器是无线接收器，所述反射器是进一步包括反射器速度的无线反射器，所述反射器频率移位是接收器速度多普勒移位，且所述至少一个反射器反射系数是反射器无线反射系数；
所述发射器具有发射器速度，且所述发射器频率至少部分地通过根据所述发射器速度变化的发射器多普勒移位而确定；
所述接收器具有接收器速度，且所述接收器频率至少部分地通过根据所述接收器速度变化的接收器多普勒移位而确定；
所述直接OTFS导频突发包括多个无线OTFS导频符号波形突发；且
其中所述2D信道状态包括关于由所述至少一个发射器、接收器和反射器的发射器多普勒移位、接收器多普勒移位、反射器多普勒移位以及反射器反射系数造成的相对位置、速度、速度引起的频率移位的信息。
17.一种自动获取减弱的数据信道的2D信道状态的方法，所述减弱的数据信道连接至少一个发射器和至少一个接收器
其中所述至少一个发射器在时间pt和频率pf的多个组合上发射直接OTFS导频突发，所述直接OTFS导频突发包括作为无线OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)而发射的多个OTFS导频符号Ppt,pf，其中每一所述pt和pf是从二维导频OTFS时间频率栅格选出的唯一导频时间频率坐标，且所有所述OTFS导频符号波形突发Ppt,pf·Wp(pt,pf)是从同一OTFS导频基础波形Wp的经时间和频率移位版本导出的相互正交的波形突发；
所述方法包括：
根据具有与所述OTFS时间频率栅格成比例的区间大小和区间坐标位置的至少二维导频OTFS时间频率区间结构接收至少所述导频突发；
其中在通过所述减弱的数据信道的传播后，所述直接OTFS导频突发中的至少某些直接OTFS导频突发直接从所述至少一个发射器行进到所述至少一个接收器，进而产生经发射器频率移位且经接收器频率移位的直接OTFS导频突发，且所述直接OTFS导频突发中的其它直接OTFS导频突发在到达所述至少一个接收器之前反射离开至少一个反射器，进而在所述至少一个接收器处产生进一步经反射器时间延迟且经反射器频率移位的复制OTFS导频突发；
其中在所述至少一个接收器处，任何所述经发射器频率移位且经接收器频率移位的直接OTFS导频突发以及任何所述复制OTFS导频突发的所得组合产生信道卷积OTFS导频突发；
所述接收至少所述导频突发包含使用所述区间结构接收所述信道卷积OTFS导频突发；以及
确定连接所述至少一个发射器和所述至少一个接收器的所述减弱的数据信道的所述2D信道状态；
其中所述2D信道状态包括关于由所述至少一个发射器、接收器和反射器的发射器多普勒移位、接收器多普勒移位、反射器多普勒移位以及反射器反射系数造成的相对位置、速度、速度引起的频率移位的信息。
18.根据权利要求17所述的方法，进一步包含通过使用所述至少一个无线发射器和至少一个处理器通过所述减弱的数据信道发射多个数据符号，以还将所述多个数据符号中的至少一些作为包括载运无线数据的波形突发的直接数据突发发射到所述至少一个无线接收器；
其中所述直接数据突发也反射离开所述至少一个无线反射器，进而在所述至少一个无线接收器处产生包括进一步经反射器时间延迟且经反射器速度多普勒移位的直接数据突发的复制数据突发，且其中在所述至少一个无线接收器处，任何所述经发射器多普勒移位且经接收器多普勒移位的直接数据突发以及复制数据突发的所得组合产生信道卷积数据突发；
使用所述2D信道状态和至少一个处理器进一步执行以下各项中的至少一者：
a)在所述至少一个无线发射器处预编码所述直接数据突发中的至少一些以预先补偿所述减弱的数据信道；以及
b)在所述至少一个无线接收器处对所述信道卷积数据突发中的至少一些进行解卷积，进而导出所述多个数据符号的至少近似；
其中所述数据符号和载运无线数据的波形突发是通过TDMA、GSM、FDMA、OFDM、CDMA、OTFS无线波形突发中的任一者或其它类型的无线波形突发而发射。
19.根据权利要求18所述的方法，其中至少所述数据符号进一步布置于二维OTFS数据时间频率栅格的符号帧部分中，所述符号帧为至少所述数据符号的NxN或NxM帧，N和M均为大于1的整数；
其中基于每符号帧，所述至少一个处理器使用无损且可逆变换跨越所述符号帧中的至少所有数据符号扩展来自至少每一数据符号的信息，进而产生包括多个OTFS符号和对应OTFS变换直接数据突发的对应OTFS帧；
其中所述至少一个无线接收器进一步基于每OTFS帧而接收所述信道卷积OTFS变换数据突发，且基于每OTFS帧对所述多个OTFS符号进行解卷积，进而产生所述OTFS帧的近似；
进一步使用所述至少一个处理器以及所述变换的逆从所述OTFS帧的所述近似提取至少复制数据符号。
20.根据权利要求18所述的方法，进一步包含在所述至少一个无线发射器处在至少一些直接数据突发的预编码中使用所述2D信道状态，以预先补偿所述减弱的数据信道。
21.根据权利要求18所述的方法，其中所述至少一个无线发射器发射所述直接OTFS导频突发作为极化直接OTFS导频突发，所述极化直接OTFS导频突发包括根据至少一个极化方向的极化无线OTFS导频符号波形突发；
所述至少一个无线反射器是更改极化的无线反射器，其根据第一反射器极化算子更改其反射无线OTFS波形突发的极化方向，进而产生包括所述极化直接OTFS导频突发的经极化移位时间延迟且经反射器多普勒移位的复制的复制极化OTFS导频突发；
所述至少一个无线接收器进一步经配置以检测其所接收无线波形中的极化方向；
且其中在所述至少一个无线接收器处，任何所述经发射器多普勒移位、经接收器多普勒移位以及接收器极化直接OTFS导频突发和复制极化OTFS导频突发的所得组合产生信道卷积极化OTFS导频突发；
接收所述信道卷积极化OTFS导频突发且检测其极化方向；
进一步使用所述信道卷积极化OTFS导频突发的所述极化方向来进一步确定所述减弱的数据信道的所述2D信道状态。
22.根据权利要求18所述的方法，其中所述直接数据突发是包括通过OTFS无线数据符号波形突发发射的OTFS数据符号的直接OTFS数据突发；
所述无线发射器具有T个唯一经配置发射天线，且所述无线接收器具有R个唯一经配置接收天线，T和R均大于1，且R大于或等于T；
所述无线发射器经配置以使用其T个发射天线在同一频率范围上同时发射流可识别的直接OTFS数据和导频突发的至多T个流，每一流可识别的直接OTFS数据和导频突发具有进一步经选择为流可识别的至少OTFS导频符号Ps,pt,pf；
其中在所述至少一个无线接收器天线Ra处，任何所述经发射器多普勒移位且经接收器多普勒移位的流可识别的直接OTFS数据和导频突发以及复制流可识别的直接OTFS数据和导频突发的所得组合产生接收天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发；
其中所述T个发射天线和R个接收天线经配置以使得所述R个接收天线接收具有可检测地不同的2D信道状态的不同接收天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发；
通过以下各项而进一步改善将所述至多T个数据流成功发射到所述无线接收器的效率：
在所述接收器处，使用所述R个接收天线接收所述天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发；
对于每一无线接收天线R和每一流可识别的多个OTFS导频符号波形，使用接收器处理器确定在所述接收天线处的所述2D信道状态，进而确定流特定的2D信道状态，且使用所述流特定的2D信道状态执行以下各项中的至少一者：
a)在所述至少一个发射器处预编码所述流可识别的直接OTFS数据和导频突发中的至少一些以预先补偿所述减弱的数据信道；以及
b)在所述至少一个接收器处对所述天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发中的至少一些进行解卷积，进而导出所述多个数据符号的至少近似。
23.根据权利要求22所述的方法，其中确定所述2D信道状态进一步包括使用至少一个2D脉冲响应以数学方式描述针对所述流可识别的直接OTFS数据和导频突发，以第一时间频率坐标发射的流1OTFS导频符号波形突发Ps1,t1,f1·Wp(tl,f1)如何根据所述减弱的数据信道的接收天线特定方面而投影到以不同时间频率坐标以及与通常对应于所述流1OTFS导频符号波形突发Ps1,t1,f1·Wp(tl,f1)的那些区间不同的区间原始发射的不同流2OTFS导频符号波形突发Ps2,t2,f2·Wp(t2,f2)上，进而针对每一流确定R个接收天线特定的2D脉冲响应；
且使用所述R个接收天线特定的2D脉冲响应在所述发射器处预编码所述流，或
对所述接收天线特定的信道卷积流可识别的OTFS数据和导频突发进行解卷积。
24.根据权利要求22所述的方法，其中所述T个唯一经配置发射天线中的至少一些是不同极化发射天线，且其中所述流可识别的直接OTFS数据和导频突发是根据不同极化方向由所述不同极化发射天线发射的极化流可识别的直接OTFS数据和导频突发；
所述至少一个无线反射器是更改极化的无线反射器，其根据第一反射器极化算子更改其反射无线OTFS波形突发的极化方向，进而产生包括所述极化流可识别的直接OTFS数据和导频突发的经极化移位时间延迟且经反射器多普勒移位的复制的极化流可识别的复制OTFS数据和导频突发；
所述至少一个接收器使其R个唯一经配置接收天线中的至少一些经配置以检测其所接收无线波形中的极化方向；
其中在所述至少一个无线接收器处，任何所述经发射器多普勒移位且经接收器多普勒移位的极化流可识别的直接OTFS数据和导频突发以及极化流可识别的复制OTFS数据和导频突发的所得组合产生天线特定的信道卷积流可识别的极化OTFS数据和导频突发；
进一步使用所述接收器的R个唯一经配置接收天线中的至少一些来接收且检测所述天线特定的信道卷积流可识别的极化OTFS数据和导频突发的所述极化方向；
针对每一无线接收天线Ra和每一流可识别的多个OTFS导频符号波形，使用接收器处理器确定在所述接收天线Ra处的所述2D信道状态，且使用所述2D信道状态执行以下各项中的至少一者：
a)在所述至少一个发射器处预编码所述极化流可识别的直接OTFS数据和导频突发中的至少一些以预先补偿所述减弱的数据信道；以及
b)在所述至少一个接收器处对所述天线特定的信道卷积流可识别的极化OTFS数据和导频突发中的至少一些进行解卷积，进而导出所述多个数据符号的至少近似。
25.根据权利要求22所述的方法，其中所述2D信道状态和所述预编码进一步用以使由所述T个唯一经配置发射天线发射的无线波形的空间方向性成形，或其中所述2D信道状态和所述解卷积用以使由所述R个唯一经配置接收天线接收的所述无线波形的空间方向性成形。
26.根据权利要求17所述的方法，其中所述至少一个发射器发送包括OTFS数据符号的OTFS无线数据符号波形突发并且包含T个唯一经配置发射天线，并且其中所述至少一个接收器包含R个唯一经配置接收天线，T和R二者均大于1，并且R大于或等于T；所述至少一个发射器经配置以使用其T个发射天线在同一频率范围上同时发射流可识别的直接OTFS数据和导频突发的至多T个流；
其中空间方向性是通过调整由所述T个唯一经配置发射天线发射的无线波形的相对相位或角度中的任一者而实现，或其中由所述R个唯一经配置接收天线接收的所述无线波形的空间方向性是通过监视由所述R个唯一经配置接收天线接收的所述无线波形的所述相对相位或角度而实现。
27.根据权利要求26所述的方法，其中所述至多T个流是在相同时间和频率范围上由通常共享的OTFS载波波形载运。
28.根据权利要求26所述的方法，其中每一所述流可识别的直接OTFS数据和导频突发不是天线可识别的且不是天线特定的，且每一发射天线将无线OTFS数据符号波形的至少一个流连同至少一个流可识别的无线OTFS导频符号波形一起发射。
29.根据权利要求28所述的方法，其中每一发射天线根据发射天线特定的相位或功率设定将无线OTFS数据符号波形的至少一个流连同至少一个流可识别的无线OTFS导频符号波形一起发射，进而使由发射所述流的那些发射天线发射的所述无线波形的空间方向性成形。
30.根据权利要求26所述的方法，其中所述流可识别的直接OTFS数据和导频突发也是天线可识别的且天线特定的，且每一发射天线将无线OTFS数据符号波形的天线特定流连同多个天线特定可识别的无线OTFS导频符号波形一起发射。
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