CN107681902A - 一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，该方法针对串入串出型直流变换器的拓扑结构固有特点，通过对变换器一次侧相互串联的N个全桥逆变器的调制波初始相位进行等分平移，使各全桥在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流激励电压相互抵消，从而减小了直流变换器的总体功率回流。本发明方法实施步骤简单，无需增加任何硬件设备或附加控制环节，具有实际的工程价值。

Description

一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法

技术领域

本发明涉及一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，应用于输入串联输出串联组合型直流变换器，属于直流变换技术领域。

背景技术

双向全桥直流变换器具有在维持变换器两端电压极性不变的情况下实现能量的双向流动的功能，相对于传统的单向直流变换器，减少了器件数量和总体成本，降低了变换器的体积、重量和占地面积，提高了系统功率因数。因此，在直流电机驱动、直流互联和新能源并网等需要进行能量双向流动的场合，双向全桥直流变换器正得到广泛使用。

为匹配不同电压等级的高压直流母线，避免多个功率器件直接串联引起的均压问题，提高系统的标准度和集成度，可将各双向全桥直流变换器的输入端和输出端进行相互串联组合形成串入串出型直流变换器。

双向全桥直流变换器的传统控制方式是一二次侧之间的移相控制，即通过控制一二次侧两个全桥变换器的驱动信号之间的移相角，从而实现功率控制。这种控制方式容易实现软开关、系统惯性小、动态响应快，但在输入输出电压幅值不匹配时，容易导致变换器的回流功率和电流应力增大，降低了系统功率因数，增加了变换器损耗。因此将双向全桥直流变换器进行串联组合形成的串入串出型直流变换器同样存在功率回流问题。

为克服传统移相控制的缺点，一大批新型控制方式，诸如拓展移相(ExtendedPhase Shift,EPS)、二重移相(Dual Phase Shift,DPS)和三重移相(Triple Phase Shift,TPS)等先后被提出。虽然这些方法都在一定程度上降低了系统回流功率，但往往需要增加复杂的控制环节，必须多种工作模态进行复杂的分析，具体执行难度较大。况且这些方法均针对单模块双向全桥直流变换器进行设计，未考虑到串入串出型直流变换器固有的结构特点。

因此，针对串入串出型直流变换器固有特点，设计专用的功率回流优化方法具有重要的意义。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，大大减小了使用传统移相方法情况下的功率回流。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，所述串入串出型直流变换器包括N个双向全桥直流变换器模块，每个双向全桥直流变换器模块均包括一个全桥逆变器、一个全桥整流器和一个交流变压器；所述功率回流优化方法包括如下步骤：

步骤1，采用串入串出型直流变换器的传统移相控制方法，即通过输出直流总电压外环进行直流变压与功率传输，通过各双向全桥直流变换器模块输入电压内环控制输入均压与输出均压，使得串入串出型直流变换器一次侧N个全桥逆变器调制信号的初始相位相同；

步骤2，将串入串出型直流变换器一次侧串联的N个全桥逆变器调制信号的初始相位进行等分平移，使得各全桥逆变器在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流激励电压相互抵消；所述等分平移的具体操作如下：

(1)对第一个双向全桥直流变换器模块的初始相位不进行移相，则等分平移后第一个双向全桥直流变换器模块的相位为

(2)对第二个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第二个双向全桥直流变换器模块的相位为

(3)对第三个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位为

(4)对第i个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位为

作为本发明的一种优选方案，所述每个双向全桥直流变换器模块中的交流变换器的参数均一致。

作为本发明的一种优选方案，所述各双向全桥直流变换器模块产生的第k次环流激励电压表达式为：

其中，u_CIRi(k)表示第i个双向全桥直流变换器模块产生的第k次环流激励电压，A_k为第k次环流激励电压的幅值，k为不等于零的偶数，ω为基波角频率， t为时间，为初始相位。

作为本发明的一种优选方案，所述各双向全桥直流变换器模块产生的第2Nm 次环流激励电压值均与传统移相控制方法下产生的第2Nm次环流激励电压值相等，m为正整数，N为双向全桥直流变换器模块数目。

作为本发明的一种优选方案，所述各双向全桥直流变换器模块产生的除2Nm 次以外的环流激励电压之和为零。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

本发明针对串入串出型直流变换器电路的拓扑特点，通过对变换器一次侧相互串联的N个全桥逆变器的调制波初始相位进行等分平移，使各全桥在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流基本消除，瞬时传输功率波形纵坐标基本均为正值，功率回流相对于传统移相方法的情况大大减小。

附图说明

图1是单模块双向全桥直流变换器拓扑图。

图2是单模块双向全桥直流变换器传统移相控制工作原理波形图。

图3是本发明串入串出型直流变换器拓扑图。

图4是使用传统移相法后串入串出型直流变换器的环流等效电路图。

图5是本发明调制波初始相位等分平移示意图。

图6是使用本发明功率回流优化方法后的环流等效电路图。

图7是使用传统移相法得到的直流电压输出波形。

图8是使用传统移相法得到的各模块输入电压波形。

图9是使用传统移相法得到的各模块输出电压波形。

图10是使用传统移相法得到的瞬时传输功率波形。

图11是对传统移相法得到的瞬时传输功率波形的快速傅里叶分析。

图12是使用本发明功率回流优化方法得到的直流电压输出波形。

图13是使用本发明功率回流优化方法得到的各模块输入电压波形。

图14是使用本发明功率回流优化方法得到的各模块输出电压波形。

图15是使用本发明功率回流优化方法得到的瞬时传输功率波形。

图16是对本发明功率回流优化方法得到的瞬时传输功率波形的快速傅里叶分析。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

如图1所示是单模块双向全桥直流变换器，即包括一个全桥逆变器和全桥整流器，逆变器和整流器的交流侧经一个变压器和一个变压器漏感互联，实现从输入侧向输出侧的直流变换和功率传输。U₁为输入直流电压，U₂为输出直流电压， C₁、C₂分别为输入、输出侧直流电容，K为变压器变比，u_p和u_s为原、副边交流电压，u_h1为全桥逆变器输出电压，u_h2为全桥整流器输出电压，u_L和i_L为漏感上的电压和电流，δ₁为原副边之间的相角。

全桥逆变器包括开关器件S1、S2、S3、S4和续流二极管D1、D2、D3、D4；全桥整流器包括开关器件S5、S6、S7、S8和续流二极管D5、D6、D7、D8。

如图2所示是单模块双向全桥直流变换器在传统移相控制下的工作原理波形。如图可见，在传统移相控制下，两侧全桥的工作频率均为f_s，开关周期的一半为T_hs，T_hs＝1/(2f_s)，对角开关管轮流导通，导通角为180°，u_h1和u_h2是占空比为50％的方波电压。通过控制原副边之间的相角δ₁，就可以控制加在变压器漏感两端电压的大小和相位，进而控制功率的大小和流向。由于u_h1与u_h2间相移的存在，在功率传输过程中，漏感电流与原边侧电压存在相位相反的阶段。t₀-t'₀及t₂-t'₂时刻，传输功率u_h1·i_L为负，功率回流到电源中，可定义此功率为回流功率。

如图3所示是串入串出型直流变换器拓扑结构。T₁、T₂、…、T_N为一系列参数一致的交流变压器，U_in为系统直流输入电压，U_out为系统直流输出电压，δ₁、δ₂、…、δ_N分别为模块1、模块2、…、模块N内部原副边移相角。

使用传统移相法控制δ₁、δ₂、…、δ_N进行直流变压与功率传输，原边调制信号所有初始相位相同，此时单模块全桥直流变换器内部产生了偶次环流，经输入串联模块组合叠加在一起，引起了电源侧的功率回流。在传统移相法中，单模块全桥直流变换器的两个桥臂调制信号对称互补，此时两桥臂上的产生的偶次环流激励电压相同，设为u_2f、u_4f、u_6f、u_8f、…，而在串入串出型直流变换器中，由于一系列参数一致的单模块全桥直流变换器相互串联，可认为各模块产生的偶次环流激励电压相同，环流等效电路图如图4所示。

图5是按本发明方法的调制波初始相位等分平移示意图。将串入串出型直流变换器一次侧串联的N个全桥逆变器模块的调制波初始相位进行等分平移如下：

1.对第一个模块的初始相位不进行移相，即

2.对第二个模块的初始相位相对滞后移相

3.对第三个模块的初始相位相对滞后移相

4.对第i个模块的初始相位相对滞后移相

设第一模块产生的第k(k＝2,4,6,…)次环流激励电压为：

式(1)中A_k为第k次环流激励电压的幅值，ω为基波角频率，初始相位为由各模块参数的一致性，第i模块产生的第k次环流激励电压可表示为：

对2N次整数倍环流，即k＝2Nm(m＝1,2,3,…)，第i个模块产生的第k次环流激励电压为：

从式(3)中可看出，各个模块产生的第2Nm次环流激励电压均与传统控制下产生的第2Nm次环流激励电压值相等。因此，本发明方法对2N次整数倍环流无影响。

对2N次整数倍以外的偶数次环流，即k≠2Nm(m＝1,2,3,…)：

当N为奇数时，由式(2)可得

因为k为偶数，N为正整数，因此有又由于k≠2Nm(m＝1,2,3,…)，因此有由狄利克雷核(Dirichlet kernel)有：

将(5)代入(4)，有

(N为奇数)(6)

当N为偶数时，由式(2)可得

因为k为偶数，N为正整数，因此有又由于k≠2Nm (m＝1,2,3,…)，因此有由狄利克雷核(Dirichlet kernel)有：

将(8)代入(7)，有

(N为偶数)(9)

由(6)(9)可知，当k≠2Nm(m＝1,2,3,…)，有

所以使用本发明方法，各模块2N次整数倍以外的偶数次环流在串联结构中可消除，环流等效电路图如图6所示。

下面以一具体实施例进行仿真对比，串入串出型直流变换器的仿真参数如表 1所示，系统仿真时间0.25s。

表1

参数	数值
		系统直流输入电压Uin	1600V
系统直流输出电压Uout	800V
		模块数N	4
变压器漏感L	0.8mH
		工作频率fs	1kHz
一次侧全桥变换器直流电容C1	2200uF
		二次侧全桥变换器直流电容C2	2200uF
变压器原副边变比K	1.78
		负载电阻RL	80Ω

图7、图8和图9为使用传统移相法得到的直流电压输出、各模块输入电压和各模块输出电压。从图中可见，直流电压输出已经达到了稳定，各模块输入电压和各模块输出电压也实现了均衡控制，此时串入串出型直流变换器正常工作。

如图10为传统移相法下两个交流周期内(0.24s-0.242s)的瞬时传输功率波形，从图中可见，瞬时传输功率波形有一部分纵坐标为负值，此时产生了功率回流。对图10所示波形进行快速傅里叶分析得到图11，可见瞬时传输功率波形中含有偶次谐波。

图12、图13和图14为使用本发明方法得到的直流电压输出、各模块输入电压和各模块输出电压。对比图7、图8和图9可知本发明方法未对串入串出型直流变换器的正常工作产生负面影响。

图15为本发明方法下两个交流周期内(0.24s-0.242s)的瞬时传输功率波形，从图中可见，瞬时传输功率波形纵坐标基本均为正值，此时功率回流相对于图 10的情况大大减小，提高了串入串出型直流变换器的功率传递效率，提高了系统功率密度，减小了过流可能。对图15所示波形进行快速傅里叶分析得到图16，可见回流优化后偶数次环流中仅剩8、16、24、32、…次较为显著，证明本发明方法确实能消除除2N整数倍以外的环流。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，所述串入串出型直流变换器包括N个双向全桥直流变换器模块，每个双向全桥直流变换器模块均包括一个全桥逆变器、一个全桥整流器和一个交流变压器；其特征在于，所述功率回流优化方法包括如下步骤：

步骤1，采用串入串出型直流变换器的传统移相控制方法，即通过输出直流总电压外环进行直流变压与功率传输，通过各双向全桥直流变换器模块输入电压内环控制输入均压与输出均压，使得串入串出型直流变换器一次侧N个全桥逆变器调制信号的初始相位相同；

步骤2，将串入串出型直流变换器一次侧串联的N个全桥逆变器调制信号的初始相位进行等分平移，使得各全桥逆变器在串联侧产生的除2N次整数倍以外的所有偶数次环流激励电压相互抵消；所述等分平移的具体操作如下：

(1)对第一个双向全桥直流变换器模块的初始相位不进行移相，则等分平移后第一个双向全桥直流变换器模块的相位为

(2)对第二个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第二个双向全桥直流变换器模块的相位为

(3)对第三个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位为

(4)对第i个双向全桥直流变换器模块的初始相位，相对滞后移相则等分平移后第三个双向全桥直流变换器模块的相位为

2.根据权利要求1所述串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，其特征在于，所述每个双向全桥直流变换器模块中的交流变换器的参数均一致。

3.根据权利要求1所述串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，其特征在于，所述各双向全桥直流变换器模块产生的第k次环流激励电压表达式为：

其中，u_CIRi(k)表示第i个双向全桥直流变换器模块产生的第k次环流激励电压，A_k为第k次环流激励电压的幅值，k为不等于零的偶数，ω为基波角频率，t为时间，为初始相位。

4.根据权利要求1所述串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，其特征在于，所述各双向全桥直流变换器模块产生的第2Nm次环流激励电压值均与传统移相控制方法下产生的第2Nm次环流激励电压值相等，m为正整数，N为双向全桥直流变换器模块数目。

5.根据权利要求1所述串入串出型直流变换器的功率回流优化方法，其特征在于，所述各双向全桥直流变换器模块产生的除2Nm次以外的环流激励电压之和为零。