KR102109222B1 - 에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법 - Google Patents

에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR102109222B1
KR102109222B1 KR1020147029893A KR20147029893A KR102109222B1 KR 102109222 B1 KR102109222 B1 KR 102109222B1 KR 1020147029893 A KR1020147029893 A KR 1020147029893A KR 20147029893 A KR20147029893 A KR 20147029893A KR 102109222 B1 KR102109222 B1 KR 102109222B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
time
frequency
shifted
symbol
matrix
Prior art date
Application number
KR1020147029893A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20140144717A (ko
Inventor
쉴로모 셀림 라키브
로니 하다니
Original Assignee
코히어 테크널러지스, 아이엔씨.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US13/430,690 external-priority patent/US9083595B2/en
Application filed by 코히어 테크널러지스, 아이엔씨. filed Critical 코히어 테크널러지스, 아이엔씨.
Priority to KR1020207012414A priority Critical patent/KR102252963B1/ko
Publication of KR20140144717A publication Critical patent/KR20140144717A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102109222B1 publication Critical patent/KR102109222B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0059—Convolutional codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
    • H04L25/03834—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties using pulse shaping
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3881—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using sampling and digital processing, not including digital systems which imitate heterodyne or homodyne demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0016—Time-frequency-code

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

에코들 및 주파수 편이들의 신호 왜곡 효과들에 대한 자동 교정을 용이하게 하는 반면에, 데이터 송신의 고속도들을 여전히 가능하게 하는 방식으로 광 섬유, 유선 전자 또는 무선 신호들과 같은 통신 신호들을 변조하는 방법. 송신을 위해 의도되는 데이터 심볼들은 NxN 행렬들로 분배되고, 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 패밀리를 가중시키거나 변조하기 위해 사용된다. 이러한 파형들이 그 다음 송신되는 동안 왜곡될 수 있지만, 그것들의 기본 주기적 시간 및 주파수 반복 구조체는 이러한 왜곡들을 교정하기 위해 반복 패턴들을 활용할 수 있는 디컨벌루션 디바이스들을 갖는 개선된 수신기들의 사용을 용이하게 한다. 다양한 파형들은 상이한 송신기들로부터 블록들의 인터리빙을 가능하게 할 수 있는 방식으로 다양한 시간 이격 및 주파수 이격 조합들에서의 N개의 시간 블록들로 송신될 수 있다. 채널 사운딩/특성화, 시스템 최적화 및 또한 레이더에의 적용들이 또한 논의된다.

Description

에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법{SIGNAL MODULATION METHOD RESISTANT TO ECHO REFLECTIONS AND FREQUENCY OFFSETS}
본 출원은 2012년 3월 26일자로 출원된 발명자들 Ronny Hadani 및 Shlomo Selim Rakib, “에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법”, 가특허 제61/615,884호의 우선권 이익을 주장하며; 본 출원은 또한 2012년 3월 27일자로 출원된 발명자들 Shlomo Selim Rakib 및 Ronny Hadani, “에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법”, 미국 특허 출원 제13/430,690호의 일부 계속 출원이며; 출원들 둘 다의 내용들은 참조로 본원에 포함된다.
본 발명은 통신 프로토콜들 및 방법들의 일반적 분야에 있는 것으로, 보다 상세하게는 에코 반사들, 주파수 오프셋들 및 다른 통신 채널 손상들에 저항성인 통신 신호들을 변조하는 방법들에 있다.
광 섬유 통신, 전자 와이어 또는 케이블 기반 통신 및 무선 통신과 같은 현대 전자 기술 통신은 모두 그것들의 각각의 광 섬유, 와이어/케이블 또는 무선 매체들을 통해 신호들을 변조하고 이러한 신호들을 송신함으로써 동작된다. 광의 속도로 또는 거의 광의 속도로 일반적으로 운행되는 이러한 신호들은 다양한 타입들의 저하 또는 채널 손상들을 입을 수 있다. 예를 들어, 에코 신호들은 변조된 신호가 광 섬유 또는 와이어/케이블에서의 연결 지점들을 직면할 때마다, 광 섬유 또는 와이어/케이블 매체에 의해 잠재적으로 생성될 수 있다. 에코 신호들은 또한 무선 신호들이 빌딩들 및 다른 구조체들의 측면들과 같은 무선 반사면들에서 반사될 때, 잠재적으로 생성될 수 있다. 마찬가지로 주파수 편이들은 광 섬유 또는 와이어/케이블이 다소 상이한 신호 전파 특성 또는 상이한 주변 온도들을 갖는 섬유 또는 케이블의 상이한 영역들을 통과할 때, 발생할 수 있으며; 무선 신호들의 경우, 움직이는 차량으로 또는 이것으로부터 송신되는 신호들은 또한 주파수 편이들을 야기하는 도플러 효과들을 직면할 수 있다. 게다가, 근본적인 장비 (즉, 송신기들 및 수신기들) 그것들 자체는 항상 완벽하게 동작되지는 않고, 또한 주파수 편이들을 생성할 수 있다.
이러한 에코 효과들 및 주파수 편이들은 원해지지 않고, 그러한 편이들이 너무 크게 되면, 더 낮은 속도들의 신호 송신뿐만 아니라 더 높은 에러율들을 야기할 수 있다. 따라서, 그러한 에코 효과들 및 주파수 편이들을 감소시키는 방법들은 통신 분야에서 효용성이 높다.
모출원 제13/117,119호에서, 종래 기술 방법들에 의해 이전에 채용되었던 것보다 시간들, 주파수들 및 스펙트럼 형상들(파형들)의 더 큰(예를 들어, TDMA(시간 분할 다중 액세스), GSM(이동 통신 세계화 시스템), CDMA(코드 분할 다중 액세스), FDMA(주파수 분할 다중 액세스), OFDM(직교 주파수 분할 다중화 방식)과 같은 방법들 또는 다른 방법들 보다 더 큰) 범위에 걸쳐 데이터 심볼들을 확산시킴으로써 동작되는 무선 신호 변조의 새로운 방법이 제안되었다. 이전 방법들보다 더 큰 “청크들” 또는 프레임들에서 데이터를 송신함으로써 동작되는 이러한 더 새로운 방법은, 제13/117,119호에서 “OTFSSS(직교 정규 시간-주파수 편이 및 스펙트럼 형상화)”로 칭해지고, 여기서 더 단순한 “OTFS” 약명으로 지칭될 것이다. 즉, 종래 기술 CDMA 또는 OFDM 방법이 시간의 설정된 간격에 걸쳐 통신 링크를 통해 “N”개의 심볼들의 유닛들 또는 프레임들을 인코딩하고 송신할 수 있는 반면에, 제13/117,119호 발명은 N2개의 심볼들의 최소 유닛 또는 프레임에 통상적으로 기반하고, 더 긴 기간들에 걸쳐 이러한 N2개의 심볼들을 흔히 송신할 것이다. OTFS 변조로, 송신되는 각각의 데이터 심볼 또는 요소는 종래 기술 방법들에 대한 경우였던 것보다 시간, 주파수 및 스펙트럼 형상 공간이 훨씬 더 큰 정도로 확산된다. 결과적으로, 수신기단에서, N2개의 심볼들의 전체 프레임이 수신됨에 따라 임의의 주어진 데이터 심볼이 점진적으로 구축되거나 누산되어야 하므로, 임의의 주어진 데이터 심볼의 값을 분석하기 시작하는데 일반적으로 더 오래 걸릴 것이다.
대안적으로 표현하면, 모출원 제13/117,119호는 NxN(N2)의 컨벌루션(convolution) 단위 행렬들(데이터 프레임들)로 데이터를 송신했던 무선 조합 시간, 주파수 및 스펙트럼 형상화 통신 방법을 교시하였으며, 여기서 일반적으로 모든 N2개의 데이터 심볼들이 (각각이 N개의 시간 슬라이스들로 구성되는) N개의 확산 시간 간격들을 통해 수신되거나, 어떤 것도 수신되지 않는다. 송신 프로세스에 대한 시간들, 파형들 및 데이터 심볼 분배를 결정하기 위해, N2 크기 조정된 데이터 프레임 행렬은 제1 NxN 시간-주파수 편이 행렬로 곱해지고, 치환되고, 그 다음 제2 NxN 스펙트럼 형상화 행렬로 곱해져, ('119에서 TFSSS 데이터 행렬로 칭해지는) 전체 결과적인 NxN 행렬을 거쳐서 각각의 데이터 심볼을 혼합할 것이다. 그 다음, 이러한 N2 TFSSS 데이터 행렬에서의 열들은 시간 슬라이스 기준 당 하나의 요소 상에서 선택되고, 변조되고, 송신되었다. 수신기에서, 복제 TFSSS 행렬은 복원되었고 디컨벌루션되어, 데이터를 나타내었다.
본 출원에서, 부가 타입들의 통신 매체들 (즉 광, 전자 와이어/케이블뿐만 아니라 무선)을 더욱 충분히 커버하기 위해 더 이른 OTFS 변조 방식 테스트를 변경하고 확장하였다. 게다가, 또한 더 이른 OTFS 개념들에서 확장하였고, 주기적으로 시간 편이된 및 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 활용하는 진보된 신호 변조 방식들이 넓은 범위의 상황들에서 채널 손상들을 교정하는 데 매우 유용할 수 있는 방식을 부가 상세하게 분석하였다.
더 이른 '119 OTFS 개념의 본 확대에 따르면, 일부 실시예들에서, 본 발명은 에코 반사들 및 주파수 오프셋들의 신호 손상 효과들에 대한 자동 보정을 가능하게 하기 위해 변조된 신호를 사용하여 복수의 데이터 심볼들을 전달하는 방법일 수 있다. 이러한 방법은 이러한 복수의 데이터 심볼들을 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들로 분배하는 단계 및 송신기의 신호 변조를 제어하기 위해 이러한 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들을 사용하는 단계를 일반적으로 포함할 것이다. 여기서 송신기에서, 각각의 NxN 심볼 행렬의 경우, 송신기는 N개의 파형들을 가중시키기 위해 각각의 데이터 심볼을 사용한다. 이러한 N개의 파형들은 인코딩 행렬 U에 따라 결정되는 N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 모든 치환들의 N2 크기 조정된 세트로부터 선택된다. 최종 결과는 각각의 데이터 심볼에 대해, N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성한다. 일반적으로, 이러한 인코딩 행렬 U는 상응하는 역 디코딩 행렬 UH를 갖는 NxN 단위 행렬이 되도록 선택된다. 필연적으로, 이러한 제약은 인코딩 행렬 U가 궁극적으로 디코딩될 수 있는 결과들을 생성한다는 것을 의미한다.
다시 송신기에서, NxN 심볼 행렬에서의 각각의 데이터 심볼의 경우, 송신기는 상응하는 N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 합산하고, 전체 NxN 심볼 행렬이 따라서 인코딩되는 시간에 의해, N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성할 것이다.
송신기는 그 다음 N개의 시간 블록들 또는 주파수 블록들의 임의의 조합을 통해 N개의 합성 파형들로서 구조화되는 이러한 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 송신할 것이다.
이러한 송신을 수신하고 디코딩하기 위해, 송신된 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들은 상응하는 디코딩 행렬 UH에 의해 제어되는 수신기에 의해 이후에 수신된다. 수신기는 그 다음 다양한 NxN 심볼 행렬들에서 원 심볼들을 복원하기 위해 이러한 디코딩 행렬 UH을 사용할 것이다.
이러한 송신 및 수신의 프로세스는 구비되는 마이크로프로세서, 구비되는 디지털 신호 프로세서 또는 신호 송신기의 컨벌루션 및 변조 부분들을 제어하는 다른 전자 회로와 같은 다양한 전자 디바이스들에 의해 정상적으로 행해질 것이다. 마찬가지로, 수신 및 복조의 프로세스는 또한 구비되는 마이크로프로세서, 구비되는 디지털 신호 프로세서 또는 신호 수신기의 복조, 누산 및 디컨벌루션부들을 제어하는 다른 전자 회로에 일반적으로 의존할 것이다. 흔히 무선 송신기들 및 수신기들이 그것들 자체를 논의에 제공하므로, 본 명세서에서 흔히 무선 예들이 사용될 것이지만, 이러한 예들이 제한하는 것으로 의도되지 않는다는 점이 이해되어야 한다. 대안적인 실시예들에서, 송신기 및 수신기는 광/광-섬유 송신기들 및 수신기들, 전자 와이어 또는 케이블 송신기들 및 수신기들, 또는 다른 타입들의 송신기들 및 수신기들일 수 있다. 이론적으로, 음향 신호들 등과 같은 보다 실험적인 신호 송신 매체들이 또한 본 방법들을 사용하여 행해질 수 있다.
앞서 논의된 바와 같이, 다양한 파형들을 송신하기 위해 사용되는 매체들 (예를 들어, 광, 전기 신호들 또는 무선 신호들)에 관계없이, 이러한 파형들은 다양한 에코 반사들 및 주파수 편이들과 같은 다양한 신호 손상들에 의해 왜곡되거나 손상될 수 있다. 결과적으로, 수신기는 원 신호의 왜곡된 형태를 흔히 수신할 것이다. 여기서, 본 발명은 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들이 그러한 왜곡들을 검출하고 교정하는데 특히 유용하다는 식견을 이용한다.
통신 신호가 한정된 속도로 (흔히 광의 속도로 또는 거의 광의 속도로) 그것의 각각의 통신 매체들을 통해 전파되므로, 그리고 원 송신기에서 수신기까지의 거리가 송신기와 에코가 생성되는 위치(들) 사이의 거리 및 에코가 생성되는 위치(들)과 수신기 사이의 거리와 통상적으로 실질적으로 상이하므로, 에코 반사들의 순수 효과는 수신기에서, 원 송신된 파형들 및 원 파형들의 시간-편이된 버전 둘 다가 수신되어, 왜곡된 합성 신호를 야기하는 것이다.
그러나, 주기적으로 시간 편이된 파형들을 사용함으로써, 수신기에서의 시간 디컨벌루션 디바이스는 파형들의 주기적 시간 변화 패턴들을 분석하고, 반복 패턴들을 판단하고, 이러한 반복 패턴들을 사용하여 에코 왜곡된 신호를 다시 다양한 신호들의 다양한 시간-편이된 버전으로 분해하는 것을 도울 수 있다. 시간 디컨벌루션 디바이스는 또한 시간 지연된 에코 신호(들)이 원 또는 직접 신호와 일치되는 것을 가능하게 하기 위해 시간-오프셋 (또는 다수의 시간 오프셋들)이 얼마나 많이 요구되는지를 결정할 수 있다. 여기서 시간 디컨벌루션 파라미터로 칭해지는 이러한 시간 오프셋 값은 송신기 및 수신기에 대한 에코 위치(들)의 상대 위치에 관해 유용한 정보를 부여할 수 있고, 또한 시스템이 송신기와 수신기 사이에서 발생되는 신호 손상들의 일부를 특성화하는 것을 도울 수 있다. 이것은 보다 양호한 성능을 위해 통신 시스템이 그 자체를 자동적으로 최적화하는 것을 도울 수 있다.
에코 반사들에 더하여, 하나 이상의 주파수 편이들을 야기할 수 있는 다른 신호 왜곡들이 발생된다. 여기서, 이해하기 용이한 예로는 도플러 편이들의 현상이다. 도플러 편이 또는 도플러 효과들은 웨이브 송신기가 웨이브 수신기에 더 근접하게 또는 이것으로부터 더 멀리 이동될 때, 발생되는 웨이브 주파수의 변화이다. 이러한 주파수 편이들은 예를 들어, 무선 이동 송신기가 고정된 수신기 쪽으로 또는 이것으로부터 멀리 이동될 때, 발생될 수 있다. 무선 이동 송신기가 고정된 수신기 쪽으로 이동되고 있으면, 그것이 송신하는 무선 파형들은 더 높은 주파수들에의 오프셋일 것이며, 이 오프셋은 수신기가 더 낮은 주파수에서 변조되는 신호들을 예상하고 있으면, 혼란을 야기할 수 있다. 심지어 더 혼란스러운 결과가, 무선 이동 송신기가 수신기에 수직으로 이동되고 있고, 또한 무선 이동 송신기의 경로에서 (빌딩과 같은) 에코 소스가 있으면, 발생될 수 있다. 도플러 효과들로 인해, 에코 소스는 원 신호의 청색 편이된 (더 높은 주파수) 버전을 수신하고, 원 신호의 이러한 청색 편이된 (더 높은 주파수) 버전을 수신기로 반사시킨다. 결과적으로, 수신기는 원래의 더 낮은 주파수에서의 직접 무선 파형들 및 또한 원 무선 파형들의 시간-지연된 더 높은 주파수 버전 둘 다를 수신하여, 상당한 혼란을 야기할 것이다.
여기서, 주기적으로 시간 편이된 파형들 및 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 사용은 또한 주기적 변화가 수신기가 수신된 신호의 어떤 부분들이 왜곡되었는지 뿐만 아니라, 왜곡이 얼마나 많이 관여되었는지를 판단하는 것을 가능하게 할 수 있는 중요한 패턴 매칭 정보를 제공하므로, 이러한 타입의 문제를 해결하는 것을 도울 수 있다. 여기서, 이러한 주기적으로 변화되는 신호들은 수신기가 수신된 신호의 2차원 (예를 들어 시간 및 주파수) 디컨벌루션을 행하는 것을 가능하게 한다. 예를 들어, 수신기의 주파수 디컨벌루션부는 파형들의 주기적 주파수 변화 패턴들을 분석하고, 주파수 패턴 매칭을 필연적으로 행하고, 왜곡된 신호를 다양한 신호들의 다양한 주파수 편이된 버전들로 분해할 수 있다. 동시에, 수신기의 이러한 부분은 또한 주파수 오프셋이 얼마나 많이 주파수 왜곡된 신호를 원 또는 직접 신호와 일치시키도록 요구되는지를 판단할 수 있다. 여기서 “주파수 디컨벌루션 파라미터”로 칭해지는 이러한 주파수 오프셋 값은 수신기에 대한 송신기의 속도에 관해 유용한 정보를 부여할 수 있다. 그것은 시스템이 송신기와 수신기 사이에서 발생되는 주파수 편이 신호 손상들 중 일부를 특성화하는 것을 도울 수 있다.
상기한 바와 같이, 수신기의 시간 디컨벌루션부는 파형들의 주기적 시간 변화 패턴들을 분석하고, 시간 패턴 매칭을 다시 행하고, 에코 왜곡된 신호를 다시 원 신호의 다양한 시간-편이된 버전들로 분해할 수 있다. 수신기의 시간 디컨벌루션부는 또한 시간-오프셋이 얼마나 많이 시간 지연된 에코 신호를 원 또는 직접 신호와 일치시키도록 요구되는지를 판단할 수 있다. 다시 “시간 디컨벌루션 파라미터”로 칭해지는 이러한 시간 오프셋 값은 또한 에코 위치(들)의 상대 위치들에 관해 유용한 정보를 부여할 수 있고, 또한 시스템이 송신기와 수신기 사이에서 발생되는 신호 손상들 중 일부를 특성화하는 것을 도울 수 있다.
시간 및 주파수 디컨벌루션 둘 다의 순수 효과는, 송신기들, 수신기들 및 서로에 대해 상이한 거리들 및 속도들에서 잠재적으로 존재하는 에코 소스들에 적용될 때, 수신기가 손상된 에코 및 주파수 편이된 통신 신호들을 적절하게 해석하는 것을 가능하게 하는 것이다.
게다가, 수신기에서, 원 송신된 신호의 왜곡되지 않은 형태로부터 수신되는 에너지가 너무 낮아서 바람직하지 않은 신호 대 잡음 비를 갖더라도, 적절한 시간 및 주파수 오프셋들 또는 디컨벌루션 파라미터들을 적용함으로써, 그렇지 않으면 잡음에 기여할 신호들의 시간 및/또는 주파수 편이된 버전들로부터의 에너지는 대신에 신호에 기여하도록 대신에 활용될 수 있다.
상기한 바와 같이, 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들은 또한 송신기 및 수신기에 대한 에코 위치(들)의 상대 위치들 및 속도들뿐만 아니라 송신기와 수신기 사이의 다양한 속도들에 관해 유용한 정보를 제공할 수 있다. 이것들은 결국 시스템이 송신기와 수신기 사이에서 발생되는 신호 손상들 중 일부를 특성화하는 것을 도울 뿐만 아니라 자동 시스템 최적화 방법들을 보조할 수 있다.
따라서 일부 실시예들에서, 본 발명은 또한 에코 반사들 및 주파수 오프셋들의 어느 하나 또는 조합으로 인해, 에코 반사들 및 주파수 오프셋들로 인한 다수의 신호들이 수신기가 송신기에 의해 이전에 송신된 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주파수 편이된 파형들의 시간 및/또는 주파수 편이된 버전들을 나타내는 시간 및/또는 주파수 컨벌루션된 신호를 수신하는 것을 야기하는 개선된 통신 신호 수신기에 대한 방법을 제공할 수 있다. 여기서, 개선된 수신기는 또한 다양한 에코 반사들 및 주파수 오프셋들을 교정하기 위해 손상된 신호의 시간 및/또는 주파수 디컨벌루션을 수행할 것이다. 이러한 개선된 수신기 방법은 시간 및 주파수 디컨벌루션된 결과들 둘 다(즉, 더 높은 품질 및 더 낮은 신호 대 잡음 비들을 갖는 신호들)뿐만 아니라, 자동 통신 채널 최적화에 더하여, 또한 다른 목적들에 역시 유용한 다양한 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들을 야기할 것이다. 이러한 다른 목적들은 채널 사운딩 (즉, 다양한 통신 시스템 신호 손상들을 더 양호하게 특성화하는 것), 다양한 신호 손상들에 따른 변조 방법들을 순응적으로 선택하는 것 및 심지어 레이더 시스템들에서의 개선들을 포함할 수 있다.
파형들의 블록들을 송신하는 대안적인 방법들과 같은 '119 OTFS 방법들의 다른 확장들이 또한 논의될 것이다.
도 1은 주기적으로 시간 편이된 파형들을 송신하는 것이 다양한 타입들의 에코 반사들을 보정하기 위해 수신기가 수신된 신호의 시간 디컨벌루션을 수행하는 것을 돕는 것에 어떻게 유용할 수 있는지의 일 예를 도시한다.
도 2는 주기적으로 시간 편이된 파형들 및 주기적으로 주파수 편이된 파형들 둘 다를 송신하는 것이 에코 반사들 및 주파수 편이들 - 이러한 예에서, 도플러 효과 주파수 편이들 둘 다를 보정하기 위해 수신기가 수신된 신호의 시간 및 주파수 둘 다를 수행하는 것을 돕는 것에 어떻게 유용할 수 있는지의 일 예를 도시한다.
도 3은 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성하기 위해 사용될 수 있는 기본 기초 단위들(기저 벡터, 데이터 벡터들, 푸리에 벡터 및 송신 벡터들)의 일부의 일 예를 도시한다.
도 4는 데이터를 인코딩하고 송신하기 위해 사용될 수 있는 주기적 시간 및 주파수 편이 송신 방법의 도면을 도시한다.
도 5는 데이터를 수신하기 위해 사용될 수 있는 주기적 시간 및 주파수 편이 수신 방법의 도면을 도시한다.
도 6a는 송신기에 의해 송신되는 다양한 합성 파형 블록들이 일련의 N개의 연속적인 시간 블록들로서 (즉, 중간에 어떤 다른 블록들 없이) 송신될 수 있거나, 대안적으로 (일부 경우들에서 상이한 송신기로부터일 수 있는) 상이한 심볼 행렬로부터 블록들과 어느 하나가 시간-인터리빙되어 송신될 수 있는 것을 도시한다. 대안적으로, 이러한 파형 블록들은 하나 이상의 매우 상이한 주파수 영역들에 주파수 전치되고, 동시에 병렬로 송신될 수 있다.
도 6b는 송신기에 의해 송신되는 다양한 합성 파형 블록들이 하나 이상의 더 넓은 주파수 영역들에 걸쳐 더 짧은 지속 기간 시간 블록들, 또는 하나 이상의 더 좁은 주파수 영역들에 걸쳐 더 긴 지속 기간 시간 블록들로서 송신될 수 있는 것을 도시한다.
도 7은 일련의 N개의 연속적인 시간 블록들을 송신하는 송신기의 일 예를 도시한다. 일부 실시예들에서, 송신기는 에코 반사들 및 주파수 편이들과 같은 다양한 통신 채널 손상들을 미리 보정하기 위해 전치 등화 단계를 더 포함할 수 있다.
도 8a는 에코 반사들 및 주파수 편이들의 효과들을 수학적으로 보정하는 개선된 수신기의 일 예를 도시한다. 이러한 수학 연산들의 시간 및 주파수 디컨벌루션 연속은 또한 에코 반사들 및 주파수 편이들이 근원적인 신호를 왜곡했던 정도에 적용되는 정보를 부여할 수 있는 디컨벌루션 파라미터들을 부가적으로 출력할 수 있다.
도 8b는 에코 반사들 및 주파수 편이들의 효과들을 교정하기 위해 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스를 활용하는 개선된 수신기의 일 예를 도시한다. 이러한 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스는 또한 에코 반사들 및 주파수 편이들이 근원적인 신호를 왜곡했던 정도에 적용되는 정보를 부여할 수 있는 디컨벌루션 파라미터들을 부가적으로 출력할 수 있다.
도 9a는 에코 반사들 및 주파수 편이들이 송신된 신호를 어떻게 블러링(blurring)하거나 손상시키거나 왜곡할 수 있는지의 일 예를 도시한다.
도 9b는 그러한 왜곡들을 교정하기 위해 사용될 수 있는 순응적 선형 등화기의 일 예를 도시한다.
도 9c는 그러한 왜곡들을 교정하기 위해 사용될 수 있는 순응적 결정 피드백 등화기의 일 예를 도시한다.
도 10은 신호가 송신되는 동안 직면할 수 있는 다양한 에코(시간 편이들) 및 주파수 편이들의 시각화를 부여하는 시간-주파수 그래프를 도시한다. 이것은 또한 채널 임펄스 응답으로 칭해질 수 있다.
도 11은 순응적 결정 피드백 등화기의 FF(피드 포워드)부가 수행하는 함수들의 일 예를 도시한다.
도 12는 동작하는 순응적 결정 피드백 등화기의 FB(피드백)부의 함수들의 일 예를 도시한다.
도 13은 모든 N개의 블록들을 송신하는데 요구되는 시간이 상이한 데이터 행렬들 D 사이에서 변화될 수 있는 인터리빙된 방식으로 다양한 상이한 시간 블록들을 송신하는 것이 유용할 수 있는 것을 도시하고, 여기서 인터리빙 방식은 다양한 최적화 방식들에 따라 모든 N개의 블록들을 송신하는데 요구되는 시간인 레이턴시를 고려하는 것이다.
행렬 표기법: 특정 위치들에서, 다수의 소프트웨어 제어 송신기 및 수신기 기능들이 행렬 수학 표기법을 사용하여 보다 정확하게 표현될 수 있다는 사실을 더 양호하게 전하기 위해, 흔히 “D”, “U” 등과 같은 NxN 행렬들은 [D] 또는 [U]와 같은 행렬 괄호 표기법을 사용하여 표현될 것이다. 그러나 일반적으로, 텍스트가 괄호 표기법을 갖고 또는 괄호 표기법 없이 특정 NxN 행렬을 지칭하면, 취지 및 결과들이 동일하다는 점을 주목해야 한다. 괄호들의 사용은 처음 독해 시에 더 분명한 그 특정 행렬 (예를 들어, D 또는 [D])의 근원적인 NxN 행렬 본질을 만드는 방식으로서만 의도된다.
모출원 제13/117,119호에서 앞서 논의된 바와 같이, 일 실시예에서, OTFS 방법들은 통신 링크를 통해 데이터 심볼들의 적어도 하나의 NxN 행렬 (즉, 데이터 [D]의 하나의 프레임)을 송신하는 방법으로 볼 수 있으며, 여기서 데이터의 각각의 프레임이 N2까지의 데이터 요소들 또는 심볼들의 행렬이고, N이 1보다 더 클 것이다. 이러한 방법은 둘 다가 통상적으로 마이크로프로세서 제어되는 하이브리드 아날로그 및 디지털 무선 송신기를 획득하는 단계 및 하나의 확산 시간 간격 (즉, 데이터의 하나의 블록을 송신하는데 요구되는 시간)에 걸쳐 지속 기간 N개 시간 슬라이스들의 기본 파형으로부터 유도되는 이러한 기본 파형의 시간 및 주파수 주기적 편이의 데이터 요소 특정 조합을 갖는 고유 파형(상응하는 파형)에 각각의 데이터 요소를 할당하는 단계를 일반적으로 포함할 것이다. 이러한 방법에 따르면, 데이터 [D]의 프레임에서의 각각의 데이터 요소는 그것의 상응하는 파형으로 곱해져, N2개의 가중된 고유 파형들을 생성할 것이다. 여기서, 하나의 확산 시간 간격에 걸쳐, 데이터 [D]의 페임(fame)에서 각각의 데이터 요소에 상응하는 모든 N2개의 가중된 고유 파형들은 그 다음 동시에 조합되고, 지속 기간 N개 시간 슬라이스들의 상이한 고유 기본 파형은 각각의 연속적인 시간-확산 간격간격 동안 사용될 수 있다.
여기서, 시간-슬라이스의 개념은 다소 중요시되지 않을 것이다. 여기서, 주 기준은 사용되는 파형들에 따라, (앞서 N개의 시간 슬라이스들로 칭해진) 파형들을 송신하기 위해 소요되는 시간이 파형들이 완전히 송신되는 것을 가능하게 하기 위해 파형(들)에 대하여 충분히 길어야 한다는 것이다. 시간 확산 간격의 '119 개념은 이러한 파형들을 적당히 송신하는데 요구되는 시간의 길이로서 이해될 수 있다. 이것은 또한 N개의 시간 슬라이스들의 균등물로 앞서 칭해졌다. 본 전문 용어에서, 이것은 데이터의 시간 블록을 송신하는데 요구되는 시간에 상응하는 것으로 이해될 수 있다.
'119는 통상적으로, 각각의 연속적인 시간 확산 간격에 대해, N개의 고유 파형들의 세트가 사용될 것이고, 이러한 N개의 고유 파형들의 세트는 직교 정규 기준을 일반적으로 형성할 것이라고 교시하였다.
'119는 또한 이러한 데이터를 수신하기 위해, 수신기는 통신 링크를 통해 적어도 하나의 데이터 [D]의 프레임을 수신할 것이라고 교시했으며, 상기 데이터의 프레임이 N2개까지의 데이터 요소들의 행렬을 포함하며, 그리고 또한 N이 1보다 크다. 수신기는 결국 수신된 신호를 그러한 특정 시간 확산 간격 동안 송신기에 의해 각각의 데이터 요소에 앞서 할당된 모든 N2개의 파형들의 세트와 상호 관련시키고, N2개의 데이터 요소들의 각각의 하나마다 고유 상관 관계 스코어를 생성할 것이다. 그 다음 각각의 데이터 요소에 대해, 수신기는 N개의 시간-확산 간격들에 걸쳐 이러한 상관 관계 스코어들을 합산할 것이다. 이러한 상관 관계 스코어들의 합계는 그 다음 데이터 [D]의 적어도 하나의 프레임의 N2개의 데이터 요소들을 재생성할 것이다.
보다 상세하게는, 제13/117,119호는 무선 통신 링크를 통해 적어도 하나의 데이터([D])의 NxN 프레임을 송신하고 수신하는 방법을 교시했으며; 여기서 데이터의 프레임이 N2개까지의 데이터 요소들의 행렬을 포함하며, N이 1보다 크다. 여기서, 데이터([D])의 프레임의 데이터 요소들은 컨벌루션되어(본 출원에서, 대안적인 용어 “인코딩되다”는 시간 및 주파수 디컨벌루션 방법들의 본 교시와의 혼란을 회피하기 위해 이것 대신에 일반적으로 사용됨) 각각의 데이터 요소의 값이, 송신될 때, 복수의 무선 파형들을 통해 확산될 것이며, 각각의 파형이 특유의 주파수를 갖고, 각각의 파형이 데이터 프레임에서의 복수의 데이터 요소들로부터 컨벌루션된(인코딩된) 결과들을 갖는다. '119 방법은 각각의 데이터 요소의 값이 복수의 시간들을 통해 송신되는 복수의 주기적으로 주파수 편이된 파형들로서 송신되도록 복수의 시간들을 통해 이러한 복수의 무선 파형들의 주파수를 주기적으로 편이함으로써 컨벌루션된(인코딩된) 결과들을 송신할 것이다. 방법은 또한 복수의 시간들을 통해 송신되는 이러한 복수의 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 수신하고 디컨벌루션하여(디코딩하여), 위의 적어도 하나의 데이터([D])의 프레임의 복제를 복원할 것이다. '119에는, 또한 이러한 컨벌루션 및 디컨벌루션은, 위의 복수의 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 실질적으로 모두가 송신되고 수신될 때까지 데이터([D])의 임의의 프레임의 임의의 데이터 요소가 완전한 정확도로 복원되는 것이 보장될 수 없는 정도일 것이라는 제약을 교시하였다. 여기서 이러한 제약은 에러 교정 방법들이, 이론적으로, 일부 잃어버린 데이터를 공급할 수 있으므로, 다소 완화된다. 그러나, 파형들의 실질적 대다수가 송신되고 수신되어야 한다는 일반적 생각은 여전히 남아 있다.
'119는 또한 일반적으로 각각의 데이터 요소(심볼)가 하나의 확산 시간 간격을 통해 지속 기간 N개 시간 슬라이스들의 기본 파형으로부터 흔히 유도되는 위의 기본 파형의 시간 및 주파수 주기적 편이의 데이터 요소 특정 조합을 갖는 고유 파형이 할당될 것이라는 것을 교시하였다. '119는 또한 데이터 [D]의 프레임으로부터 이러한 데이터 요소를 그것의 상응하는 파형으로 더 곱하여, N2개의 가중된 고유 파형들을 생성하는 것을 교시하였다. '119의 일부 실시예들에서, 하나의 확산 시간 간격을 통해, 데이터 [D]의 페임에서 각각의 데이터 요소에 상응하는 모든 N2개의 가중된 고유 파형들이 동시에 조합될 것이다. '119는 또한 흔히 지속 기간 N개 시간 슬라이스들의 상이한 고유 기본 파형이 각각의 연속적인 시간-확산 간격 동안 사용될 수 있다는 것을 교시하였다. 일반적으로, N개의 고유 파형들의 세트는 각각의 연속적인 시간-확산 간격 (예를 들어, 본 명명법에 따른 시간 블록) 동안 사용될 수 있고, 이러한 N개의 고유 파형들의 세트는 직교 정규 기준을 형성할 것이다.
본 출원에서, 기본 '119 OTFS 개념은 주기적으로 시간 편이되고 및 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 사용하는 이점들 및 적용들을 보다 상세히 나타내도록 특정 강조를 갖고 일반화되고 확장된다. 이렇게 하기 위해, 복잡한 파형들을 생성하기 위해 사용되는 행렬 수학에 덜 집중하고, 파형들의 근원적인 주기적 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 본질 상에 더 많이 집중하는 것이 유용하다. 결과적으로, 본 출원에서, '119의 행렬 수학 논의는, 주기적 시간 편이되고 주기적 주파수 편이된 파형들을 생성하는 하나의 구체적 방법으로서 여전히 유용하지만, 더 이른 논의의 일부들이 반복될 것이더라도, 중요시되지 않을 것이다. 본 발명의 일부 실시예들에 잠재적으로 적절한 다양한 예시적인 행렬 수학 방법들의 보다 완벽한 논의의 경우, 참조로 본원에 포함되는 제13/117,119호를 참조한다.
도 1은 주기적으로 시간 편이된 파형들을 송신하는 것이 다양한 타입들의 에코 반사들을 보정하기 위해 수신기가 수신된 신호의 시간 디컨벌루션을 수행하는 것을 돕는 데에 어떻게 유용할 수 있는지의 일 예를 도시한다.
여기서, 다양한 신호들이 모두 한정된 속도로(흔히 광의 속도로 또는 거의 광의 속도로) 운행한다는 점을 기억해야 한다. 도 1에서, 무선 송신기(100)는 다수의 방향들로 복잡한 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 무선 파형(102)을 송신하고 있다. 이러한 신호들(104) 중 일부는 직접 수신기 (106)로 간다. 다른 신호들(108)은 빌딩(107)과 같은 무선 반사체들에서 반사된다. 이러한 “에코” 반사들(110)은 수신기(106)에 도달하기 위해 더 긴 거리를 운행해야 하고, 따라서 결국 시간 지연된다. 결과적으로, 수신기(106)는 원 파형(104) 및 에코 파형(110) 둘 다의 합계인 왜곡된 신호(112)를 수신한다.
그러나, 본 발명이 주기적으로 시간 편이된 파형들의 송신에 의존하므로, 수신기에서의 시간 디컨벌루션 디바이스(대안적으로, 시간 등화기)(114)는 파형들의 주기적 시간 변화 패턴들을 분석하고, 필연적으로 패턴 매칭을 하고, 다시 다양한 신호들의 (104)에 상응하는 다양한 시간-편이된 버전(116), 및 (110)에 상응하는 다양한 시간-편이된 버전(118)으로 오히려 복잡하고 왜곡된 신호를 분해할 수 있다. 동시에, 시간 디컨벌루션 디바이스(114)는 또한 시간 지연된 에코 신호(118), (110)를 원 또는 직접 신호(116), (104)와 일치시키는데 시간-오프셋(120)이 얼마나 많이 요구되는지를 판단할 수 있다. 여기서 시간 디컨벌루션 파라미터로 칭해지는 이러한 시간 오프셋 값(120)은 송신기 및 수신기에 대한 에코 위치(들)의 상대 위치에 관해 유용한 정보를 부여할 수 있고, 또한 시스템이 송신기와 수신기 사이에서 발생되는 신호 손상들의 일부를 특성화하는 것을 도울 수 있다.
도 2는 주기적으로 시간 편이된 파형들 및 주기적으로 주파수 편이된 파형들 둘 다를 송신하는 것이 에코 반사들 및 주파수 편이들 - 이러한 예에서, 도플러 효과 주파수 편이들 둘 다를 보정하기 위해 수신기가 수신된 신호의 시간 및 주파수 둘 다를 수행하는 것을 돕는 데에 어떻게 유용할 수 있는지의 일 예를 도시한다.
도 2에서, 이동되는 무선 송신기(200)는 다수의 방향들로 복잡한 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 무선 파형(202)을 다시 송신하고 있다. 여기서, 간략화를 위해, 송신기(200)가 그것이 수신기 쪽으로 이동되고 있지 않고 수신기로부터 멀리 이동되고 있지 않도록 수신기(206)에 수직으로 이동되고 있고, 따라서 수신기(206)에 대하여 어떤 도플러 주파수 편이들도 없다고 가정한다.
여기서, 또한 송신기(200)가 빌딩(207)과 같은 무선 반사체 쪽으로 이동되고 있고, 따라서 원 무선 파형(202)이, 도플러 효과들에 의해, 반사체(207)에 대한 더 높은 주파수 쪽으로 편이될(청색 편이될) 것이라고 가정한다.
따라서 수신기(206)로 직접 가는 이러한 신호들(204)은 이러한 예에서 주파수 편이되지 않을 것이다. 그러나, 여기서 다시 빌딩(207)인, 무선 반사체에서 반사되는 도플러 편이된 무선 신호들(208)은 더 높은 주파수 편이된 형태로 반향될 것이다. 이러한 더 높은 주파수 편이된 “에코”반사들(210)은 또한 수신기(206)에 도달하기 위해 여전히 더 긴 거리를 운행해야 하고, 따라서 또한 결국 시간 지연된다. 결과적으로, 수신기(206)는 원 파형(204) 및 시간 및 주파수 편이된 에코 파형(210) 둘 다의 합계인 이중으로 왜곡된 신호(212)를 수신한다.
그러나, 상기한 바와 같이 본 발명이 주기적으로 시간 편이된 파형들의 송신에 의존하므로, 수신기(214)에서의 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스(대안적으로, 시간 및 주파수 순응적 등화기)(214)는 파형들의 주기적 시간 변화 및 주파수 변화 패턴들을 분석하고, 필연적으로 패턴 매칭을 하고, 다시 다양한 신호들의 (204)에 상응하는 다양한 시간-편이되고 주파수 편이된 버전(216), 및 (210)에 상응하는 다양한 시간-편이되고 주파수 편이된 버전(218)으로 매우 복잡하고 왜곡된 신호를 분해할 수 있다. 동시에, 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스(214)는 또한 시간 지연되고 주파수 편이된 에코 신호(218), (210)를 원 또는 직접 신호(216), (204)와 일치시키는데 시간-오프셋(220) 및 주파수 오프셋(222)이 얼마나 많이 요구되는지를 판단할 수 있다. 여기서 시간 디컨벌루션 파라미터로 칭해지는 이러한 시간 오프셋 값(220) 및 여기서 주파수 디컨벌루션 파라미터로 칭해지는 주파수 오프셋 값(222)은 송신기 및 수신기에 대한 에코 위치(들)의 상대 위치에 관해 유용한 정보를 부여할 수 있고, 또한 시스템이 송신기와 수신기 사이에서 발생되는 신호 손상들의 일부를 특성화하는 것을 도울 수 있다.
시간 및 주파수 디컨벌루션들 둘 다의 순수 효과는, 송신기들, 수신기들 및 서로에 대해 상이한 거리들 및 속도들로 잠재적으로 존재하는 에코 소스들에 적용될 때, 수신기가 손상된 신호를 적절하게 해석하는 것을 가능하게 하는 것이다. 여기서, 1차 신호에서 수신되는 에너지가 너무 낮더라도, 적절한 시간 및 주파수 오프셋들 또는 디컨벌루션 파라미터들의 적용으로, 신호들의 시간 및/또는 주파수 편이된 버전들로부터의 에너지는 1차 신호에 더해져, 수신기에서 잡음이 적고 보다 신뢰 가능한 신호를 야기할 수 있다. 게다가, 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들은 송신기 및 수신기에 대한 에코 위치(들)의 상대 위치들 및 속도들뿐만 아니라 송신기와 수신기 사이의 다양한 속도들에 관해 유용한 정보일 수 있고, 또한 시스템이 송신기와 수신기 사이에서 발생되는 신호 손상들의 일부를 특성화하는 것을 도울 수 있다.
따라서 일부 실시예들에서, 본 발명은 또한 에코 반사들 및 주파수 오프셋들의 어느 하나 또는 조합으로 인해, 에코 반사들 및 주파수 오프셋들로 인한 다수의 신호들이 수신기가 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이된 및 주파수 편이된 파형들의 시간 및/또는 주파수 편이된 버전들을 나타내는 시간 및/또는 주파수 컨벌루션된 신호를 수신하는 것을 야기하는 개선된 수신기를 제공하는 방법일 수 있다. 여기서, 개선된 수신기는 위의 에코 반사들 및 주파수 오프셋들을 교정하기 위해 시간 및/또는 주파수 컨벌루션된 신호를 추가로 시간 및/또는 주파수 디컨벌루션할 것이다. 이것은 시간 및 주파수 디컨벌루션된 결과들 둘 다(즉, 통상적으로 훨씬 더 높은 품질 및 더 낮은 신호 대 잡음 비의 신호들)뿐만 아니라, 논의될 것인 바와 같이, 다수의 다른 목적들에 유용한 다양한 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들을 야기할 것이다.
그러나, 다른 적용들의 더 상세화된 논의로 가기 전에, 우선 다양한 파형들을 보다 상세히 논의하는 것이 유용하다.
본 발명은 복수의 데이터 심볼들을 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들로 분배하고, 송신기의 신호 변조를 제어하기 위해 이러한 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들을 사용함으로써 생성되는 파형들을 일반적으로 활용한다. 여기서, 각각의 NxN 심볼 행렬의 경우, 송신기는 인코딩 행렬 U에 따라 결정되는 N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 모든 치환들의 N2 크기 조정된 세트로부터 선택되는 N개의 파형들을 가중시키기 위해 각각의 데이터 심볼을 사용하며, 따라서 각각의 데이터 심볼에 대해 N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성할 수 있다. 이러한 인코딩 행렬 U는 상응하는 역 디코딩 행렬 UH를 갖는 NxN 단위 행렬이 되도록 선택된다. 방법은 게다가 NxN 심볼 행렬에서의 각각의 데이터 심볼에 대해, N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 합산하여, N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성할 것이다. 본 발명에 따르면, 송신기는 N개의 시간 블록들 또는 주파수 블록들의 임의의 조합을 통해 N개의 합성 파형들로서 구조화되는 이러한 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 송신할 것이다.
다수의 상이한 방식들이 이러한 방법을 구현하기 위해 사용될 수 있지만, 여기서 '119에서 앞서 논의된 방법들의 일부를 간략하게 검토하는 것이 유용하다. 제한하는 것으로 의도되지는 않지만, '119의 방법들 및 방식들은 본 발명의 변조 방식을 구현하는 하나의 방식을 제공한다.
앞서 논의된 바와 같이 다시 참조로 본원에 포함되는 모출원 제13/117,119호에서, 다양한 파형들은 통신 링크를 통해 (N2개까지의 데이터 심볼들 또는 요소들의 행렬로 구성되는) 데이터 [D]의 적어도 하나의 프레임을 송신하고 수신하는 데 사용될 수 있다. 여기서 각각의 데이터 심볼은 고유 파형에 할당될(상응하는 파형이 지정될) 수 있으며, 이 고유 파형은 기본 파형으로부터 유도된다.
예를 들어, 데이터 행렬 [D]의 데이터 심볼들은 길이 N개 시간 슬라이스들(본 출원에서 바람직한 전문 용어는 시간 블록과 같은 이러한 파형을 송신하기 위해 요구되는 시간일 것이다)의 기본 파형으로부터 유도되는 이러한 기본 파형의 시간 및 주파수 주기적 편이의 데이터 심볼 특정 조합을 갖는 고유 파형(상응하는 파형)에 각각의 데이터 심볼을 할당함으로써 주기적으로 변화되는 시간 및 주파수 편이들의 영역을 통해 확산될 수 있다.
'119에서, 데이터 [D]의 프레임에서의 각각의 심볼은 그것의 상응하는 파형으로 곱해져, 일련의 N2개의 가중된 고유 파형들을 생성한다. 하나의 확산 시간 간격 (또는 시간 블록 간격)을 통해, 데이터 [D]의 페임에서 각각의 데이터 심볼에 상응하는 모든 N2개의 가중된 고유 파형들은 동시에 조합되고 송신된다. 게다가, 하나의 시간 블록의 길이 (또는 지속 기간)(N개 시간 슬라이스들)의 상이한 고유 기본 파형은 각각의 연속적인 시간-확산 간격(연속적인 시간 블록) 동안 사용될 수 있다. 따라서, 하나의 시간 블록에 상응하는 상이한 고유 기본 파형은 각각의 연속적인 시간-확산 간격에 대해 사용될 수 있고, 이러한 N개의 고유 파형들의 세트는 일반적으로 직교 정규 기준을 형성한다. 필연적으로, 각각의 [D]의 심볼은 모든 N개의 시간 블록들을 통해, 또는 대안적으로 시간 블록들 및 주파수 블록들 (예를 들어 할당된 주파수 영역들)의 일부 조합을 통해 (부분적으로) 되풀이해서 송신된다.
'119에서, 시간의 각각의 시간 블록을 통해 데이터를 수신하기 위해, 수신된 신호는 그러한 특정 시간 블록에 대해 송신기에 의해 각각의 데이터 심볼에 앞서 할당된 모든 N2개의 파형들의 세트와 상호 관련된다. (따라서, 송신기가 각각의 데이터 심볼에 할당할 N2개의 파형들의 세트의 인지를 수신기가 갖는 단지 다른 인코딩/디코딩 방법들과 같음). 이러한 상관 관계를 수행할 시에, 수신기는 N2개의 데이터 심볼들 중 각각의 하나마다 고유 상관 관계 스코어를 생성할 수 있다. 이러한 프로세스는 모든 N개의 블록들이 수신될 때까지, 시간 블록들 및 주파수 블록들의 일부 조합을 통해 반복될 것이다. 원 데이터 행렬 [D]은 따라서, 각각의 데이터 심볼 마다, N개의 시간 블록들 또는 주파수 블록들을 통해 상관 관계 스코어들을 합산함으로써 수신기에 의해 복원될 수 있고, 이러한 상관 관계 스코어들의 합계는 데이터 [D]의 프레임의 N2개의 데이터 심볼들을 재생성할 것이다.
'119 도 3은 본 발명에 따른 데이터를 인코딩하고 디코딩하기 위해 사용될 수 있는 기본 기초 단위들(기저 벡터, 데이터 벡터들, 푸리에 벡터 및 송신 벡터들)의 일부의 일 예를 도시한다. 여기서, 데이터 벡터(300)는 NxN [D] 행렬의 N개의 심볼들(흔히 하나의 행, 열, 또는 대각선)인 것으로 이해될 수 있으며, 기저 벡터(302)는 NxN [U1] 행렬의 N개의 심볼들(흔히 하나의 행, 열, 또는 대각선)인 것으로 이해될 수 있으며, 푸리에 벡터(304)는 NxN [U2] 행렬의 N개의 심볼들(흔히 하나의 행, 열, 또는 대각선)인 것으로 이해될 수 있으며, 이 행렬은 흔히 DFT(이산 푸리에 변환) 또는 IDFT(역 이산 푸리에 변환) 행렬일 것이다. 송신 벡터(306)는 송신기의 스캐닝 또는 선택 프로세스를 제어하는 것으로 이해될 수 있고, 송신 프레임(308)은 각각이 필연적으로 시간 블록 또는 확산 시간 간격인 유닛들 Tm(310)으로 구성되며, 이 시간 블록 또는 확산 시간 간격 그 자체는 복수의 시간 슬라이스들로 구성되는 것으로 볼 수 있다. 따라서, 송신 벡터는 N개의 단일 시간-확산 간격들 또는 N개의 시간 블록들(122) (310)을 포함하는 것으로 이해될 수 있으며, 이 N개의 단일 시간-확산 간격들 또는 N개의 시간 블록들은 결국 (N개와 같은) 다수의 시간 슬라이스들로 구성된다.
'119에 대조적으로, 본 발명의 일부 실시예들에서, 이러한 N개의 시간 블록들 중 일부는 불연속적으로 송신될 수 있거나, 대안적으로 이러한 N개의 시간 블록들 중 일부는 전체적으로 상이한 주파수 영역으로 주파수 편이되고, 송신 시간의 속도를 올리기 위해 원 N개의 시간 블록들의 세트로부터 다른 시간 블록들과 병렬로 송신될 수 있다는 점을 주목해야 한다. 이는 이후에 그리고 도 6에서 보다 상세히 논의된다.
여기서, 앞서 논의된 바와 같이, 근원적인 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 편이된 파형들에 더 집중하는 것을 가능하게 하기 위해, 모출원 제13/117,119호에서 앞서 보다 상세히 논의된 것들과 같은 적절한 변조 방식의 일 실시예의 상세한 양태들이 간략한 형태로 흔히 일반화되고 또한 논의될 것이다. 따라서 여기서, 예를 들어, “N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 모든 치환들의 N 2 세트로부터 선택하는” 본 방법을 구현하는 하나의 방식은 선택적 치환 동작 P뿐만 아니라 '119에서 논의되고 도 3 내지 도 5에서 여기서 간략히 검토되는 다른 단계들에 적어도 부분적으로 상응할 수 있다. 게다가, N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 모든 치환들의 N 2 세트는 예를 들어, DFT(이산 푸리에 변환) 행렬 또는 IDFT(역 이산 푸리에 변환) 행렬에 의해 적어도 부분적으로 설명되는 것으로 이해될 수 있다. 이러한 DFT 및 IDFT 행렬은 예를 들어, 실수들 또는 복소수들의 시퀀스를 취하고 그것들을 일련의 상이한 파형들로 변조하기 위해 송신기에 의해 사용될 수 있다.
일 예로서, 이러한 N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성하기 위해 사용될 수 있는 DFT 및 IDFT 행렬에 대한 개별적 행들은 푸리에 벡터들로서 이해될 수 있다. 일반적으로, 푸리에 벡터들은 타입의 복소수 사인파형 파형들을 생성할 수 있다:
Figure 112014101935873-pct00001
여기서, NxN DFT 행렬의 경우, X는 DFT 행렬의 행 k 열 N에서의 푸리에 벡터의 계수이고, j는 열 번호이다. 이러한 푸리에 벡터의 곱들은 본 발명에서의 사용에 적절한 다양한 시간 편이되고 주파수 편이된 파형들이 어떻게 생성될 수 있는지의 일 예인 것으로 고려될 수 있지만, 다시 이러한 특정 예는 제한하는 것으로 의도되지 않는다.
도 3에서, 라인들(312)은 각각의 푸리에 벡터 파형(304)이 확산 시간 간격 Tm(310)을 통해 분명하게 되는 것을 나타내며, 이 확산 시간 간격 Tm은 여기서 하나의 시간 블록에 상응한다.
도 4는 송신기가 데이터를 인코딩하고 데이터를 송신하기 위해 사용할 수 있는 주기적 컨벌루션 방법의 일 예의 도면을 도시한다. '119에서 앞서 논의된 바와 같이, 특히 [U1]가 길이 N의 주기적으로 치환된 르장드르 수로 구성되는 경우에, 그 때 행렬 수학 수준에서, 데이터를 컨벌루션하고 데이터를 스캐닝하는 프로세스는 근원적인 데이터의 주기적 컨벌루션인 것으로 대안적으로 이해될 수 있다. 여기서, d0, dk, dN-1는 심볼들 또는 [D] 행렬의 데이터 벡터(300) 성분의 심볼들인 것으로 이해될 수 있고, bm 계수들은 [U1] 행렬의 기저 벡터(302) 성분들을 나타내는 것으로 이해될 수 있고, X 계수들은 [U2] 행렬의 푸리에 벡터(304) 성분들을 나타내는 것으로 이해될 수 있다. 도 4에서, 다양한 [bm*Xk]의 합계는 또한 “합성 파형”으로 칭해질 수 있다. 따라서, 심볼들의 전체 [D] 행렬은 N개의 합성 파형들로서 궁극적으로 송신될 것이다.
도 5는 본 발명의 제2 형태에 따른 수신기가 수신된 데이터를 디코딩하기 위해 사용할 수 있는 주기적 디컨벌루션 방법의 도면을 도시한다. 다시, '119에서 앞서 논의된 바와 같이, 특히 [U1]가 길이 N의 주기적으로 치환된 르장드르 수로 구성되는 경우에, 그 때 수신기에 의해 사용되는 방법들 중 일부를 나타내는 데이터를 디컨벌루션하고 데이터를 복원하는 행렬 수학 프로세스는 도 4에서 앞서 컨벌루션된(인코딩된) 송신된 데이터의 주기적 디컨벌루션(주기적 디코딩)인 것으로 대안적으로 이해될 수 있다. 여기서, ~d0, ~dk, ~dN-1는 [D] 행렬의 데이터 벡터(400) 성분의 복원된 심볼들(심볼들)인 것으로 이해될 수 있고, bm 계수들은 [U1] 행렬의 기저 벡터(302) 성분들을 나타내는 것으로 다시 이해될 수 있고, X 계수들은 [U2] 행렬의 푸리에 벡터(304) 성분들을 나타내는 것으로 다시 이해될 수 있다. 여기서, (Rm)(402)은 수신기에 의해 수신되고 복조되는 누산된 신호(230)의 일부이다.
'119가 다양한 파형들이 시간 순차적 방식으로 송신되었던 예에 주로 집중했지만, 여기서 다른 가능성들이 보다 상세히 논의될 것이다.
도 6a는 송신기(600)에 의해 송신되는 다양한 파형 블록들이 일련의 N개의 연속적인 시간 블록들로서 (즉, 중간에 다른 블록들 없이) 송신될 수 있는 것을 도시한다. 이러한 연속적인 시간 블록들은 인접할 수 있거나(즉, 다양한 파형 블록들 중간에 최소 시간 갭들을 갖고 또는 어떤 시간 갭들도 없이)(602), 그것들은 성기게 인접할 수 있으며(604)(즉, 다양한 파형 블록들 사이에 시간 갭들을 갖고), 이 연속적인 시간 블록들이 일부 실시예들에서 동기화, 핸드 쉐이킹(hand shaking), 다른 송신기들을 청취하는 것, 채널 평가 및 다른 목적들을 위해 사용될 수 있다.
대안적으로, 다양한 파형 시간 블록들은 인접하거나 성긴 인터리빙된 방식(610)으로 (일부 경우들에서 상이한 송신기로부터일 수 있는) 하나 이상의 상이한 심볼 행렬들로부터의 블록들(606, 608)과 어느 하나가 시간-인터리빙되어 송신될 수 있다.
또 다른 대안으로서, 다양한 파형 시간 블록들 중 일부는 전체적으로 상이한 주파수 대역들 또는 영역들(612), (614), (616)로 주파수 전치될 수 있다. 이것은 이제 다수의 파형 시간 블록들이 상이한 주파수 블록들과 동시에 이제 송신될 수 있으므로, 송신 시간의 속도를 올릴 수 있다. (618) 및 (620)에 도시된 바와 같이, 그러한 다수의 주파수 대역 송신들은 또한 인접한, 성긴 인접한, 인접한 인터리빙된, 또는 성긴 인접한 인터리빙된 방식으로 행해질 수 있다.
여기서 (622) 및 (628)은 하나의 시간 블록을 나타내고, (624) 및 (630)은 다음 시간 블록을 나타낸다. 여기서, 다양한 주파수 영역들(612), (614), (616)은, 간략히 설명될 것인 바와 같이, 상이한 주파수 반송파들에 따른 신호를 변조함으로써 형성될 수 있다. 따라서 예를 들어, 주파수 영역 또는 대역(612)은 1㎓ 주파수 반송파를 변조함으로써 송신될 수 있고, 주파수 영역 또는 대역(614)은 1.3㎓ 주파수 반송파를 변조함으로써 송신될 수 있고, 대역(615)은 1.6㎓ 주파수 반송파를 변조함으로써 송신될 수 있다.
대안적으로 표현하면, 앞서 논의된 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들로부터 유도되는 N개의 합성 파형들, 그것들 자체는 적어도 N개의 시간 블록들을 통해 송신될 수 있다. 이러한 N개의 시간 블록들은 시간 맞춰 연속적으로 송신되거나(예를 들어 602, 604), 대안적으로 제2의 그리고 상이한 NxN 심볼 행렬로부터 N개의 시간 블록들과 시간-인터리빙되어 송신될 수 있다.
도 6b는 송신기에 의해 송신되는 다양한 합성 파형 블록들이 하나 이상의 더 넓은 주파수 영역들을 통한 더 짧은 지속 기간 시간 블록들, 또는 하나 이상의 더 좁은 주파수 영역들을 통한 더 긴 지속 기간 시간 블록들로서 송신될 수 있는 것을 도시한다.
도 6a와의 차이들을 주목해야 한다. 도 6b는 주파수 대역폭과 시간 사이의 트레이드오프(tradeoff)들을 도시한다. (640)에서, 각각의 주파수 영역(612), (614), 및 (616)에 대한 이용 가능한 대역폭은 상대적으로 큰데 반해, (642)에서, 각각의 주파수 영역(632), (634) 및 (636)에 대한 이용 가능한 대역폭은 상당히 더 작다. 여기서, 본 발명은 시간 블록 당 더 많은 시간을 가능하게 함으로써 보정할 수 있다. 따라서 (640)의 경우, 고대역폭이 이용 가능하고, 시간 블록들(622) 및 (624)은 더 짧을 수 있는데 반해, (642)에서, 더 낮은 대역폭이 이용 가능하고, 합성 파형들을 송신하는데 필요한 시간 블록들(626)은 상응하여 더 길어져야 한다.
그 다음 도 6a 및 도 6b 둘 다의 경우, 하나만의 기본적 반송 주파수가 있다면, 그 때 모든 N개의 블록들은 N개의 시간 블록들로서 시간 맞춰 연속적으로 송신되어야 한다. 이용 가능한 N개 미만의 다중 기본적 반송 주파수들이 있다면, 그 때 모든 N개의 블록들은 N개의 시간 블록들 및 N개의 주파수 블록들의 일부 조합으로서 송신될 수 있다. 이용 가능한 N개 이상의 기본적 주파수들이 있다면, 그 때 모든 N개의 블록들은 N개의 주파수 블록들로서 1개의 시간 블록의 지속 기간을 통해 송신될 수 있다.
도 7은 일련의 N개의 연속적인 파형 시간 블록들을 송신하는 '119에서 앞서 논의된 것들과 유사한 송신기의 일 예를 도시한다. 여기서 다시, 시간 블록의 길이는 '119에서 앞서 논의된 N개의 시간 슬라이스들에 상응한다. 이러한 예가 제한하는 것으로 의도되지 않는다는 점을 주목해야 한다.
이러한 송신기는 보다 디지털 방식으로 배향된 계산 단부(701) 및 보다 아날로그 신호 배향된 변조 단부(702)를 포함할 수 있다. 디지털 단부 (701)에서, 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서 또는 다른 유사 디바이스일 수 있는 전자 회로는 데이터 행렬 [D](703)을 입력으로서 수용할 것이고 [U1](704)(예를 들어, DFT/IDFT 행렬) 및 [U2](705)(예를 들어, 다른 곳에서 논의되는 바와 같이 인코딩 행렬 U) 행렬들뿐만 아니라, 여기서 앞서 설명되고 모출원 제13/117,119호에서 설명되며, 다시 참조로 본원에 포함될 뿐만 아니라, 본 문서에서 후에 예에서 설명되는 치환 방식 P을 입력들로서 생성하거나 수용할 수 있다. 디지털 섹션은 그 다음 TFSSS 행렬로 '119에서 지칭된 것 및 대안적으로 OTFS(시간/주파수 편이) 행렬로 칭해질 수 있는 것을 생성할 것이다. 생성되면, 이러한 행렬로부터의 개별적 요소들은 흔히 TFSSS 행렬로부터 N개의 요소들의 하나의 열을 우선 선택하고, 그 다음 이러한 열을 스캐닝 다운(scanning down)하고 따로 따로 개별적 요소들 골라냄으로써 선택될 수 있다(706). 일반적으로 하나의 새로운 요소가 시간 블록 마다 선택될 것이다.
따라서 연속적인 시간 슬라이스 마다, TFSSS 행렬(708)로부터의 하나의 요소가 변조 회로(702)를 제어하기 위해 사용될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 변조 방식은 요소가 그것의 실제 및 가상 성분들로 분리되고, 쵸핑되고(chopped), 필터링되고, 그 다음 사인 및 코사인 생성기의 동작을 제어하기 위해 사용되어, 합성 아날로그 파형을 생성하는 것일 것이다(720). 순수 효과는, 전체 원 NxN 데이터 심볼 행렬 [D]이 송신되는 시간에 의해, N개의 합성 파형들로 구성되는 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 형태로 데이터를 송신하는 것이다. 도 7에 도시된 예에서, 데이터는 N개의 시간 블록들을 통한 N개의 연속적인 파형들을 통해 송신된다. 그러나 다른 곳에서 논의되는 바와 같이, 합성 파형들 중 일부가 상이한 주파수 영역으로 전치되고, 동시에 병렬로 송신되는 방식들과 같은 다른 방식들이 또한 가능하다. 일반적으로, 합성 파형들은 N개의 시간 블록들 또는 주파수 블록들의 임의의 조합을 통해 송신될 수 있다.
따라서 (다시 전반적인 효과들을 무시하고) 이러한 방식으로, 행렬(708)의 제1 열에서의 요소들 t1,1 내지 tn,1은 제1 시간 블록에서 합성 파형으로서 송신될 수 있다. 행렬(708)의 제2 열에서의 다음 요소들 t1,2 내지 tn,2은 다음 시간 블록에서 합성 파형으로서 송신될 수 있다.
다양한 파형들은 그 다음 수신기로 운행하며, 이 수신기에서 파형들은 복조되고 데이터는 그 다음 복원될 수 있다.
일부 실시예들에서, 송신기는 전치 등화 단계(703)를 더 포함할 수 있고, 출력은 정규 OTFS 신호들(720) 또는 전치 등화된 OTFS 신호들(730)일 수 있다. 따라서, 수신기가, 예를 들어 송신기의 신호에 대해 보정되지 않는 것이 특정 에코 반사들 및 주파수 편이들을 겪는다는 것을 검출하면, 그 때 수신기는 이러한 에코 반사들 및 주파수 편이들에 관계된 송신기에 교정 정보를 송신할 수 있고, 송신기는 그 다음 전치 등화 단계(703)에서 신호를 형상화하고 따라서 보정할 수 있다. 따라서 예를 들어, 에코 지연이 있으면, 송신기는 반-에코 소거 파형을 갖는 신호를 송신할 수 있다. 마찬가지로 주파수 편이가 있으면, 송신기는 보정하기 위해 역 주파수 편이를 수행할 수 있다.
도 8a는 에코 반사들 및 주파수 편이들의 효과들을 수학적으로 보정하는 개선된 수신기의 일 예를 도시한다. 이러한 수학 연산들의 시간 및 주파수 디컨벌루션 연속은 또한 에코 반사들 및 주파수 편이들이 근원적인 신호를 왜곡했던 정도에 적용되는 정보를 부여할 수 있는 디컨벌루션 파라미터들을 부가적으로 출력할 수 있다. 이것은 단계(802A)에서 디컨벌루션 디바이스 또는 순응적 등화기 동작에 의해 행해질 수 있다.
도 8b는 에코 반사들 및 주파수 편이들의 효과들을 교정하기 위해 (도 1 및 도 2에서 앞서 논의된 디바이스들(114) 및 (224)과 유사한) 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스(802B)를 활용하는 개선된 수신기의 일 예를 도시한다. 이러한 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스는 에코 반사들 및 주파수 편이들이 근원적인 신호(720)를 왜곡했던 정도에 적용되는 정보를 부여할 수 있는 (도 1 및 도 2에서 앞서 논의된 디컨벌루션 파라미터들(120), (220), 및 (222)과 유사한) 디컨벌루션 파라미터들(808)을 부가적으로 출력할 수 있다.
도 8a 및 도 8b에서, 합성 파형(720)이 송신에서부터 도 1 및 도 2에서 앞서 도시된 바와 같이 다양한 에코 반사들 및/또는 주파수 편이들에 의해 왜곡되어, 왜곡된 파형(800)을 생성한다고 가정한다(여기서, 간략화를 위해 단순한 에코 반사 지연 왜곡이 도시됨). 도 8a에서, 이러한 효과가 수학적으로 교정되는데 반해, 도 8b에서, 신호를 클린업하기 위해, 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스(802A 또는 802B) (예를 들어, 순응적 등화기)는 왜곡된 파형(800)을 분석하고, 원 합성 파형이 N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들로 구성되었다는 인지에 의해 보조되어, 무슨 종류의 시간 오프셋들 및 주파수 오프셋들이 왜곡된 파형(802A 또는 802B)을 다시 원 파형(720)의 근접한 표현으로 가장 양호하게 디컨벌루션할지를 판단할 수 있으며, 여기서 디컨벌루션된 파형은 파형(804)으로 나타내어진다. 도 8b 방식 또는 실시예에서, 이러한 디컨벌루션된 파형은 그 다음 신호가 그 다음에 앞서 설명된 바와 같이 추가로 처리될 수 있는 도 5에 앞서 도시된 수신기(806)로 공급된다. 도 8a 실시예에서, 시간 및 주파수 디컨벌루션은 수신기(806) 내부에서 행해질 수 있다.
이러한 디컨벌루션을 행하는 프로세스에서, 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스(802A 또는 802B) 또는 수학적 디컨벌루션 프로세스는 디컨벌루션 파라미터들(808)의 세트를 생성할 것이다. 예를 들어, 원 파형(720)이 시간 toffset만큼 그리고 원 파형(720) 및 toffset 에코 파형이 수신기에 도달하는 시간만큼 단일 에코 반사 오프셋에 의해서만 왜곡된 단순한 경우에서, 결과적인 왜곡된 신호(800)는 90% 원 파형 및 10% toffset 에코 파형이고, 그 다음 디컨벌루션 파라미터들(808)은 90% 10% 신호 혼합 둘 다 뿐만 아니라 toffset 값을 출력할 수 있다. 통상적으로, 물론 실제 왜곡된 신호(800)는 다수의 다양한 시간 및 주파수 오프셋 성분들로 통상적으로 구성될 것이고, 여기서 다시 이것을 클린업하는 것에 더하여, 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스(802)는 또한 다양한 시간 오프셋들, 주파수 오프셋들 및 신호(800)의 다양한 성분들의 백분율 혼합을 보고할 수 있다.
도 6a 및 도 6b에서 앞서 논의된 바와 같이, N개의 시간 블록들에서의 다양한 합성 파형들은 다양한 방식들로 송신될 수 있다. 시간 연속적 송신 즉, 제1 블록, 제2 시간 블록 및 그 다음 제3 시간 블록이 (흔히 핸드 쉐이킹 또는 다른 제어 신호들에 대해 선택적으로 사용될 수 있는 시간 갭에 의해) 뒤따르는 것에 더하여, 합성 파형들의 다양한 블록들은 다른 방식들에 의해 송신될 수 있다.
일부 실시예들에서, 예를 들어 다수의 송신기들 및 잠재적으로 또한 다수의 수신기들이 있을 수 있는 네트워크 시스템들에서, 하나보다 더 많은 인코딩 방법을 사용하여 다양한 송신기들로부터 데이터를 송신하는 것이 유용할 수 있다. 여기서, 예를 들어, N개의 시간 블록들의 제1 세트는 제1 NxN 심볼 행렬 및 제1 단위 행렬 [U1]을 사용하는 제1 송신기에서 비롯되는 데이터 심볼들을 송신할 수 있다. N개의 시간 블록들의 제2 세트는 제2 NxN 심볼 행렬 및 제2 단위 행렬 [U2]을 사용하는 제2 송신기에서 비롯되는 데이터 심볼들을 송신할 수 있다. 여기서 실시예에 따라, [U1] 및 [U2]는 동일하거나 상이할 수 있다. 제1 송신기에서 비롯되는 신호들이 상이한 손상들 (예를 들어, 상이한 에코 반사들, 상이한 주파수 편이들)을 직면할 수 있으므로, 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 편이된 파형들의 일부 방식들은 다른 것들 보다 더 양호하게 동작될 수 있다. 여기서, 이러한 파형들뿐만 아니라 앞서 논의된 단위 행렬들 [U1] 및 [U2]은 이러한 특정 에코 반사들, 주파수 오프셋들 및 시스템의 다른 신호 손상들 및 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 상기 수신기의 환경의 특성들에 기반하여 선택될 수 있다.
여기서, 예를 들어, 도 8에 따라 동작되는 수신기는 예를 들어, 그러한 환경에서 우월한 동작을 부여할 수 있는 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 대안적인 세트를 제안하기 위해 그것의 특정 디컨벌루션 파라미터들(808)을 사용할 수 있다. 수신기는 그 다음 그러한 상응하는 송신기로 이러한 제안(또는 커맨드)을 송신할 수 있다. 이러한 타입의 “핸드쉐이킹”은 임의의 타입의 원하는 신호 송신 및 인코딩 방식을 사용하여 행해질 수 있다. 따라서 다수의 송신기 및 수신기 환경에서, 각각의 송신기는 그것의 의도된 수신기가 그러한 특정 송신기-수신기-통신-매체들 상황의 고유 손상들에 가장 양호하게 대처할 수 있도록 그것의 신호를 최적화하는 것을 시도할 수 있다.
일부 경우들에서, 많은 양들의 데이터를 송신하기 전에, 또는 원하는 바에 따라 언제든지, 주어진 송신기 및 수신기는 다양한 에코 반사들, 주파수 편이들 및 송신기 및 수신기의 시스템 및 환경의 다른 손상들을 보다 직접 테스트하는 것을 선택할 수 있다. 이것은 예를 들어, 복수의 데이터 심볼들이 알려진 테스트 심볼들이도록 선택되고, 수신기가 아는 (즉, 이러한 특정 테스트 심볼들의 기록을 갖는) 경우, 송신기가 테스트 신호를 송신하게 함으로써 행해질 수 있다. 수신기가 그것이 무슨 종류의 신호를 수신할지를 정확히 알기 때문에, 수신기는 일반적으로 그것의 시간 및 주파수 디컨벌루션 디바이스(802)를 사용할 더 양호한 능력을 갖고 심지어 보다 정확한 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들(808)을 획득할 것이다. 이것은 시스템이 에코 반사들, 주파수 오프셋들 및 상기 송신기 및 상기 수신기의 시스템 및 환경의 다른 신호 손상들의 특성들을 훨씬 더 정확하게 결정하는 것을 가능하게 할 것이다. 이것은 결국 송신기가 상황에 적절한 보다 최적의 통신 방식들 (예를 들어, 다양한 U 행렬들)로 편이하도록 명령하기 위해 사용될 수 있다.
일부 실시예들에서, 송신기가 무선 송신기이고, 수신기가 무선 수신기이고, 주파수 오프셋들이 도플러 효과들에 의해 야기될 때, 디컨벌루션 파라미터들 즉, 에코 반사들 및 주파수 오프셋들의 특성들의 보다 정확한 결정은 상기 송신기 및 수신기의 상기 환경에서 적어도 하나의 물체의 위치 및 속도를 결정하기 위해 레이더 시스템에서 사용될 수 있다.
예들:
마이크로프로세서 제어 송신기는 모든 [D] 행렬의 NxN 심볼들이 가득 찰 때까지, 예를 들어, d1을 [D] 행렬의 제1 행 및 제1 열에 (예를 들어 d1 = d0,0), d2를 [D] 행렬의 제1 행 제2 열에 (예를 들어 d2=d0,1) 등으로 할당함으로써 심볼들을 다양한 NxN 행렬들 [D]의 다양한 요소들로 재패키징하거나 분배함으로써 송신에 대한 일련의 상이한 심볼들 “d” (예를 들어 d1, d2, d3…)을 패키징할 수 있다. 여기서, 송신할 d 심볼들을 다 써버리면, 남은 [D] 행렬 요소들은 0 또는 널 입력(null entry)을 나타내는 다른 값이 되도록 설정될 수 있다.
1차 파형들이 특유의 사인 곡선 형상을 갖는 것을 나타내는 “톤들”로 여기서 칭해질 데이터를 송신하기 위한 1차 기준으로 사용되는 다양한 1차 파형들은 NxN IDFT(역 이산 푸리에 변환) 행렬 [W]로 설명될 수 있으며, 여기서 [W]에서의 각각의 요소 w에 대해,
Figure 112014101935873-pct00002
또는 대안적으로
Figure 112014101935873-pct00003
또는
Figure 112014101935873-pct00004
이다. 따라서, [D]에서의 개별적 데이터 요소들 d는 행렬 곱셈 연산 [W]*[D]에 의해 다양한 기본적 톤들 w의 조합으로서 변환되고 분배되어, 여기서 NxN 행렬 [A]로 설명되는 데이터 행렬의 톤 변화되고 분배된 형태를 생성하며, 여기서 [A]=[W]*[D]이다.
본 발명의 N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성하기 위해, 톤 변환되고 분배된 데이터 행렬 [A]은 그 다음 그 자체가 모듈러 연산 또는 “클럭” 연산에 의해 추가로 치환되어, NxN 행렬 [B]를 생성하며, 여기서 [B]의 b의 각각의 요소에 대해,
Figure 112014101935873-pct00005
이다. 이것은 대안적으로 [B] = 치환([A]) = P(IDFT*[D])로 표현될 수 있다. 따라서, 클럭 연산은 주기적 시간 및 주파수 편이들의 패턴을 제어한다.
앞서 설명된 단위 행렬 [U]은 그 다음 [B] 상에서 연산되도록 사용될 수 있어, NxN 송신 행렬 [T]을 생성하며, 여기서 [T]=[B]*[U]이며, 따라서 인코딩 행렬 [U]에 따라 결정되는 N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 모든 치환들의 N2 크기 조정된 세트를 생성한다.
대안적으로 표현하면, NxN 송신 행렬 [T]=P(IDFT*[D])*[U]이다.
그 다음 통상적으로 열 당 기준에서, N의 각각의 개별적 열은 주파수 반송파를 추가로 변조하기 위해 사용되고 (예를 들어, 약 1㎓ 주파수들의 영역에서 송신하고 있으면, 반송파는 1㎓로 설정될 것이고), N개의 요소들을 갖는 각각의 열 NxN 행렬 [T]은 따라서 각각의 데이터 심볼에 대해 N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성한다. 사실상 그 다음, 송신기는 예를 들어, 데이터의 시간 블록을 통한 합성 파형으로서 한 번에 [T]의 하나의 열에서 N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 합계를 송신하고 있다. 대안적으로, 송신기는 [T]의 상이한 열들에 대해 상이한 주파수 반송파를 대신에 사용하고, 따라서 예를 들어, 하나의 주파수 반송파를 통해 [T]의 하나의 열을 송신하고, 동시에 상이한 주파수 반송파를 통해 [T]의 상이한 열을 송신할 수 있어, 따라서 동시에 더 많은 데이터를 송신하지만, 물론 그렇게 하기 위해 더 많은 대역폭을 사용한다. 하나보다 더 많은 [T]의 열을 동시에 송신하기 위해 상이한 주파수 반송파들을 사용하는 이러한 대안적인 방법은 주파수 블록들로 지칭될 것이며, 여기서 각각의 주파수 반송파는 그것의 자체의 주파수 블록으로 간주된다.
따라서, NxN 행렬 [T]이 N개의 열들을 가지므로, 송신기는 도 6a 또는 도 6b에 앞서 도시된 바와 같이 N개의 시간 블록들 또는 주파수 블록들의 임의의 조합을 통해 N개의 합성 파형들로서 구성되는 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 송신할 것이다.
수신기측에서, 송신 프로세스는 필연적으로 반대이다. 여기서 예를 들어, 마이크로프로세서 제어 수신기는 물론 그러한 특정 적용을 위해 원하는 바에 따라 다양한 시간 블록들 또는 주파수 블록들을 통해 다양한 열들 [T]를 수신할 것이다(예를 들어, 또한 N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들로 알려진 N개의 합성 파형들을 수신할 것이다). 예를 들어, 많은 이용 가능한 대역폭이 있고 시간이 절대적으로 중요하다면, 그 때 다수의 주파수 반송파들을 통해 다수의 주파수 블록들로서의 데이터를 송신기는 송신할 것이고 수신기는 수신할 것이다. 반면에, 이용 가능한 대역폭이 더 제한되고/되거나, 시간(레이턴시)가 덜 중요하다면, 그 때 대신에 다수의 시간 블록들을 통해 송신기는 송신할 것이고 수신기는 수신할 것이다.
따라서 사실상, 수신기는 하나 이상의 주파수 반송파들로 튜닝하고, 그러한 특정 적용에 대해 설정되는 시간 및 주파수 블록들의 수를 통해 원 NxN 송신된 행렬 [T]로부터의 데이터 또는 계수들을 NxN 수신 행렬 [R]로서 결국 수신하며, 여기서 [R]은 [T]와 유사하지만, 다양한 통신 손상들로 인해 일치하지 않을 수 있다.
마이크로프로세서 제어 수신기는 그 다음 송신 프로세스를 원 송신 프로세스를 반대로 모방하는 일련의 단계들로서 뒤바꾼다. NxN 수신 행렬 [R]은 역 디코딩 행렬 [UH]에 의해 우선 디코딩되어, 여기서 [BR]로 칭해지는 원 치환 행렬 [B]의 근사 버전을 생성하며, 여기서 [BR]=([R]*[UH])이다.
수신기는 그 다음 NxN [BR] 행렬의 요소들 상에 역 모듈러 계산 또는 역 클럭 산술 연산을 행함으로써 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들 (또는 톤들)로부터 데이터를 탈퇴시키는 역 클럭 동작을 행하여, NxN [BR] 행렬의 각각의 요소 bR에 대해
Figure 112014101935873-pct00006
를 생성한다. 이것은 여기서 [AR]로 칭해지는 데이터 행렬 [A]의 톤 변환되고 분배된 형태의 “반주기적으로 시간 편이되고 반주기적으로 주파수 편이된” 버전을 생성한다. 대안적으로 표현하면, [AR]=역 치환 ([BR]), 또는 [AR]=P-1([R]*[UH])이다.
수신기는 그 다음 원 IDFT(역 푸리에 변환) 행렬의 NxN 이산 푸리에 변환 행렬 DFT를 사용하여 [A] 행렬를 분석함으로써 [AR] 행렬로부터 원 데이터 심볼들 d의 적어도 근사치를 추가로 추출한다.
여기서, 각각의 수신된 심볼 dR의 경우, dR는 NxN 수신된 데이터 행렬 [DR]의 요소들이며, 여기서 [DR]=DFT*AR, 또는 대안적으로 [DR]=DFT*P-1([R]*[UH])이다.
따라서, 원 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들은 (또한 [UH]로 나타내어지는) 상응하는 디코딩 행렬 UH에 의해 제어되는 수신기에 의해 이후에 수신된다. 수신기 (예를 들어, 수신기의 마이크로프로세서 및 연관된 소프트웨어)는 하나 이상의 원래 송신된 NxN 심볼 행렬들 [D] (또는 이러한 송신된 심볼들의 적어도 근사치)에서의 다양한 송신된 심볼들 “d”을 복원하기 위해 이러한 디코딩 행렬 [UH]을 사용한다.
앞서 논의된 바와 같이, 에코 반사들 및 주파수 편이들의 신호 손상 효과들에 의해 야기되는 왜곡들을 교정하는 수개의 방식들이 있다. 하나의 방식은, 수신기 전단부에서, 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들 또는 “톤들”이 예측 가능한 시간-주파수 패턴을 형성하고, 수신기의 전단부에 위치되는 “덤(dumb)” 디컨벌루션 디바이스가 이러한 패턴들뿐만 아니라, 이러한 패턴들의 에코 반사되고 주파수 편이된 버전들을 인식하고, 패턴 인식 프로세스에 의해 적절한 디컨벌루션들을 수행할 수 있다는 사실을 활용한다. 대안적으로, 왜곡들은 반사되는 에코 및 주파수 편이 효과들을 필연적으로 판단하고, 이러한 효과들에 대해 해결하기 위해 여기서 적절한 수학적 변환들을 행함으로써 수신기의 소프트웨어에 의해 수학적으로 교정될 수 있다. 제3의 대안으로서, 어느 한 프로세스에 의해, 수신기가 통신 매체들의 특정 시간 및 주파수 왜곡들의 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들을 판단하면, 수신기는 이러한 효과들에 대해 필연적으로 미리 보정하거나 미리 인코딩하도록 송신기에 명령하기 위해 송신기로 커맨드를 송신할 수 있다. 즉, 예를 들어, 수신기가 에코를 검출하면, 송신기는 이러한 에코를 상쇄하는 등의 방식으로 송신하도록 지시될 수 있다.
도 9a는 에코 반사들 및 주파수 편이들이 부가 잡음(902)을 유발시킴으로써 송신된 신호(900)를 어떻게 블러링하거나 손상시키거나 왜곡할 수 있는지의 일 예를 도시한다. 이러한 왜곡들은 데이터 어레이에 영향을 주는 2차원 필터로서 모델링될 수 있다. 이러한 필터는 예를 들어, 시간 지연들 및 도플러 편이들을 갖는 다수의 에코들의 존재를 나타낸다. 이러한 왜곡들을 감소시키기 위해, 신호는 수신기 후속 수신기 프로세싱(904) 전에 전치 등화되거나, 대안적으로 DR 행렬이 (906)에서 회복된 후에 후치 등화될 수 있다. 이러한 등화 프로세스는 아날로그 또는 디지털 방법들에 의해 행해질 수 있다. 원 D 행렬을 이상적으로 완전히 복원할 수신된 D 행렬의 등화된 형태는 Deq로 칭해진다
도 9b는 그러한 왜곡들을 교정하기 위해 사용될 수 있는 순응적 선형 등화기의 일 예를 도시한다. 이러한 순응적 선형 등화기는 단계(904)에서, 선택적으로 보다 아날로그 방법으로서, 또는 단계(906)에서, 일반적으로 보다 디지털 그리고 수학적 프로세스로서 기능할 수 있다.
동시 계류중인 가출원 제61/615,884호에서 보다 상세히 설명되며, 내용들이 참조로 본원에 포함되는 등화기는 일부 실시예들에서 이하의 함수에 따라 동작된다:
Figure 112014101935873-pct00007
추가의 논의에 대해 출원 제61/615,884호를 참조한다.
도 9c는 그러한 왜곡들을 교정하기 위해 사용될 수 있는 순응적 결정 피드백 등화기의 일 예를 도시한다. 이러한 등화기는 포워드 피드백 프로세스(910)에서의 메인 신호의 상단에서 에코 및 주파수 편이된 신호들을 둘 다 편이하고, 또한 그 다음 (912)에서 임의의 잔여 에코 및 주파수 편이된 신호들을 또한 제거하기 위해 피드백 신호 소거 방법들을 사용한다. 방법은 그 다음 결과적인 신호들을 이산 값들로 효과적으로 반올림한다.
또한 동시 계류중인 가출원 제61/615,884호에서 보다 상세히 설명되는 등화기는 일부 실시예들에서 이하의 함수에 따라 동작된다:
Figure 112014101935873-pct00008
여기서
Figure 112014101935873-pct00009
이다.
상기한 바와 같이, 추가의 논의에 대해 출원 제61/615,884호를 참조한다.
도 10은 신호가 송신되는 동안 직면할 수 있는 다양한 에코(시간 편이들) 및 주파수 편이들의 시각화를 부여하는 시간-주파수 그래프를 도시한다. 이것은 또한 채널 임펄스 응답으로 칭해질 수 있다. 어떤 에코 (시간 편이) 또는 주파수 편이들도 전혀 없었다면, 그 때 그래프 10은 한정된 시간 및 주파수에서 단일 스파이크(spike)로서 나타날 것이다. 그러나 다양한 에코들 및 주파수 편이들로 인해, (1000)에서 스파이크로 나타내어질 수 있는 원 신호는 시간(1002) 및 주파수(1004) 둘 다를 통해 대신에 확산되고, 여기서 문제는 수신기(904)에서의 추가의 프로세싱 전에, 또는 수신기가 DR 단계(906)로의 프로세싱을 취했던 후 이후에 이러한 효과들을 교정하는 것이다. 다른 대안인, 송신 이전에 신호(908)를 전치 등화함으로써 송신기 단계에서 전치 등화하는 것은 관련된 프로세스에 의해 처리될 수 있다.
도 11은 순응적 결정 피드백 등화기(도 9c)의 FF(피드 포워드)부(910)가 수행하는 함수들의 일 예를 도시한다. 간략화하기 위해, 등화기의 이러한 부분(910)은 메인 신호와 한번 더 동시 발생하는 에코 또는 주파수 편이된 신호들을 편이하도록 작동하고, 따라서 메인 신호의 강도를 강화시키는 반면에 에코 또는 주파수 편이된 신호들의 강도를 약화시킨다.
도 12는 동작하는 순응적 결정 피드백 등화기(도 9c)의 FB(피드백)부(912)의 함수들의 일 예를 도시한다. 등화기의 FF(피드 포워드)부(910)가 주로 에코 및 주파수 편이된 신호들을 상쇄하도록 작동했던 후, 일부 잔여 에코 및 주파수 신호들이 여전히 남아 있을 것이다. FB(피드백)부(912)는 그러한 극소량이 남은 에코 신호들을 상쇄하도록 필연적으로 작동하여, 이러한 시스템의 부분에 대해 순응적 소거기 같이 필연적으로 작동한다.
순응적 결정 피드백 등화기(914)의 양자화기부는 그 다음 예를 들어, 심볼 “1”이 송신 후에, “0.999”보다 오히려 “1”로서 수신 단부상에 한번 더 나타나도록 결과적인 신호를 가장 근접한 양자화된 값으로 “반올림하도록” 작동한다.
앞서 논의된 바와 같이, 단계(802B)에 특히 적절한 등화 방법의 대안적인 수학적 논의는 가출원 제61/615,884호에서 설명되며, 내용들이 참조로 본원에 포함된다.
최종적 인터리빙 논의:
인터리빙 개념들로 복귀하면, 도 13은 모든 N개의 블록들을 송신하는데 요구되는 시간이 상이한 데이터 행렬들 D 사이에서 변화될 수 있는 인터리빙된 방식으로 다양한 상이한 시간 블록들을 송신하는 것이 유용할 수 있는 것을 도시하고, 여기서 인터리빙 방식은 다양한 최적화 방식들에 따라 모든 N개의 블록들을 송신하는데 요구되는 시간인 레이턴시를 고려하는 것이다.

Claims (20)

  1. 에코 반사들 및 주파수 오프셋들의 신호 손상 효과들에 대한 자동 보정을 가능하게 하기 위해 변조된 신호를 사용하여 복수의 데이터 심볼들을 전달하는 방법으로서:
    상기 복수의 데이터 심볼들을 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들로 분배하는 단계;
    송신기의 신호 변조를 제어하기 위해 상기 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들을 사용하는 단계로서, 각각의 상기 NxN 심볼 행렬에 대해, 상기 송신기는 인코딩 행렬 U에 따라 결정되는 N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 모든 치환들의 N2 크기 조정된 세트로부터 선택되는 N개의 파형들을 가중시키기 위해 각각의 데이터 심볼을 사용하며, 따라서 각각의 데이터 심볼에 대해 N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성하며;
    상기 인코딩 행렬 U은 상응하는 역 디코딩 행렬 UH을 갖는 NxN 단위 행렬이 되도록 선택되며;
    상기 NxN 심볼 행렬에서의 각각의 데이터 심볼에 대해, N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 합산하여, N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성하는 단계; 및
    N개의 시간 블록들 또는 주파수 블록들의 임의의 조합을 통해 N개의 합성 파형들로서 구조화되는 상기 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 송신하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    N은 1보다 더 큰, 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 신호는 무선 신호이거나, 상기 신호는 광 또는 전기 전류 전도 와이어, 섬유 또는 케이블을 통해 전해지는 광 또는 전기 신호이고;
    상기 주파수 오프셋들은 도플러 편이들 또는 다른 비도플러 효과들에 의해 야기되는, 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들은 상기 상응하는 디코딩 행렬 UH에 의해 제어되는 수신기에 의해 이후에 수신되고;
    상기 수신기가 상기 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들에서 상기 송신된 심볼들을 복원하는 것을 가능하게 하기 위해 상기 디코딩 행렬 UH을 사용하는, 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    에코 반사들 및 주파수 오프셋들 중의 하나 또는 조합으로 인해, 에코 반사들 및 주파수 오프셋들로 인한 다수의 신호들이 상기 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주파수 편이된 파형들의 시간 및 주파수 편이된 버전들을 나타내는 시간 및 주파수 컨벌루션된 신호를 상기 수신기가 수신하는 것을 야기하며;
    상기 에코 반사들 및 주파수 오프셋들을 교정하기 위해 상기 수신기에서 상기 시간 및 주파수 컨벌루션된 신호를 시간 및 주파수 디컨벌루션하여;
    따라서 시간 및 주파수 디컨벌루션된 결과들, 및 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들을 생성하는, 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 복수의 데이터 심볼들은 알려진 테스트 심볼들이 되도록 선택되며, 상기 수신기는 상기 알려진 테스트 심볼들의 기록을 가져, 상기 송신기 및 상기 수신기의 시스템 및 환경의 상기 에코 반사들 주파수 오프셋들, 및 다른 신호 손상들의 특성들을 결정하기 위해 상기 시간 및 주파수 컨벌루션된 신호의 상기 시간 및 주파수 디컨벌루션 동안 획득되는 상기 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들을 또한 사용하는, 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 송신기 및 상기 수신기의 시스템 및 환경의 상기 에코 반사들, 주파수 오프셋들 및 다른 신호 손상들의 상기 특성들은 상기 시스템 및 환경에서의 우월한 성능을 위해 선택되는 특성을 갖는 인코딩 행렬 U 및 디코딩 행렬 UH을 선택하기 위해 사용되는, 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    N개의 합성 파형들로서 구조화되는 상기 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들은 적어도 N개의 시간 블록들을 통해 송신되는, 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    각각의 상기 NxN 심볼 행렬들에 대해, 모든 N개의 시간 블록들은 시간 맞춰 연속적으로 송신되거나;
    각각의 상기 NxN 심볼 행렬들에 대해, 제1의 상기 NxN 심볼 행렬로부터의 상기 N개의 시간 블록들은 제2의 그리고 상이한 NxN 심볼 행렬로부터의 상기 N개의 시간 블록들과 시간-인터리빙되어 송신되는, 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    제1의 상기 NxN 심볼 행렬로부터의 N개의 시간 블록들의 제1 세트는 제1 단위 행렬 U1을 사용하는 제1 송신기에서 비롯되고, N개의 시간 블록들의 제2 세트는 제2 단위 행렬 U2을 사용하는 제2 송신기로부터의 제2의 상기 NxN 심볼 행렬에서 비롯되고;
    U1 및 U2는 동일하거나 상이할 수 있고;
    U1 및 U2는 상기 제1 송신기, 상기 제2 송신기 및 수신기의 시스템 및 환경의 에코 반사들, 주파수 오프셋들 및 다른 신호 손상들의 특성들에 기반하여 선택될 수 있는, 방법.
  11. 에코 반사들 및 주파수 오프셋들의 무선 신호 손상 효과들에 대한 자동 보정을 가능하게 하기 위해 변조된 무선 신호를 사용하여 복수의 데이터 심볼들을 전달하는 방법으로서:
    상기 복수의 데이터 심볼들을 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들로 분배하는 단계;
    무선 송신기의 무선 신호 변조를 제어하기 위해 상기 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들을 사용하는 단계로서, 각각의 상기 NxN 심볼 행렬에 대해, 상기 무선 송신기는 인코딩 행렬 U에 따라 결정되는 N개의 주기적으로 시간 편이되고 N개의 주기적으로 주파수 편이된 파형들의 모든 치환들의 N2 크기 조정된 세트로부터 선택되는 N개의 파형들을 가중시키기 위해 각각의 데이터 심볼을 사용하며, 따라서 각각의 데이터 심볼에 대해 N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성하며;
    상기 인코딩 행렬 U은 상응하는 역 디코딩 행렬 UH을 갖는 NxN 단위 행렬이 되도록 선택되며;
    상기 NxN 심볼 행렬에서의 각각의 데이터 심볼에 대해, N개의 심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 합산하여, N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 생성하는 단계; 및
    N개의 시간 블록들 또는 주파수 블록들의 임의의 조합을 통해 N개의 합성 파형들로서 구조화되는 상기 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들을 송신하는 단계를 포함하는, 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들은 상기 상응하는 디코딩 행렬 UH에 의해 제어되는 무선 수신기에 의해 이후에 수신되고;
    상기 무선 수신기가 상기 하나 이상의 NxN 심볼 행렬들에서 상기 송신된 심볼들을 복원하는 것을 가능하게 하기 위해 상기 디코딩 행렬 UH을 사용하는, 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    에코 반사들 및 주파수 오프셋들 중의 하나 또는 조합으로 인해, 에코 반사들 및 주파수 오프셋들로 인한 다수의 신호들이 상기 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주파수 편이된 파형들의 시간 및 주파수 편이된 버전들을 나타내는 시간 및 주파수 컨벌루션된 신호를 상기 수신기가 수신하는 것을 야기하며;
    상기 에코 반사들 및 주파수 오프셋들을 교정하기 위해 상기 수신기에서 상기 시간 및 주파수 컨벌루션된 신호를 시간 및 주파수 디컨벌루션하여;
    따라서 시간 및 주파수 디컨벌루션된 결과들, 및 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들을 생성하는, 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 복수의 데이터 심볼들은 알려진 테스트 심볼들이 되도록 선택되며, 상기 수신기는 상기 알려진 테스트 심볼들의 기록을 가져, 상기 송신기 및 상기 수신기의 시스템 및 환경의 에코 반사들, 주파수 오프셋들, 및 다른 신호 손상들의 특성들을 결정하기 위해 상기 시간 및 주파수 컨벌루션된 신호의 시간 및 주파수 디컨벌루션 동안 획득되는 상기 시간 및 주파수 디컨벌루션 파라미터들을 또한 사용하는, 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 송신기 및 상기 수신기의 시스템 및 환경의 상기 에코 반사들, 주파수 오프셋들 및 다른 신호 손상들의 상기 특성들은 상기 시스템 및 환경에서의 우월한 성능을 위해 선택되는 특성을 갖는 인코딩 행렬 U 및 디코딩 행렬 UH을 선택하기 위해 사용되는, 방법.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 주파수 오프셋들 중 적어도 일부는 상기 송신기 및 수신기의 상기 환경에서 하나 이상의 물체의 위치 및 속도를 결정하기 위해 레이더 시스템에서 사용되는 도플러 효과들이 유발되는 속도에 의해 야기되는, 방법.
  17. 제11항에 있어서,
    N개의 합성 파형들로서 구조화되는 상기 N2개의 합계-심볼-가중된 주기적으로 시간 편이되고 주기적으로 주파수 편이된 파형들은 적어도 N개의 시간 블록들을 통해 송신되는, 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    각각의 상기 NxN 심볼 행렬들에 대해, 모든 N개의 시간 블록들은 시간 맞춰 연속적으로 송신되거나;
    각각의 상기 NxN 심볼 행렬들에 대해, 제1의 상기 NxN 심볼 행렬로부터의 상기 N개의 시간 블록들은 제2의 그리고 상이한 NxN 심볼 행렬로부터의 상기 N개의 시간 블록들과 시간-인터리빙되어 송신되는, 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    제1의 상기 NxN 심볼 행렬로부터의 N개의 시간 블록들의 제1 세트는 제1 단위 행렬 U1을 사용하는 제1 무선 송신기에서 비롯되고, N개의 시간 블록들의 제2 세트는 제2 단위 행렬 U2을 사용하는 제2 무선 송신기로부터의 제2의 상기 NxN 심볼 행렬에서 비롯되고;
    U1 및 U2는 동일하거나 상이할 수 있고;
    U1 및 U2는 상기 제1 무선 송신기, 상기 제2 무선 송신기 및 무선 수신기의 시스템 및 환경의 에코 반사들, 주파수 오프셋들 및 다른 신호 손상들의 특성들에 기반하여 선택될 수 있는, 방법.
  20. 제11항에 있어서,
    N은 1보다 더 큰, 방법.
KR1020147029893A 2012-03-26 2013-03-25 에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법 KR102109222B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020207012414A KR102252963B1 (ko) 2012-03-26 2013-03-25 에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201261615884P 2012-03-26 2012-03-26
US61/615,884 2012-03-26
US13/430,690 US9083595B2 (en) 2010-05-28 2012-03-27 Signal modulation method resistant to echo reflections and frequency offsets
US13/430,690 2012-03-27
PCT/US2013/033652 WO2013148546A1 (en) 2012-03-26 2013-03-25 Signal modulation method resistant to echo reflections and frequency offsets

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020207012414A Division KR102252963B1 (ko) 2012-03-26 2013-03-25 에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20140144717A KR20140144717A (ko) 2014-12-19
KR102109222B1 true KR102109222B1 (ko) 2020-05-12

Family

ID=49261140

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020147029893A KR102109222B1 (ko) 2012-03-26 2013-03-25 에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법
KR1020207012414A KR102252963B1 (ko) 2012-03-26 2013-03-25 에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020207012414A KR102252963B1 (ko) 2012-03-26 2013-03-25 에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법

Country Status (7)

Country Link
EP (1) EP2832000B8 (ko)
JP (1) JP6654041B2 (ko)
KR (2) KR102109222B1 (ko)
CN (2) CN106130694B (ko)
AU (2) AU2013239970C9 (ko)
CA (1) CA2868505A1 (ko)
WO (1) WO2013148546A1 (ko)

Families Citing this family (69)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9444514B2 (en) 2010-05-28 2016-09-13 Cohere Technologies, Inc. OTFS methods of data channel characterization and uses thereof
US9071286B2 (en) 2011-05-26 2015-06-30 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US11943089B2 (en) 2010-05-28 2024-03-26 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-shifting communications system
US9071285B2 (en) 2011-05-26 2015-06-30 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9130638B2 (en) 2011-05-26 2015-09-08 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US10667148B1 (en) 2010-05-28 2020-05-26 Cohere Technologies, Inc. Methods of operating and implementing wireless communications systems
US10681568B1 (en) 2010-05-28 2020-06-09 Cohere Technologies, Inc. Methods of data channel characterization and uses thereof
US8976851B2 (en) 2011-05-26 2015-03-10 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9590779B2 (en) 2011-05-26 2017-03-07 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9031141B2 (en) 2011-05-26 2015-05-12 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9294315B2 (en) 2011-05-26 2016-03-22 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9912507B2 (en) 2012-06-25 2018-03-06 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space communication system compatible with OFDM
US10411843B2 (en) 2012-06-25 2019-09-10 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space communication system compatible with OFDM
US10469215B2 (en) 2012-06-25 2019-11-05 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space modulation system for the Internet of Things
US10090972B2 (en) 2012-06-25 2018-10-02 Cohere Technologies, Inc. System and method for two-dimensional equalization in an orthogonal time frequency space communication system
IN2015KN00202A (ko) * 2012-06-25 2015-06-12 Cohere Tech Inc
US9967758B2 (en) 2012-06-25 2018-05-08 Cohere Technologies, Inc. Multiple access in an orthogonal time frequency space communication system
US10003487B2 (en) 2013-03-15 2018-06-19 Cohere Technologies, Inc. Symplectic orthogonal time frequency space modulation system
US9929783B2 (en) 2012-06-25 2018-03-27 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space modulation system
CA2955827C (en) * 2014-07-21 2019-02-26 Cohere Technologies, Inc. Otfs methods of data channel characterization and uses thereof
US10090973B2 (en) 2015-05-11 2018-10-02 Cohere Technologies, Inc. Multiple access in an orthogonal time frequency space communication system
EP3295572A4 (en) 2015-05-11 2018-12-26 Cohere Technologies, Inc. Systems and methods for symplectic orthogonal time frequency shifting modulation and transmission of data
US10574317B2 (en) 2015-06-18 2020-02-25 Cohere Technologies, Inc. System and method for providing wireless communication services using configurable broadband infrastructure shared among multiple network operators
US9866363B2 (en) 2015-06-18 2018-01-09 Cohere Technologies, Inc. System and method for coordinated management of network access points
KR20180030546A (ko) * 2015-06-22 2018-03-23 코히어 테크널러지스, 아이엔씨. 심플렉틱 직교 시간 주파수 공간 변조 시스템
US10404514B2 (en) 2015-06-27 2019-09-03 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space communication system compatible with OFDM
US10892547B2 (en) 2015-07-07 2021-01-12 Cohere Technologies, Inc. Inconspicuous multi-directional antenna system configured for multiple polarization modes
WO2017011455A1 (en) 2015-07-12 2017-01-19 Cohere Technologies Orthogonal time frequency space modulation over a plurality of narrow band subcarriers
EP3348015B1 (en) * 2015-09-07 2022-09-07 Cohere Technologies, Inc. Multiple access using orthogonal time frequency space modulation
EP3378187B1 (en) 2015-11-18 2022-03-30 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space modulation techniques
KR102655272B1 (ko) 2015-12-09 2024-04-08 코히어 테크놀로지스, 아이엔씨. 복소 직교 함수를 이용하는 파일럿 패킹
CN115694764A (zh) 2016-02-25 2023-02-03 凝聚技术公司 用于无线通信的参考信号封装
EP3433969B1 (en) * 2016-03-23 2021-11-03 Cohere Technologies, Inc. Receiver-side processing of orthogonal time frequency space modulated signals
US9667307B1 (en) 2016-03-31 2017-05-30 Cohere Technologies Wireless telecommunications system for high-mobility applications
WO2017173160A1 (en) 2016-03-31 2017-10-05 Cohere Technologies Channel acquisition using orthogonal time frequency space modulated pilot signal
EP3437279B1 (en) 2016-04-01 2021-03-03 Cohere Technologies, Inc. Iterative two dimensional equalization of orthogonal time frequency space modulated signals
EP3437197B1 (en) 2016-04-01 2022-03-09 Cohere Technologies, Inc. Tomlinson-harashima precoding in an otfs communication system
US10938602B2 (en) 2016-05-20 2021-03-02 Cohere Technologies, Inc. Iterative channel estimation and equalization with superimposed reference signals
EP3497785B1 (en) 2016-08-12 2024-03-13 Cohere Technologies, Inc. Method for multi-user multiplexing of orthogonal time frequency space signals
US10826728B2 (en) 2016-08-12 2020-11-03 Cohere Technologies, Inc. Localized equalization for channels with intercarrier interference
WO2018031952A1 (en) 2016-08-12 2018-02-15 Cohere Technologies Iterative multi-level equalization and decoding
WO2018064587A1 (en) 2016-09-29 2018-04-05 Cohere Technologies Transport block segmentation for multi-level codes
WO2018064605A1 (en) 2016-09-30 2018-04-05 Cohere Technologies Uplink user resource allocation for orthogonal time frequency space modulation
EP3549200B1 (en) 2016-12-05 2022-06-29 Cohere Technologies, Inc. Fixed wireless access using orthogonal time frequency space modulation
WO2018129554A1 (en) 2017-01-09 2018-07-12 Cohere Technologies Pilot scrambling for channel estimation
US10356632B2 (en) 2017-01-27 2019-07-16 Cohere Technologies, Inc. Variable beamwidth multiband antenna
US10568143B2 (en) 2017-03-28 2020-02-18 Cohere Technologies, Inc. Windowed sequence for random access method and apparatus
WO2018191309A1 (en) 2017-04-11 2018-10-18 Cohere Technologies Digital communication using dispersed orthogonal time frequency space modulated signals
EP3613243B1 (en) 2017-04-21 2022-08-24 Cohere Technologies, Inc. Communication techniques using quasi-static properties of wireless channels
EP3616341A4 (en) 2017-04-24 2020-12-30 Cohere Technologies, Inc. DIGITAL COMMUNICATION USING LATTICE DISTRIBUTION MULTIPLEXING
WO2018200567A1 (en) 2017-04-24 2018-11-01 Cohere Technologies Multibeam antenna designs and operation
CN111052692B (zh) 2017-07-12 2022-10-11 凝聚技术公司 基于zak变换的数据调制方法
US11546068B2 (en) 2017-08-11 2023-01-03 Cohere Technologies, Inc. Ray tracing technique for wireless channel measurements
WO2019036492A1 (en) 2017-08-14 2019-02-21 Cohere Technologies ASSIGNMENT OF TRANSMISSION RESOURCES BY DIVISION OF BLOCKS OF PHYSICAL RESOURCES
EP3679493B1 (en) 2017-09-06 2024-03-13 Cohere Technologies, Inc. Lattice reduction in orthogonal time frequency space modulation
WO2019051427A1 (en) 2017-09-11 2019-03-14 Cohere Technologies, Inc. WIRELESS LOCAL NETWORKS USING ORTHOGONAL TIME-FREQUENCY SPACE MODULATION
EP3682607A4 (en) 2017-09-15 2021-09-01 Cohere Technologies, Inc. SYNCHRONIZATION IN AN ORTHOGONAL TIME FREQUENCY SIGNAL RECEIVER
WO2019060596A2 (en) 2017-09-20 2019-03-28 Cohere Technologies, Inc. LOW COST ELECTROMAGNETIC POWER SUPPLY NETWORK
WO2019068053A1 (en) 2017-09-29 2019-04-04 Cohere Technologies, Inc. ERROR CORRECTION WITHOUT RETURN CIRCUIT USING LOW DENSITY NON-BINARY PARITY CHECK CODES
WO2019089986A1 (en) 2017-11-01 2019-05-09 Cohere Technologies, Inc. Precoding in wireless systems using orthogonal time frequency space multiplexing
WO2019113046A1 (en) 2017-12-04 2019-06-13 Cohere Technologies, Inc. Implementation of orthogonal time frequency space modulation for wireless communications
EP3750252A4 (en) 2018-02-08 2021-08-11 Cohere Technologies, Inc. CHANNEL ESTIMATE ASPECTS FOR ORTHOGONAL TIME-FREQUENCY SPATIAL MODULATION FOR WIRELESS COMMUNICATIONS
US11489559B2 (en) 2018-03-08 2022-11-01 Cohere Technologies, Inc. Scheduling multi-user MIMO transmissions in fixed wireless access systems
US11329848B2 (en) 2018-06-13 2022-05-10 Cohere Technologies, Inc. Reciprocal calibration for channel estimation based on second-order statistics
US11522600B1 (en) 2018-08-01 2022-12-06 Cohere Technologies, Inc. Airborne RF-head system
EP3809656A1 (en) * 2019-10-14 2021-04-21 Volkswagen AG Wireless communication device and corresponding apparatus, method and computer program
CN113093137B (zh) * 2021-04-02 2022-08-12 电子科技大学 一种基于fda-mimo雷达最优频偏估计的杂波抑制方法
KR102486489B1 (ko) * 2021-04-29 2023-01-10 국방과학연구소 생체 모방 통신 시스템에서 변조 신호와 복조 신호를 생성하기 위한 장치 및 방법
CN113726701B (zh) * 2021-09-14 2023-09-26 上海橙科微电子科技有限公司 应用于数据传输系统中消除信道反射的系统及方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070014272A1 (en) 2005-06-16 2007-01-18 Ravi Palanki Pilot and data transmission in a quasi-orthogonal single-carrier frequency division multiple access system
US20110292971A1 (en) 2010-05-28 2011-12-01 Ronny Hadani Communications method employing orthonormal time-frequency shifting and spectral shaping

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ZA957858B (en) * 1994-09-30 1996-04-22 Qualcomm Inc Multipath search processor for a spread spectrum multiple access communication system
US6275543B1 (en) * 1996-10-11 2001-08-14 Arraycomm, Inc. Method for reference signal generation in the presence of frequency offsets in a communications station with spatial processing
EP0966133B1 (en) * 1998-06-15 2005-03-02 Sony International (Europe) GmbH Orthogonal transformations for interference reduction in multicarrier systems
FR2794914B1 (fr) * 1999-06-08 2002-03-01 Sagem Systeme parametrable a entrelacement temporel et frequentiel pour la transmission de donnees numeriques entre stations fixes ou mobiles
US6832080B1 (en) * 2000-09-12 2004-12-14 Ericsson, Inc. Apparatus for and method of adapting a radio receiver using control functions
US7065126B2 (en) * 2003-02-25 2006-06-20 Interdigital Technology Corporation Components and methods for processing in wireless communication data in presence of format uncertainty
CN100372238C (zh) * 2004-03-31 2008-02-27 清华大学 时域同步正交频分复用接收机系统
US7991088B2 (en) * 2005-11-15 2011-08-02 Tommy Guess Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
WO2007004297A1 (ja) * 2005-07-06 2007-01-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 送信機及び送信方法
US20080310383A1 (en) * 2007-06-15 2008-12-18 Sharp Laboratories Of America, Inc. Systems and methods for designing a sequence for code modulation of data and channel estimation
JP2011127910A (ja) * 2009-12-15 2011-06-30 Hitachi Automotive Systems Ltd レーダ装置及びレーダシステム

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070014272A1 (en) 2005-06-16 2007-01-18 Ravi Palanki Pilot and data transmission in a quasi-orthogonal single-carrier frequency division multiple access system
US20110292971A1 (en) 2010-05-28 2011-12-01 Ronny Hadani Communications method employing orthonormal time-frequency shifting and spectral shaping

Also Published As

Publication number Publication date
KR102252963B1 (ko) 2021-05-17
JP2015520954A (ja) 2015-07-23
EP2832000A1 (en) 2015-02-04
EP2832000B1 (en) 2020-05-27
AU2013239970C9 (en) 2017-05-11
JP6654041B2 (ja) 2020-02-26
CN106130694A (zh) 2016-11-16
AU2013239970B2 (en) 2016-08-25
EP2832000A4 (en) 2015-12-02
CN104285379A (zh) 2015-01-14
AU2013239970C1 (en) 2017-04-13
EP2832000B8 (en) 2020-07-22
AU2016262728B2 (en) 2018-04-19
KR20200051826A (ko) 2020-05-13
KR20140144717A (ko) 2014-12-19
AU2016262728A1 (en) 2016-12-15
CN104285379B (zh) 2016-06-29
AU2013239970A1 (en) 2014-10-09
CN106130694B (zh) 2019-08-20
CA2868505A1 (en) 2013-10-03
WO2013148546A1 (en) 2013-10-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102109222B1 (ko) 에코 반사들 및 주파수 오프셋들에 저항성인 신호 변조 방법
US9083595B2 (en) Signal modulation method resistant to echo reflections and frequency offsets
KR102367370B1 (ko) 정규 직교 시간-주파수 시프팅 통신 시스템에서 변조 및 등화
KR102554811B1 (ko) 직교 시간 주파수 공간 통신 시스템에서의 다중 액세스
US8279953B2 (en) Transmitting apparatus, receiving apparatus, and wireless communication method
US5636246A (en) Multicarrier transmission system
KR20180050294A (ko) Ofdm과 호환가능한 직교 시간 주파수 공간 통신 시스템
EP3311541A1 (en) Symplectic orthogonal time frequency space modulation system
KR20180030782A (ko) 직교 시간 주파수 공간 변조 시스템
KR20180051485A (ko) Ofdm과 호환가능한 직교 시간 주파수 공간 통신 시스템
TWI318838B (en) High doppler channel estimation for ofd multiple antenna systems
WO2017049303A1 (en) Compatible use of orthogonal time frequency space modulation within an lte communication system
Rangappagowda Wavelet domain diversity method for transmission of images over wireless systems using hybrid (OFDM-CDMA-SFH) concept and its real time implementation in TMS320C6713 DSP development board

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
A107 Divisional application of patent
GRNT Written decision to grant