JP6654041B2 - エコー反射および周波数オフセットに耐性のある信号変調方法 - Google Patents

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関連出願の相互参照
本出願は、発明者Ｒｏｎｎｙ ＨａｄａｎｉおよびＳｈｌｏｍｏ Ｓｅｌｉｍ Ｒａｋｉｂによる２０１２年３月２６日出願の特許仮出願第６１／６１５，８８４号明細書「ＳＩＧＮＡＬ ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＭＥＴＨＯＤ ＲＥＳＩＳＴＡＮＴ ＴＯ ＥＣＨＯ ＲＥＦＬＥＣＴＩＯＮＳ ＡＮＤ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＯＦＦＳＥＴＳ」の優先権の利益を主張する。本出願はまた、発明者Ｓｈｌｏｍｏ Ｓｅｌｉｍ ＲａｋｉｂおよびＲｏｎｎｙ Ｈａｄａｎｉによる２０１２年３月２７日出願の米国特許出願第１３／４３０，６９０号明細書「ＳＩＧＮＡＬ ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＭＥＴＨＯＤ ＲＥＳＩＳＴＡＮＴ ＴＯ ＥＣＨＯ ＲＥＦＬＥＣＴＩＯＮＳ ＡＮＤ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＯＦＦＳＥＴＳ」の一部継続出願である。これら出願の両方とも、参照として本明細書に援用する。

本発明は、通信プロトコルおよび方法の一般分野にあり、より詳細には、エコー反射、周波数オフセット、および他の通信チャネル劣化に耐性のある、通信信号を変調する方法にある。

光ファイバ通信、電線またはケーブルをベースとする通信、無線通信など現代の電子通信は全て、信号を変調し、これらの信号をそれぞれ光ファイバ、電線／ケーブル、または無線媒体上で送出することによって動作する。これらの信号は、一般に光の速度またはそれに近い速度で伝搬するが、様々なタイプの劣化またはチャネル劣化に曝される可能性がある。たとえば、変調信号が光ファイバまたは電線／ケーブルの接合部に達すると常に、光ファイバまたは電線／ケーブル媒体によって、エコー信号が潜在的に生成される可能性がある。エコー信号はまた、ビルの側面や他の構造体など、無線反射面から無線信号が跳ね返るとき潜在的に生成される可能性がある。同様に、光ファイバまたは電線／ケーブルが、信号伝搬特性または周囲温度が多少異なるファイバまたはケーブルの様々な領域を通過するとき、周波数シフトが発生する可能性があり、無線信号の場合、移動する車両との間で伝送される信号は、ドップラー効果を受けることがあり、やはり結果として周波数シフトが生じることになる。さらに、基本的な装置（すなわち、送信機および受信機）それ自体が、必ずしも常に完全に動作するとは限らず、同様に周波数シフトも生じる可能性がある。

これらのエコー効果および周波数シフトは望ましくなく、このようなシフトが大きくなり過ぎると、結果として、信号伝送の速度が低下し、ならびに誤り率が高くなる。したがって、このようなエコー効果および周波数シフトを低減するための方法は、通信分野において有用性が高い。

親出願第１３／１１７，１１９号明細書では、従来技術の方法で以前利用されていたものよりも広い範囲（たとえば、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、グローバル・システム・フォー・モバイル・コミュニケーションズ（ＧＳＭ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、または他の方法よりも広い範囲）の時間、周波数、およびスペクトル形状（波形）にわたってデータ・シンボルを拡散することによって動作する、無線信号変調の新規の方法が提案された。この新規の方法は、親出願第１３／１１７，１１９号明細書では「直交時間周波数シフトおよびスペクトル成形（ＯＴＦＳＳＳ）」と呼ばれたが、ここでは、それより簡略な「ＯＴＦＳ」の略語で指すことになり、これは、以前の方法よりも大きい「塊」すなわちフレームでデータを送信することによって動作することになる。すなわち、従来技術のＣＤＭＡまたはＯＦＤＭ法は、設定された時間間隔にわたって通信リンク上で「Ｎ」シンボルのユニットまたはフレームを符号化し、送信してもよいが、第１３／１１７，１１９号明細書の発明は、典型的にはＮ^２個のシンボルの最小ユニットまたはフレームに基づくことになり、しばしばこれらＮ^２個のシンボルを、さらに長い期間にわたって送信することになる。ＯＴＦＳ変調を用いる場合、伝送される各データのシンボルまたは要素が、時間、周波数、およびスペクトル形状において、従来技術の方法の場合よりもはるかに広い範囲に拡散される。結果として、受信機端では、任意の所与のデータ・シンボルの値を分解し始めるのに時間が長くかかることになるが、それというのも、Ｎ^２個のシンボルのフル・フレームが受信されるとき、このシンボルを徐々に組み立てるか、または累積しなければならないからである。

あるいは、親出願第１３／１１７，１１９号明細書では、無線組合せの時間、周波数、およびスペクトル整形通信法が教示されており、この方法では、Ｎ×Ｎ（Ｎ^２）の畳み込み単位行列（データ・フレーム）でデータが伝送された。ここで一般に、Ｎの拡散時間間隔（それぞれがＮタイム・スライスからなる）にわたって、Ｎ^２個のデータ・シンボル全てが受信されるか、または何も受信されない。伝送プロセスにおける時間、波形、およびデータ・シンボルの分散を決定するために、Ｎ^２個のサイズのデータ・フレーム行列を、第１のＮ×Ｎ時間／周波数シフト行列で乗算し、置換し、次いで第２のＮ×Ｎスペクトル整形行列で乗算し、それにより、結果として生じるＮ×Ｎ行列全体（第１３／１１７，１１９号明細書ではＴＦＳＳＳデータ行列と呼ばれる）にわたって各データ・シンボルを混合する。次いで、このＮ^２個のＴＦＳＳＳデータ行列からの列が、タイム・スライス毎に１つずつの要素が選択され、変調され、送信された。受信機では、複製のＴＦＳＳＳ行列が再構築され、畳み込みを解き、データを示した。

本出願では、初期のＯＴＦＳ変調方式試験を修正し、拡張して、さらなるタイプの通信媒体（すなわち、光、電線／ケーブル、ならびに無線）をより完全に対象としてきた。さらに、初期のＯＴＦＳ概念も拡張し、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を利用する、どの程度高度な信号変調方式が、幅広い状況においてチャネル劣化を訂正するのに非常に有用になる可能性があるのか、より詳細に研究してきた。

この初期の１１９号明細書のＯＴＦＳ概念の拡張によれば、実施形態によっては、本発明が、エコー反射および周波数オフセットといった信号劣化の影響についての自動補償を可能にするように変調された信号を使用する複数のデータ・シンボルを伝送する方法でもよい。この方法は一般に、この複数のデータ・シンボルを、１つまたは複数のＮ×Ｎシンボル行列に分散するステップと、これら１つまたは複数のＮ×Ｎシンボル行列を使用して送信機の信号変調を制御するステップとを含むことになる。ここで、送信機では、各Ｎ×Ｎシンボル行列について、送信機は各データ・シンボルを使用してＮ個の波形を重み付けする。これらＮ個の波形は、符号化行列Ｕによって決定されたＮ個の、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形の、置換全てのＮ^２個のサイズのセットから選択される。最終的な結果として、各データ・シンボルについて、Ｎ個のシンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形が生成される。一般に、この符号化行列Ｕは、対応する復号化逆行列Ｕ^Ｈを有するＮ×Ｎユニタリ行列になるように選択される。実質的に、この制約条件は、符号化行列Ｕが、最終的に復号化できる結果を生成することを意味する。

やはり送信機において、Ｎ×Ｎのシンボル行列での各データ・シンボルについて、送信機は、対応するＮ個のシンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を合計することになり、全体Ｎ×Ｎシンボル行列がそのように符号化される時点までに、Ｎ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を生成することになる。

次いで、送信機は、Ｎ個の合成波形として構成された、これらＮ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を、任意の組合せのＮ個の時間ブロックまたは周波数ブロックにわたって送信することになる。

この送信を受信し、復号化するために、送信されたＮ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形が、続いて、対応する復号化行列Ｕ^Ｈによって制御される受信機によって受信される。次いで、受信機は、この復号化行列Ｕ^Ｈを使用して、様々なＮ×Ｎのシンボル行列において元のシンボルを再構成することになる。

送受信のこのプロセスは、通常、信号送信機の畳み込み部および変調部を制御する、マイクロプロセッサ付き、デジタル信号プロセッサ付き、または他の電子回路など、様々な電子装置によって実行されることになる。同様に、受信および復調するプロセスはまた一般に、信号受信機の復調部、累積部、およびデコンボリューション部を制御する、マイクロプロセッサ付き、デジタル信号プロセッサ付き、または他の電子回路に依存することになる。無線の送受信機が議論に向いていることが多いので、この明細書では無線の例がしばしば使用されることになるが、これらの例は限定されるものではないことを理解されたい。代替実施形態において、送受信機は、光／光ファイバ送受信機、電線もしくはケーブルの送受信機、または他のタイプの送受信機でもよい。原理的に、音響信号など標準的でない信号伝送媒体も、この方法を使用して実施することができる。

前述の通り、様々な波形を送信するのに使用される媒体（たとえば、光、電気信号、または無線信号）はどうであれ、これらの波形は、エコー反射や周波数シフトなど様々な信号劣化によって歪み、または劣化することがある。結果として、受信機はしばしば、元の信号が歪んだ形で受信する。ここで、本発明では、このような歪みを検出し、それを訂正するのに、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形が特に有用であるという考えを用いる。

通信信号が、その通信媒体を介して（しばしば光速または光速に近い）有限の速度で伝搬し、また元の送信機から受信機までの距離が、通常、送信機とエコーが生成される場所との間の距離、およびエコーが生成される場所と受信機との間の距離とは実質的に異なるので、エコー反射の正味の影響は、受信機において、元の送信波形と、この元の波形の時間シフトされたバージョンの両方が受信され、その結果、歪んだ合成信号が生じることである。

しかし、周期的に時間シフトされた波形を使用することにより、受信機における時間デコンボリューション装置が、波形の周期的に時間変化するパターンを分析し、繰返しパターンを決定し、これらの繰返しパターンを使用して、エコーで歪んだ信号を、様々な信号の時間シフトされた様々なバージョンに分解する助けとなる。時間デコンボリューション装置はまた、時間オフセット（または複数の時間オフセット）のうちのどの程度が、時間遅延したエコー信号を、元の信号または直接の信号に一致させることができるようにする必要があるのか決定することができる。この時間オフセット値は、ここでは時間デコンボリューション・パラメータと呼ばれるが、送信機と受信機に対するエコー地点の相対位置についての有用な情報を提供するとともに、送信機と受信機の間に生じる信号劣化のうちのいくらかをシステムが特徴付ける助けとなり得る。これにより、通信システムが、性能を改善するため、それ自体を自動的に最適化する助けとなり得る。

エコー反射に加えて、結果として１つまたは複数の周波数シフトが生じる可能性のある、他の信号歪みが発生する。ここで、理解し易い例として、ドップラー・シフトの現象がある。ドップラー・シフトまたはドップラー効果は、電波送信機が電波受信機に近づいたり、それから遠ざかったりして移動するときに生じる電波の周波数の変化である。これらの周波数シフトは、たとえば、無線移動送信機が、静止している受信機に向かって、またはそれから遠ざかるように移動するときに発生することがある。無線移動送信機が、静止している受信機に向かって移動している場合、送信機が送信する無線の波形は高い方の周波数にオフセットされることになり、これにより、低い方の周波数で変調された信号を受信機が予想している場合には、混乱を引き起こす可能性がある。無線移動送信機が受信機に垂直に移動し、また（ビルなどの）エコー源が無線移動送信機の経路内に存在する場合は、はるかに混乱させる結果が生じる可能性がある。ドップラー効果により、エコー源は、元の信号が（より高い周波数に）青方偏移したバージョンを受信し、元の信号が（より高い周波数に）青方偏移したこのバージョンを反射して、受信機に送る。結果として、受信機は、元の低い周波数での直接の無線波形と、元の無線波形の周波数が高い時間遅延したバージョンと、その両方を受信することになり、非常な混乱を引き起こす。

ここで、周期的に時間シフトされた波形、および周期的に周波数シフトされた波形を使用することにより、このタイプの問題を解決する助けとなることもあるが、それというのも、周期的な変化により、受信信号のどの部分が歪んでいたのか、ならびにどの程度の歪みが含まれていたのか、受信機が決定できるようにすることができる、重要なパターン・マッチング情報がもたらされるからである。ここで、これらの周期的に変化する信号により、受信機は、受信信号の２次元（たとえば、時間と周波数）デコンボリューションを実行できるようになる。たとえば、受信機の周波数デコンボリューション部は、波形の周期的な周波数変化パターンを分析し、周波数パターン・マッチングを実質的に実行し、歪んだ信号を、様々な信号の周波数シフトされた様々なバージョンに分解することができる。同時に、受信機のこの部分はまた、周波数オフセットのうちどの程度が、周波数歪みの信号を、元の信号または直接の信号に一致させることができるようにする必要があるのか決定することができる。この周波数オフセット値は、ここでは「周波数デコンボリューション・パラメータ」と呼ばれ、受信機に対する送信機の速度についての有用な情報を提供することができる。これにより、送信機と受信機の間で生じる、周波数シフト信号の劣化のある部分を、システムが特徴付ける助けとなり得る。

前述の通り、受信機の時間デコンボリューション部は、波形の周期的な時間変化パターンを分析し、やはり時間パターン・マッチングを実行し、エコーで歪んだ信号を、元の信号の時間シフトされた様々なバージョンに分解することができる。受信機の時間デコンボリューション部はまた、時間オフセットのうちどの程度が、時間遅延したエコー信号を、元の信号または直接の信号に一致させることができるようにする必要があるのか決定することができる。この時間オフセット値は、やはり「時間デコンボリューション・パラメータ」と呼ばれるが、またエコー地点の相対位置についての有用な情報も提供することができ、また、送信機と受信機の間で生じる信号劣化のある部分を、システムが特徴付ける助けとなり得る。

互いに対して異なる距離および速度で潜在的に存在する送信機、受信機、およびエコー源に適用されるとき、時間デコンボリューションと周波数デコンボリューション両方の正味の効果は、劣化したエコーおよび周波数シフトした通信信号を受信機が適切に解析できるようにすることである。

さらに、受信機において、歪んでいない形の元の送信信号から受信されるエネルギーが低くて、信号対雑音比が望ましくない場合でも、適切な時間オフセットおよび周波数オフセット、またはデコンボリューション・パラメータを適用することにより、信号の時間シフトおよび／または周波数シフトされたバージョンからのエネルギーは、普通なら雑音に寄与するはずであるが、代わりに信号に寄与するよう利用することができる。

前述の通り、時間および周波数のデコンボリューション・パラメータはまた、送信機および受信機に対するエコー地点の相対位置および速度、ならびに、送信機と受信機の間の様々な速度についての有用な情報をもたらすことができる。さらに、これらのパラメータにより、システムが、送信機と受信機の間で生じる信号劣化のある部分を特徴付ける助けになり、ならびに自動システム最適化法を支援する助けになり得る。

したがって実施形態によっては、本発明は、改良型の通信信号受信機のための方法を提供することもでき、ここで、エコー反射および周波数オフセットのうちの一方またはその組合せにより、エコー反射および周波数オフセットによる複数の信号の結果として、受信機が、以前に送信機から送信された、Ｎ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周波数シフトされた波形の時間および／または周波数がシフトされたバージョンを表す、時間および／または周波数の畳み込み信号を受信することになる。ここで、改善された受信機はさらに、様々なエコー反射および周波数オフセットを訂正するために、劣化した信号の時間および／または周波数のデコンボリューションを実行することになる。この改善された受信機の方法は、時間と周波数両方でデコンボリューションした結果（すなわち、質が高く、信号対雑音比が低い信号）、ならびに、自動通信チャネル最適化に加えて他の目的でも有用である、様々な時間および周波数のデコンボリューション・パラメータをもたらす。これら他の目的には、チャネル・サウンディング（すなわち、様々な通信システムの信号劣化を良好に特徴付けること）、様々な信号劣化による適応選択変調法、およびレーダー・システムでの改善も含まれ得る。

波形のブロックを送信する代替方法など、１１９号明細書のＯＴＦＳ法の他の拡張も議論することになる。

図１は、周期的に時間シフトされた波形を送信することが、様々なタイプのエコー反射を補償するために受信信号の時間デコンボリューションを受信機が実行する助けとなるのに、どのように有用になり得るかの一例を示す。 図２は、周期的に時間シフトされた波形と周期的に周波数シフトされた波形の両方を送信することが、エコー反射と周波数シフト（この例ではドップラー効果による周波数シフト）の両方を補償するために受信信号の時間と周波数の両方を受信機が実行する助けとなるのに、どのように有用になり得るかの一例を示す。 図３は、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を生成するのに使用してもよい、基本構成要素（基底ベクトル、データ・ベクトル、フーリエ・ベクトル、および送信ベクトル）のうちのいくつかの一例を示す。 図４は、データを符号化し、送信するのに使用してもよい、周期的に時間シフトおよび周波数シフトする送信方法の図を示す。 図５は、データを受信するのに使用してもよい、周期的に時間シフトおよび周波数シフトする受信方法の図を示す。 図６Ａは、送信機が送信した様々な合成波形ブロックを、一連のＮ個の連続した時間ブロック（すなわち中間には他のブロックが存在しない）として送信することができるか、あるいは、互いに異なるシンボル行列（場合によっては互いに異なる送信機からのものでもよい）からのブロックと時間インターリーブして送信することができるかを示す。あるいは、これらの波形ブロックは、１つまたは複数の非常に異なる周波数範囲に周波数を入れ替えてもよく、並行して同時に送信してもよい。 図６Ｂは、送信機が送信した様々な合成波形ブロックを、１つもしくは複数の相対的に広い周波数範囲で相対的に持続時間が短い時間ブロックとして送信することができるか、または、１つもしくは複数の相対的に狭い周波数範囲で相対的に持続時間が長い時間ブロックとして送信することができることを示す。 図７は、一連のＮ個の連続した時間ブロックを送信する送信機の一例を示す。実施形態によっては、送信機はさらに、プリエンファシスのステップを組み込んで、エコー反射や周波数シフトなど様々な通信チャネルの劣化を前置補償してもよい。 図８Ａは、エコー反射および周波数シフトの影響を数学的に補償する、改善された受信機の一例を示す。この時間および周波数のデコンボリューションの一連の演算操作により、エコー反射および周波数シフトが基本となる信号を歪ませる程度に関する情報をもたらすこともできるデコンボリューション・パラメータをさらに出力することができる。 図８Ｂは、時間および周波数のデコンボリューション装置を利用して、エコー反射および周波数シフトの影響を訂正する、改善された受信機の一例を示す。この時間および周波数のデコンボリューション装置により、エコー反射および周波数シフトが基本となる信号を歪ませる程度に関する情報をもたらすこともできるデコンボリューション・パラメータをさらに出力することができる。 図９Ａは、エコー反射および周波数シフトが、どのように送信信号を不鮮明にし、または劣化させ、または歪ませることがあるかの一例を示す。 図９Ｂは、このような歪みを訂正するのに使用してもよい、適応線形等価器の一例を示す。 図９Ｃは、このような歪みを訂正するのに使用してもよい、適応判定帰還型等化器の一例を示す。 図１０は、伝送中に信号が遭遇する可能性のある様々なエコー（時間シフト）および周波数シフトを視覚化する時間／周波数のグラフを示す。これは、チャネル・インパルス応答と呼ぶこともできる。 図１１は、適応判定帰還型等化器のフィード・フォワード（ＦＦ）部分が実行する機能の一例を示す。 図１２は、動作中の適応判定帰還型等化器のフィードバック（ＦＢ）部分の機能の一例を示す。 図１３は、インターリーブされた方式で様々な異なる時間ブロックを送信することが有用になる場合があることを示す。この方式では、Ｎ個のブロック全てを送信するのに必要な時間が、様々なデータ行列Ｄの間で変化することがあり、このインターリーブ方式は、様々な最適化方式に従って、Ｎ個のブロック全てを送信するのに必要な時間である待ち時間を考慮に入れるものである。

行列表記法：場所によっては、行列数学表記法を使用して複数のソフトウェア制御の送信機機能および受信機機能をより精密に表現できることをより良好に伝えるために、しばしば「Ｄ」、「Ｕ」などのＮ×Ｎ行列が、［Ｄ］または［Ｕ］などの行列の角括弧表記法を使用して表現されることになる。しかし一般に、角括弧表記法の有無を問わず、文中で具体的なＮ×Ｎ行列に言及する場合、その意図および結果は同じであることに留意されたい。角括弧の使用は、その具体的な行列（たとえば、Ｄまたは［Ｄ］）の基本となるＮ×Ｎ行列の性質を、最初に読み取る際により明らかにするための方法としてのみ意図されている。

親出願第１３／１１７，１１９号明細書で前述した通り、一実施形態では、ＯＴＦＳ法は、データ・シンボルの少なくとも１つのＮ×Ｎ行列（すなわち、データ［Ｄ］の１つのフレーム）を通信リンク上で伝送する方法であるとみなしてもよく、データの各フレームは、Ｎ^２個までのデータの要素またはシンボルの行列であり、Ｎは１よりも大きくなるはずである。この方法は一般に、両方とも通常はマイクロプロセッサ制御されたアナログおよびデジタルのハイブリッド無線送信機を得るステップと、１つの拡散時間間隔（すなわち、データの１つのブロックを送信するのに必要な時間）にわたってＮタイム・スライスの持続時間の基本波形から得られる固有の波形（対応する波形）に各データ要素を割り当てるステップとを含むはずであり、データ要素は、この基本波形の時間と周波数の周期的なシフトの組合せに特有のものである。この方法によれば、データ［Ｄ］のフレーム内の各データ要素は、その対応する波形で乗算され、Ｎ^２個の重み付けされた固有の波形を生成することになるはずである。ここで、１つの拡散時間間隔にわたって、次いで、データ［Ｄ］のフレーム内の各データ要素に対応するＮ^２個の重み付けされた固有の波形全てが同時に結合され、各連続時間拡散間隔において、Ｎタイム・スライスの持続時間の互いに異なる固有の基本波形を使用してもよい。

ここで、タイム・スライスの概念をあまり強調することはない。ここで、主な基準は、使用される波形に応じて、波形を送信するのに費やす時間（これまでＮタイム・スライスと呼ばれてきた）が、波形を完全に伝送するため、各波形に対して十分に長くなければならないことである。時間拡散間隔という１１９号明細書の考え方は、これらの波形を適切に伝送するのに必要な時間の長さとして理解することができる。これは、これまでＮタイム・スライスと同等であるとも呼ばれてきた。この技術において、ある時間ブロックのデータを送信するのに必要な時間に対応するものとして、これを理解してもよい。

１１９号明細書では、通常、各連続時間拡散間隔において、１組のＮの固有の波形を使用することになり、この１組のＮの固有の波形が、一般に正規直交基底を形成するはずであることが教示された。

１１９号明細書ではまた、このデータを受信するため、受信機は、通信リンク上でデータ［Ｄ］の少なくとも１つのフレームを受信するはずであり、データの前記フレームは、Ｎ^２個までのデータ要素の行列を含み、やはりＮは１よりも大きくなることが教示された。さらに受信機は、受信信号と、特定の時間拡散間隔において送信機によって各データ要素にこれまで割り当てられていたＮ^２個の波形全てのセットとの相関をとり、Ｎ^２個のデータ要素の１つ１つについて固有の相関スコアを生成するはずである。次いで、各データ要素について、受信機は、Ｎの時間拡散間隔にわたってこれら相関スコアを合計することになる。次いで、これら相関スコアの合計により、データ［Ｄ］の少なくとも１つのフレームのＮ^２個のデータ要素が再生成されることになる。

より具体的には、第１３／１１７，１１９号明細書では、無線通信リンク上でデータ［Ｄ］の少なくとも１つのＮ×Ｎフレームを送信および受信する方法が教示された。ここで、データのフレームは、Ｎ^２個までのデータ要素の行列を含み、Ｎは１よりも大きくなる。ここで、データ［Ｄ］のフレームのデータ要素が畳み込まれ（本出願では、この代わりに代替用語「符号化される」が一般に使用されて、時間および周波数のデコンボリューション法のこの教示との混同を回避する）、その結果、送信されるときの各データ要素の値は、複数の無線波形上に拡散することになり、各波形は特有の周波数を有し、各波形は、データ・フレームからの複数のデータ要素から畳み込まれた（符号化された）結果を有することになった。１１９号明細書の方法では、複数の時点においてこの複数の無線波形の周波数を周期的にシフトすることによって畳み込まれた（符号化された）結果を送信することになり、その結果、各データ要素の値が、複数の時点において送信された、複数の周期的に周波数シフトされた波形として送信される。この方法はまた、複数の時点において送信された、この複数の周期的に周波数シフトされた波形を受信およびデコンボリューション（復号化）し、それにより、データ［Ｄ］の前記少なくとも１つのフレームの複製を再構築することになる。１１９号明細書ではまた、前記複数の周期的に周波数シフトされた波形のうち実質的に全てが送信および受信されるまで、この畳み込みおよびデコンボリューションが、データ［Ｄ］の任意のフレームの任意のデータ要素が完全な確度で再構築される保証を受けられないという制約条件が教示された。ここで、誤り訂正法が原理的に何らかの欠測データをもたらす可能性があるので、この制約条件はいくらか緩和される。しかし、波形の実質的に大部分を送信および受信しなければならないという、一般的な考えが依然として残る。

１１９号明細書ではまた、一般に、各データ要素（シンボル）に固有の波形が割り当てられることになり、この波形は、１つの拡散時間間隔にわたってＮタイム・スライスの持続時間の基本波形からしばしば得られ、データ要素は、前記基本波形の時間と周波数の周期的なシフトの組合せに特有のものであることが教示された。１１９号明細書ではまた、データ［Ｄ］のフレームからのこのデータ要素を、その対応する波形によってさらに乗算し、Ｎ^２個の重み付けされた固有の波形を生成するステップが教示された。１１９号明細書の実施形態によっては、１つの拡散時間間隔にわたって、データ［Ｄ］のフレーム内の各データ要素に対応するＮ^２個の重み付けされた固有の波形全てが、同時に結合されることになる。１１９号明細書ではまた、各連続時間拡散間隔において、Ｎタイム・スライスの持続時間の互いに異なる固有の基本波形を使用できることも教示された。一般に、各連続時間拡散間隔（たとえば、現在の命名法によれば時間ブロック）において、１組のＮの固有の波形を使用することができ、この１組のＮの固有の波形が正規直交基底を形成することになる。

本出願では、基本的な１１９号明細書のＯＴＦＳの考え方が一般化され、拡張されて、より具体的には、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされる波形を使用することの利点および適用例を示すことを特に強調している。これを実行するには、複合波形を生成するのに使用される行列計算、さらには基本となる周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされる波形の性質にあまり焦点を当てないことが有用である。結果として、本出願では、１１９号明細書での行列計算の議論は、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を生成する１つの特定の方法としては依然として有用ではあるが、初期の議論の各部分を反復することになるものの、あまり重視しないことになる。本発明の実施形態によっては潜在的に適している様々な例示的な行列計算法を、より完全に議論するために、参照として本明細書に援用されている第１３／１１７，１１９号明細書を参照されたい。

図１には、周期的に時間シフトされた波形を送信することが、様々なタイプのエコー反射を補償するために受信信号の時間デコンボリューションを受信機が実行する助けとなるのに、どのように有用になり得るかの一例が示してある。

ここで、様々な信号全てが、有限の速度（しばしば光速または光速に近い）で進むことを思い出されたい。図１では、無線送信機（１００）が、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた複雑な無線波形（１０２）を複数の方向に送信している。これらの信号によっては（１０４）、受信機（１０６）に直接向かうものもある。他の信号（１０８）は、ビル（１０７）などの無線反射器で反射する。これらの「エコー」反射（１１０）は、受信機（１０６）に到達するまで相対的に長い距離を進まなければならず、したがって時間遅延が生じる。結果として、受信機（１０６）は、元の信号（１０４）とエコー波形（１１０）の両方を合計した歪んだ信号（１１２）を受信する。

しかし、本発明は、周期的に時間シフトされた波形の送信に依存しているので、受信機での時間デコンボリューション装置（あるいは、時間等価器）（１１４）が、波形の周期的な時間変化パターンを分析し、実質的にパターン・マッチングを実行し、やや複雑で歪んだ信号を、様々な信号の時間シフトされた様々なバージョン、すなわち（１０４）に対応する（１１６）、および（１１０）に対応する（１１８）に分解することができる。同時に、時間デコンボリューション装置（１１４）はまた、時間オフセット（１２０）のうちどの程度が、時間遅延したエコー信号（１１８）、（１１０）を、元の信号または直接の信号（１１６）、（１０４）に一致させることができるようにする必要があるのか決定することができる。この時間オフセット値（１２０）は、ここでは時間デコンボリューション・パラメータと呼ばれるが、送信機と受信機に対するエコー地点の相対位置についての有用な情報を提供し、また送信機と受信機の間に生じる信号劣化のうちのいくらかをシステムが特徴付ける助けとなり得る。

図２には、周期的に時間シフトされた波形と周期的に周波数シフトされた波形の両方を送信することが、エコー反射と周波数シフト（この例ではドップラー効果による周波数シフト）の両方を補償するために受信信号の時間と周波数の両方を受信機が実行する助けとなるのに、どのように有用になり得るかの一例が示してある。

図２では、移動する無線送信機（２００）がまた、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた複雑な無線波形（２０２）を複数の方向に送信している。ここで話を簡単にするために、送信機（２００）は、受信機（２０６）に対して垂直に移動しているものと仮定する。したがって送信機は、受信機に向かって移動しているのでもなく、または受信機から離れるように移動しているのでもなく、したがって受信機（２０６）に対するドップラー周波数シフトは存在しない。

ここでまた、送信機（２００）は、ビル（２０７）などの無線反射器に向かって移動していると仮定する。したがって、元の無線波形（２０２）は、ドップラー効果により、反射器（２０７）に対して相対的に高い周波数にシフト（青方偏移）されることになる。

したがって、受信機（２０６）に直接向かうこれらの信号（２０４）は、この例では周波数シフトを受けないことになる。しかし、無線反射器、ここではやはりビル（２０７）で反射するドップラー・シフトされた無線信号（２０８）は、相対的に高い周波数にシフトした形で反射することになる。これら相対的に高い周波数にシフトした「エコー」反射（２１０）はまた、受信機（２０６）に到達するのに相対的に長い距離をさらに進まなければならず、したがって、また時間遅延が生じる。結果として、受信機（２０６）は、元の信号（２０４）と時間および周波数でシフトされたエコー波形（２１０）の両方を合計した、二重に歪んだ信号（２１２）を受信する。

しかし前述の通り、本発明は、周期的に時間シフトされた波形の送信に依存しているので、受信機での時間および周波数のデコンボリューション装置（あるいは、時間および周波数の適応等価器）（２１４）が、波形の周期的な時間変化および周波数変化のパターンを分析し、実質的にパターン・マッチングを実行し、非常に複雑で歪んだ信号を、様々な信号の時間シフトおよび周波数シフトされた様々なバージョン、すなわち（２０４）に対応する（２１６）、および（２１０）に対応する（２１８）に分解することができる。同時に、時間および周波数デコンボリューション装置（２１４）はまた、時間オフセット（２２０）および周波数オフセット（２２２）のうちどの程度が、時間遅延および周波数シフトしたエコー信号（２１８）、（２１０）を、元の信号または直接の信号（２１６）、（２０４）に一致させることができるようにする必要があるのか決定することができる。ここでは時間デコンボリューション・パラメータと呼ばれるこの時間オフセット値（２２０）、および、ここでは周波数デコンボリューション・パラメータと呼ばれるこの周波数オフセット値（２２２）は、送信機と受信機に対するエコー地点の相対位置についての有用な情報を提供し、また送信機と受信機の間に生じる信号劣化のうちのいくらかをシステムが特徴付ける助けとなり得る。

互いに対して異なる距離および速度で潜在的に存在する送信機、受信機、およびエコー源に適用されるとき、時間デコンボリューションと周波数デコンボリューション両方の正味の効果は、劣化した信号を受信機が適切に解析できるようにすることである。ここで、原信号において受信されるエネルギーが低すぎる場合でも、適切な時間および周波数のオフセットまたはデコンボリューション・パラメータを適用して、信号の時間および／または周波数がシフトしたバージョンからのエネルギーを原信号に加え、結果として、受信機において雑音が少なく信頼性が高い信号が得られる。さらに、時間および周波数のデコンボリューション・パラメータは、送信機および受信機に対するエコー地点の相対位置および速度、ならびに、送信機と受信機の間の様々な速度についての有用な情報をもたらすことができ、また送信機と受信機の間に生じる信号劣化のうちのいくらかをシステムが特徴付ける助けとなり得る。

したがって実施形態によっては、本発明は、改良型の受信機を実現するための方法でもよく、ここで、エコー反射および周波数オフセットのうちの一方またはその組合せにより、エコー反射および周波数オフセットによる複数の信号の結果として、受信機が、Ｎ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周波数シフトされた波形の時間および／または周波数がシフトされたバージョンを表す、時間および／または周波数の畳み込み信号を受信することになる。ここで、改善された受信機はさらに、前記エコー反射および周波数オフセットを訂正するために、時間および／または周波数の畳み込み信号に、時間および／または周波数のデコンボリューションを実行することになる。これにより、時間と周波数両方でデコンボリューションした結果（すなわち、通常はるかに質が高く、信号対雑音比が低い信号）、ならびに、これから論じるように複数の他の目的でも有用である、様々な時間および周波数のデコンボリューション・パラメータがもたらされる。

しかし、他の用途についてより詳細に論じる前に、まず様々な波形をより詳細に論じることが有用である。

本発明は一般に、複数のデータ・シンボルを、１つまたは複数のＮ×Ｎシンボル行列に分散するステップと、これら１つまたは複数のＮ×Ｎシンボル行列を使用して送信機の信号変調を制御するステップとによって生成される波形を利用する。ここで、各Ｎ×Ｎシンボル行列において、送信機は、各データ・シンボルを使用して、符号化行列Ｕによって決定されたＮ個の、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形の、置換全てのＮ^２個のサイズのセットから選択されたＮ個の波形を重み付けし、したがって、各データ・シンボルについて、Ｎ個のシンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を生成してもよい。この符号化行列Ｕは、対応する復号化逆行列Ｕ^Ｈを有するＮ×Ｎのユニタリ行列になるように選択される。この方法はさらに、Ｎ×Ｎシンボル行列での各データ・シンボルにおいて、Ｎ個のシンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を合計し、Ｎ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を生成してもよい。本発明によれば、送信機は、Ｎ個の合成波形として構成された、これらＮ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を、任意の組合せのＮ個の時間ブロックまたは周波数ブロックにわたって送信することになる。

複数の様々な方式を使用して、この方法を実装してもよいが、ここで、１１９号明細書でこれまで論じた方法のうちのいくつかを簡潔に見直すことが有用である。限定するものではないが、１１９号明細書の方法および方式により、本発明の変調方式を実装する１つの方法が提供される。

前述の通り、やはり参照として本明細書に援用される親出願第１３／１１７，１１９号明細書では、様々な波形を使用して、通信リンク上で、データ［Ｄ］（Ｎ^２個までのデータ・シンボルまたはデータ要素の行列からなる）の少なくとも１つのフレームを送受信することができる。ここで、各データ・シンボルを固有の波形に割り当ててもよく（対応する波形に指定してもよく）、この波形は基本波形から得られる。

たとえば、長さがＮタイム・スライス（本出願では、好ましい用語は、時間ブロックなどこの波形を送信するのに必要となる時間となる）の基本波形から得られる固有の波形（対応する波形）に各データ・シンボルを割り当てることにより、データ行列［Ｄ］のデータ・シンボルを、周期的に変化する時間および周波数のシフトのある範囲にわたって拡散してもよく、データ・シンボルは、この基本波形の時間と周波数の周期的なシフトの組合せに特有のものである。

１１９号明細書では、データ［Ｄ］のフレーム内の各シンボルが、その対応する波形で乗算され、一連のＮ^２個の重み付けされた固有の波形を生成する。１つの拡散時間間隔（または時間ブロック間隔）にわたって、データ［Ｄ］のフレーム内の各データ・シンボルに対応するＮ^２個の重み付けされた固有の波形全てが、同時に結合され、送信される。さらに、各連続時間拡散間隔（連続時間ブロック）において、長さ（または持続時間）が１つの時間ブロック（Ｎタイム・スライス）である互いに異なる固有の基本波形を使用してもよい。したがって、各連続時間拡散間隔において、１つの時間ブロックに対応する互いに異なる固有の基本波形を使用してもよく、このＮの固有の波形のセットが、一般に正規直交基底を形成する。実質的に、［Ｄ］の各シンボルは、Ｎ個の時間ブロック全てにわたって、あるいは時間ブロックおよび周波数ブロック（たとえば、割り当てられた周波数範囲）の何らかの組合せにわたって、（部分的に）何度も繰り返して送信される。

１１９号明細書では、時間の各時間ブロックわたってデータを受信するため、その具体的な時間ブロックにおいて、送信機によって各データ・シンボルにこれまで割り当てられたＮ^２個の波形全てのセットと受信信号が相関づけられる。（したがって、他の符号化／復号化法と同様に、ここでは、送信機が各データ・シンボルに割り当てることになるＮ^２個の波形のセットについての情報を受信機が有する）。この相関を実行すると、受信機は、Ｎ^２個のデータ・シンボルの１つ１つについて、固有の相関スコアを生成してもよい。このプロセスは、Ｎブロック全てが受信されるまで、時間ブロックおよび周波数ブロックの何らかの組合せにわたって繰り返されることになる。したがって、各データ・シンボルにおいて、Ｎ個の時間ブロックまたは周波数ブロックにわたって相関スコアを合計することにより、元のデータ行列［Ｄ］を受信機によって再構築することができ、この相関スコアの合計により、データ［Ｄ］のフレームのＮ^２個のデータ・シンボルが再生成されることになる。

１１９号明細書において、図３には、本発明に従ってデータを符号化および復号化するのに使用してもよい、基本構成要素（基底ベクトル、データ・ベクトル、フーリエ・ベクトル、および送信ベクトル）のうちのいくつかの一例が示してある。ここで、データ・ベクトル（３００）は、Ｎ×Ｎの［Ｄ］行列のＮ個のシンボル（しばしば、１つの行、列、または対角線）であると理解することができ、基底ベクトル（３０２）は、Ｎ×Ｎの［Ｕ_１］行列のＮ個のシンボル（しばしば、１つの行、列、または対角線）であると理解することができ、フーリエ・ベクトル（３０４）は、Ｎ×Ｎの［Ｕ_２］行列のＮ個のシンボル（しばしば、１つの行、列、または対角線）であると理解することができ、これらはしばしば、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）または離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）の行列となる。送信ベクトル（３０６）は、送信機の走査プロセスまたは選択プロセスを制御するものとして理解することができ、送信フレーム（３０８）は単位Ｔｍ（３１０）からなり、その単位のそれぞれが、実質的に時間ブロックまたは拡散時間間隔であり、それ自体が複数のタイム・スライスからなるものとみなしてもよい。したがって、送信ベクトルは、Ｎ個の単一に時間拡散間隔またはＮ個の時間ブロック（１２２）、（３１０）を含むものとして理解することができ、これは複数（Ｎ個など）のタイム・スライスからなる。

１１９号明細書とは対照的に、本発明の実施形態によっては、これらＮ個の時間ブロックのうちのいくつかを非連続的に送信してもよく、あるいはこれらＮ個の時間ブロックのうちのいくつかを、全く異なる周波数範囲に周波数シフトしてもよく、また、Ｎ個の時間ブロックの元のセットからの他の時間ブロックと並行して送信して、送信時間を速めてもよいことに留意されたい。これについては、後に、図６でより詳細に論じる。

ここで、これまで論じてきたように、基本となる周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形にさらに焦点を当てるため、親出願第１３／１１７，１１９号明細書においてこれまでより詳細に論じた態様など、適切な変調方式の一実施形態の詳細な態様が、しばしば一般化され、簡略化された形でも論じられることになる。したがって、たとえば、「Ｎ個の周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形の、置換全てのＮ^２個のセットから選択」この方法を実装する１つの方式は、少なくとも部分的には、任意選択の置換動作Ｐ、ならびに、１１９号明細書で論じ、ここ図３〜５で簡潔に見直したその他のステップに対応してもよい。さらに、Ｎ個の周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形の、置換全てのＮ^２個のセットは、たとえば、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列または離散逆フーリエ変換行列（ＩＤＦＴ）によって少なくとも部分的に記述されるものと理解してもよい。このＤＦＴおよびＩＤＦＴ行列を送信機が使用して、たとえば、一連の実数または複素数をとり、それらを変調して、一連の様々な波形にすることができる。

一例として、これらＮ個の周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を生成するために使用できる、ＤＦＴおよびＩＤＦＴ行列における個々の行は、フーリエ・ベクトルとして理解することができる。一般に、フーリエ・ベクトルは、次式のタイプの複素正弦波形を生成してもよい。

ここで、Ｎ×ＮのＤＦＴ行列において、ＸはＤＦＴ行列の行ｋ列Ｎにおけるフーリエ・ベクトルの係数であり、ｊは列番号である。このフーリエ・ベクトルの成果は、本発明での使用に適した、時間シフトされ、周波数シフトされた様々な波形をどのように生成できるかの一例とみなすことができるが、やはり、この具体的な例は限定的なものではない。

図３では、線（３１２）は、ここでは１つの時間ブロックに対応する拡散時間間隔Ｔ^ｍ（３１０）にわたって、各フーリエ・ベクトル波形（３０４）が明らかになることを示す。

図４には、データを符号化し、データを送信するために送信機が使用できる巡回畳み込み法の一例の図が示してある。１１９号明細書においてこれまで論じたように、特に、［Ｕ_１］が、周期的に置換された長さＮのルジャンドル数からなる場合、行列計算レベルでは、データを畳み込み、そのデータを走査するプロセスは、あるいは、基本となるデータの巡回畳み込みであると理解することができる。ここで、ｄ^０、ｄ^ｋ、ｄ^Ｎ−１は、［Ｄ］行列のデータ・ベクトル（３００）の成分のシンボルであると理解することができ、係数ｂ^ｍは、［Ｕ_１］行列の基底ベクトル（３０２）の成分を表すものと理解することができ、係数Ｘは、［Ｕ_２］行列のフーリエ・ベクトル（３０４）の成分を表すものと理解することができる。図４では、様々な［ｂ^ｍ＊Ｘ^ｋ］の合計を「合成波形」と呼ぶこともできる。したがって、各シンボルの完全な行列［Ｄ］は、最終的にＮ個の合成波形として送信されることになる。

図５には、本発明の第２の形態に従って受信データを復号化するために受信機が使用できる、巡回畳み込み法の図が示してある。やはり、１１９号明細書においてこれまで論じたように、［Ｕ_１］が、周期的に置換された長さＮのルジャンドル数からなる場合、データをデコンボリューションし、そのデータを再構築する行列計算プロセスは、受信機が使用する方法のうちのいくつかを表すが、あるいは、図４でこれまで畳み込まれた（符号化された）送信データの巡回デコンボリューション（巡回復号化）であると理解することができる。ここで、〜ｄ^０、〜ｄ^ｋ、〜ｄ^Ｎ−１は、［Ｄ］行列のデータ・ベクトル（４００）の成分の再構築されたシンボルであると理解することができ、係数ｂ^ｍは、［Ｕ_１］行列の基底ベクトル（３０２）の成分を表すものと理解することができ、係数Ｘは、やはり［Ｕ_２］行列のフーリエ・ベクトル（３０４）の成分を表すものと理解することができる。ここで、（Ｒ_ｍ）（４０２）は、受信機が受信し、復調した累積信号（２３０）の一部分である。

１１９号明細書では、主に、様々な波形が時間系列的に送信された例に焦点を当てたが、ここで、他の実現可能な手段について、より詳細に論じることにする。

図６Ａには、送信機（６００）が送信した様々な波形ブロックを、一連のＮ個の連続時間ブロック（すなわち、中間には他のブロックが存在しない）として送信できることが示してある。これらの連続時間ブロックは、隣接していてもよく（すなわち、様々な波形ブロックの間の時間ギャップが最小か、もしくは全くない）（６０２）、または散在していてもよい（６０４）（すなわち、様々な波形ブロック間に時間ギャップが存在し、実施形態によっては、同期、ハンドシェーキング、他の送信機の待受け、チャネル割当て、および他の目的にこのギャップを使用してもよい）。

あるいは、１つまたは複数の互いに異なるシンボル行列（６０６、６０８）からの（実施形態によっては、異なる送信機からのものでもよい）各ブロックと、隣接または散在するように（６１０）時間インターリーブして、様々な波形時間ブロックを送信することができる。

さらに他の代替形態では、様々な波形時間ブロックのうちのいくつかを、全く異なる周波数帯または周波数範囲にまで周波数を入れ替えてよい（６１２）、（６１４）、（６１６）。これによって送信時間を速めることができるが、なぜなら、ここで互いに異なる周波数ブロックとして同時に、複数の波形時間ブロックを送信することができるからである。（６１８）および（６２０）に示すように、このような複数周波数帯での送信は、隣接し、散在し、隣接インターリーブし、または散在インターリーブして実行することもできる。

ここで、（６２２）および（６２８）は、ある１つの時間ブロックを表し、（６２４）および（６３０）は、その次の時間ブロックを表す。ここで、以下に短く説明するように、互いに異なる周波数の搬送波によって信号を変調することにより、様々な周波数範囲（６１２）、（６１４）、（６１６）を形成することができる。したがって、たとえば、周波数範囲または周波数帯（６１２）は、１ＧＨｚの周波数の搬送波を変調することによって送信してもよく、周波数範囲または周波数帯（６１４）は、１．３ＧＨｚの周波数の搬送波を変調することによって送信してもよく、帯域（６１５）は、１．６ＧＨｚなどの周波数の搬送波を変調することによって送信してもよい。

あるいは、Ｎ個の合成波形は、それ自体これまで議論してきたＮ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形から得られるものであるが、少なくともＮ個の時間ブロックにわたって送信してもよい。これらＮ個の時間ブロックは、時間的に連続して（たとえば、６０２、６０４）送信してもよく、あるいは第２の互いに異なるＮ×Ｎシンボル行列からのＮ個の時間ブロックで時間インターリーブして送信してもよい。

図６Ｂには、送信機が送信した様々な合成波形ブロックを、１つもしくは複数の相対的に広い周波数範囲で相対的に持続時間が短い時間ブロックとして送信することができるか、または、１つもしくは複数の相対的に狭い周波数範囲で相対的に持続時間が長い時間ブロックとして送信することができることが示してある。

図６Ａとの違いに留意されたい。図６Ｂには、周波数帯域幅と時間の間のトレード・オフが示してある。（６４０）では、各周波数範囲（６１２）、（６１４）、および（６１６）において利用可能な帯域幅は相対的に広く、（６４２）では、各周波数範囲（６３２）、（６３４）、および（６３６）において利用可能な帯域幅は著しく狭い。ここで、本発明は、時間ブロック毎の時間を長くすることによって補償することができる。したがって、（６４０）においては、利用可能な帯域幅が高い場合、時間ブロック（６２２）および（６２４）を短くすることができ、（６４２）においては、利用可能な帯域幅が低い場合、合成波形を送信するのに必要な時間ブロック（６２６）は、それに応じて長くしなければならない。

次いで、図６Ａと６Ｂの両方において、基本搬送周波数が１つしかない場合、Ｎ個のブロック全てを、Ｎ個の時間ブロックとして時間的に連続して送信しなければならない。利用可能な複数の基本搬送周波数がＮ個未満の場合、Ｎ個の時間ブロックとＮ個の周波数ブロックとの何らかの組合せとして、Ｎ個のブロック全てを送信することができる。利用可能な基本周波数がＮ個以上の場合、Ｎ個の周波数ブロックとして１個の時間ブロックの持続時間にわたって、Ｎ個のブロック全てを送信することができる。

図７には、１１９号明細書でこれまで論じた送信機と同様の、一連のＮ個の連続した波形の時間ブロックを送信する送信機の一例が示してある。ここでまた、時間ブロックの長さは、１１９号明細書でこれまで論じたＮ個のタイム・スライスに対応する。この例は、限定的なものではないことに留意されたい。

この送信機は、よりデジタル指向の計算端末（７０１）、および、よりアナログ信号指向の変調端末（７０２）を備えることができる。デジタル端末（７０１）において、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、または他の同様の装置でもよい電子回路は、入力としてデータ行列［Ｄ］（７０３）を受け付けることになり、入力として［Ｕ_１］（７０４）（たとえば、ＤＦＴ／ＩＤＦＴ行列）および［Ｕ_２］（７０５）（たとえば、別に論じる符号化行列Ｕ）の行列、ならびに置換方式Ｐを生成し、または受け付けてもよい。この置換方式は、ここで、また参照としてやはり本明細書に援用されている親出願第１３／１１７，１１９号明細書でこれまで論じたものであり、ならびにこの文書において後に例として論じるものである。次いで、デジタル部は、１１９号明細書でＴＦＳＳＳ行列と呼んだもの、および、あるいはＯＴＦＳ（時間／周波数シフト）行列と呼ぶことができるものを生成することになる。いったん生成されると、しばしば、まずＴＦＳＳＳ行列からのＮ個の要素のうち１つの列を選択し、次いでこの列を下に走査し、個々の要素を一度に選定する（７０６）ことにより、この行列からの個々の要素を選択してもよい。一般に、時間ブロック毎に、１つの新規要素が選択されることになる。

したがって、連続したタイム・スライス毎に、ＴＦＳＳＳ行列（７０８）からの１つの要素を使用して、変調回路（７０２）を制御することができる。本発明の一実施形態では、この変調方式は、要素がその実数成分と虚数成分に分離され、分割およびフィルタリングされ、次いで、正弦および余弦発生器の動作を制御するために使用されて、合成アナログ波形（７２０）を生成する方式になる。元の全体Ｎ×Ｎデータ・シンボル行列［Ｄ］が送信される時間による正味の効果は、Ｎ個の合成波形として構成された、Ｎ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形の形式でデータを送信することである。図７に示した例では、Ｎ個の連続波形上でＮ個の時間ブロックにわたって、データが送信される。しかし、別に論じるように、合成波形のうちいくつかの波形が、互いに異なる周波数範囲に入れ替えられ、並行して同時に送信される方式など、他の方式も実現可能である。一般に、合成波形は、Ｎ個の時間ブロックと周波数ブロックの任意の組合せで送信してもよい。

したがって、この方式（やはりオーバヘッド効果を無視する）では、行列（７０８）の第１の列からの要素ｔ_１，１〜ｔ_ｎ，１を、第１の時間ブロックでの合成波形として送出することができる。行列（７０８）の第２の列からの次の要素ｔ_１，２〜ｔ_ｎ，２を、次の時間ブロックなどでの合成波形として送出することができる。

次いで、様々な波形が受信機まで進み、ここで復調され、次いでデータが再構築されてもよい。

実施形態によっては、送信機がさらに、プリエンファシス・ステップ（７０３）を組み込んでもよく、出力は、通常のＯＴＦＳ信号（７２０）またはプリエンファシスされたＯＴＦＳ信号（７３０）とすることができる。したがって、たとえば送信機の未補償の信号が特定のエコー反射および周波数シフトに曝されていることを受信機が検出する場合、受信機は、これらのエコー反射および周波数シフトに関係する訂正情報を送信機に送信することができ、次いで送信機は、プリエンファシス・ステップ（７０３）において、信号を成形して補償することができる。したがって、たとえばエコー遅延が存在する場合、送信機は、アンチエコー・キャンセル波形を有する信号を送出することができる。同様に、周波数シフトが存在する場合、送信機は、逆周波数シフトを実行して補償することができる。

図８Ａには、エコー反射および周波数シフトの影響を数学的に補償する、改善された受信機の一例が示してある。この時間および周波数のデコンボリューションの一連の演算操作により、エコー反射および周波数シフトが基本となる信号を歪ませる程度に関する情報をもたらすこともできるデコンボリューション・パラメータをさらに出力することができる。これは、ステップ（８０２Ａ）で動作するデコンボリューション装置または適応等価器によって実行することができる。

図８Ｂには、時間および周波数のデコンボリューション装置（８０２Ｂ）（図１および２でこれまで論じた装置（１１４）および（２２４）と同様である）を利用して、エコー反射および周波数シフトの影響を訂正する、改善された受信機の一例が示してある。この時間および周波数のデコンボリューション装置は、デコンボリューション・パラメータ（８０８）（図１および２でこれまで論じたデコンボリューション・パラメータ（１２０）、（２２０）および（２２２０）と同様である）をさらに出力することができ、このパラメータは、エコー反射および周波数シフトが基本となる信号（７２０）を歪ませた程度に関係する情報を提供することができる。

図８Ａおよび８Ｂでは、合成波形（７２０）は、送信されて以降、図１および２にこれまで示したように、様々なエコー反射および／または周波数シフトによって歪んできており、歪んだ波形（８００）が生成されるものと仮定する（ここでは、話を簡単にするために、単純なエコー遅延した歪みが示してある）。図８Ａでは、この影響が数学的に訂正されるが、図８Ｂでは、信号をきれいにするために、時間および周波数のデコンボリューション装置（８０２Ａまたは８０２Ｂ）（たとえば、適応等価器）が、歪んだ波形（８００）を解析し、元の合成波形が、Ｎ個の周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形から構成されたという知見の助けを借りて、どんな種類の時間オフセットおよび周波数オフセットが、歪んだ波形（８０２Ａまたは８０２Ｂ）のデコンボリューションを最も良好に実行して、元の波形（７２０）に近い姿に戻すことになるのか決定することができ、ここで、デコンボリューションされた波形が、波形（８０４）で表してある。図８Ｂの方式または実施形態では、次いで、このデコンボリューションされた波形が、図５にこれまで示した受信機（８０６）に供給され、次いで、前述の通りここで信号がさらに処理される。図８Ａの実施形態では、時間および周波数のデコンボリューションは、受信機（８０６）の内部で実行することができる。

このデコンボリューションを実行するプロセスにおいて、時間および周波数のデコンボリューション装置（８０２Ａもしくは８０２Ｂ）、または数学的なデコンボリューション・プロセスにより、１組のデコンボリューション・パラメータ（８０８）が生成されることになる。たとえば、元の波形（７２０）が、時間ｔ_{ｏｆｆｓｅｔ}だけオフセットされた単一のエコー反射のみによって歪み、元の波形（７２０）およびｔ_{ｏｆｆｓｅｔ}のエコー波形が受信機に到達する時点までに、結果として得られる歪んだ信号（８００）の９０％が元の信号波形で、１０％がｔ_{ｏｆｆｓｅｔ}のエコー波形である単純な場合には、デコンボリューション・パラメータ（８０８）は、９０％と１０％の信号両方を混合したもの、ならびにｔ_{ｏｆｆｓｅｔ}の値を出力することができる。通常はもちろん、実際に歪んだ信号（８００）は典型的に、複数の様々な時間および周波数オフセットされた成分からなり、ここでまた、これをきれいにすることに加えて、時間および周波数のデコンボリューション装置（８０２）がまた、様々な時間オフセット、周波数オフセット、および信号（８００）の様々な成分の百分率混合を報告することができる。

図６Ａおよび６Ｂでこれまで論じた通り、Ｎ個の時間ブロックでの様々な合成波形を、様々な方式で送信することができる。時間的に連続した送信、すなわち、第１のブロックと、それに続いて（しばしば、ハンドシェーキングまたは他の制御の信号用に任意選択として使用してもよい時間ギャップだけ離れて続いて）第２の時間ブロックと、次いで第３の時間ブロックに加えて、合成波形の様々なブロックを他の方式で送信することができる。

実施形態によっては、たとえば、複数の送信機および潜在的にやはり複数の受信機が存在するネットワークシステムでは、様々な送信機からのデータを、２つ以上の符号化法を使用して送信することが有用になる場合がある。ここで、たとえば、Ｎ個の時間ブロックの第１のセットが、第１のＮ×Ｎシンボル行列からの、また第１のユニタリ行列［Ｕ_１］を使用して第１の送信機からのデータ・シンボルを送信してもよい。Ｎ個の時間ブロックの第２のセットが、第２のＮ×Ｎシンボル行列からの、また第２のユニタリ行列［Ｕ_２］を使用して第２の送信機からのデータ・シンボルを送信してもよい。ここで、実施形態によっては、［Ｕ_１］および［Ｕ_２］は、同一でもよく、異なっていてもよい。第１の送信機からの信号は、様々な劣化（たとえば、様々なエコー反射、様々な周波数シフト）を受ける可能性があるので、周期的に時間シフトされ、周期的にシフトされた波形の方式によっては、他の方式よりも良好に動作する場合がある。ここで、これらの波形、ならびにこれまで議論したユニタリ行列［Ｕ_１］および［Ｕ_２］は、これら特定のエコー反射、周波数オフセット、およびシステムの他の信号劣化の特性、ならびに前記第１の送信機、前記第２の送信機、および前記受信機の環境に基づいて選択してもよい。

ここで、たとえば、図８に従って動作する受信機は、たとえばその特定のデコンボリューション・パラメータ（８０８）を使用して、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形の代替セットを提案してもよく、それにより、その環境での動作が非常に優れたものになる場合がある。次いで、受信機は、この提案（またはコマンド）を、それに対応する送信機に送信してもよい。このタイプの「ハンドシェーキング」は、任意のタイプの信号送信および符号化の所望の方式を使用して実行することができる。したがって、複数の送信機および受信機の環境では、各送信機は、その所期の受信機が、特定の送信機／受信機間の通信媒体の状況での固有の劣化に最も良好に耐えるよう、その信号を最適化しようと試みてもよい。

場合によっては、大量のデータを送信する前に、または所望の任意の時点において、所与の送信機および受信機は、様々なエコー反射、周波数シフト、ならびに、送信機および受信機のシステムと環境の他の劣化をより直接試験するよう選択してもよい。これは、たとえば、送信機に試験信号を送出させることによって実行することができ、ここで、複数のデータ・シンボルが既知の試験シンボルになるように選択され、受信機には分かっている（すなわち、これら特定の試験シンボルの記録を有する）。受信機は、どんな種類の信号を受信することになるのかを正確に分かっているので、一般に、その時間および周波数のデコンボリューション装置（８０２）を使用し、さらに一層正確な時間および周波数のデコンボリューション・パラメータ（８０８）を得るためのより良好な能力を有するようになる。これにより、システムは、エコー反射、周波数オフセット、ならびに、前記送信機および前記受信機のシステムと環境の他の信号劣化の特性を、さらに一層正確に決定できるようになる。さらにこれを使用して、状況に適したより最適な通信方式（たとえば、様々なＵ行列）にシフトするよう送信機に命令することができる。

実施形態によっては、送信機が無線送信機であり、受信機が無線受信機であり、周波数オフセットがドップラー効果に起因するものであるとき、デコンボリューション・パラメータ、すなわち、エコー反射および周波数オフセットの特性のより正確な決定をレーダー・システムで使用して、前記送信機および受信機の前記環境における、少なくとも１つの対象物の位置および速度を決定することができる。

例
［Ｄ］行列のＮ×Ｎシンボル全てが一杯になるまで、たとえばｄ_１を［Ｄ］行列の第１の行および第１の列に割り当て（たとえば、ｄ_１＝ｄ_０，０）、ｄ_２を［Ｄ］行列の第１の行および第２の列に割り当てるなどして（たとえば、ｄ_２＝ｄ_０，１）、各シンボルを再パッケージ化し、またはそのシンボルを様々なＮ×Ｎ行列［Ｄ］の様々な要素に分散することにより、マイクロプロセッサ制御の送信機は、送信用の一連の様々なシンボル「ｄ」（たとえば、ｄ_１、ｄ_２、ｄ_３．．．）をパッケージ化してもよい。ここで、送信すべきｄシンボルがなくなると、残りの［Ｄ］行列要素を、０またはヌル・エントリを示す他の値に設定することができる。

データを送信するための主要な基礎として使用される様々な原波形は、ここでは「トーン」と呼ばれて、これらの波形が特徴的な正弦形状を有することを示しているが、Ｎ×Ｎの離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）行列［Ｗ］で記述することができ、ここで、［Ｗ］内の各要素ｗについては、

あるいは、

または

である。したがって、［Ｄ］内の個々のデータ要素ｄは、行列乗算操作［Ｗ］＊［Ｄ］によって、様々な基本トーンの組合せとして変換され、分散されて、ここでＮ×Ｎ行列［Ａ］で記述されるトーンに変換されて分散された形式のデータ行列を生成する。ここで、［Ａ］＝［Ｗ］＊［Ｄ］である。

本発明のＮ個の周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を生成するために、トーンに変換されて分散されたデータ行列［Ａ］が、次いでモジュラ演算すなわち「時計」演算によってそれ自体がさらに置換されて、Ｎ×Ｎ行列［Ｂ］を作成する。ここで、［Ｂ］の各要素ｂについて、ｂ_ｉ，ｊ＝ａ_{ｉ，（ｉ＋ｊ）ｍｏｄ Ｎ}である。あるいは、これを［Ｂ］＝置換（［Ａ］）＝Ｐ（ＩＤＦＴ＊［Ｄ］）と表すことができる。したがって、時計演算は、周期的な時間および周波数のシフトのパターンを制御する。

次いで、前述のユニタリ行列［Ｕ］を使用して、［Ｂ］上で演算することができ、Ｎ×Ｎ送信行列［Ｔ］を生成し（ここで、［Ｔ］＝［Ｂ］＊［Ｕ］である）、したがって、符号化行列Ｕによって決定されたＮ個の、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形の、置換全てのＮ^２個のサイズのセットを生成する。

あるいは、Ｎ×Ｎ送信行列は、［Ｔ］＝Ｐ（ＩＤＦＴ＊［Ｄ］）＊［Ｕ］である。

次いで、通常は列毎に、Ｎのそれぞれ個別の列を使用して、周波数搬送波をさらに変調し（たとえば、約１ＧＨｚの周波数の範囲で送信している場合、搬送波は１ＧＨｚに設定されることになる）、Ｎ個の要素を有するＮ×Ｎ行列［Ｔ］の各列は、したがって、各データ・シンボルについて、Ｎ個のシンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を生成する。次いで事実上、送信機は、データの時間ブロックにわたって、たとえば合成波形として、［Ｔ］の１つの列から一度に、Ｎ個のシンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形の合計を送信している。あるいは、送信機は、［Ｔ］の様々な列について、代わりに異なる周波数の搬送波を使用することもでき、したがって、たとえば１つの周波数搬送波上で［Ｔ］の１つの列を送信し、同時に、異なる周波数搬送波上で［Ｔ］の異なる列を送信し、したがって、より多くのデータを同時に送信するが、もちろん、そうするためにはより広い帯域幅を使用する。様々な周波数搬送波を使用して、［Ｔ］の２つ以上の列を同時に送信するというこの代替方法は、周波数ブロックと呼ばれることになり、ここで、各周波数搬送波は、それ自体の周波数ブロックとみなされる。

したがって、Ｎ×Ｎ行列［Ｔ］はＮ個の列を有するので、これまで図６Ａまたは６Ｂに示したように、送信機は、Ｎ個の合成波形として構成された、Ｎ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形を、任意の組合せのＮ個の時間ブロックまたは周波数ブロックにわたって送信することになる。

受信機側では、送信プロセスは本質的に逆である。ここで、たとえば、マイクロプロセッサ制御の受信機はもちろん、特定の用途に望まれる様々な時間ブロックまたは周波数ブロックにわたって、様々な列［Ｔ］を受信する（たとえば、やはりＮ個のシンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形として知られている、Ｎ個の合成波形を受信する）。たとえば、利用可能な帯域幅が多く存在し、時間が非常に重要である場合、複数の周波数搬送波上で、複数の周波数ブロックとしてのデータを、送信機が送信し、受信機が受信することになる。その一方で、利用可能な帯域幅が比較的制限されており、かつ／または時間（待ち時間）がさほど重要ではない場合、代わりに複数の時間ブロックにわたって、送信機が送信し、受信機が受信することになる。

したがって事実上、受信機は、１つまたは複数の周波数搬送波に波長を合わせ、特定の用途向けに設定された複数の時間ブロックおよび周波数ブロックにわたって、Ｎ×Ｎ受信行列［Ｒ］として、元のＮ×Ｎ送信行列［Ｔ］からのデータまたは係数を最終的に受信する。ここで［Ｒ］は、［Ｔ］と同様であるが、様々な通信劣化が原因で、同一でない可能性もある。

次いで、マイクロプロセッサ制御された受信機は、元の送信プロセスを逆方向に模倣する一連のステップとして、送信プロセスを逆にする。Ｎ×Ｎ受信行列［Ｒ］は、まず逆復号化行列［Ｕ^Ｈ］で復号化され、ここで［Ｂ^Ｒ］と呼ばれる元の置換行列［Ｂ］の近似バージョンを生成する。ここで、［Ｂ^Ｒ］＝（［Ｒ］＊［Ｕ^Ｈ］）である。

次いで、逆モジュラ演算または逆時計演算操作をＮ×Ｎ［Ｂ^Ｒ］行列の各要素に実行することにより、受信機は、逆時計演算を実行して、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形（またはトーン）からデータを元に戻し、Ｎ×Ｎ［Ｂ^Ｒ］行列の各要素ｂ^Ｒについて

を生成する。

これにより、データ行列［Ａ］のトーン変換されて分散された形式の「非周期的に時間シフトされ、非周期的に周波数シフトされた」バージョンが生成され、ここで［Ａ^Ｒ］と呼ばれる。あるいは、［Ａ^Ｒ］＝逆置換（［Ｂ^Ｒ］）、または［Ａ^Ｒ］＝Ｐ^−１（［Ｒ］＊［Ｕ^Ｈ］）である。

次いで、受信機はさらに、元の逆フーリエ変換行列（ＩＤＦＴ）のＮ×Ｎ離散フーリエ変換行列ＤＦＴを使用して［Ａ］行列を解析することにより、［Ａ^Ｒ］行列から少なくとも元のデータ・シンボルｄの近似値を抽出する。

ここで、各受信シンボルｄ^Ｒにおいて、ｄ^Ｒは、Ｎ×Ｎ受信データ行列［Ｄ^Ｒ］の要素であり、ここで、［Ｄ^Ｒ］＝ＤＦＴ＊Ａ^Ｒ、あるいは［Ｄ^Ｒ］＝ＤＦＴ＊Ｐ^−１（［Ｒ］＊［Ｕ^Ｈ］）である。

したがって、元のＮ^２個の合計シンボル重み付けの、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形が、続いて、対応する復号化行列Ｕ^Ｈ（やはり［Ｕ^Ｈ］と表される）によって制御される受信機によって受信される。受信機（たとえば、受信機のマイクロプロセッサおよび関連するソフトウェア）は、この復号化行列［Ｕ^Ｈ］を使用して、１つまたは複数の元の送信Ｎ×Ｎシンボル行列［Ｄ］（または、少なくとも、これらの送信シンボルの近似値）内の様々な送信シンボル「ｄ」を再構築する。

前述の通り、エコー反射および周波数シフトの信号劣化効果に起因する歪みを訂正するための、いくつかの方式が存在する。ある方法では、受信機のフロントエンドにおいて、周期的に時間シフトされ、周期的に周波数シフトされた波形または「トーン」が、予測可能な時間／周波数パターンを形成し、受信機のフロントエンドに位置している「ダム」デコンボリューション装置が、これらのパターン、ならびにこれらのパターンのエコー反射および周波数シフトしたバージョンを認識することができ、パターン認識プロセスによって適切なデコンボリューションを実行するという事実を利用する。あるいは、歪みは、受信機のソフトウェアによって、ここでは、適切な数学変換を実行して、エコー反射および周波数シフトの影響を実質的に決定し、これらの影響を解決することによって、数学的に訂正してもよい。第３の代替形態として、いずれかのプロセスによって、受信機が、通信媒体の特定の時間および周波数の歪みの、時間および周波数のデコンボリューション・パラメータを決定すると、受信機は、コマンドを送信機に送信して、これらの影響を実質的に前置補償または前置符号化するよう送信機に指示してもよい。すなわち、たとえば受信機がエコーを検出する場合、このエコーをオフセットするやり方などで送信するよう、送信機に指示することができる。

図９Ａには、エコー反射および周波数シフトが、付加雑音（９０２）を誘導することにより、どのように送信信号（９００）を不鮮明にし、または劣化させ、または歪ませることがあるかの一例が示してある。これらの歪みは、データ・アレイに作用する２次元フィルタとしてモデル化することができる。このフィルタは、たとえば、時間遅延およびドップラー・シフトを有する複数のエコーの存在を表す。これらの歪みを軽減するために、信号は、受信機の後続の受信機処理（９０４）の前にプリエンファシスすることができ、あるいはＤ^Ｒ行列が（９０６）で回復された後にポストエンファシスすることができる。この等価処理は、アナログかデジタルの方法で実行してもよい。受信Ｄ行列の等化された形式は、理想的には元のＤ行列を完全に再生することになり、Ｄ_ｅｑと呼ばれる。

図９Ｂには、このような歪みを訂正するのに使用してもよい、適応線形等価器の一例が示してある。この適応線形等価器は、いずれかのステップ（９０４）において、場合によっては相対的にアナログの方法またはステップ（９０６）の役割を果たし、一般には相対的にデジタルおよび数学のプロセスの役割を果たすことができる。

その内容を参照として本明細書に援用している、同時係属の特許仮出願第６１／６１５，８８４号明細書でより詳細に記載されている実施形態によっては、等化器は、次式の関数に従って動作してもよい。

さらに議論するには、出願第６１／６１５，８８４号明細書を参照されたい。

図９Ｃには、このような歪みを訂正するのに使用してもよい、適応判定帰還型等化器の一例が示してある。この等価器は、フォワード・フィードバック・プロセス（９１０）において主信号に加えてエコーおよび周波数シフトした信号をシフトするとともに、次いで、フィードバック信号キャンセル法を使用して、（９１２）において、任意の残留しているエコーおよび周波数シフトした信号をさらに除去する。次いで、この方法は、結果として得られる信号を、離散値に実質的に丸める。

やはり同時係属の特許仮出願第６１／６１５，８８４号明細書でより詳細に記載されている実施形態によっては、等化器は、次式の関数に従って動作してもよい。

ここで、

前述の通り、さらに議論するには、出願第６１／６１５，８８４号明細書を参照されたい。

図１０には、伝送中に信号が遭遇する可能性のある様々なエコー（時間シフト）および周波数シフトを視覚化する時間／周波数のグラフが示してある。これは、チャネル・インパルス応答と呼ぶこともできる。エコー（時間シフト）または周波数シフトが全く存在しない場合、グラフ１０は、定められた時間および周波数において、単一のスパイクとなって現れることになる。しかし、様々なエコー反射および周波数シフトにより、（１０００）でのスパイクとして表すことができる元の信号が、代わりに、時間（１００２）と周波数（１００４）の両方にわたって拡散され、ここで問題は、受信機（９０４）でさらに処理する前か、受信機が処理をＤ^Ｒステージ（９０６）にもってきた後に、これらの影響を訂正することである。送信の前に信号をプリエンファシスすること（９０８）による、送信機段でのその他の代替のプリエンファシスは、関連するプロセスによって扱うことができる。

図１１には、適応判定帰還型等化器（図９Ｃ）のフィード・フォワード（ＦＦ）部分（９１０）が実行する機能の一例が示してある。話を簡単にするために、等価器のこの部分（９１０）は、エコーまたは周波数シフトされた信号をシフトして、主信号と再度一致するように働き、したがって、エコーまたは周波数シフトされた信号の強度を軽減しながら主信号の強度を高める。

図１２には、動作中の適応判定帰還型等化器（図９Ｃ）のフィードバック（ＦＢ）部分（９１２）の機能の一例が示してある。等価器のフィード・フォワード（ＦＦ）部分（９１０）が、エコーおよび周波数シフトされた信号をほとんどオフセットするよう動作した後、幾分残留しているエコーおよび周波数信号が依然として残ることになる。フィードバック（ＦＢ）部分（９１２）は、これら跡が残るエコー信号をキャンセルするよう実質的に動作し、システムのこの部分においては、実質的に適応キャンセラのように動作する。

次いで、適応判定帰還型等化器（９１４）の量子化器部分が、結果として得られた信号を最も近い量子化値に「丸める」よう動作し、その結果、たとえば、送信後のシンボル「１」は、受信側において、「０．９９９」ではなく「１」として再度現れる。

前述の通り、特にステップ８０２Ｂに適した、等化法の代替の数学的議論が、仮出願第６１／６１５，８８４号明細書に記載されており、その内容を参照として本明細書に援用する。

最後のインターリーブの議論
インターリーブの概念に戻ると、図１３には、インターリーブされた方式で様々な異なる時間ブロックを送信することが有用になる場合があることが示してある。この方式では、Ｎ個のブロック全てを送信するのに必要な時間が、様々なデータ行列Ｄの間で変化することがあり、このインターリーブ方式は、様々な最適化方式に従って、Ｎ個のブロック全てを送信するのに必要な時間である待ち時間を考慮に入れるものである。

Claims (19)

1. エコー反射および周波数オフセットといった信号劣化の影響についての自動補償を可能にするように変調された信号を使用して複数のデータ・シンボルを送信する方法において、
   前記複数のデータ・シンボルを、１以上のシンボル行列に分散するステップと、
   前記エコー反射および周波数オフセットに関する訂正情報を受信するステップと、
   受信した前記訂正情報に基づいて前記信号の複数のデータ・シンボルをプリエンファシスして、前記エコー反射および周波数オフセットを補償するステップと、
   前記１以上のシンボル行列を使用して送信機の信号変調を制御するステップにおいて、前記各シンボル行列について、前記送信機が、プリエンファシスされた各データ・シンボルを使用して、前記データ・シンボルに特有の固有の波形を重み付けすることによって、一連の重み付けされた固有の波形を生成し、固有の波形の各々が、基本波形から周期的に時間シフトされ周期的に周波数シフトされたものであるステップと、
   重み付けされた前記固有の波形を、結合させて送信するステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 請求項１に記載の方法において、
   重み付けされた前記固有の波形が、１以上のシンボル行列と、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列または離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）行列と、符号化行列Ｕとを使用して生成されることを特徴とする方法。
3. 請求項２に記載の方法において、前記信号が無線信号であり、または、前記信号が、光もしくは電流を伝える線、ファイバ、もしくはケーブル上で運ばれる光信号もしくは電気信号であり、
   前記周波数オフセットが、ドップラー・シフトもしくは他の非ドップラー効果のいずれかに起因することを特徴とする方法。
4. 請求項２または３に記載の方法において、送信された重み付けされた前記固有の波形が、次いで受信機によって受信され、前記受信機が送信された前記データ・シンボルを再構築することを特徴とする方法。
5. 請求項４に記載の方法において、エコー反射および周波数オフセットのうちの一方またはその組合せにより、エコー反射および周波数オフセットによる複数の信号の結果として、前記受信機が、時間および周波数の畳み込み信号を受信し、
   さらに、前記時間および周波数の畳み込み信号を前記受信機において時間および周波数でデコンボリューションして、前記エコー反射および周波数オフセットを訂正し、
   したがって、時間および周波数でデコンボリューションされた結果、ならびに時間および周波数のデコンボリューション・パラメータを生成することを特徴とする方法。
6. 請求項５に記載の方法において、前記複数のデータ・シンボルが既知の試験シンボルになるように選択され、前記受信機が、前記既知の試験シンボルの記録を有し、前記時間および周波数の畳み込み信号の前記時間および周波数のデコンボリューション中に得られる、前記時間および周波数のデコンボリューション・パラメータをさらに使用して、前記エコー反射、周波数オフセット、ならびに、前記送信機および前記受信機のシステムと環境の他の信号劣化の特性を決定することを特徴とする方法。
7. 請求項６に記載の方法において、前記エコー反射、周波数オフセット、ならびに、前記送信機および前記受信機のシステムと環境の他の信号劣化の前記特性を使用して、符号化行列Ｕおよび復号化行列を選択することを特徴とする方法。
8. 請求項７に記載の方法において、結合された後の重み付けされた前記固有の波形が、Ｎ個の合成波形として構成されて少なくともＮ個の時間ブロックにわたって送信されることを特徴とする方法。
9. 請求項２に記載の方法において、前記１以上のシンボル行列が１以上のＮ×Ｎシンボル行列を含み、
   前記各Ｎ×Ｎシンボル行列について、Ｎ個の時間ブロック全てが時間的に連続して送信されるか、
   または前記各Ｎ×Ｎシンボル行列について、第１の前記Ｎ×Ｎシンボル行列からのＮ個の時間ブロックが、第２の互いに異なるＮ×Ｎシンボル行列からの前記Ｎ個の時間ブロックで時間インターリーブして送信してもよいことを特徴とする方法。
10. 請求項１に記載の方法において、前記１以上のシンボル行列が１以上のＮ×Ｎシンボル行列を含み、第１のＮ×Ｎシンボル行列からのＮ個の時間ブロックの第１のセットが、第１のユニタリ行列Ｕ１を使用する第１の送信機からのものであり、Ｎ個の時間ブロックの第２のセットが、第２のユニタリ行列Ｕ２を使用する第２の送信機からの第２のＮ×Ｎシンボル行列からのものであり、
    Ｕ１およびＵ２が、同一でもまたは異なっていてもよく、
    前記エコー反射、周波数オフセット、およびシステムの他の信号劣化の特性、ならびに前記第１の送信機と前記第２の送信機と受信機とのシステムおよび環境における他の信号劣化に基づいて、Ｕ１およびＵ２を選択してもよいことを特徴とする方法。
11. エコー反射および周波数オフセットといった無線信号劣化の影響についての自動補償を可能にするように変調された無線信号を使用して複数のデータ・シンボルを送信する方法において、
    前記複数のデータ・シンボルを、１以上のシンボル行列に分散するステップと、
    前記エコー反射および周波数オフセットに関する訂正情報を受信するステップと、
    受信した前記訂正情報に基づいて前記信号の複数のデータ・シンボルをプリエンファシスして、前記エコー反射および周波数オフセットを補償するステップと、
    前記１以上のシンボル行列を使用して無線送信機の無線信号変調を制御するステップにおいて、前記各シンボル行列について、前記無線送信機が、プリエンファシスされた各データ・シンボルを使用して、前記データ・シンボルに特有の固有の波形を重み付けすることによって、一連の重み付けされた固有の波形を生成し、固有の波形の各々が、基本波形から周期的に時間シフトされ周期的に周波数シフトされたものであるステップと、
    重み付けされた前記固有の波形を、結合させて送信するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
12. 請求項１１に記載の方法において、
    重み付けされた前記固有の波形が、１以上のシンボル行列と、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列または離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）行列と、符号化行列Ｕとを使用して生成され、前記１以上のシンボル行列が１以上のＮ×Ｎシンボル行列を含むことを特徴とする方法。
13. 請求項１２に記載の方法において、エコー反射および周波数オフセットのうちの一方またはその組合せにより、エコー反射および周波数オフセットによる複数の信号の結果として、受信機が時間および周波数の畳み込み信号を受信し、
    さらに、前記時間および周波数の畳み込み信号を前記受信機において時間および周波数でデコンボリューションして、前記エコー反射および周波数オフセットを訂正し、
    したがって、時間および周波数でデコンボリューションされた結果、ならびに時間および周波数のデコンボリューション・パラメータを生成することを特徴とする方法。
14. 請求項１３に記載の方法において、前記複数のデータ・シンボルが既知の試験シンボルになるように選択され、前記受信機が、前記既知の試験シンボルの記録を有し、前記時間および周波数の畳み込み信号の前記時間および周波数のデコンボリューション中に得られる、前記時間および周波数のデコンボリューション・パラメータをさらに使用して、前記エコー反射、周波数オフセット、ならびに、前記送信機および前記受信機のシステムと環境の他の信号劣化の特性を決定することを特徴とする方法。
15. 請求項１４に記載の方法において、前記エコー反射、周波数オフセット、ならびに、前記送信機および前記受信機のシステムと環境の他の信号劣化の前記特性を使用して、前記システムと環境における優れた性能のために選択された特性を有する符号化行列Ｕを選択することを特徴とする方法。
16. 請求項１４または１５に記載の方法において、前記周波数オフセットのうちの少なくともいくらかが、速度に誘導されたドップラー効果に起因し、レーダー・システムで使用して、前記送信機および受信機の前記環境における、少なくとも１つの対象物の位置および速度を決定することを特徴とする方法。
17. 請求項１２に記載の方法において、重み付けされた前記固有の波形が、少なくともＮ個の時間ブロックにわたって送信されることを特徴とする方法。
18. 請求項１７に記載の方法において、前記各Ｎ×Ｎシンボル行列について、Ｎ個の時間ブロック全てが時間的に連続して送信されるか、
    または前記各Ｎ×Ｎシンボル行列について、第１の前記Ｎ×Ｎシンボル行列からの前記Ｎ個の時間ブロックが、第２の互いに異なるＮ×Ｎシンボル行列からの前記Ｎ個の時間ブロックで時間インターリーブして送信してもよいことを特徴とする方法。
19. 請求項１１に記載の方法において、前記１以上のシンボル行列が１以上のＮ×Ｎシンボル行列を含み、第１の前記Ｎ×Ｎシンボル行列からのＮ個の時間ブロックの第１のセットが、第１のユニタリ行列Ｕ１を使用する第１の無線送信機からのものであり、Ｎ個の時間ブロックの第２のセットが、第２のユニタリ行列Ｕ２を使用する第２の無線送信機からの第２の前記Ｎ×Ｎシンボル行列からのものであり、
    Ｕ１およびＵ２が、同一でもまたは異なっていてもよく、
    前記エコー反射、周波数オフセット、およびシステムの他の信号劣化の特性、ならびに前記第１の送信機と前記第２の送信機と受信機とのシステムおよび環境における他の信号劣化に基づいて、Ｕ１およびＵ２を選択してもよいことを特徴とする方法。

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