CN107666247A - 绝缘型双向dc－dc 转换器 - Google Patents

绝缘型双向dc－dc 转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN107666247A
CN107666247A CN201710618205.XA CN201710618205A CN107666247A CN 107666247 A CN107666247 A CN 107666247A CN 201710618205 A CN201710618205 A CN 201710618205A CN 107666247 A CN107666247 A CN 107666247A
Authority
CN
China
Prior art keywords
terminal
period
switch element
voltage
transformer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710618205.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN107666247B (zh
Inventor
平林信夫
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toyota Industries Corp
Original Assignee
Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toyoda Automatic Loom Works Ltd filed Critical Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Publication of CN107666247A publication Critical patent/CN107666247A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107666247B publication Critical patent/CN107666247B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明提供在从变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，削减在规定周期中不能够传递电力的期间的绝缘型双向DC－DC转换器。绝缘型双向DC－DC转换器具备控制电路，控制电路在从变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，在第一电压VH与第二电压VL的电压比例n(＝VH/VL)为使用电感L1和励磁电感Lm计算出的判定值J(＝1/(1+L1/2Lm))以上(n≥J)的情况下，按使第一开关元件导通的第一期间与在第一期间之后使第二开关元件导通的第二期间的期间比例dn(＝第一期间/第二期间)比判定值dJ(＝n(1+L1/2Lm)－1)大的方式计算第一期间和第二期间，控制第一开关元件和第二开关元件。

Description

绝缘型双向DC－DC转换器
技术领域
本发明涉及绝缘型双向DC－DC转换器。
背景技术
绝缘型双向DC－DC转换器在从变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，例如在进行预充电的情况下，控制设置于变压器的二次侧电路的同步整流用的两个开关元件来传递电力。
作为相关的技术，已知有专利文献1。
专利文献1：日本特开2015－228788号公报
然而，在从绝缘型双向DC－DC转换器的变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，根据设置于二次侧电路的同步整流用的开关元件各自的进行导通(接通)或者切断(断开)的期间(占空比的设定)，在规定周期中产生不能够传递电力的期间。这样一来，从变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率也降低。
发明内容
本发明的一侧面所涉及的目的在于提供在从变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，削减在规定周期中不能够传递电力的期间的绝缘型双向DC－DC转换器。
本发明所涉及的一个方式的绝缘型双向DC－DC转换器具备：二次侧电路，被设置在变压器的二次侧，在二次侧电路中，变压器的二次绕组的第一端子、线圈的第一端子和第一开关元件的第一端子连接，二次绕组的第二端子和第二开关元件的第一端子连接，并且第一开关元件的第二端子和第二开关元件的第二端子连接；以及控制电路。
控制电路在从变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，按规定周期获取变压器的一次侧即高压侧的直流电压亦即第一电压VH和变压器的二次侧即低压侧的直流电压亦即第二电压VL并计算电压比例n(＝VH/VL)，在电压比例n为使用线圈的电感L1和变压器的励磁电感Lm计算出的判定值J(＝1/(1+L1/2Lm))以上(n≥J)的情况下，以在规定周期中使第一开关元件导通的第一期间与在第一期间之后使第二开关元件导通的第二期间的期间比例dn(＝第一期间/第二期间)比使用电压比例n、电感L1以及励磁电感Lm计算出的判定值dJ(＝n(1+L1/2Lm)－1)大的方式，计算第一期间和第二期间，并且使用第一期间和第二期间控制第一开关元件和第二开关元件。
另外，在第一电压VH比规定电压小的情况下，控制电路计算在规定周期中使第一开关元件和第二开关元件切断的第三期间，并且进行在第二期间之后的第三期间使第一开关元件和第二开关元件都切断的控制。
此外，考虑绝缘型双向DC－DC转换器是有源钳位方式的正向型等。
本发明所涉及的其它方式的绝缘型双向DC－DC转换器具备：二次侧电路，被设置在变压器的二次侧，在二次侧电路中，变压器的二次绕组的第一端子和第一开关元件的第一端子连接，二次绕组的第二端子和第二开关元件的第一端子连接，作为二次绕组的中间端子的第三端子和线圈的第一端子连接，并且第一开关元件的第二端子和第二开关元件的第二端子连接；以及控制电路。
控制电路在从变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，按规定周期或者规定周期的半周期获取变压器的一次侧即高压侧的直流电压亦即第一电压VH和变压器的二次侧即低压侧的直流电压亦即第二电压VL并计算电压比例n(＝VH/VL)，在电压比例n为使用线圈的电感L1和变压器的励磁电感Lm计算出的判定值J(＝1/(1+L1/2Lm))以上(n≥J)的情况下，以在规定周期的前半周期以及后半周期中使第一开关元件和第二开关元件都导通的第一期间与规定周期的前半周期的第一期间之后使第一开关元件切断并使第二开关元件导通、规定周期的后半周期的第一期间之后使第一开关元件导通并使第二开关元件切断的第二期间的期间比例dn(＝第一期间/第二期间)比使用电压比例n、电感L1以及励磁电感Lm计算出的判定值dJ(＝n(1+L1/2Lm)－1)大的方式计算第一期间和第二期间，并且基于第一期间和第二期间控制第一开关元件和第二开关元件。
另外，在第一电压VH比规定电压小的情况下，控制电路计算在规定周期的前半周期以及后半周期中使第一开关元件和第二开关元件切断的第三期间，并且进行在第二期间之后的第三期间使第一开关元件和第二开关元件都切断的控制。
此外，考虑绝缘型双向DC－DC转换器是全桥方式、或者半桥方式、或者推挽方式等。
在从变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，能够削减在规定周期中不能够传递电力的期间。
附图说明
图1是表示实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器的一实施例的图。
图2A是表示实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器的预充电动作中的线圈电流和励磁电流的流动的图。
图2B是表示实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器的预充电动作中的线圈电流和励磁电流的流动的图。
图3A是表示在实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器的预充电的初始阶段，A：产生了电力传递不良的情况下和B：避免了电力传递不良的情况下的控制二次侧电路的开关元件的控制信号、线圈电流、励磁电流以及在开关元件中流动的电流的图。
图3B是表示实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器的预充电进展了的情况下的预充电动作中的控制二次侧电路的开关元件的控制信号、线圈电流、励磁电流以及在开关元件中流动的电流的图。
图4是表示实施方式2中的绝缘型双向DC－DC转换器的一实施例的图。
图5A是表示在实施方式2中的绝缘型双向DC－DC转换器的预充电动作中，在预充电的初始阶段避免了电力传递不良的情况下的控制二次侧电路的开关元件的控制信号、线圈电流、励磁电流以及在开关元件中流动的电流的图。
图5B是表示在实施方式2中的绝缘型双向DC－DC转换器的预充电进展了的情况下，避免了电力传递不良的情况下的预充电动作中的控制二次侧电路的开关元件的控制信号、线圈电流、励磁电流以及在开关元件中流动的电流的图。
图6是表示使实施方式2中的绝缘型双向DC－DC转换器为半桥方式的情况下的一实施例的图。
图7是表示使实施方式2中的绝缘型双向DC－DC转换器为推挽方式的情况下的一实施例的图。
附图标记说明：1、41、61、71…绝缘型双向DC－DC转换器，2、42、62、72…一次侧电路，3、43、73…变压器，4、44…二次侧电路，5、45、63、74…控制电路，6…高压电池，7、8…继电器，11、12、15、16、46、47、48、49、51、52、64、65、75、76…开关元件，13、14、18、50、54、66、67、77…电容器，17、53…线圈，19…低压电池。
具体实施方式
以下基于附图对实施方式进行详细说明。
＜实施方式1＞
图1是表示实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器的一实施例的图。绝缘型双向DC－DC转换器1是具有一次侧电路2、变压器3、二次侧电路4以及控制电路5的、有源钳位方式的正向型DC－DC转换器。
一次侧电路2具有开关元件11、开关元件12、电容器13以及电容器14。在一次侧电路2的高压侧经由继电器7和继电器8并联连接有高压电池6，在一次侧电路2的低压侧并联连接有变压器3的一次绕组。高压电池6的正极端子(+)与继电器7的第一端子(1)连接，高压电池6的负极端子(－)与继电器8的第一端子(1)连接。继电器7的第二端子(2)与变压器3的一次绕组的第一端子(1)、电容器13的第二端子(2)以及电容器14的第一端子(1)连接，继电器8的第二端子(2)与开关元件12的第二端子(2)和电容器14的第二端子(2)连接。开关元件11的第一端子(1)与电容器13的第一端子(1)连接，开关元件11的第二端子(2)与变压器3的一次绕组的第二端子(2)和开关元件12的第一端子(1)连接。另外，继电器7的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P1连接，继电器8的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P2连接，开关元件11的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P3连接，开关元件12的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P4连接。
二次侧电路4具有开关元件15(第一开关元件)、开关元件16(第二开关元件)、线圈17以及电容器18。在二次侧电路4的高压侧并联连接有变压器3的二次绕组，在二次侧电路4的低压侧并联连接有低压电池19。开关元件15的第一端子(1)与变压器3的二次绕组的第一端子(1)和线圈17的第一端子(1)连接，开关元件16的第一端子(1)与变压器3的二次绕组的第二端子(2)连接。线圈17的第二端子(2)与电容器18的第一端子(1)和低压电池19的正极端子(+)连接。开关元件15的第二端子(2)和开关元件16的第二端子(2)与电容器18的第二端子(2)和低压电池19的负极端子(－)连接。另外，开关元件15的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P5连接，开关元件16的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P6连接。
控制电路5进行继电器7、8、开关元件11、12、15、16的导通(接通)和切断(断开)的控制，进行使用从高压电池6供给的电力使低压电池19充电的控制(有源钳位方式的控制)和使用低压电池19的电压使电容器14充电的控制(有源钳位方式的预充电控制)。另外，控制电路5例如是使用CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、多核CPU、可编程的器件(FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、PLD(Programmable LogicDevice：可编程逻辑器件)等)构成的电路。
若通过控制电路5使继电器7、8接通，则高压电池6与电容器14连接，若通过控制电路5使继电器7、8断开，则高压电池6与电容器14的连接被切断。
开关元件11、12、15、16是MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极晶体管)等半导体开关元件，例如，在开关元件为N沟道MOSFET的情况下，开关元件11、12、15、16的第一端子(1)为漏极端子，第二端子(2)为源极端子，第三端子(3)为栅极端子。此外，从控制电路5的控制端子P5输出的控制信号SIG1是控制开关元件15的导通和切断的信号，从控制电路5的控制端子P6输出的控制信号SIG2是控制开关元件16的导通和切断的信号。
使用图2A、图2B、图3A对预充电的动作进行说明。
图2A、图2B是表示实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器1的预充电动作中的线圈电流IL1和励磁电流ILm的流动的图。图3A是表示在实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器1的预充电的初始阶段，A：产生了电力传递不良的情况下和B：避免了电力传递不良的情况下的控制二次侧电路4的开关元件15、16的控制信号SIG1、SIG2、线圈电流IL1、励磁电流ILm以及在开关元件15、16中流动的电流I15、I16的图。
在进行预充电的情况下、即在从变压器3的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，控制电路5在使继电器7、8切断之后，按规定周期T反复进行以下的S1～S4的处理，进行使电容器14充电的控制。
在S1的处理中，控制电路5在下一个规定周期T的开始时刻之前，计算在规定周期T中使开关元件15导通的期间td1、在规定周期T中在期间td1之后使开关元件16导通的期间td2、以及在规定周期T中在期间td2之后使开关元件15、16都切断的期间td3。
在S2的处理中，控制电路5在计算出的期间td1，使开关元件11、15导通，并使开关元件12、16切断。这样一来，如图2A的A所示，线圈电流IL1(虚线)沿低压电池19的正极端子→线圈17→开关元件15→低压电池19的负极端子的方向流动，从而能量积蓄在线圈17，励磁电流ILm(实线)沿变压器3的二次绕组的第一端子→励磁电感Lm→变压器3的二次绕组的第二端子的方向流动。另外，此时如图3A的A的期间T1所示，线圈电流IL1(虚线)以VL/L1的斜率增加，励磁电流ILm(实线)以－(VR/N)/Lm的斜率减少并成为0〔A〕。另外，若从变压器3的二次侧向一次侧传递电力，则电流I1(实线)沿箭头的方向流动。此外，电压VR表示电容器13的电压，N表示变压器3的绕组比(在图1的例子中，一次绕组：二次绕组＝N：1)。
接着，若励磁电流ILm比0〔A〕小，则如图2A的B所示，励磁电流ILm的流动方向变为相反的方向，沿变压器3的二次绕组的第二端子→励磁电感Lm→变压器3的第一端子流动。即如图3A的A的期间T2所示，线圈电流IL1继续以VL/L1的斜率增加，励磁电流ILm继续以－(VR/N)/Lm的斜率减少。这样一来，图2A的B所示的电流I1流动的方向变为与励磁电流ILm成为0〔A〕之前相反的方向。
在S3的处理中，控制电路5在计算出的期间td2，使开关元件12、16导通，并使开关元件11、15切断。这样一来，如图2A的C所示，在期间T3，线圈电流IL1沿低压电池19的正极端子→线圈17→变压器3的二次绕组→开关元件16→低压电池19的负极端子的方向流动，励磁电流ILm沿变压器3的二次绕组的第二端子→励磁电感Lm→变压器3的二次绕组的第一端子的方向流动，使积蓄于线圈17的能量的一部分移动至电容器14。即从变压器3的二次侧向一次侧传递电力，电流I1沿箭头的方向流动，电流I2沿箭头的方向流动，电容器14被充电。另外，此时，如图3A的A的期间T3所示，线圈电流IL1以(VL－(VH/N))/L1的斜率增加，励磁电流ILm以(VH/N)/Lm的斜率增加并成为0〔A〕。
接着，若励磁电流ILm成为0〔A〕以上，则如图2B的D所示，励磁电流ILm的流动方向变为相反的方向，沿变压器3的二次绕组的第一端子→励磁电感Lm→变压器3的二次绕组的第二端子流动。即如图3A的A的期间T4所示，线圈电流IL1继续以(VL－(VH/N))/L1的斜率增加，励磁电流ILm继续以(VH/N)/Lm的斜率增加。另外，此时图2B的D所示的电流I1流动的方向变为与励磁电流ILm成为0〔A〕之前相反的方向。
然而，若使用在S1的处理中计算出的期间td1、td2继续S3的处理，若在期间td2产生式1所示的关系成立的期间，则不能够从变压器3的二次侧向一次侧传递电力。
n＝VH/VL≥1/(1+L1/2Lm) (式1)
L1：线圈17的电感
Lm：变压器3的励磁电感
VH：变压器的一次侧即高压侧的直流电压(第一电压)
VL：变压器的二次侧即低压侧的直流电压(第二电压)
其理由是：若式1所示的关系成立，则如图3A的A的期间T4＊所示，线圈电流IL1与励磁电流ILm以相同的斜率VL/(Lm+L1)增加，所以如图2B的E所示，对于线圈电流IL1与励磁电流ILm而言，电流向相反方向流动，并且成为相同的电流值(IL1＝ILm)，线圈电流IL1与励磁电流ILm抵消，从而不能够从变压器3的二次侧向一次侧传递电力。
因此，通过代替上述S1的处理而进行S1′的处理来削减不能够传递电力的期间T4＊。在S1′的处理中，按规定周期T判定式1是否成立，在式1成立的情况下，计算式2所示的关系成立的期间td1′(第一期间)和期间td2′(第二期间)。
td1′/td2′＞n(1+L1/2Lm)－1 (式2)
即，在判定为式1成立的情况下，在下一个规定周期T的开始时刻之前，计算式2所示的关系成立的期间td1′、td2′、td3(第三期间)，若成为规定周期T，则使用该期间td1′、td2′、td3控制开关元件15、16。此外，后述S1′的处理以及使用期间td1′、td2′的情况下的预充电的动作。
在S4的处理中，控制电路5在计算出的期间td3，使开关元件11导通，并使开关元件12、15、16切断，通过开关元件15、16的断开损耗而使残存于线圈17的能量消耗。在高压侧电压VH为低电压的情况下(预充电的初始阶段的电容器14的电压比规定电压小的情况下，例如0〔V〕等的情况下)，线圈17的正电压侧的ET积(低压侧电压VL×开关元件15导通且开关元件16切断的时间的积)比负电压侧的ET积(高压侧电压VH/N×开关元件16导通且开关元件15切断的时间的积)大，所以不能够对线圈电流IL1进行增加控制，所以进行S4的处理而抑制线圈电流IL1的增加。这样一来，如图2B的F、图3A的A的期间T5所示，线圈电流IL1不流动，励磁电流ILm沿变压器3的二次绕组的第一端子→励磁电感Lm→变压器3的二次绕组的第二端子的方向流动。另外，励磁电流ILm以－(VR/N)/Lm的斜率减少。
对避免了电力传递不良的情况下的预充电的动作进行说明。
在S1′的处理中，在从变压器3的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，控制电路5在下一个规定周期T的开始时刻之前，按规定周期T获取高压侧电压VH和低压侧电压VL，并且计算获取到的高压侧电压VH与低压侧电压VL的比例n(＝VH/VL；电压比例)。
接着，控制电路5在下一个规定周期T的开始时刻之前，按规定周期T，比较比例n与判定值J(＝1/(1+L1/2Lm)；参照式1)，在比例n为判定值J以上的情况下(n≥J)，计算在规定周期T中使开关元件15导通的期间td1′、在规定周期T中在期间td1′之后使开关元件16导通的期间td2′、以及在规定周期T中在期间td2′之后使开关元件15、16都切断的期间td3。期间td1′、td2′是在从规定周期T减去期间td3的期间(T－td3)中式2成立的期间。即，期间td1′、td2′是通过控制电路5以比例dn(＝td1′/td2′；期间比例)比判定值dJ(＝n(1+L1/2Lm)－1)大(dn＞dJ)的方式计算的期间。
另外，也可以使用表格求出期间td1′、td2′、td3。例如，考虑预先通过实验或者模拟按照比例n求出期间td1′、td2′、td3，在存储部存储使比例n与期间td1′、td2′、td3相关联的表格，使用利用实际测量出的高压侧电压VH和低压侧电压VL而计算出的比例n，参照上述表格来求出对应的期间td1′、td2′、td3。
另外，判定值J例如是使用线圈17的电感L1和变压器3的励磁电感Lm而预先计算出的值，并存储于控制电路5具有的存储部。判定值dJ例如是使用比例n、电感L1以及励磁电感Lm而预先计算出的值，并存储于控制电路5具有的存储部。
此外，在S1′的处理中，控制电路5在比例n比判定值J小的情况下(n＜J)，不产生不能够传递电力的期间，所以按照能够高效地传递电力的方式控制开关元件15、16的导通和切断即可。
像这样，在式2的关系成立的情况下，通过使用期间td1′、td2′、td3来控制开关元件15、16的导通和切断，能够不产生图2B的E以及图3A的A的期间T4＊所示那样的线圈电流IL1与励磁电流ILm抵消的状态。即，能够如图3A的B所示的规定周期T(期间T1′、T2′、T3′、T4′、T5)那样，削减不能够传递电力的期间T4＊。另外，通过削减期间T4＊，能够使从变压器3的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率提高。
实施方式1的变形例
使用图3B对实施方式1的变形例进行说明。图3B是表示实施方式1中的绝缘型双向DC－DC转换器1的预充电进展了的情况下的预充电动作中的控制二次侧电路4的开关元件15、16的控制信号SIG1、SIG2、线圈电流IL1、励磁电流ILm以及在开关元件15、16中流动的电流I15、I16的图。
在实施方式1中，在S1、S1′的处理中考虑进行S4的处理的期间td3(＝T5)来计算期间td1′、td2′，但在预充电进展而电容器14的电压上升的情况下，即在电容器14的电压为规定电压以上的情况下，线圈17的正电压侧的ET积与负电压侧的ET积接近相同的值，所以线圈电流IL1不增加而稳定，所以也可以不使开关元件15、16都切断来使残存于线圈17的能量消耗。其结果是，不需要考虑期间td3来控制开关元件15、16的导通和切断。
在该情况下，控制电路5按规定周期T，比较比例n和判定值J(＝1/(1+L1/2Lm)；参照式1)，在比例n为判定值J以上的情况下(n≥J)，在下一个规定周期T的开始时刻之前，计算在规定周期T中使开关元件15导通的期间td1″(第一期间)、和在规定周期T中在期间td1″之后使开关元件16导通的期间td2″(第二期间)。期间td1″、td2″是通过控制电路5以在规定周期T中比例dn′(＝td1″/td2″；期间比例)比判定值dJ(＝n(1+L1/2Lm)－1)大(dn′＞dJ)的方式计算的期间。
另外，也可以使用表格来求出期间td1″、td2″。例如，考虑预先通过实验或者模拟按照比例n求出期间td1″、td2″，在存储部存储使比例n与期间td1″、td2″相关联的表格，使用利用实际测量出的高压侧电压VH和低压侧电压VL而计算出的比例n，参照上述表格来求出对应的期间td1″、td2″。
像这样，在预充电进展而电容器14的电压上升的情况下，即在电容器14的电压为规定电压以上的情况下，在dn′＞dJ成立的情况下，使用期间td1″、td2″控制开关元件15、16的导通和切断，从而如图3B所示，能够削减期间T5，因此能够降低开关损耗，并且即使在预充电进展而电容器14的电压上升的情况下，如图3B所示的规定周期T(期间T1″、T2″、T3″、T4″)那样，也能够削减不能够传递电力的期间T4＊。另外，通过削减期间T4＊，能够使从变压器3的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率提高。
＜实施方式2＞
图4是表示实施方式2中的绝缘型双向DC－DC转换器41的一实施例的图。绝缘型双向DC－DC转换器41是具有一次侧电路42、变压器43、二次侧电路44以及控制电路45的、全桥方式的DC－DC转换器。
一次侧电路42具有开关元件46、开关元件47、开关元件48、开关元件49以及电容器50。在一次侧电路42的高压侧经由继电器7和继电器8并联连接有高压电池6，在一次侧电路42的低压侧并联连接有变压器43的一次绕组。高压电池6的正极端子(+)与继电器7的第一端子(1)连接，高压电池6的负极端子(－)与继电器8的第一端子(1)连接。继电器7的第二端子(2)与开关元件46的第一端子(1)、开关元件48的第一端子(1)以及电容器50的第一端子(1)连接。继电器8的第二端子(2)与开关元件47的第二端子(2)、开关元件49的第二端子(2)以及电容器50的第二端子(2)连接。变压器43的一次绕组的第一端子(1)与开关元件46的第二端子(2)和开关元件47的第一端子(1)连接。变压器43的一次绕组的第二端子(2)与开关元件48的第二端子(2)和开关元件49的第一端子(1)连接。另外，继电器7的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P41连接，继电器8的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P42连接，开关元件46的第三端子(3)与控制电路45的控制端子P43连接，开关元件47的第三端子(3)与控制电路5的控制端子P44连接，开关元件48的第三端子(3)与控制电路45的控制端子P45连接，开关元件49的第三端子(3)与控制电路45的控制端子P46连接。
二次侧电路44具有开关元件51(第一开关元件)、开关元件52(第二开关元件)、线圈53以及电容器54。在二次侧电路44的高压侧并联连接有变压器43的二次绕组，在二次侧电路44的低压侧并联连接有低压电池19。开关元件51的第一端子(1)与变压器43的二次绕组的第一端子(1)连接，开关元件52的第一端子(1)与变压器43的二次绕组的第二端子(2)连接，线圈53的第一端子(1)与变压器43的二次绕组的中间端子亦即第三端子(3)连接。线圈53的第二端子(2)与电容器54的第一端子(1)和低压电池19的正极端子(+)连接。开关元件51的第二端子(2)和开关元件52的第二端子(2)与电容器54的第二端子(2)和低压电池19的负极端子(－)连接。另外，开关元件51的第三端子(3)与控制电路45的控制端子P47连接，开关元件52的第三端子(3)与控制电路45的控制端子P48连接。
控制电路45进行继电器7、8、开关元件46、47、48、49、51、52的导通(接通)和切断(断开)的控制，进行使用从高压电池6供给的电力使低压电池19充电的控制(全桥方式的控制)和使用低压电池19的电压使电容器50充电的控制(全桥方式的预充电控制)。另外，控制电路45例如是使用CPU、多核CPU、可编程的器件而构成的电路。
若通过控制电路45使继电器7、8接通，则高压电池6与电容器50连接，若通过控制电路45使继电器7、8断开，则高压电池6与电容器50的连接被切断。
开关元件46、47、48、49、51、52是MOSFET、IGBT等半导体开关元件，例如，在开关元件为N沟道MOSFET的情况下，开关元件46、47、48、49、51、52的第一端子(1)为漏极端子，第二端子(2)为源极端子，第三端子(3)为栅极端子。此外，从控制电路45的控制端子P47输出的控制信号SIG3是控制开关元件51的导通和切断的信号，从控制电路45的控制端子P48输出的控制信号SIG4是控制开关元件52的导通和切断的信号。
使用图5A对实施方式2的预充电的动作进行说明。
图5A是表示在实施方式2中的绝缘型双向DC－DC转换器41的预充电动作中，在预充电的初始阶段避免了电力传递不良的情况下的控制二次侧电路44的开关元件51、52的控制信号SIG3、SIG4、线圈电流IL1、励磁电流ILm、在开关元件51中流动的电流I51以及在开关元件52中流动的电流I52的图。
在进行预充电的情况下，即在从变压器43的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，控制电路45在使继电器7、8切断之后，按规定周期T反复进行以下的S11～S17的处理，将电容器50充电至规定电压。
在S11的处理中，在从变压器3的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，控制电路45在下一个规定周期T或者规定周期T/2的开始时刻之前，按规定周期T或者按规定周期T/2，获取高压侧电压VH和低压侧电压VL，并且计算获取到的高压侧电压VH与低压侧电压VL的比例n(＝VH/VL；电压比例)。
接着，在实施方式2中，也是若式1所示的关系成立，则按照规定周期T/2，对于线圈电流IL1与励磁电流ILm而言，为相同的斜率，电流向相反方向流动，并且成为相同的电流值(IL1＝ILm)，所以线圈电流IL1与励磁电流ILm抵消，从而不能够从变压器43的二次侧向一次侧传递电力，所以控制电路45在下一个规定周期T或者规定周期T/2的开始时刻之前，按规定周期T或者按规定周期T/2，比较比例n和判定值J(＝1/(1+L1/2Lm)；参照式1)。在比较的结果是式1成立的情况下，计算式3所示的关系成立的期间tdA(第一期间)和期间tdB(第二期间)。
tdA/tdB＞n(1+L1/2Lm)－1 (式3)
即，计算在从规定周期T/2减去期间tdd(第三期间)的期间(T/2－tdd)中，比例dnn(＝tdA/tdB；期间比例)比判定值dJ(＝n(1+L1/2Lm)－1)大(dnn＞dJ)的期间tdA、tdB。
期间tdA是在规定周期T的前半(从规定周期T的开始时刻到成为T/2的时刻；前半周期)以及后半(从成为T/2的时刻到规定周期T的结束时刻；后半周期)中，使开关元件51、52都导通的期间(tda＊tdc)。即，期间tdA是在线圈53积蓄能量的期间。
另外，如图5A所示，期间tda是在规定周期T的前半中使开关元件51导通的期间，是在规定周期T的后半中使开关元件52导通的期间。另外，期间tdc是在规定周期T的后半中使开关元件51导通的期间，是在规定周期T的前半中使开关元件52导通的期间。
期间tdB是在规定周期T的前半中使开关元件51切断并使开关元件52导通的期间(tdb－tdd)，是在规定周期T的后半中使开关元件51导通并使开关元件52切断的期间(tdb－tdd)。即，期间tdB是使积蓄于线圈53的能量的一部分移动，使电力从变压器43的二次侧向一次侧传递，使电容器50充电的期间。此外，如图5A所示，期间tdb是在规定周期T的前半中使开关元件51切断的期间，是在规定周期T的后半中使开关元件52切断的期间。
期间tdd是在规定周期T的前半以及后半中使开关元件51、52都切断的期间。即，如图5A所示，期间tdd是通过开关元件51、52的断开损耗而使残存于线圈53的能量消耗的期间。
在S12的处理中，控制电路45在图5A所示的期间Ta(前半的期间tdA)，使开关元件51、52都导通，所以在线圈53积蓄能量。
在S13的处理中，控制电路45在图5A所示的期间Tb、Tc，使开关元件51切断，并使开关元件52导通，所以电容器50被充电。另外，在期间Tc，式3所示的关系也成立，所以电力从变压器43的二次侧向一次侧传递。
在S14的处理中，控制电路45在图5A所示的期间Td(前半的期间tdd)，使开关元件51、52都切断，通过开关元件51、52的断开损耗而使残存于线圈53的能量消耗。
在S15的处理中，控制电路45在图5A所示的期间Te(后半的期间tdA)，使开关元件51、52都导通，所以在线圈53积蓄能量。
在S16的处理中，控制电路45在图5A所示的期间Tf、Tg，使开关元件52切断，并使开关元件51导通，所以电容器50被充电。另外，在期间Tg，式3所示的关系也成立，所以电力从变压器43的二次侧向一次侧传递。
在S17的处理中，控制电路45在图5A所示的期间Th(后半的期间tdd)，使开关元件51、52都切断，通过开关元件51、52的断开损耗而使残存于线圈53的能量消耗。
此外，也可以使用表格来求出期间tdA、tdB、tdd以及期间tda、tdb、tdc。例如，考虑预先通过实验或者模拟按照比例n求出期间tdA、tdB、tdd以及期间tda、tdb、tdc，在存储部存储使比例n与期间tdA、tdB、tdd以及期间tda、tdb、tdc相关联的表格，使用利用实际测量出的高压侧电压VH和低压侧电压VL而计算出的比例n，参照上述表格来求出对应的期间tdA、tdB、tdd以及期间tda、tdb、tdc。
另外，判定值J例如是使用线圈53的电感L1和变压器43的励磁电感Lm预先计算出的值，并且存储于控制电路45具有的存储部。判定值dJ例如是使用比例n、电感L1以及励磁电感Lm预先计算出的值，并且存储于控制电路45具有的存储部。
此外，控制电路45按照规定周期T或者按照规定周期T/2，比较比例n和判定值J，在比例n比判定值J小的情况下(n＜J)，即使式3的关系不成立，也以能够高效地传递电力的方式控制开关元件51、52即可。
像这样，在式3的关系成立的情况下，通过使用期间tdA、tdB、tdd以及期间tda、tdb、tdc控制开关元件51、52的导通和切断，从而能够不产生线圈电流IL1与励磁电流ILm抵消的状态。即能够如图5A所示的规定周期T(期间Ta、Tb、Tc、Td、Te、Tf、Tg、Th)那样，削减不能够传递电力的期间。另外，通过削减不能够传递电力的期间，能够使从变压器43的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率提高。
实施方式2的变形例1
使用图5B对实施方式2的变形例1进行说明。图5B是表示在实施方式2中的绝缘型双向DC－DC转换器41的预充电进展了的情况下，避免了电力传递不良的情况下的预充电动作中的控制二次侧电路44的开关元件51、52的控制信号SIG3、SIG4、线圈电流IL1、励磁电流ILm、在开关元件51中流动的电流I51、以及在开关元件52中流动的电流I52的图。
在实施方式2中，在S11的处理中考虑进行S4的处理的期间tdd(＝Td)来计算期间tdA、tdB、tdd以及期间tda、tdb、tdc，但在预充电进展而电容器50的电压上升的情况下，即在电容器50的电压在规定电压以上的情况下，线圈53的正电压侧的ET积与负电压侧的ET积接近相同的值，所以线圈电流IL1不增加而稳定，因而也可以不使开关元件51、52都切断来使残存于线圈53的能量消耗。其结果是，不需要考虑期间tdd来控制开关元件51、52的导通和切断。
在该情况下，控制电路45按规定周期T或者按规定周期T/2，比较比例n和判定值J(＝1/(1+L1/2Lm)；参照式1)，在比例n为判定值J以上的情况下(n≥J)，在下一个规定周期T或者规定周期T/2的开始时刻之前，计算在规定周期T或者规定周期T/2中使开关元件51、52都导通的期间tdA′(第一期间)、在规定周期T或者规定周期T/2中在期间tdA′之后使开关元件52导通的期间tdB′(第二期间)以及期间tda′、tdb′。
期间tdA′、tdB′是通过控制电路45以在规定周期T中，比例dnn′(＝tdA′/tdB′；期间比例)比判定值dJ(＝n(1+L1/2Lm)－1)大(dnn′＞dJ)的方式计算的期间。
另外，也可以使用表格来求出期间tdA′、tdB′以及期间tda′、tdb′。例如，考虑预先通过实验或者模拟按照比例n求出期间tdA′、tdB′以及期间tda′、tdb′，在存储部存储使比例n与期间tdA′、tdB′以及期间tda′、tdb′相对应的表格，使用利用实际测量出的高压侧电压VH和低压侧电压VL而计算出的比例n，参照上述表格来求出对应的期间tdA′、tdB′以及期间tda′、tdb′。
像这样，在预充电进展而电容器50的电压上升的情况下，即在电容器50的电压为规定电压以上的情况下dnn′＞dJ成立，通过使用期间tdA′、tdB′以及期间tda′、tdb′来控制开关元件51、52的导通和切断，从而如图5B所示，也能够削减期间Td，所以能够降低开关损耗，并且即使在预充电进展而电容器50的电压上升的情况下，如图5B所示的规定周期T(期间Ta′、Tb′、Tc′、Te′、Tf′、Tg′)那样，也能够削减不能够传递电力的期间。另外，通过削减不能够传递电力的期间，能够使从变压器3的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率提高。
实施方式2的变形例2
在实施方式2说明的预充电中的控制也能够应用于图6所示的半桥方式的绝缘型双向DC－DC转换器。图6是表示实施方式2的变形例2中的半桥方式的绝缘型双向DC－DC转换器61的一实施例的图。绝缘型双向DC－DC转换器61具有一次侧电路62、变压器43、二次侧电路44以及控制电路63。
一次侧电路62具有开关元件64、开关元件65、电容器66以及电容器67。在一次侧电路62的高压侧经由继电器7和继电器8并联连接有高压电池6，在一次侧电路62的低压侧并联连接有变压器43的一次绕组。高压电池6的正极端子(+)与继电器7的第一端子(1)连接，高压电池6的负极端子(－)与继电器8的第一端子(1)连接。继电器7的第二端子(2)与开关元件64的第一端子(1)和电容器66的第一端子(1)连接。继电器8的第二端子(2)与开关元件65的第二端子(2)和电容器67的第二端子(2)连接。变压器43的一次绕组的第一端子(1)与开关元件64的第二端子(2)和开关元件65的第一端子(1)连接。变压器43的一次绕组的第二端子(2)与电容器66的第二端子(2)和电容器67的第一端子(1)连接。另外，继电器7的第三端子(3)与控制电路63的控制端子P41连接，继电器8的第三端子(3)与控制电路63的控制端子P42连接，开关元件64的第三端子(3)与控制电路63的控制端子P61连接，开关元件65的第三端子(3)与控制电路63的控制端子P62连接。
二次侧电路44是与图4相同的构成，具有开关元件51(第一开关元件)、开关元件52(第二开关元件)、线圈53以及电容器54。控制电路63进行继电器7、8、开关元件64、65、51、52的导通(接通)和切断(断开)的控制，进行使用从高压电池6供给的电力使低压电池19充电的控制(半桥方式的控制)、和使用低压电池19的电压使电容器66、67充电的控制(半桥方式的预充电控制)。另外，控制电路63例如是使用CPU、多核CPU、可编程的器件而构成的电路。
开关元件64、65是MOSFET、IGBT等半导体开关元件，例如，在开关元件为N沟道MOSFET的情况下，开关元件64、65的第一端子(1)是漏极端子，第二端子(2)是源极端子，第三端子(3)是栅极端子。
在进行预充电的情况下，即在从变压器43的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，控制电路63在使继电器7、8切断之后，按规定周期T或者按规定周期T/2反复进行上述的S11～S17的处理，将电容器66、67充电至规定电压。
像这样，在实施方式2的变形例2中，在式3的关系成立的情况下，通过使用上述的期间tdA、tdB、tdd以及期间tda、tdb、tdc控制开关元件51、52的导通和切断，也能够不产生线圈电流IL1与励磁电流ILm抵消的状态。即如图5A所示的规定周期T(期间Ta、Tb、Tc、Td、Te、Tf、Tg、Th)那样，能够削减不能够传递电力的期间。另外，通过削减不能够传递电力的期间，能够使从变压器43的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率提高。
另外，在预充电进展而电容器66、67的电压上升的情况下，即在电容器66、67的电压为规定电压以上的情况下dnn′＞dJ成立，通过使用上述的期间tdA′、tdB′以及期间tda′、tdb′控制开关元件51、52的导通和切断，从而如图5B所示，也能够削减期间Td，所以能够降低开关损耗，并且即使在预充电进展而电容器66、67的电压上升的情况下，如图5B所示的规定周期T(期间Ta′、Tb′、Tc′、Te′、Tf′、Tg′)那样，也能够削减不能够传递电力的期间。另外，通过削减不能够传递电力的期间，能够使从变压器43的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率提高。
实施方式2的变形例3
在实施方式2说明的预充电中的控制也能够应用于图7所示的推挽方式的绝缘型双向DC－DC转换器。图7是表示实施方式2的变形例3中的推挽方式的绝缘型双向DC－DC转换器71的一实施例的图。绝缘型双向DC－DC转换器71具有一次侧电路72、变压器73、二次侧电路44以及控制电路74。
一次侧电路72具有开关元件75、开关元件76以及电容器77。在一次侧电路72的高压侧经由继电器7和继电器8并联连接有高压电池6，在一次侧电路72的低压侧并联连接有变压器73的一次绕组。高压电池6的正极端子(+)与继电器7的第一端子(1)连接，高压电池6的负极端子(－)与继电器8的第一端子(1)连接。继电器7的第二端子(2)与变压器73的一次绕组的中间端子亦即第三端子(3)和电容器77的第一端子(1)连接。继电器8的第二端子(2)与开关元件75的第二端子(2)、开关元件76的第二端子(2)以及电容器77的第二端子(2)连接。变压器73的一次绕组的第一端子(1)与开关元件76的第一端子(1)连接，变压器73的一次绕组的第二端子(2)与开关元件75的第一端子(1)连接。另外，继电器7的第三端子(3)与控制电路74的控制端子P41连接，继电器8的第三端子(3)与控制电路74的控制端子P42连接，开关元件75的第三端子(3)与控制电路74的控制端子P71连接，开关元件76的第三端子(3)与控制电路74的控制端子P72连接。
二次侧电路44是与图4相同的构成，具有开关元件51(第一开关元件)、开关元件52(第二开关元件)、线圈53以及电容器54。控制电路74进行继电器7、8、开关元件75、76、51、52的导通(接通)和切断(断开)的控制，进行使用从高压电池6供给的电力使低压电池19充电的控制(推挽方式的控制)、和使用低压电池19的电压使电容器77充电的控制(推挽方式的预充电控制)。另外，控制电路74例如是使用CPU、多核CPU、可编程的器件而构成的电路。
开关元件75、76是MOSFET、IGBT等半导体开关元件，例如，在开关元件为N沟道MOSFET的情况下，开关元件75、76的第一端子(1)是漏极端子，第二端子(2)是源极端子，第三端子(3)是栅极端子。
在进行预充电的情况下，即在从变压器73的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，控制电路74在使继电器7、8切断之后，按规定周期T或者按规定周期T/2反复进行上述的S11～S17的处理，将电容器77充电到规定电压。
像这样，在实施方式2的变形例3中，在式3的关系成立的情况下，通过使用上述的期间tdA、tdB、tdd以及期间tda、tdb、tdc来控制开关元件51、52的导通和切断，也能够不产生线圈电流IL1与励磁电流ILm抵消的状态。即如图5A所示的规定周期T(期间Ta、Tb、Tc、Td、Te、Tf、Tg、Th)那样，能够削减不能够传递电力的期间。另外，通过削减不能够传递电力的期间，能够使从变压器73的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率提高。
另外，在预充电进展而电容器77的电压上升的情况下，即在电容器77的电压为规定电压以上的情况下dnn′＞dJ成立，通过使用上述的期间tdA′、tdB′以及期间tda′、tdb′控制开关元件51、52的导通和切断，如图5B所示，也能够削减期间Td，所以能够降低开关损耗，并且即使在预充电进展而电容器77的电压上升的情况下，如图5B所示的规定周期T(期间Ta′、Tb′、Tc′、Te′、Tf′、Tg′)那样，也能够削减不能够传递电力的期间。另外，通过削减不能够传递电力的期间，能够使从变压器73的二次侧向一次侧的方向传递电力的效率提高。
另外，本发明并不限定于以上的实施方式，在不脱离本发明的主旨的范围内能够进行各种改进、变更。

Claims (8)

1.一种绝缘型双向DC－DC转换器，其特征在于，具备：
二次侧电路，被设置在变压器的二次侧，在所述二次侧电路中，所述变压器的二次绕组的第一端子、线圈的第一端子和第一开关元件的第一端子连接，所述二次绕组的第二端子和第二开关元件的第一端子连接，并且所述第一开关元件的第二端子和所述第二开关元件的第二端子连接；以及
控制电路，
在从所述变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，
所述控制电路按规定周期获取第一电压VH和第二电压VL并计算电压比例n＝VH/VL，所述第一电压VH是所述变压器的一次侧即高压侧的直流电压，所述第二电压VL是所述变压器的二次侧即低压侧的直流电压，
在所述电压比例n为使用所述线圈的电感L1和所述变压器的励磁电感Lm计算出的判定值J＝1/(1+L1/2Lm)以上即n≥J的情况下，
所述控制电路以第一期间与第二期间的期间比例dn比使用所述电压比例n、所述电感L1以及所述励磁电感Lm计算出的判定值dJ＝n(1+L1/2Lm)－1大的方式，计算所述第一期间和所述第二期间，所述第一期间是在所述规定周期中使所述第一开关元件导通的期间，所述第二期间是在所述第一期间之后使所述第二开关元件导通的期间，所述期间比例dn＝第一期间/第二期间，
并且使用所述第一期间和所述第二期间控制所述第一开关元件和所述第二开关元件。
2.根据权利要求1所述的绝缘型双向DC－DC转换器，其特征在于，
在所述第一电压VH比规定电压小的情况下，
所述控制电路计算在所述规定周期中使所述第一开关元件和所述第二开关元件切断的第三期间，
并且进行在所述第二期间之后的所述第三期间使所述第一开关元件和所述第二开关元件都切断的控制。
3.根据权利要求1或者2所述的绝缘型双向DC－DC转换器，其特征在于，
所述绝缘型双向DC－DC转换器是有源钳位方式的正向型。
4.一种绝缘型双向DC－DC转换器，其特征在于，具备：
二次侧电路，被设置在变压器的二次侧，在所述二次侧电路中，所述变压器的二次绕组的第一端子和第一开关元件的第一端子连接，所述二次绕组的第二端子和第二开关元件的第一端子连接，作为所述二次绕组的中间端子的第三端子和线圈的第一端子连接，并且所述第一开关元件的第二端子和所述第二开关元件的第二端子连接；以及
控制电路，
在从所述变压器的二次侧向一次侧的方向传递电力的情况下，
所述控制电路按规定周期或者所述规定周期的半周期获取第一电压VH和第二电压VL并计算电压比例n＝VH/VL，所述第一电压VH是所述变压器的一次侧即高压侧的直流电压，所述第二电压VL是所述变压器的二次侧即低压侧的直流电压，
在所述电压比例n为使用所述线圈的电感L1和所述变压器的励磁电感Lm计算出的判定值J＝1/(1+L1/2Lm)以上即n≥J的情况下，
所述控制电路以第一期间与第二期间的期间比例dn比使用所述电压比例n、所述电感L1以及所述励磁电感Lm计算出的判定值dJ＝n(1+L1/2Lm)－1大的方式，计算所述第一期间和所述第二期间，所述第一期间是在所述规定周期的前半周期以及后半周期中使所述第一开关元件和所述第二开关元件都导通的期间，所述第二期间是所述规定周期的前半周期的所述第一期间之后使所述第一开关元件切断并使所述第二开关元件导通、所述规定周期的后半周期的所述第一期间之后使所述第一开关元件导通并使所述第二开关元件切断的期间，所述期间比例dn＝第一期间/第二期间，
并且基于所述第一期间和所述第二期间控制所述第一开关元件和所述第二开关元件。
5.根据权利要求4所述的绝缘型双向DC－DC转换器，其特征在于，
在所述第一电压VH比规定电压小的情况下，
所述控制电路计算在所述规定周期的前半周期以及后半周期中使所述第一开关元件和所述第二开关元件切断的第三期间，
并且进行在所述第二期间之后的所述第三期间使所述第一开关元件和所述第二开关元件都切断的控制。
6.根据权利要求4或者5所述的绝缘型双向DC－DC转换器，其特征在于，
所述绝缘型双向DC－DC转换器为全桥方式。
7.根据权利要求4或者5所述的绝缘型双向DC－DC转换器，其特征在于，
所述绝缘型双向DC－DC转换器为半桥方式。
8.根据权利要求4或者5所述的绝缘型双向DC－DC转换器，其特征在于，
所述绝缘型双向DC－DC转换器为推挽方式。
CN201710618205.XA 2016-07-27 2017-07-26 绝缘型双向dc－dc转换器 Active CN107666247B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016147111A JP6665722B2 (ja) 2016-07-27 2016-07-27 絶縁型双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2016-147111 2016-07-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107666247A true CN107666247A (zh) 2018-02-06
CN107666247B CN107666247B (zh) 2020-05-05

Family

ID=60951018

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710618205.XA Active CN107666247B (zh) 2016-07-27 2017-07-26 绝缘型双向dc－dc转换器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9887615B1 (zh)
JP (1) JP6665722B2 (zh)
CN (1) CN107666247B (zh)
DE (1) DE102017116767B4 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110729903A (zh) * 2019-09-11 2020-01-24 华为技术有限公司 磁件装置和双向dc变换电路
CN111404386A (zh) * 2020-03-25 2020-07-10 江苏南自通华电力自动化股份有限公司 一种正负双向开关电源的功率变换装置及控制方法
CN114024448A (zh) * 2022-01-04 2022-02-08 浙江富特科技股份有限公司 双向直流变换器及系统

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3637605A4 (en) * 2017-06-07 2021-03-03 Hitachi Automotive Systems, Ltd. POWER CONVERSION DEVICE
US10374518B2 (en) * 2017-07-24 2019-08-06 Calsonic Kansei Corporation DC-DC converter
US11018598B2 (en) * 2017-09-12 2021-05-25 City University Of Hong Kong System and method for controlling switching network of a power regulation circuit
JP6526886B1 (ja) * 2018-07-26 2019-06-05 油研工業株式会社 フォワードコンバータ式誘導負荷駆動回路
DE102018121268A1 (de) * 2018-08-31 2020-03-05 Brusa Elektronik Ag Verfahren und Vorrichtung zur Spannungsanpassung des Glättungskondensators eines DC-DC-Wandlers vor Konnektierung einer Hochvoltbatterie
JP7192671B2 (ja) * 2019-06-11 2022-12-20 株式会社豊田自動織機 Ｄｃ－ｄｃコンバータ
CN113994580B (zh) * 2019-07-05 2024-01-16 松下知识产权经营株式会社 直流-直流转换器以及电源装置
JP2021145435A (ja) * 2020-03-11 2021-09-24 日本電産モビリティ株式会社 スイッチング電源装置
US11294438B2 (en) * 2020-04-29 2022-04-05 Dell Products L.P. System and method of providing power from one portion of an information handling system to another portion of the information handling system
WO2023181361A1 (ja) * 2022-03-25 2023-09-28 Tdk株式会社 電力変換装置および電力変換システム

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2582920B2 (ja) * 1989-08-17 1997-02-19 三菱電機株式会社 直流一交流電力変換装置
US5745351A (en) * 1995-01-13 1998-04-28 Sextant Avionique DC-to-DC bidirectional voltage converters and current sensor
US20080074905A1 (en) * 2006-09-22 2008-03-27 Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki Method for Controlling Bidirectional DC-DC Converter
CN101847933A (zh) * 2009-03-25 2010-09-29 株式会社丰田自动织机 绝缘直流-直流变换器
JP5223299B2 (ja) * 2007-10-31 2013-06-26 日産自動車株式会社 コンバータ回路およびコンバータ制御方法
CN104508966A (zh) * 2012-07-30 2015-04-08 东洋电机制造株式会社 功率变换器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7102251B2 (en) * 2003-08-22 2006-09-05 Distributed Power, Inc. Bi-directional multi-port inverter with high frequency link transformer
JP4553881B2 (ja) * 2005-11-18 2010-09-29 株式会社デンソー Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP5208374B2 (ja) * 2006-04-18 2013-06-12 シャープ株式会社 系統連系パワーコンディショナおよび系統連系電源システム
JP2007318849A (ja) 2006-05-24 2007-12-06 Toyota Motor Corp 電気自動車の電気システム
JP2014079108A (ja) * 2012-10-11 2014-05-01 Tdk Corp スイッチング電源装置
JP6188487B2 (ja) * 2013-08-26 2017-08-30 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその動作方法、および電子機器
JP6217685B2 (ja) * 2014-05-09 2017-10-25 株式会社豊田自動織機 電源装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2582920B2 (ja) * 1989-08-17 1997-02-19 三菱電機株式会社 直流一交流電力変換装置
US5745351A (en) * 1995-01-13 1998-04-28 Sextant Avionique DC-to-DC bidirectional voltage converters and current sensor
US20080074905A1 (en) * 2006-09-22 2008-03-27 Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki Method for Controlling Bidirectional DC-DC Converter
JP5223299B2 (ja) * 2007-10-31 2013-06-26 日産自動車株式会社 コンバータ回路およびコンバータ制御方法
CN101847933A (zh) * 2009-03-25 2010-09-29 株式会社丰田自动织机 绝缘直流-直流变换器
CN104508966A (zh) * 2012-07-30 2015-04-08 东洋电机制造株式会社 功率变换器

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110729903A (zh) * 2019-09-11 2020-01-24 华为技术有限公司 磁件装置和双向dc变换电路
US11955883B2 (en) 2019-09-11 2024-04-09 Huawei Technologies Co., Ltd. Magnetic apparatus and two-way DC converter circuit
CN111404386A (zh) * 2020-03-25 2020-07-10 江苏南自通华电力自动化股份有限公司 一种正负双向开关电源的功率变换装置及控制方法
CN114024448A (zh) * 2022-01-04 2022-02-08 浙江富特科技股份有限公司 双向直流变换器及系统
CN114024448B (zh) * 2022-01-04 2022-03-11 浙江富特科技股份有限公司 双向直流变换器及系统

Also Published As

Publication number Publication date
DE102017116767B4 (de) 2022-02-10
US9887615B1 (en) 2018-02-06
CN107666247B (zh) 2020-05-05
US20180034360A1 (en) 2018-02-01
DE102017116767A1 (de) 2018-02-01
JP2018019488A (ja) 2018-02-01
JP6665722B2 (ja) 2020-03-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107666247A (zh) 绝缘型双向dc－dc 转换器
Chen et al. Variable-parameter T-circuit-based IPT system charging battery with constant current or constant voltage output
CN105340164B (zh) 升压变换器、对应的逆变器和运行方法
CN106068605B (zh) 电力变换装置
CN111355398B (zh) 一种集成dc/dc转换器的双向车载充电机电路
KR101632243B1 (ko) 양방향 직류/직류 컨버터
CN103812348B (zh) 电力转换系统
CN107069983B (zh) 一种次级变参数和变结构的感应式无线充电系统
CN103915904B (zh) 电子部件、受电装置及供电系统
CN106451800A (zh) 既能输出恒流也能输出恒压的感应式无线电能传输系统
CN114746301A (zh) 一种obc与dc/dc电路、obc充电器、新能源汽车及充电桩
TW200631295A (en) Apparatus and method for power conversion
CN104994664B (zh) 一种漏感能量回馈的单级降压型led驱动电路
CN109874385A (zh) 电力转换系统
KR20140030458A (ko) 단일 스위치를 사용한 복합형 충전 장치
CN105137153A (zh) 一种开关电源的电流检测电路及开关电源
CN105846672B (zh) 直流倍压电路
CN105915047A (zh) 新型的直流升压电路
CN103326583A (zh) 电源转换器及其充放电系统
Wang et al. Implementation and analysis of an efficient soft-switching battery wireless charger with re-configurable rectifier
US10658938B2 (en) Initial charging system for medium-voltage inverter and method for controlling the system
TWI399010B (zh) Power supply
CN206759330U (zh) 三相单级全桥功率因数校正器的升压电路
WO2020056604A1 (zh) 集成车载充电机电路及制造方法、集成车载充电机
CN106208268A (zh) 基于变初级参数的恒流恒压感应式无线充电系统

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant