CN107769547A - 变换器及其控制方法 - Google Patents

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CN107769547A CN201610680715.5A CN201610680715A CN107769547A CN 107769547 A CN107769547 A CN 107769547A CN 201610680715 A CN201610680715 A CN 201610680715A CN 107769547 A CN107769547 A CN 107769547A
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孙政臣
黄昊
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    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits

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  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

本发明提供了一种变换器，包括多个并联的半桥，每个半桥包括第一MOS晶体管、第二MOS晶体管和第一电感。第一MOS晶体管的栅极连接于第一控制信号，所述第二MOS晶体管的栅极连接于第二控制信号；第一控制信号和第二控制信号互补，用以降低成本。或者，当一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，第一控制信号和第二控制信号为互补信号；当一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，第一控制信号和第二控制信号为独立信号。此时，第一控制信号的占空比由需要的负载电压决定，而第二控制信号的占空比则由需要的负载电压、此时的输入电压以及第一控制信号的占空比决定。在降低成本的同时避免在轻载时出现反向电流，提高了效率。

Description

变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及新能源系统，尤其是一种变换器及其控制方法。
背景技术
48V轻混系统是当前新能源市场上非常实用的一种架构，具有改装简单，成本较低的特点，是吸引各个整车厂开始布局此类车型的重要因素。在48V系统中有个重要的能量转换零部件DCDC变换器，其拓扑如图1所示，包括多个并联的半桥，每个半桥包括第一MOS晶体管101、第二MOS晶体管102和第一电感103，主要实现车辆中48V与12V直流电能转换；在车辆刚发动时，通过Boost模式将12V电能转换到48V侧，给电机控制器上的电容充电，完成预充电功能。车辆行驶过程中，主要依靠Buck模式，将48V电池能量转换给12V侧负载使用，在特殊工况下也允许将12V蓄电池能量转换到48V侧使用；因此DCDC变换器是整套系统中不可或缺的一个部件，其功能的好坏直接影响系统的响应。
当前，常见的技术方案需要设计独立的半桥上管和下管驱动，独立的上管和下管驱动意味着隔离的驱动供电，会带来较高的产品成本。进一步的，当下管关闭时，系统控制对输出的传递函数发生了较大改变，增大了控制环路的设计难度。
发明内容
本发明的目的在于提供一种变换器，以降低成本。
本发明的另一目的在于提供一种变换器，在降低成本的同时，避免在轻载时出现反向电流，提高效率。
为了达到上述目的，本发明提供了一种变换器，一种变换器，包括多个并联的半桥，每个半桥包括第一MOS晶体管、第二MOS晶体管和第一电感；所述第一MOS晶体管的漏极、第二MOS晶体管的源极和第一电感的一端连接于第一节点，所述变换器中所有第一MOS晶体管的源极连接于第二节点，所有第二MOS晶体管的漏极连接于第三节点，所有第一电感的另一端连接于第四节点，其特征在于，所述第一MOS晶体管的栅极连接于第一控制信号，所述第二MOS晶体管的栅极连接于第二控制信号；所述第一控制信号和第二控制信号为互补信号。
本发明还提供了一种变换器，包括多个并联的半桥，每个半桥包括第一MOS晶体管、第二MOS晶体管和第一电感；所述第一MOS晶体管的漏极与第二MOS晶体管的源极连接于第一节点，所述第一电感的一端连接于所述第一节点，所述变换器中所有第一MOS晶体管的源极连接于第二节点，所有第二MOS晶体管的漏极连接于第三节点，所有第一电感的另一端连接于第四节点，其特征在于，所述第一MOS晶体管的栅极连接于第一控制信号，所述第二MOS晶体管的栅极连接于第二控制信号；当一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为互补信号；当一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为独立信号。
优选的，在上述的变换器中，还包括一放大器，MCU同时发出的第一原始控制信号和第二原始控制信号分别输入至所述放大器的两个输入端；所述放大器的两个输出端分别输出所述第一控制信号和第二控制信号。
优选的，在上述的变换器中，所述临界切换电流为所述第一电感在断续模式和连续模式之间进行切换时流经所述第一电感的电流。
优选的，在上述的变换器中，所述临界切换电流由以下公式获得：
其中，Io_crit为临界切换电流，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压，Ts为第一控制信号和第二控制信号一个周期的时长，L为第一电感的电感值。
优选的，在上述的变换器中，当所述一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，
Dsync＝(Vi-Vo)/Vo·Dmain，
其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压。
优选的，在上述的变换器中，当所述一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，
Dsync+Dmain＝1，
其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比。
优选的，在上述的变换器中，所述一个周期流经第一电感的平均电流由以下公式获得：
其中，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压，Ts为第一控制信号一个周期的时长，L为第一电感的电感值，Dmain为第一控制信号的占空比。
优选的，在上述的变换器中，第一电源连接于所述第二节点和第三节点之间，第二电源和充电电容分别连接于所述第四节点和第三节点之间。
优选的，在上述的变换器中，所述第一电源的电压值为36V～54V，所述第二电源的电压值为9V～16V。
本发明还提供了一种变换器控制方法，用于控制如上所述的变换器，包括以下步骤：
获取一个周期流经第一电感的平均电流；
将所述一个周期流经第一电感的平均电流与一临界切换电流进行比较，当所述一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，第一控制信号和第二控制信号为互补信号；当所述一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为独立信号。
优选的，在上述的变换器控制方法中，所述临界切换电流由以下公式获得：
其中，Io_crit为临界切换电流，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压，Ts为第一控制信号和第二控制信号一个周期的时长，L为第一电感的电感值。
优选的，在上述的变换器控制方法中，当所述一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，
Dsync＝(Vi-Vo)/Vo·Dmain，
其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压。
优选的，在上述的变换器控制方法中，当所述一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，
Dsync+Dmain＝1，
其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比。
优选的，在上述的变换器控制方法中，所述一个周期流经第一电感的平均电流由以下公式获得：
其中，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压，Ts为第一控制信号一个周期的时长，L为第一电感的电感值，Dmain为第一控制信号的占空比。
在本发明提供的变换器中，所述变换器中第一MOS晶体管的栅极连接于第一控制信号，第二MOS晶体管的栅极连接于第二控制信号。所述第一控制信号和第二控制信号互补，用以降低成本。或者，当一个周期流经所述变换器中第一电感的平均电流大于临界切换电流时，第一控制信号和第二控制信号为互补信号。当一个周期流经所述第一电感的平均电流小于临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为独立信号。此时，所述第一控制信号的占空比由需要的负载电压决定，而所述第二控制信号的占空比则由需要的负载电压、此时的输入电压以及所述第一控制信号的占空比决定。在降低成本的同时避免在轻载时出现反向电流，提高了效率。
附图说明
图1为48V DCDC拓扑结构示意图；
图2为本发明实施例中变换器的结构示意图；
图3为本发明实施例中所提供的变换器控制方法的流程图；
图中：101-第一MOS晶体管；102-第二MOS晶体管；103-第一电感；
201-第一MOS晶体管；202-第二MOS晶体管；203-第一电感；204-MCU；205-放大器；206-充电电容；207-第一电源；208-第二电源。
具体实施方式
下面将结合示意图对本发明的具体实施方式进行更详细的描述。根据下列描述和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
本发明实施例提供了一种变换器，如图2所示，包括多个并联的半桥，每个半桥包括第一MOS晶体管201、第二MOS晶体管202和第一电感203；所述第一MOS晶体管201的漏极与第二MOS晶体管202的源极连接于第一节点A，所述第一电感203的一端连接于所述第一节点A，所述变换器中所有第一MOS晶体管201的源极连接于第二节点B，所有第二MOS晶体管202的漏极连接于第三节点C，所有第一电感203的另一端连接于第四节点D。其中，所述第一MOS晶体管201的栅极连接于第一控制信号，所述第二MOS晶体管202的栅极连接于第二控制信号。在本发明的一实施例中，所述第一控制信号和第二控制信号互补，即在一个周期中，所述第一控制信号的占空比与所述第二控制信号的占空比之和等于1。
在本发明的又一实施例中，当一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，第一控制信号和第二控制信号为互补信号，此时所述第一控制信号的占空比与所述第二控制信号的占空比之和等于1；当一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为独立信号，此时，所述第二控制信号的占空比Dsync＝(Vi-Vo)/Vo·Dmain，其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压。所述临界切换电流为所述第一电感在断续模式和连续模式之间进行切换时流经所述第一电感的电流。
所述第一控制信号和第二控制信号均由MCU(Microcontroller Unit，微控制单元)204发出。具体的，所述MCU204同时发出一第一原始控制信号和一第二原始控制信号，所述第一原始控制信号和第二原始控制信号分别输入至一放大器205的两个输入端，所述放大器205的两个输出端分别输出所述第一控制信号和第二控制信号。所述放大器205仅对所述第一原始控制信号和第二原始控制信号的强度进行放大，不改变所述第一原始控制信号和第二原始控制信号的占空比，因此，第一控制信号的占空比与所述第一原始控制信号的占空比相同，所述第二控制信号的占空比与所述第二原始控制信号的占空比相同，均由MCU控制。
在本实施例中，所述放大器205包括但不限于一自举式驱动芯片。此时，所述第一MOS晶体管201的驱动电源依赖于第二MOS晶体管202导通时所述对充电电容的充电，即所述第二MOS晶体管202在每个开关周期都要保证开通一段时间
一第一电源207连接于所述第二节点B和第三节点C之间，一第二电源208和充电电容206分别连接于所述第四节点D和第三节点C之间。较优的，所述第一电源207的电压值为36V～54V，例如为36V、38V、40V、和54V，具体而言，所述第一电源207的电压值可以为36V至54V中的任意一个数值，但并不限于此。所述第二电源208的电压值为9V～16V，例如为9V、10V、13V以及16V，同样，所述第二电源208的电压值可以为9V至16V中的任意一个值，但并不限于此。当然，在本发明的其他实施例中，所述第一电源207和第二电源208的电压值还可以是其他值，在此不再赘述。
本发明实施例还提供了一种以上所述变换器的控制方法。如图3所示，图3示出了本发明实施例中所提供的变换器控制方法的流程图。
首先，如图3中的步骤S1所示，所述MCU获取一个周期中流经所述变换器中一个第一电感203的平均电流。
所述平均电流的计算公式如下：
Io＝(Ton+Toff)·Ipeak/(2·Ts)＝(Dmain+Dsync)·Ipeak/2；(式1)
其中，Ipeak＝Vo·Tsync/L；(式2)
Ton为第一MOS晶体管的打开时间，Toff为第二MOS晶体管的打开时间，Ipeak为流经所述第一电感的电流的最大值，Ts为第一控制信号一个周期的时长，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比。
而对于轻载Buck模式，在特定的静态工作点下，流经第一电感的电流的上升时间和下降时间成正比，具体的公式如下：
Vo＝Vi×Dmain/(Dmain+Dsync)；(式3)
即为Dsync＝(Vi-Vo)/Vo×Dmain；(式4)
为了防止直通出现，第一控制信号的占空比Dmain和第二控制信号的占空比Dsync还需满足如下要求：
Dsync≤1-Dmain-2·Ddead；(式5)
其中Ddead为死区时间。
当所述变换器在轻载和重载之间进行切换时，根据需要的输出电压，即所述第四节点和第三节点之间的电压Vo可以获得所述第一控制信号的占空比Dmain。由上式(1)、(2)以及(4)可以获得一个周期流经第一电感的平均电流Io：
当流经所述第一电感的电流谷值为0时，进入临界状态，此时，Dsync＝1-Dmain-2·Ddead，忽略死区，此式可写为Dsync+Dmain＝1，此时，获得所述临界切换电流Io_crit为：
需要说明的是，在本实施例中当所述放大器选用自举式驱动芯片时，由于受限于所述自举式驱动芯片的最小占空比，Dmain需满足Dmain＞＞Dmin，即意味着输出电流也同时要满足Io＞＞Io_min。其中，Io_min为所述第二MOS晶体管导通的最小电流，由所述第二MOS晶体管的最小导通时间决定。如果Io＜Io_min，以上的策略失效，必须将驱动重新切回到互补模式。
此时，如图3中的步骤S2，将所述一个周期流经第一电感的平均电流与一临界切换电流进行比较。
当所述一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，第一控制信号和第二控制信号为互补信号，此时，Dsync+Dmain＝1，(式8)。
当所述一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，Dsync＝(Vi-Vo)/Vo·Dmain，(式9)，其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压。由式9以及第二控制信号一个周期的时长可以得出关闭所述第二MOS晶体管的时间：
Toff_D＝Dsync*Ts。(式10)
综上，在本发明实施例提供的变换器中，所述变换器中的第一MOS晶体管的栅极连接于第一控制信号，第二MOS晶体管的栅极连接于第二控制信号。所述第一控制信号和第二控制信号互补，用以降低成本。或者，当一个周期流经所述变换器中第一电感的平均电流大于临界切换电流时，第一控制信号和第二控制信号为互补信号。当一个周期流经所述第一电感的平均电流小于临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为独立信号。此时，所述第一控制信号的占空比由需要的负载电压决定，而所述第二控制信号的占空比则由需要的负载电压、此时的输入电压以及所述第一控制信号的占空比决定。在降低成本的同时避免在轻载时出现反向电流，提高了效率。
上述仅为本发明的优选实施例而已，并不对本发明起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的技术方案的范围内，对本发明揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本发明的技术方案的内容，仍属于本发明的保护范围之内。

Claims (15)

1.一种变换器，包括多个并联的半桥，每个半桥包括第一MOS晶体管、第二MOS晶体管和第一电感；所述第一MOS晶体管的漏极、第二MOS晶体管的源极和第一电感的一端连接于第一节点，所述变换器中所有第一MOS晶体管的源极连接于第二节点，所有第二MOS晶体管的漏极连接于第三节点，所有第一电感的另一端连接于第四节点，其特征在于，所述第一MOS晶体管的栅极连接于第一控制信号，所述第二MOS晶体管的栅极连接于第二控制信号；所述第一控制信号和第二控制信号为互补信号。
2.一种变换器，包括多个并联的半桥，每个半桥包括第一MOS晶体管、第二MOS晶体管和第一电感；所述第一MOS晶体管的漏极、第二MOS晶体管的源极和第一电感的一端连接于第一节点，所述变换器中所有第一MOS晶体管的源极连接于第二节点，所有第二MOS晶体管的漏极连接于第三节点，所有第一电感的另一端连接于第四节点，其特征在于，所述第一MOS晶体管的栅极连接于第一控制信号，所述第二MOS晶体管的栅极连接于第二控制信号；当一个周期流经第一电感的平均电流大于一临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为互补信号；当一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为独立信号。
3.如权利要求2所述的变换器，其特征在于，还包括一放大器，所述放大器用以接收一MCU同时发出的第一原始控制信号和第二原始控制信号，经过放大处理后输出所述第一控制信号和第二控制信号。
4.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述临界切换电流为所述第一电感在断续模式和连续模式之间进行切换时流经所述第一电感的电流。
5.如权利要求4所述的变换器，其特征在于，所述临界切换电流由以下公式获得：
<mrow> <msub> <mi>I</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mo>_</mo> <mi>c</mi> <mi>r</mi> <mi>i</mi> <mi>t</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>1</mn> <mo>-</mo> <mfrac> <msub> <mi>V</mi> <mi>o</mi> </msub> <msub> <mi>V</mi> <mi>i</mi> </msub> </mfrac> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi> </msub> <mo>/</mo> <mn>2</mn> <mi>L</mi> <mo>,</mo> </mrow>
其中，Io_crit为临界切换电流，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压，Ts为第一控制信号和第二控制信号一个周期的时长，L为第一电感的电感值。
6.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，当所述一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，
Dsync＝(Vi-Vo)/Vo·Dmain，
其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压。
7.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，当所述一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，
Dsync+Dmain＝1，
其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比。
8.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述一个周期流经第一电感的平均电流由以下公式获得：
<mrow> <msub> <mi>I</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>i</mi> </msub> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>i</mi> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>)</mo> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi> </msub> <mo>)</mo> <msup> <msub> <mi>D</mi> <mrow> <mi>m</mi> <mi>a</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> </mrow> </msub> <mn>2</mn> </msup> </mrow> <mrow> <mn>2</mn> <msub> <mi>LV</mi> <mi>o</mi> </msub> </mrow> </mfrac> <mo>,</mo> </mrow>
其中，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压，Ts为第一控制信号一个周期的时长，L为第一电感的电感值，Dmain为第一控制信号的占空比。
9.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，第一电源连接于所述第二节点和第三节点之间，第二电源和充电电容分别连接于所述第四节点和第三节点之间。
10.如权利要求9所述的变换器，其特征在于，所述第一电源的电压值为36V～54V，所述第二电源的电压值为9V～16V。
11.一种变换器控制方法，用于控制如权利要求2至10中任意一项所述的变换器，其特征在于，包括以下步骤：
获取一个周期流经第一电感的平均电流；
将所述一个周期流经第一电感的平均电流与一临界切换电流进行比较，当所述一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，第一控制信号和第二控制信号为互补信号；当所述一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，所述第一控制信号和第二控制信号为独立信号。
12.如权利要求11所述的变换器控制方法，其特征在于，所述临界切换电流由以下公式获得：
<mrow> <msub> <mi>I</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mo>_</mo> <mi>c</mi> <mi>r</mi> <mi>i</mi> <mi>t</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>1</mn> <mo>-</mo> <mfrac> <msub> <mi>V</mi> <mi>o</mi> </msub> <msub> <mi>V</mi> <mi>i</mi> </msub> </mfrac> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi> </msub> <mo>/</mo> <mn>2</mn> <mi>L</mi> <mo>,</mo> </mrow>
其中，Io_crit为临界切换电流，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压，Ts为第一控制信号和第二控制信号一个周期的时长，L为第一电感的电感值。
13.如权利要求11所述的变换器控制方法，其特征在于，当所述一个周期流经第一电感的平均电流小于临界切换电流时，Dsync＝(Vi-Vo)/Vo·Dmain，
其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压。
14.如权利要求11所述的变换器控制方法，其特征在于，当所述一个周期流经第一电感的平均电流大于临界切换电流时，
Dsync+Dmain＝1，
其中，Dsync为第二控制信号的占空比，Dmain为第一控制信号的占空比。
15.如权利要求11所述的变换器控制方法，其特征在于，所述一个周期流经第一电感的平均电流由以下公式获得：
<mrow> <msub> <mi>I</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>i</mi> </msub> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <mo>(</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>i</mi> </msub> <mo>-</mo> <msub> <mi>V</mi> <mi>o</mi> </msub> <mo>)</mo> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi> </msub> <mo>)</mo> <msup> <msub> <mi>D</mi> <mrow> <mi>m</mi> <mi>a</mi> <mi>i</mi> <mi>n</mi> </mrow> </msub> <mn>2</mn> </msup> </mrow> <mrow> <mn>2</mn> <msub> <mi>LV</mi> <mi>o</mi> </msub> </mrow> </mfrac> <mo>,</mo> </mrow>
其中，Vo为第四节点和第三节点之间的电压，Vi为第二节点和第三节点之间的电压，Ts为第一控制信号一个周期的时长，L为第一电感的电感值，Dmain为第一控制信号的占空比。
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