CN108111143A - 高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供能够改善衰减特性以及通过特性的高频前端电路。高频前端电路(2X)具备：多路转换器(14X)，由多个滤波器(11a)、(11b)构成，该多个滤波器的一方的端子公共连接且具有相互不同的通频带，并包括滤波器(11a)；滤波器(13a)，在滤波器(11a)的通频带内具有通频带；以及开关(21a)，具有与滤波器(11a)的另一方的端子连接的公共端子、以及包括与滤波器(13a)连接的选择端子的多个选择端子，构成滤波器(11a)的1个以上的弹性波谐振器中被配置在最靠开关(21a)侧的弹性波谐振器、以及构成滤波器(13a)的1个以上的弹性波谐振器中被配置在最靠开关(21a)侧的弹性波谐振器均是串联臂谐振器。

Description

高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及具备多路转换器的高频前端电路以及通信装置。
背景技术
在近年来的手机等通信装置中要求在一个终端应对多个频带(频段)的多频化。伴随于此，搭载在通信装置上的前端模块等高频前端电路也要求多频化，而且要求对同时收发多个频段的高频信号的CA(载波聚合)的应对。
作为这样的高频前端电路，公开了双工器(Diplexer)、开关IC(IntegratedCircuit：集成电路)、多个BPF(带通滤波器)以及LNA(低噪声放大器)依次连接而成的分集模块(例如参照专利文献1)。根据该高频前端电路，通过开关IC选择多个BPF中2个以上，能够应对CA。
专利文献1:美国专利申请公开第2016/0127015号说明书
然而，在上述以往的结构中，如CA那样在同时收发多个频带的高频信号时，一个频段的高频信号不光在以该一个频带为通频带的滤波器，也漏到其它滤波器。因此，对于其它滤波器，通频带外的高频信号漏入，该通频带外的衰减量减小。因此，衰减特性恶化。另外，对于一个滤波器，因通频带的高频信号漏出，通频带内的损失增大。因此，通过特性恶化。结果是在以往的结构中存在较难确保高频前端电路整体的衰减特性以及通过特性这个问题。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供能够改善衰减特性以及通过特性的高频前端电路以及通信装置。
为了实现上述目的，本发明的一个方式所涉及的高频前端电路是能够应用于同时发送、接收或者收发多个频带的通信方式的高频前端电路，具备：多路转换器，由多个滤波器构成，上述多个滤波器的一方的端子公共连接且具有相互不同的通频带，并包括第一弹性波滤波器；第二弹性波滤波器，在上述第一弹性波滤波器的通频带内具有通频带；以及开关，具有与上述第一弹性波滤波器的另一方的端子连接的公共端子、以及包括与上述第二弹性波滤波器连接的选择端子的多个选择端子，构成上述第一弹性波滤波器的1个以上的弹性波谐振器中被配置在最靠上述开关侧的第一弹性波谐振器、以及构成上述第二弹性波滤波器的1个以上的弹性波谐振器中被配置在最靠上述开关侧的第二弹性波谐振器均是串联臂谐振器。
由此，若从开关侧看第一弹性波滤波器，则第一弹性波滤波器的通频带外的阻抗在史密夫图表上显现靠OPEN的电容性。另外，若从开关侧看第二弹性波滤波器，则第一弹性波滤波器的通频带外的阻抗显现电容性。
因而，在通过开关将第一弹性波滤波器和第二弹性波滤波器连接时，若从构成多路转换器的滤波器公共连接的一侧看，则能够提高第一弹性波滤波器的通频带外的反射系数。因此，能够对第一弹性波滤波器(具体而言设置有第一弹性波滤波器的路径)改善衰减特性。另外，能够对与第一弹性波滤波器一起构成多路转换器的其它滤波器(具体而言设置有其它滤波器的路径)改善通过特性。
这样，根据本方式，能够实现能够改善衰减特性以及通过特性的高频前端电路。
另外，也可以是上述第一弹性波滤波器的上述另一方的端子中的阻抗、以及上述第二弹性波滤波器的上述开关侧的端子中的阻抗在上述第一弹性波滤波器的通频带外都位于史密夫图表上右半部分的区域中，并具有电容性。
由此，在通过开关将第一弹性波滤波器和第二弹性波滤波器连接时，能够对从第一弹性波滤波器的另一方的端子看第二弹性波滤波器侧的第一弹性波滤波器的通频带外的阻抗而言抑制将第一弹性波滤波器和第二弹性波滤波器连接的配线以及开关的影响所造成的向电感性的移位。换句话说，该阻抗容易收敛为电容性。同样地，也能够对从第二弹性波滤波器的输入端子看第一弹性波滤波器侧的第一弹性波滤波器的通频带外的阻抗而言抑制向电感性的移位。
此处，第一弹性波滤波器的另一方的端子中的阻抗、以及第二弹性波滤波器的开关侧的端子中的阻抗在第一弹性波滤波器的通频带外都显现电容性。
因而，从第一弹性波滤波器的另一方的端子看第二弹性波滤波器侧的阻抗和第二弹性波滤波器的开关侧的端子的阻抗在第一弹性波滤波器的通频带外，都显现电容性。同样地，从第二弹性波滤波器的开关侧的端子看第一弹性波滤波器侧的阻抗和第一弹性波滤波器的输出阻抗在第一弹性波滤波器的通频带外，都显现电容性。
由此，难以成为作为导致第一弹性波滤波器的通频带外的衰减特性的恶化的重要因素的、一个阻抗显现电感性且另一个阻抗显现电容性的反转关系。
因此，根据上述的方式，能够实现衰减特性以及通过特性的进一步的改善。
另外，也可以是上述开关在上述公共端子与上述多个选择端子的任何一个都不连接的非连接时，从上述第一弹性波滤波器侧看到的阻抗具有电容性，并位于史密夫图表上右半部分的区域。
由此，即使在非连接时，即，未通过开关将第一弹性波滤波器和第二弹性波滤波器连接时，与将它们连接时同样地能够改善衰减特性以及通过特性。
另外，在上述非连接时，上述开关的断开电容值可以与上述第二弹性波谐振器的电容值大致相等。
由此，即使在非连接时，对于与第一弹性波滤波器一起构成多路转换器的其它滤波器(具体而言设置有其它滤波器的路径)而言，与连接时相比，能够大致相等地改善通过特性。
另外，上述第一弹性波谐振器的电容值和上述第二弹性波谐振器的电容值可以大致相等。
由此，能够使从开关侧看第一弹性波滤波器的阻抗和从开关侧看第二弹性波滤波器的阻抗在第一弹性波滤波器的通频带外，位于史密夫图表上大致相等的区域。因而，在通过开关将第一弹性波滤波器和第二弹性波滤波器连接时，从构成多路转换器的滤波器公共连接的点侧看，可以进一步提高第一弹性波滤波器的通频带外的反射系数。因而，能够实现衰减特性以及通过特性的进一步的改善。
另外，可以具备与上述多个选择端子分别连接且具有相互不同的通频带的多个上述第二弹性波滤波器。
由此，能够改善衰减特性以及通过特性，并且应对更多的频段。
另外，上述高频前端电路具备多组由上述第一弹性波滤波器、上述开关以及上述多个第二弹性波滤波器构成的组，多个上述第一弹性波滤波器的一方的端子公共连接且具有相互不同的通频带，并构成上述多路转换器。
另外，上述第一弹性波滤波器以及上述第二弹性波滤波器的至少一方可以是BAW滤波器。
另外，上述第一弹性波滤波器可以是混合滤波器。
另外，构成上述多路转换器的上述多个滤波器可以包括以1475.9－2025MHz为通频带的MLB/LMB滤波器、以2110－2200MHz为通频带的MB滤波器、以2300－2400MHz为通频带的MHB滤波器、以及以2496－2690MHz为通频带的HB滤波器。
另外，也可以是上述高频前端电路具备多组包括上述第一弹性波滤波器、上述第二弹性波滤波器以及上述开关的组，多个上述第一弹性波滤波器的一方的端子公共连接且具有相互不同的通频带，并构成上述多路转换器，上述高频前端电路还具备与上述多路转换器的前级连接的其它多路转换器。
另外，构成上述其它多路转换器的滤波器中的至少一个可以是混合滤波器。
另外，上述其它多路转换器可以是双工器。
另外，上述其它多路转换器可以是三工器。
另外，上述三工器可以由以699－960MHz为通频带的LB滤波器、以1427－2200MHz为通频带的MB滤波器、以及以2300－2690MHz为通频带的HB滤波器构成。
另外，上述其它多路转换器可以是四工器。
另外，上述四工器可以由以699－960MHz为通频带的LB滤波器、以1427－2200MHz为通频带的MB滤波器、以2300－2400MHz为通频带的HB1滤波器、以及以2496－2690MHz为通频带的HB2滤波器构成。
另外，本发明的一个方式所涉及的通信装置具备对在天线元件发送、接收，或者收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路、和在上述天线元件与上述RF信号处理电路之间传播上述高频信号的上述任意一个高频前端电路。
由此，能够改善衰减特性以及通过特性，并且应对更多的频段。
由此，能够提供可以改善衰减特性以及通过特性的通信装置。
根据本发明，能够提供可以改善衰减特性以及通过特性的高频前端电路以及通信装置。
附图说明
图1是表示实施方式所涉及的高频前端电路的结构图。
图2A是表示实施方式所涉及的高频前端电路中的CA时的状态的结构图。
图2B是表示比较例1所涉及的高频前端电路中CA时的状态的结构图。
图3A是表示实施方式中的开关的结构的电路图。
图3B是表示比较例2中的开关的结构的电路图。
图4A是表示实施方式所涉及的高频前端电路中非CA时的状态的结构图。
图4B是表示比较例2所涉及的高频前端电路中非CA时的状态的结构图。
图5是实施例所涉及的通信装置的电路结构图。
图6A是表示实施例中的多路转换器的输出阻抗的史密夫图表。
图6B是表示实施例的比较例中的多路转换器的输出阻抗的史密夫图表。
图7是表示实施例中的构成滤波电路的滤波器的输入阻抗的史密夫图表。
图8A是表示构成开关电路的开关的输入阻抗的史密夫图表。
图8B是表示从多路转换器的输出端子看开关侧时的阻抗的史密夫图表。
图9是表示实施例中的多路转换器的输入侧的反射特性的图表。
图10是表示实施例的比较例中的与高频前端电路有关的特性的图表。
图11是表示与实施例中的高频前端电路有关的特性的图表。
图12是与比较例比较地表示实施例中的高频前端电路的通过特性的改善效果的表。
符号说明
2、2X、2Y、2Z…高频前端电路；3…通信装置；10…双工器；10A…低通滤波器；10B…高通滤波器；11A…MLB/LMB滤波器；11B…MB滤波器；11C…MHB滤波器；11D…HB滤波器；11a、11b…滤波器(第一弹性波滤波器)；11y…滤波器；13a～13d、13A～13H、13J、13K…滤波器(第二弹性波滤波器)；14、14X、14Y…多路转换器；15、15X…滤波电路；21、21X、22…开关电路；21A、21C、21D、21a、21b、21z、22A～22D…开关；21ac…公共端子；30…放大电路；31～34…LNA；101…天线公共端子；101X…INPUT端子；211s、212s…选择端子
具体实施方式
以下，使用实施例以及附图，详细地对本发明的实施方式进行说明。此外，以下说明的实施方式均是表示总体或具体的例子的方式。在以下的实施方式所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置位置以及连接方式等仅为一例，并非意在限定本发明。另外，对于以下的实施方式的构成要素中独立权利要求没有记载的构成要素，作为任意的构成要素进行说明。另外，在各图中，对实质相同的结构标注同一符号，有时省略或简化重复的说明。
(实施方式)
[1.概要]
[1－1.构成]
图1是本实施方式所涉及的高频前端电路2X的结构图。此外，在该图中，也一并图示出后述的初级的滤波器11a(第一弹性波滤波器)以及后级的滤波器13a(第二弹性波滤波器)各个的局部结构图。
高频前端电路2X是在天线元件(未图示)与RFIC(Radio Frequency IntegratedCircuit：射频集成电路，未图示)之间传播高频信号的电路，例如是配置在应对多频段的手机的前端部的高频模块。该高频前端电路2X能够应用于同时使用多个频带的CA等通信方式。CA等通信方式是指同时发送、接收或者收发多个频带的通信方式。
在本实施方式中，高频前端电路2X应对LTE(Long Term Evolution：长期演进)，对3GPP(Third Generation Partnership Project：第三代合作伙伴计划)中所规定的Band(频带)的高频信号进行传播。具体而言，高频前端电路2被配置在接收系统中，以规定的频带对由天线元件接收且被输入到INPUT端子101X的高频信号(此处为高频接收信号)进行滤波，并从多个独立端子(BandA1端子、BandA2端子、BandB1端子、BandB2端子等)经由放大器(例如低噪声放大器，未图示)输出至RFIC。
此外，以下，有时将“3GPP中所规定的Band”仅称为“Band”，将各Band的接收频带，例如对于Band＊＊的接收频带，简称为如“Band＊＊”或者“B＊＊”。
以下，适当地使用比较例对本实施方式所涉及的高频前端电路的概要进行说明。此外，对于本实施方式所涉及的滤波器的具体例，列举实施例来后述。
该图所示的高频前端电路2X具备滤波器11a以及11b等多个初级的滤波器(第一弹性波滤波器)、滤波器13a～13d等多个后级的滤波器(第二弹性波滤波器)、和被配置在初级的滤波器与后级的滤波器之间的开关21a以及21b等多个开关。换句话说，高频前端电路2X具备多组(例如4组)由初级的滤波器、开关以及多个后级的滤波器构成的组。此外，上述的组的个数如果是2以上则没有特别限定，后级的滤波器的个数如果在各组中为2以上则也没有特别限定。但是，以下为了简明，着眼于构成高频前端电路2X的构成要素中由滤波器11a、开关21a和滤波器13a、13b构成的组、以及，滤波器11b、开关21b和滤波器13c、13d构成的组来进行说明。
滤波器11a以及11b等多个初级的滤波器是一方的端子(在本实施方式中为输入端子)公共连接、且具有相互不同的通频带的弹性波滤波器。这些多个初级的滤波器构成对高频信号进行分波或者合波(在本实施方式中进行分波)的例如与CA的频率分配对应的多路转换器14X。多个初级的滤波器在多路转换器14X的公共连接点N(例如多路转换器14X的公共端子)处公共连接，并经由公共连接点N与高频前端电路2X的INPUT端子连接。
具体而言，滤波器11a的输入端子经由公共连接点N与INPUT端子101X连接，输出端子与开关21a连接，并具有BandA作为通频带。滤波器11b的输入端子经由公共连接点N与INPUT端子101X连接，输出端子与开关21b连接，并具有与BandA不同的BandB作为通频带。
此处，“相互不同的通频带”不光是频带完全分离的通频带，也包括频带的至少一部分重复的通频带。
此外，多个初级的滤波器也可以在INPUT端子处公共连接。换句话说，INPUT端子也可以是公共连接点N。
滤波器13a～13d等多个后级的滤波器的每一个是在初级的滤波器的通频带内具有通频带的弹性波滤波器。这些多个后级的滤波器在本实施方式中以比构成多路转换器14X的初级的滤波器的通频带窄的频带的通频带对被多路转换器14X分波后的高频信号进行滤波。这样的后级的滤波器构成例如与各Band的频率分配对应的滤波电路15X。多个后级的滤波器分别在与该后级的滤波器构成同一组的初级的滤波器的通频带内具有通频带。换句话说，后级的滤波器的通频带包含在可通过开关与该后级的滤波器连接的初级的滤波器的通频带中。另外，构成同一组的多个后级的滤波器具有相互不同的通频带。
具体而言，滤波器13a的输入端子经由开关21a与滤波器11a连接，输出端子与BandA1端子连接，并具有包含在滤波器11a的通频带BandA中的BandA1作为通频带。滤波器13b的输入端子经由开关21a与滤波器11a连接，输出端子与BandA2端子连接，并具有包含在滤波器11a的通频带BandA中的BandA2(其中，与BandA1不同)作为通频带。滤波器13c的输入端子经由开关21b与滤波器11b连接，输出端子与BandB1端子连接，并具有包含在滤波器11b的通频带BandB中的BandB1作为通频带。滤波器13d的输出端子与BandB2端子连接，输入端子经由开关21b与滤波器11b连接，并具有包含在滤波器11b中的BandB2(其中，与BandB1不同)，作为通频带。
这些初级的滤波器以及后级的滤波器的每一个由1个上的弹性波谐振器构成，例如由使用了弹性表面波、体波或弹性边界波的谐振器构成。
换句话说，初级的滤波器以及后级的滤波器也可以是SAW(Surface AccousticWave：声表面波)滤波器、BAW(Bulk Accoustic Wave：体声波)滤波器。
SAW滤波器的情况下，可以由压电基板和IDT(Interdigital trans ducer:叉指换能器)电极构成滤波器，也可以由至少一部分具有压电性的层叠型的基板和IDT电极构成滤波器。至少一部分具有压电性的层叠型基板是指由与在压电薄膜传播的弹性波音速相比传播的体波音速为高速的高音速支承基板、层叠在高音速支承基板上且与在压电薄膜传播的弹性波音速相比传播的体波音速为低速的低音速膜、和层叠在低音速膜上的压电薄膜构成的基板。此处，高音速支承基板兼作后述的高音速膜和支承基板双方。
另外，除了上述之外，作为至少一部分具有压电性的层叠型基板，还可以是由支承基板、形成在支承基板上且与在压电薄膜传播的弹性波音速相比传播的体波音速为高速的高音速膜、层叠在高音速膜上且与在压电薄膜传播的弹性体波音速相比传播的体波音速为低速的低音速膜、和层叠在低音速膜上的压电薄膜构成的层叠体。
另外，除了上述之外，作为至少一部分具有压电性的层叠型基板，还可以是由支承基板、形成在支承基板上且与在压电薄膜传播的弹性波音速相比传播的体波音速为高速的高音速膜、层叠在高音速膜上且与在压电薄膜传播的弹性波音速相比传播的体波音速为低速的低音速膜、和层叠在低音速膜上的压电薄膜构成的层叠体。
作为IDT电极，能够由Al、Cu、Pt、Au、Ag、Ti、Ni、Cr、Mo、W或者以这些金属的任意一个为主体的合金等适当的金属材料形成。另外，IDT电极也可以具有将由这些金属或合金构成的多个金属膜层叠而成的结构。
作为压电薄膜，由LiTaO3、LiNbO3、ZnO、AlN或者PZT的任意一种材料构成。
作为低音速膜，由氧化硅、玻璃、氮氧化硅、氧化钽、在氧化硅加入氟或者碳或者硼所得的化合物，或者以上述各材料为主成分的材料的任意一种材料构成。
作为高音速支承基板，由氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、硅、蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、水晶等压电体、氧化铝、氧化锆、堇青石、莫来石、滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、镁砂金刚石，或者以上述各材料为主成分的材料、以上述各材料的混合物为主成分的材料的任意一种材料构成。
作为高音速膜，由DLC膜、氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、硅、蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、水晶等压电体、氧化铝、氧化锆、堇青石、莫来石、滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、镁砂金刚石，或者以上述各材料为主成分的材料、以上述各材料的混合物为主成分的材料的任意一种材料构成。
作为支承基板，能够使用蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、水晶等压电体、氧化铝、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、莫来石、滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃等电介质或者硅、氮化镓等半导体以及树脂基板等。
对于压电薄膜的膜厚而言，在将以IDT电极的电极周期规定的弹性波的波长设为λ时，优选为3.5λ以下。原因是Q值变高。另外，通过设为2.5λ以下，温度特性(TCF)变得良好。并且，通过设为1.5λ以下，音速的调整变得容易。
对于低音速膜的膜厚而言，若将以IDT电极的电极周期规定的弹性波的波长设为λ，则优选为2.0λ以下。通过将低音速膜的膜厚设为2.0λ以下，能够减少膜应力，结果可以减少晶片的弯曲，实现合格率的提高以及特性的稳定化。另外，如果低音速膜的膜厚为0.1λ～0.5λ的范围内，则也有不管高音速膜的材质如何，机电耦合系数几乎不变这样的效果。
关于高音速膜的膜厚，由于高音速膜具有将弹性波封闭在压电薄膜以及低音速膜中的功能，所以高音速膜的膜厚最好较厚。通过使高音速膜的膜厚为0.3λ以上，能够使谐振点处的能量集中度为100％。并且，通过设为0.5λ以上，反谐振点处的能量集中度也能够为100％，能够获得更加良好的器件特性。
对此，如图1的上段所示，构成初级的滤波器(第一弹性波滤波器)的1个以上的弹性波谐振器中被配置在最靠开关侧的第一弹性波谐振器、以及构成后级的滤波器(第二弹性波滤波器)的1个以上的弹性波谐振器中被配置在最靠开关侧的第二弹性波谐振器均是串联臂谐振器。
例如滤波器11a具有串联臂谐振器s11作为上述的第一弹性波谐振器，滤波器13a具有串联臂谐振器s13作为上述的第二弹性波谐振器。换句话说，串联臂谐振器s11和开关21a的公共端子不经由其它弹性波谐振器而连接。另外，开关21a的一个选择端子和串联臂谐振器s13不经由其它弹性波谐振器而连接。因此，在通过开关21a将公共端子和该一个选择端子连接的情况下，换句话说选择了滤波器13a的情况下，滤波器11a和滤波器13a不经由其它弹性波谐振器而通过串联臂谐振器s11和串联臂谐振器s13连接。
由此，根据本实施方式所涉及的高频前端电路2X，在选择了滤波器13a的情况下，能够提高从INPUT端子101X看选择的滤波器13a侧时的滤波器11a的通频带外(此处为BandA外)的反射系数。换句话说，若从公共连接点N看由多个初级滤波器构成的多路转换器14X，则在选择了某个后级滤波器的情况下，能够提高与该后级滤波器连接的初级滤波器的通频带外的反射系数。此外，对于该情况的详细内容，在实施例中进行说明。
另外，初级的滤波器中被配置在最靠开关侧的弹性波谐振器(第一弹性波谐振器)的电容值和后级的滤波器中被配置在最靠开关侧的弹性波谐振器(第二弹性波滤波器)的电容值大致相等。例如滤波器11a的串联臂谐振器s11的电容值和滤波器13a的串联臂谐振器s13的电容值大致相等。
此处，弹性波谐振器的电容值是指该弹性波谐振器的静电电容的值。换句话说，是弹性波谐振器的与谐振点以及反谐振点充分分离的频率下的电容值。弹性波谐振器的静电电容的值例如在使用了弹性表面波的弹性波谐振器的情况下，能够通过IDT(InterdigitalTransducer)电极的对数以及交叉宽度等设计参数来调整。另外，“大致相等”不光包括完全相同，也包括±10％左右的误差。
开关21a、21b等多个开关的每一个具有与初级的滤波器的另一方的端子(在本实施方式中为输出端子)连接的公共端子、以及包括与后级的滤波器连接的选择端子的多个选择端子(在本实施方式中，与构成同一组的2个后级的滤波器连接的2个选择端子)。这些多个开关构成选择高频前端电路2X传播的高频信号的Band的Band选择开关亦即开关电路21X。该开关电路21X根据来自RFIC等控制部的控制信号来切换与公共端子连接的选择端子，从而切换上述高频信号的Band。换言之，开关电路21X切换高频前端电路2X中的高频信号的传送路径。
在本实施方式中，开关21a以及21b分别具有一个公共端子和2个选择端子。此外，选择端子的个数并不限于此，与上述的构成同一组的后级的滤波器的个数同数以上即可。
具体而言，开关21a的公共端子与滤波器11a的输出端子连接，一方的选择端子与滤波器13a的输入端子连接，另一方的选择端子与滤波器13b的输入端子连接。开关21b的公共端子与滤波器11b的输出端子连接，一方的选择端子与滤波器13c的输入端子连接，另一方的选择端子与滤波器13d的输入端子连接。
另外，构成开关电路21X的各开关在公共端子与多个选择端子的任何一个都不连接的非连接时，从初级的滤波器侧(第一弹性波滤波器侧)看的阻抗具有电容性，在史密夫图表上位于右半部分的区域。此外，对于该情况的详细内容，在实施例中进行说明。
具体而言，在上述的非连接时，从初级的滤波器侧(第一弹性波滤波器侧)看该开关的阻抗与被配置在与该开关连接的后级的滤波器的最靠开关侧的弹性波谐振器(第二弹性波谐振器)的电容值大致相等。例如开关21a在非连接时，从滤波器11a看的阻抗与后级的滤波器13a以及13b大致相等。换言之，在非连接时，开关21a的断开(off)电容值与第二弹性波谐振器的电容值大致相等。换句话说，在非连接时，若将开关21a的阻抗设为Z，在开关21a的等效电路中，将电阻值设为R，将断开电容值设为C，则Z能够使用R以及C以下式表示。
Z＝R+(1/jωC)
此时，由于|R|＜＜|1/jωC|，所以开关21a的阻抗被断开电容值支配性地决定。因此，对于开关21a，非连接时的从滤波器11a看的阻抗与断开电容值相等。
以上，对高频前端电路2X的结构进行了说明，但该高频前端电路2X的结构并不限于此。例如高频前端电路2X也可以设置在发送系统中。该情况下，上述INPUT端子101X成为输出高频信号(此时为高频发送信号)的OUTPUT端子。换句话说，高频前端电路2X可以以规定的频带对从RFIC输出并被放大器(例如功率放大器)放大且输入到多个独立端子(BandA1端子、BandA2端子、BandB1端子、BandB2端子等)的高频信号进行滤波，并从OUTPUT端子输出至天线元件。
[1－2.动作]
接下来，对于本实施方式所涉及的高频前端电路2X的动作，也包括构成开关电路21X的开关的详细的构成地进行说明。
高频前端电路2X按照来自RFIC等控制部(未图示)的控制信号如下那样进行动作。
即，通过开关电路21X来切换选择构成滤波电路15X的多个后级滤波器中2个以上的后级滤波器的第一连接方式、仅选择构成滤波电路15X的多个后级滤波器中一个后级滤波器的第二连接方式。
[1－2－1.CA动作]
在本实施方式中，开关电路21X在进行构成多路转换器14Y的多个初级的滤波器中一个初级的滤波器的通频带所包含的Band与另一个初级的滤波器的通频带所包含的Band的CA时成为上述的第一连接方式。换句话说，在CA时，通过在构成开关电路21X的多个开关的2个以上的开关中将公共端子与任意一个选择端子连接来选择2个以上的后级滤波器。
图2A是表示实施方式所涉及的高频前端电路2X中的CA时的状态的结构图。此外，在该图中，也示意性地示出BandA1和BandB2的CA时的BandB2的高频信号(图中的“BandB2信号”)。对于该情况，图2B也相同。
如该图所示，此时，通过开关21a选择滤波器13a，通过开关21b选择滤波器13d。
如上述那样，在本实施方式中，在滤波器11a的最靠开关21a侧配置有串联臂谐振器s11，在滤波器13a的最靠开关21a侧配置有串联臂谐振器s13。因此，在选择滤波器13a的情况下，从INPUT端子101X看选择的滤波器13a侧时的滤波器11a的通频带外(此处为BandA外)的反射系数较高。因此，输入到INPUT端子101X的BandB2的高频信号不易向滤波器11a侧泄漏，主要通过滤波器11b。
图2B是表示在比较例1所涉及的高频前端电路2Y中，CA时的状态的结构图。
比较例1所涉及的高频前端电路2Y与实施方式所涉及的高频前端电路2X相比，具备滤波器11y以及13y来代替滤波器11a以及13a。滤波器11y以及13y的至少一方在最靠开关21a侧配置有并联臂谐振器。
另一方面，在上述的反射系数较低的比较例1的结构中，输入到INPUT端子101X的BandB2的高频信号泄漏到滤波器11a侧。
在这样的结构中，由于从INPUT端子101X看选择的滤波器13a侧时的滤波器11a的通频带外(此处为BandA外)的反射系数较低，所以输入到INPUT端子101X的BandB2的高频信号向滤波器11a侧泄漏。
因此，在比较例1所涉及的高频前端电路2Y中，对于滤波器13y，由于因通频带外的BandB2的高频信号漏入而通频带外(BandA1外)的衰减量变小，所以衰减特性恶化。另外，对于滤波器13d，由于因通频带的BandB2的高频信号漏出而通频带内(BandB2内)的损失变大，所以通过特性恶化。结果在比较例1所涉及的高频前端电路2Y中，在CA时较难确保高频前端电路2Y整体的衰减特性以及通过特性。
与此相对，根据本实施方式所涉及的高频前端电路2X，对于滤波器13a，通过抑制通频带外的BandB2的高频信号的漏入，能够改善(增大)通频带外(BandA1外)的衰减量。另外，对于滤波器13d，通过抑制通频带的BandB2的高频信号的漏出，能够改善(抑制)通频带内(BandB2内)的损失。因此，根据本实施方式所涉及的高频前端电路2X，与比较例1所涉及的高频前端电路2Y相比，能够改善CA时的衰减特性以及通过特性。
[1－2－2.非CA动作]
另外，在本实施方式中，开关电路21X不进行CA时成为上述的第二连接方式。换句话说，在非CA时，通过成为仅在构成开关电路21X的多个滤波器的一个滤波器中将公共端子与任意一个选择端子连接，在其它滤波器中不将公共端子与任意一个选择端子连接的非连接，从而仅选择一个后级滤波器。
此处，对于实施方式中的构成开关电路21X的各开关的结构，以开关21a为例进行了说明。此外，其它开关除了存在选择端子的个数不同的情况这一点之外，具有与开关21a同样的结构，所以省略说明。
图3A是表示实施方式中的开关21a的结构的电路图，该图的(a)示出公共端子21ac与选择端子211s、212s的任意一个(此处为选择端子211s)连接的连接时的状态，该图的(b)示出公共端子21ac与选择端子211s、212s的任何一个都不连接的非连接时的状态。
如该图所示，开关21a具有通过接通(on)以及断开(off)来切换公共端子21ac与选择端子211s的连接(导通)以及非连接(非导通)的SPST(Single-Pole,Single-Throw：单刀单掷)型的主开关211。另外，开关21a具有通过与主开关211的排他性的接通以及断开来切换选择端子211s与地线的连接以及非连接的SPST型的子开关211g。另外，开关21a具有通过不被主开关211的接通以及断开制约的接通以及断开来切换公共端子21ac与选择端子212s的连接以及非连接的SPST型的主开关212。另外，开关21a具有通过与主开关212SW2的排他性的接通以及断开来切换选择端子212s与地线的连接以及非连接的SPST型的子开关212g。
作为构成这样的开关21a的各开关(主开关211以及212、子开关211g以及212g)，例如列举FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)开关或者二极管开关。另外，开关21a也可以构成为具有多个开关的开关IC(Integrated Circuit)。另外，各开关并不限于形成在半导体基板上的半导体开关，也可以是由MEMS(Micro Electro Mechanical Systems：微机电系统)构成的机械式开关。
根据这样构成的开关21a，在该图的(a)所示的连接时，即，在主开关211接通时，子开关211g断开，从而获得公共端子21ac与选择端子211s之间的连接。另一方面，在主开关211断开时，子开关211g接通，从而公共端子21ac与选择端子211s之间变为非连接，并且获得公共端子21ac与选择端子211s之间的隔离性。这些事项并不限于与选择端子211s连接的主开关211以及子开关211g，对于与选择端子212s连接的主开关212以及子开关212g也是相同的。
另外，在该图的(b)所示的连接时，即，在主开关211、212都断开时，子开关211g、212g都接通，从而使公共端子21ac与选择端子211s、212s的任何一个都非连接，并且获得公共端子21ac与选择端子211s、212s之间的隔离性。
此时，公共端子21ac成为不与地线连接的开放(OPEN)状态。换句话说，公共端子21ac的电位成为从地线浮动的浮动电位。由此，本实施方式中的开关21a从初级的滤波器侧(即多路转换器14X侧)看具有电容性。
与此相对，图3B示出在非连接时，公共端子21ac成为与地线连接的短路(SHORT)状态的比较例2的开关21z。
图3B是表示比较例2中的开关21z的结构的电路图，该图的(a)示出公共端子21ac与选择端子211s、212s的任意一个(此处为选择端子211s)连接的连接时的状态，该图的(b)示出公共端子21ac与选择端子211s、212s的任何一个都不连接的非连接时的状态。
在该图所示的比较例2中的开关21z，与实施方式中的开关21a相比设置有SPST型的子开关213g，该子开关213g通过接通以及断开来切换公共端子21ac与地线的连接以及非连接。该子开关213g被设置在开关21z的外部。
根据这样的开关21z，在该图的(a)所示的连接时，即，在主开关211接通时，子开关213g断开。另一方面，在该图的(b)所示的连接时，即，在主开关211、212都断开时，子开关213g接通，从而使公共端子21ac成为与地线连接的SHORT状态。
以下，对于非CA时的动作，比较具备上述的开关21a的实施方式所涉及的高频前端电路2X和具备上述的开关21z的比较例2所涉及的高频前端电路2Z来进行说明。
图4A是表示在实施方式所涉及的高频前端电路2X中，非CA时的状态的结构图。图4B是表示在比较例2所涉及的高频前端电路2Z中，非CA时的状态的结构图。此外，在这些图中，也示意性地示出BandB2的非CA时的BandB2的高频信号(图中的“BandB2信号”)。换句话说，此处，开关21a以及21z非连接，通过开关21b选择滤波器13d。
如图4A所示，在实施方式中，开关21a的公共端子21ac成为OPEN状态(参照图3A)，从而从INPUT端子101X看选择的滤波器13a侧时的滤波器11a的通频带外(此处为BandA外)的反射系数变高。因此，输入到INPUT端子101X的BandB2的高频信号不易向滤波器11a侧泄漏，主要通过滤波器11b。
另一方面，如图4B所示，在比较例2中，开关21z的公共端子21ac成为SHORT状态(参照图3B)，输入到INPUT端子101X的BandB2的高频信号从公共端子21ac漏出到地线。换言之，在比较例中，公共端子21ac成为SHORT状态，从而从INPUT端子101X看选择的滤波器13a侧时的滤波器11a的通频带外(此处BandA外)的反射系数变低。
因此，在比较例2所涉及的高频前端电路2Z中，对于滤波器13d，由于因通频带的BandB2的高频信号漏出而通频带内(BandB2内)的损失变大，所以通过特性恶化。结果在比较例2所涉及的高频前端电路2Z中，在非CA时较难确保高频前端电路2Y整体的通过特性。
与此相对，根据本实施方式所涉及的高频前端电路2X，对于滤波器13d，通过抑制通频带的BandB2的高频信号的漏出，能够改善(抑制)通频带内(BandB2内)的损失。因此，根据本实施方式所涉及的高频前端电路2X，与比较例2所涉及的高频前端电路2Z相比，能够改善非CA时的通过特性。
此外，在开关21a的外部也可以与比较例的开关21z同样地设置子开关213g。即使是这样的结构，在非CA时，子开关213g断开，从而起到与上述说明同样的效果。
[2.实施例]
[2－1.构成]
接下来，列举实施例对以上说明的本实施方式所涉及的高频前端电路2X的具体的构成例进行说明。
图5是实施方式的实施例所涉及的通信装置3的电路结构图。该图所示的通信装置3由实施例所涉及的高频前端电路2、和高频信号处理电路(RFIC)40构成。
高频前端电路2具备天线公共端子101、双工器10、多路转换器14、开关电路21以及22、滤波电路15和放大电路30。
双工器10是设置在多路转换器14的前级的多路转换器的一个例子，具有一方的端子公共连接且具有相互不同的通频带的2个滤波器。这2个滤波器每一个的通频带包含构成设置在后级的多路转换器等的多个滤波器的通频带。具体而言，双工器10与高频前端电路2的天线公共端子101连接，由低通滤波器10A(通频带：699－960MHz)以及高通滤波器10B(通频带：1475.9－2690MHz)构成。
此外，设置在多路转换器14的前级的多路转换器并不限于双工器10，也可以是三工器、四工器、五工器以上的多路转换器。在三工器的情况下，由以699－960MHz为通频带的LB滤波器、以1427－2200MHz为通频带的MB滤波器、以2300－2690MHz为通频带的HB滤波器构成。四工器的情况下，由以699－960MHz为通频带的LB滤波器、以1427－2200MHz为通频带的MB滤波器、以2300－2400MHz为通频带的HB1滤波器、以2496－2690MHz为通频带的HB2滤波器构成。构成多路转换器A的滤波器也可以是LC滤波器、弹性波滤波器、弹性波谐振器、L、C或者由该两方构成的混合滤波器。
多路转换器14与高通滤波器10B连接，由MLB/LMB滤波器11A(1475.9－2025MHz)、MB滤波器11B(2110－2200MHz)、MHB滤波器11C(2300－2400MHz)以及HB滤波器11D(2496－2690MHz)构成。
开关电路21由开关21A、21C以及21D构成。开关电路22由开关22A、22B、22C以及22D构成。
滤波电路15由滤波器13A、13B、13C、13D、13E、13F、13G、13H、13J以及13K构成。
放大电路由LNA31、32、33、34、35以及36构成。
多路转换器14将高频信号的频带分割为4个频带组。更具体而言，MLB/LMB滤波器11A使Ba(频段a)、Bb(频段b)、Bc(频段c)、Bd(频段d)以及Be(频段e)的信号通过，MB滤波器11B使Bp(频段p)的信号通过，MHB滤波器11C使Bf(频段f)以及Bg(频段g)的信号通过，HB滤波器11D使Bh(频段h)、Bj(频段j)以及Bk(频段k)的信号通过。此处，Ba相当于B3(Band3)，Bc相当于B25(Band25)，Bj相当于B7(Band7)。
开关21A的公共端子与MLB/LMB滤波器11A连接，各选择端子与滤波器13A(Ba)、13B(Bb)、13C(Bc)、13D/13E(Bd/Be)连接。
开关21C的公共端子与MHB滤波器11C连接，各选择端子与滤波器13F(Bf)以及13G(Bg)连接。
开关21D的公共端子与HB滤波器11D连接，各选择端子与滤波器13H(Bh)、13J(Bj)以及13k(Bk)连接。
开关22B的公共端子与LNA31连接，各选择端子与MB滤波器11B以及滤波器13d连接。
开关22A的公共端子与LNA32连接，各选择端子与滤波器13c、13b以及13e连接。
开关22D的公共端子与LNA33连接，各选择端子与滤波器13K、13H以及13J连接。
开关22C的公共端子与LNA34连接，各选择端子与滤波器13f以及13g连接。
此处，MLB/LMB滤波器11A的通频带(1475.9－2025MHz)比滤波器13A(Ba)、13B(Bb)、13C(Bc)、13D/13E(Bd/Be)的各通频带宽，包括该各通频带。MB滤波器11B(2110－2200MHz)包含Bp的各通频带。MHB滤波器11C(2300－2400MHz)比滤波器13F(Bf)以及13G(Bg)的各通频带宽，包含该各通频带。HB滤波器11D(2496－2690MHz)比滤波器13H(Bh)、13J(Bj)以及13K(Bk)的各通频带宽，包含该各通频带。
高频信号处理电路(RFIC)40与LNA31～36的输出端子连接，通过下变频等对从天线元件经由各频段的接收信号路径输入的高频接收信号进行信号处理，并向后级的基带信号处理电路输出进行该信号处理所生成的接收信号。RF信号处理电路40例如是RFIC。另外，高频信号处理电路(RFIC)40根据所使用的频段来将控制信号S1A、S1C、S1D、S2A、S2B、S2C以及S2D分别输出至开关21A、21C、21D、22A、22B、22C以及22D。由此，各开关切换信号路径的连接。
在具有上述结构的通信装置3中，例如通过切换开关21A、21C以及21D而从MLB/LMB(1475.9－2025MHz)、MB(2110－2200MHz)、MHB(2300－2400MHz)以及HB(2496－2690MHz)分别选择1频段，从而能够进行CA动作。
此处，能够将实施方式所涉及的高频前端电路2X的结构应用于本实施例所涉及的高频前端电路2。换句话说，本实施例中的构成多路转换器14的各滤波器(MLB/LMB滤波器11A、MB滤波器11B、MHB滤波器11C以及HB滤波器11D)是在最靠开关电路21侧配置有串联臂谐振器的弹性波滤波器。另外，构成滤波电路15的各滤波器(滤波器13A～13H、13J以及13K)是在最靠开关电路21侧配置有串联臂谐振器的弹性波滤波器。另外，构成开关电路21的各开关(开关21A、21B、21D)是在非连接时从初级的滤波器侧(即多路转换器14侧)看的阻抗具有电容性。
由此例如在Band3与Band7的CA时，能够提高MLB/LMB滤波器11A的2496－2690MHz(HB滤波器11D的通频带)中的反射系数。具体而言，与HB滤波器11D的2496－2690MHz(HB滤波器11D的通频带)中的反射系数相比能够提高该反射系数。
另外，例如在Band3的非CA时，对于MB滤波器11B、MHB滤波器11C以及HB滤波器11D各个，能够提高1475.9－2025MHz(MLB/LMB滤波器11A的通频带)中的反射系数。具体而言，与MLB/LMB滤波器11A的1475.9－2025MHz(MLB/LMB滤波器11A的通频带)中的反射系数相比能够提高该反射系数。
根据以上的结构，即使成为CA的对象的频段的数目变多，也能够应对例如3GPP标准中所规定的全部CA组合。另外，能够容易地变更与滤波电路15对应的频段。因而，能够以简单化的电路设计提供最适合每个发送地的频段构成的模块。
[2－2.特性]
以下，与实施例的比较例进行比较来对与这样构成的实施例所涉及的高频前端电路有关的特性进行说明。
图6A是表示本实施例中的多路转换器14的输出阻抗的史密夫图表。具体而言，在该图中示出MLB/LMB滤波器11A的输出阻抗。图6B是表示实施例的比较例中的多路转换器的输出阻抗的史密夫图表。此处，比较例中的多路转换器与在串联臂谐振器结束的(即，在各滤波器的最靠开关电路21侧配置有串联臂谐振器)实施例中的多路转换器14相比，仅在并联臂谐振器结束的(即，在最靠开关电路21侧配置有并联臂谐振器)这一点不同。因此，省略比较例中的多路转换器的详细的说明。
此外，在这些图中，在史密夫图表中附加标记。另外，在史密夫图表的右面示出史密夫图表中的标记(在此处，标记m＊、＊为图表中的紧接着m的数值)的频率。这在以下的史密夫图表中也相同。
如图6A所示，在实施例中，对于MLB/LMB滤波器11A的通频带(1475.9－2025MHz)外的输出阻抗，由于MLB/LMB滤波器1 1A为弹性波滤波器，所以大体显现电容性。另外，该输出阻抗因在MLB/LMB滤波器11A的最靠开关电路21侧配置有串联臂谐振器而位于靠OPEN的位置。此处，靠OPEN是指在史密夫图表上位于右半部分的区域。
此外，一般，弹性波滤波器的输入阻抗具有取决于频率的频率特性。因此，在对通频带内或通频带外等一定程度的频率范围说明特性的情况下，该特性未必在整个该频率范围中成立。因而，例如MLB/LMB滤波器11A的输出阻抗在通频带外位于靠OPEN的位置不仅包括在整个通频带外，该输出阻抗位于靠OPEN的位置的情况，还包括在通频带外的至少一部中，该输出阻抗位于靠OPEN的位置的情况。
具体而言，在图6A中，MLB/LMB滤波器11A的输出阻抗在构成多路转换器14的MLB/LMB滤波器11A以外的任意一个滤波器(在该图中为MHB滤波器11C)的通频带中显现靠OPEN的电容性。
另一方面，如图6B所示，在比较例中，MLB/LMB滤波器的通频带外的输出阻抗与实施例同样地大体显现电容性。然而，该输出阻抗因在MLB/LMB滤波器的最靠开关电路21侧配置有并联臂谐振器而位于靠SHORT的位置。此处，靠SHORT是指在史密夫图表上位于左半部分的区域。
具体而言，在图6B中，MLB/LMB滤波器的输出阻抗在比较例的构成多路转换器的MLB/LMB滤波器以外的任意一个滤波器(在该图中为MHB滤波器)的通频带中显现靠SHORT的电容性。
图7是表示本实施例中的构成滤波电路15的滤波器(即，在串联臂谐振器开始的后级的滤波器)的输入阻抗的史密夫图表。具体而言，在该图中示出滤波器13C(Bc，即B25)的输入阻抗。
如该图所示，对于滤波器13C的通频带(1850－1915MHz)外的输入阻抗，因滤波器13C为弹性波滤波器，所以大体显现电容性。换句话说，滤波器13C的输入阻抗在通过开关电路21与该滤波器13C连接的初级的滤波器(此处为MLB/LMB滤波器11A)的通频带外显现电容性，具体而言位于靠OPEN的电容性。换言之，在本实施例中，初级的滤波器的输出端子(第一弹性波滤波器的另一方的端子)中的阻抗、以及后级的滤波器的输入端子(第二弹性波滤波器的开关侧的端子)中的阻抗在初级的滤波器的通频带外均位于史密夫图表上右半部分的区域，具有电容性。
此处，若通过开关电路21将初级的滤波器(即，构成多路转换器的滤波器)和后级的滤波器(即，构成滤波电路15的滤波器)连接，则从后级的滤波器的输入侧看初级的滤波器的阻抗因将初级的滤波器和后级的滤波器连接的高频前端电路内的配线以及开关电路21的影响而成为相位与初级的滤波器的输出阻抗相比在史密夫图表上顺时针移位的阻抗。
在比较例中，初级的滤波器的输出阻抗在该初级的滤波器的通频带外位于史密夫图表上靠SHORT的电容性区域。因此，若通过开关电路21将初级的滤波器和后级的滤波器连接，则因迂回的配线等，从后级的滤波器的输入侧看初级的滤波器的初级的滤波器的通频带外阻抗可能位于电感性。此处，如图7所示，后级的滤波器的输入阻抗在初级的滤波器的通频带外显现电容性。因此，若从后级的滤波器的输入侧看初级的滤波器的初级的滤波器的通频带外阻抗位于电感性，则与后级的滤波器的该通频带外的输入阻抗成为反转关系。因而，在比较例的构成中，对于后级的滤波器，初级的滤波器的通频带外的衰减特性可能恶化。
与此相对，在实施例中，初级的滤波器的输出阻抗在该初级的滤波器的通频带外位于史密夫图表上靠OPEN的电容性区域。因此，即使通过开关电路21将初级的滤波器和后级的滤波器连接，从后级的滤波器的输入侧看初级的滤波器的初级的滤波器的通频带外阻抗容易位于电容性。因而，在实施例的构成中，与比较例相比，能够改善初级的滤波器的通频带外的衰减特性。
换言之，在实施例中，与比较例相比，在通过开关电路21将初级的滤波器和后级的滤波器连接时，能够提高从输入侧看初级的滤波器(即，从公共连接点侧看初级的滤波器)的初级的滤波器的通频带外的反射系数。由此，在CA时，能够改善其它的初级的滤波器的路径的通过特性，并且改善一个初级的滤波器的路径的衰减特性。
图8A是表示构成开关电路21的开关的输入阻抗的史密夫图表。具体而言，在该图中示出在开关21A的公共端子成为OPEN状态时，即，开关21A的非连接时的该开关21A的输入阻抗。
如该图所示，此时的开关21A的输入阻抗因开关21A的公共端子成为OPEN状态而显现靠OPEN的电容性。换句话说，连接开关21A的MLB/LMB滤波器11A的通频带(1475.9－2025MHz)外的开关21A的输入阻抗显现靠OPEN的电容性。
因而，从多路转换器14的输出端子看具有这样的输入阻抗的开关21A的阻抗(图5中的开关输入阻抗＠MPX)如图8B那样。
图8B是表示从多路转换器14的输出端子看开关21A侧时的阻抗的史密夫图表。
如该图所示，从多路转换器14的输出端子看开关21A侧的阻抗因将多路转换器14和开关21A连接的配线，相位从图8A所示的阻抗移位。具体而言，在史密夫图表上顺时针移位。在本实施例中，由于移位前的阻抗为靠OPEN的电容性，所以移位后的阻抗在史密夫图表上变化到电感性区域为止具有充分的余量。因此，移位后的阻抗显现电容性。换句话说，从MLB/LMB滤波器11A的输出端子看开关21A侧的阻抗在该MLB/LMB滤波器11A的通频带(1475.9－2025MHz)外显现电容性。
这样，在构成开关电路21的开关为非连接时，从构成多路转换器14的初级的滤波器的输出端子看该开关侧的阻抗在该初级的滤波器的通频带外显现电容性。
此处，如图6A所示，构成多路转换器14的初级的滤波器的输出阻抗在该初级的滤波器的通频带外显现电容性。因此，根据实施例，与在非连接时公共端子成为SHORT状态的结构相比，能够抑制初级的滤波器的通频带外的高频信号的漏入。
换言之，在实施例中，与比较例相比，在构成开关电路21的开关的非连接时，能够提高从输入侧看初级的滤波器(即，从公共连接点侧看初级的滤波器)的初级的滤波器的通频带外的反射系数。由此，在非CA时，能够改善其它初级的滤波器的路径的通过特性。
以下，列举具体的数值例子，对实施例所涉及的高频前端电路2所起到的通过特性的改善效果进行说明。
图9是表示实施例中的多路转换器14的输入侧的反射特性的图表。具体而言，在该图中示出将多路转换器14的输出侧设为如下的(i)～(iii)的情况下的多路转换器14的输入端子中的反射系数。
(i)以50Ω为终端
(ii)将后级滤波器(此处为滤波器13J(B7))连接
(iii)将公共端子为OPEN状态的开关21D连接
此处，在设为上述的(ii)以及(iii)的情况下，与设为上述的(i)的情况相比，仅在构成多路转换器14的HB滤波器11D上连接后级滤波器或开关21D这一点不同。
此外，在该图中附加标记。另外，在图表的下方示出表示图表中的标记(此处，标记M＊、＊为图表中的紧接着M的数值)的频率以及反射系数的表。
如该图所示，在多路转换器14的输出侧(ii)连接后级滤波器的情况、以及(iii)连接公共端子为OPEN状态的开关21D的情况的任意一种情况下，与使多路转换器14的输出侧(i)以50Ω为终端的情况相比，提高HB滤波器11D的通频带(2496－2690MHz)外的反射系数。这在MLB/LMB滤波器11A的通频带(1475.9－2025MHz)中尤其显著。
因此，若对这样的多路转换器14连接通频带包含在MLB/LMB滤波器11A的通频带中的滤波器13A(即，通频带为Band3的滤波器)，则获得如下那样的特性。
图10是表示与实施例的比较例中的高频前端电路有关的特性的图表。具体而言，在该图中，从上至下依次示出得到该通过特性时的高频前端电路的结构图、多路转换器14单体的通过特性(具体而言，MLB/LMB滤波器11A的通过特性)、滤波器13A(Band3的滤波器)单体的通过特性、以及比较例中的高频前端电路整体的通过特性。
此外，在表示通过特性的图表中附加标记。另外，在图表的右方示出图表中的标记(此处，标记M＊或者m＊、＊为图表中的紧接着M或者m的数值)的频率以及插入损失(I.L.：Insertion Loss)。这也与图11相同。
图11是表示与实施例中的高频前端电路2有关的特性的图表。具体而言，在该图中，从上至下依次示出得到该通过特性时的高频前端电路2的结构图、以及高频前端电路2整体的通过特性。
此外，在通过特性的图表中，除了用实线所示的实施例中的通过特性之外，还一并示出用虚线表示的图10所示的比较例的通过特性。另外，在该图的结构图中，对于滤波器13A以外的后级滤波器表示为Band＊＊滤波器，但这些后级滤波器是在串联臂谐振器开始的弹性波滤波器，具体而言，与滤波器13F～13H、13J以及13K适当地对应。
此处，实施例中的高频前端电路2与比较例中的高频前端电路相比，仅多路转换器14的输出侧的结构不同。因而，实施例中的多路转换器14单体的特性以及滤波器13A单体的特性与比较例相同。
图12是与比较例比较地表示实施例中的高频前端电路2的通过特性的改善效果的表。具体而言，在该表中示出在图11以及图12中附加了标记的频率下的多路转换器14单体的损失(插入损失)、滤波器13A(Band3的滤波器)单体的损失、高频前端电路整体的损失以及实施例相对于比较例的高频前端电路整体的损失的改善。
从图10～图12可知，根据本实施例中的高频前端电路2，与多路转换器14单体的损失与滤波器13A单体的损失的合计(图12中的比较例)相比，能够改善(抑制)通过多路转换器14以及滤波器13A的高频信号的路径中的损失。
换句话说，在比较例中，构成多路转换器14的多个滤波器(MLB/LMB滤波器11A、MB滤波器11B、MHB滤波器11C、HB滤波器11D)中与滤波器13A连接的MLB/LMB滤波器11A以外的其它滤波器的输出侧以50Ω为终端。因此，从多路转换器14的输入侧看其它滤波器时的MLB/LMB滤波器11A的通频带(1475.9－2025MHz)中的反射系数变低。
与此相对，在本实施例中，在构成多路转换器14的多个滤波器中与滤波器13A连接的滤波器11A以外的MLB/LMB滤波器11A以外的其它滤波器的输出侧连接有在串联臂谐振器开始的弹性波滤波器。因此，与比较例相比，能够提高从多路转换器14的输入侧看其它滤波器时的MLB/LMB滤波器11A的通频带中的反射系数。因而，能够对输入到多路转换器14的MLB/LMB频带的高频信号抑制向MLB/LMB滤波器11A以外的其它滤波器的泄漏。换言之，通过改善其它滤波器的衰减特性，能够改善MLB/LMB滤波器11A的通过特性。因而，在高频前端电路2整体中，能够对MLB/LMB滤波器11A的通频带(1475.9－2025MHz)所包含的Band3改善通过特性。
[3.总结]
以上，使用实施例所涉及的高频前端电路2对实施方式所涉及的高频前端电路2X进行了说明。以下，参照图1对高频前端电路2X所起到的效果进行说明。此处，高频前端电路2X具备多组由初级的滤波器(第一弹性波滤波器)、开关以及多个后级的滤波器(第二弹性波滤波器)构成的组，但各组除了与应对的通频带不同这一点有关的事项之外，具有相同的结构。因此，为了简明，以下，对由滤波器11a(初级的滤波器)、开关21a(开关)以及2个滤波器13a、13b(后级的滤波器)构成的组所起到的效果进行说明，其它的组所起到的同样的效果省略说明。
如上述，根据本实施方式，在构成多路转换器14X的滤波器11a(第一弹性波滤波器)的最靠开关21a侧所配置的弹性波谐振器(第一弹性波谐振器)、以及在滤波器13a、13b(第二弹性波滤波器)的最靠开关21a(开关)侧所配置的弹性波谐振器(第二弹性波谐振器)均为串联臂谐振器。
由此，若从开关21a侧看滤波器11a，则滤波器11a的通频带外的阻抗在史密夫图表上显现靠OPEN的电容性。另外，若从开关21a侧看滤波器13a、13b，则滤波器11a的通频带外的阻抗显现电容性。
因而，在通过开关21a将滤波器11a和滤波器13a、13b连接时，若从构成多路转换器14X的滤波器公共连接的点(在本实施方式中为公共连接点N)侧看，则能够提高滤波器11a的通频带外的反射系数。因此，能够对滤波器11a(具体而言设置有滤波器11a的路径)改善衰减特性。另外，能够对与滤波器11a一起构成多路转换器14X的其它滤波器11b(具体而言设置有其它滤波器11b的路径)改善通过特性。
因此，能够实现能够改善衰减特性以及通过特性的高频前端电路2X。
另外，根据本实施方式，滤波器11a的输出端子(第一弹性波滤波器的另一方的端子)中的阻抗、以及滤波器13a、13b的输入端子(第二弹性波滤波器的开关侧的端子)中的阻抗在滤波器11a的通频带外均位于史密夫图表上右半部分的区域。
由此，在通过开关21a将滤波器11a和滤波器13a、13b连接时，能够对从滤波器11a的输出端子看滤波器13a、13b侧的滤波器11a的通频带外的阻抗而言抑制将滤波器11a和滤波器13a、13b连接的配线以及开关21a的影响所造成的向电感性的移位。换句话说，对于该阻抗而言，容易收敛为电容性。同样地，也能够对从滤波器13a、13b的输入端子看滤波器11a侧的滤波器11a的通频带外的阻抗而言抑制向电感性的移位。
此处，弹性波滤波器的输入阻抗以及输出阻抗均显现电容性。因此，滤波器11a的输出阻抗(第一弹性波滤波器的另一方的端子中的阻抗)、以及滤波器13a、13b的输入阻抗(第二弹性波滤波器的开关侧的端子中的阻抗)在滤波器11a的通频带外均显现电容性。
因而，根据上述的结构，从滤波器11a的输出端子(第一弹性波滤波器的另一方的端子)看滤波器13a、13b侧的阻抗和滤波器13a、13b的输入阻抗在滤波器11a的通频带外均显现电容性。同样地，从滤波器13a、13b的输入端子(第二弹性波滤波器的开关侧的端子)看滤波器11a侧的阻抗和滤波器11a的输出阻抗在滤波器11a的通频带外均显现电容性。
换句话说，根据上述的结构，难以成为作为导致滤波器11a的通频带外的衰减特性的恶化的重要因素的、一方的阻抗显现电感性且另一方的阻抗显现电容性的反转关系。
因此，根据上述的结构，能够实现衰减特性以及通过特性的进一步的改善。
另外，根据本实施方式，开关21a在非连接时，从滤波器11a(第一弹性波滤波器)侧看到的阻抗具有电容性。
由此，即使在非连接时，即，在未通过开关21a将滤波器11a和滤波器13a、13b连接时(在实施方式中，非CA时)，与将它们连接时(在实施方式中，在CA时)同样地能够改善衰减特性以及通过特性。
此外，开关21a也可以在非连接时，从滤波器11a(第一弹性波滤波器)侧看的阻抗具有电感性。即使是这样的结构，也能够在连接时改善衰减特性以及通过特性。
另外，根据本实施方式，在非连接时，开关21a的断开电容值与在滤波器13a、13b的最靠开关21a侧所配置的弹性波谐振器(第二弹性波谐振器)的电容值大致相等。
由此，即使在非连接时，对于与滤波器11a一起构成多路转换器14X的其它滤波器11b(具体而言设置有其它滤波器11b的路径)，与连接时相比能够大致同等地改善通过特性。
此外，在非连接时，从滤波器11a侧看开关21a的阻抗可以与在滤波器13a、13b的最靠开关21a侧所配置的弹性波谐振器(第二弹性波谐振器)的电容值不同。即使是这样的结构，在连接时也能够改善衰减特性以及通过特性。
另外，根据本实施方式，滤波器11a中被配置在最靠开关21a侧的弹性波谐振器(第一弹性波谐振器，此处为串联臂谐振器s11)的电容值和滤波器13a、13b中被配置在最靠开关21a侧的弹性波谐振器(第二弹性波滤波器，此处为串联臂谐振器s13)的电容值大致相等。
由此，能够使从开关21a侧看滤波器11a的阻抗和从开关21a侧看滤波器13a、13b的阻抗在滤波器11a的通频带外，位于史密夫图表上大致相等的区域。因而，在通过开关21a将滤波器11a和滤波器13a、13b连接时，从构成多路转换器14X的滤波器公共连接的点(在本实施方式中，为公共连接点N)侧看，可以进一步提高滤波器11a的通频带外的反射系数。因而，能够实现衰减特性以及通过特性的进一步的改善。
此外，串联臂谐振器s11的电容值和串联臂谐振器s13的电容值可以不同。根据这样的结构，虽然与这些的电容值相等的情况相比，衰减特性以及通过特性的改善效果稍微逊色，但与设置有并联臂谐振器来代替串联臂谐振器s11以及s13的至少一方的结构相比，能够改善衰减特性以及通过特性。
另外，根据本实施方式，具有与开关21a连接的多个滤波器13a、13b(多个第二弹性波滤波器)。由此，能够改善衰减特性以及通过特性，并且能够应对更多的频段。
另外，根据本实施方式，具备多组由构成多路转换器14X的滤波器、与该滤波器连接的开关以及与该开关连接的多个滤波器构成的组。由此，能够改善衰减特性以及通过特性，并且应对更多的频段。
(变形例)
以上，列举实施方式以及实施例对本发明的实施方式所涉及的高频前端电路进行了说明，但对于本发明，对上述实施方式以及实施例在不脱离本发明的主旨的范围内实施本领域技术人员想到的各种变形所得的变形例、内置本发明所涉及的高频前端电路的通信装置等各种设备也包含在本发明中。
根据这样的通信装置，能够内置高频前端电路，而能够改善衰减特性以及通过特性。
另外，例如构成多路转换器的多个滤波器(初级的滤波器)的至少一个可以不是弹性波滤波器，例如也可以是电介质滤波器或者LC滤波器。同样地，后级的滤波器的至少一个可以不是弹性波滤波器。
另外，可以在构成多路转换器的多个滤波器的至少一个输出侧不连接开关以及滤波器。
另外，例如可以在第一弹性波滤波器以及第二弹性波滤波器中，进而在输入输出端子以及接地端子等各端子之间连接电感器或电容器，或者也可以附加电阻元件等电感器以及电容器以外的电路元件。
另外，例如也可以将用电容置换构成第一弹性波滤波器以及第二弹性波滤波器的1个以上的弹性波谐振器中至少一个弹性波谐振器而成的混合滤波器用作第一弹性波滤波器、第二弹性波滤波器，或者其两方。或者，例如也可以使用在电感器、电容器，或者由其两方构成的LC滤波器组合1个以上的弹性波谐振器而成的混合滤波器作为第一弹性波滤波器以及第二弹性波滤波器。在使用这种滤波器的情况下，可以兼得较宽的频带和陡峭的衰减。
本发明作为能够应用于多频段的频率规格的衰减特性以及通过特性良好的高频前端电路以及通信装置，能够广泛利用于手机等通信设备。

Claims (18)

1.一种高频前端电路，是能够应用于同时发送、接收或者收发多个频带的通信方式的高频前端电路，具备：
多路转换器，其由多个滤波器构成，该多个滤波器的一方的端子公共连接且具有相互不同的通频带，并包括第一弹性波滤波器；
第二弹性波滤波器，其在上述第一弹性波滤波器的通频带内具有通频带；以及
开关，其具有与上述第一弹性波滤波器的另一方的端子连接的公共端子、以及包括与上述第二弹性波滤波器连接的选择端子的多个选择端子，
构成上述第一弹性波滤波器的1个以上的弹性波谐振器中被配置在最靠上述开关侧的第一弹性波谐振器、以及构成上述第二弹性波滤波器的1个以上的弹性波谐振器中被配置在最靠上述开关侧的第二弹性波谐振器均是串联臂谐振器。
2.根据权利要求1所述的高频前端电路，其中，
上述第一弹性波滤波器的上述另一方的端子中的阻抗、以及上述第二弹性波滤波器的上述开关侧的端子中的阻抗在上述第一弹性波滤波器的通频带外在史密夫图表上都位于右半部分的区域，并具有电容性。
3.根据权利要求1或者2所述的高频前端电路，其中，
上述开关在上述公共端子与上述多个选择端子的任何一个都不连接的非连接时，从上述第一弹性波滤波器侧看的阻抗具有电容性，并在史密夫图表上位于右半部分的区域。
4.根据权利要求3所的高频前端电路，其中，
在上述非连接时，上述开关的断开电容值与上述第二弹性波谐振器的电容值大致相等。
5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的高频前端电路，其中，
上述第一弹性波谐振器的电容值和上述第二弹性波谐振器的电容值大致相等。
6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的高频前端电路，其中，具备与上述多个选择端子分别连接且具有相互不同的通频带的多个上述第二弹性波滤波器。
7.根据权利要求6所述的高频前端电路，其中，
上述高频前端电路具备多组由上述第一弹性波滤波器、上述开关以及上述多个第二弹性波滤波器构成的组，
多个上述第一弹性波滤波器的一方的端子公共连接且具有相互不同的通频带，并构成上述多路转换器。
8.根据权利要求7所述的高频前端电路，其中，
上述第一弹性波滤波器以及上述第二弹性波滤波器的至少一方是BAW滤波器。
9.根据权利要求7或者8所述的高频前端电路，其中，
上述第一弹性波滤波器是混合滤波器。
10.根据权利要求1～9中的任意一项所述的高频前端电路，其中，构成上述多路转换器的上述多个滤波器包括：
以1475.9－2025MHz为通频带的MLB/LMB滤波器；
以2110－2200MHz为通频带的MB滤波器；
以2300－2400MHz为通频带的MHB滤波器；以及
以2496－2690MHz为通频带的HB滤波器。
11.根据权利要求1～10中的任意一项所述的高频前端电路，其中，
上述高频前端电路具备多组包括上述第一弹性波滤波器、上述第二弹性波滤波器以及上述开关的组，
多个上述第一弹性波滤波器的一方的端子公共连接且具有相互不同的通频带，并构成上述多路转换器，
上述高频前端电路还具备与上述多路转换器的前级连接的其它多路转换器。
12.根据权利要求11所述的高频前端电路，其中，
构成上述其它多路转换器的滤波器中的至少一个是混合滤波器。
13.根据权利要求11或者12所述的高频前端电路，其中，
上述其它多路转换器是双工器。
14.根据权利要求11或者12所述的高频前端电路，其中，
上述其它多路转换器是三工器。
15.根据权利要求14所述的高频前端电路，其中，
上述三工器包括：
以699－960MHz为通频带的LB滤波器；
以1427－2200MHz为通频带的MB滤波器；以及
以2300－2690MHz为通频带的HB滤波器。
16.根据权利要求11或者12所述的高频前端电路，其中，
上述其它多路转换器是四工器。
17.根据权利要求16所述的高频前端电路，其中，
上述四工器包括
以699－960MHz为通频带的LB滤波器；
以1427－2200MHz为通频带的MB滤波器；
以2300－2400MHz为通频带的HB1滤波器；以及
以2496－2690MHz为通频带的HB2滤波器。
18.一种通信装置，具备：
对在天线元件发送、接收或者收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路；以及
在上述天线元件与上述RF信号处理电路之间传播上述高频信号的权利要求1～17中的任意一项所述的高频前端电路。
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