CN107645461A - 一种适用于OvXDM系统的调制方法、装置及OvXDM系统 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种适用于OvXDM系统的调制方法、装置及OvXDM系统，一方面由于对初始包络波形进行虚拟截断，使用初始包络波形的虚拟截断后宽度来计算调制域移位间隔，从而使调制得到的符号宽度变小，传输速率提高；另一方面，由于只是对初始包络波形进行虚拟而非真实截断，因此进行移位与叠加的还是具有拖尾的初始包络波形，从而使得其在对应域还是保留有良好的特性，例如宽度较窄且旁瓣衰减较快；因此，本申请在提高传输速率的同时还在对应域保持良好的波形特性。

Description

一种适用于OvXDM系统的调制方法、装置及OvXDM系统
技术领域
本申请涉及信号处理领域，具体涉及一种适用于OvXDM系统的调制方法、装置及OvXDM系统。
背景技术
对于重叠复用系统——不管是重叠时分复用(OvTDM，Overlapped Time DivisionMultiplexing)系统、重叠频分复用(OvFDM，Overlapped Frequency DivisionMultiplexing)系统、重叠码分复用(OvCDM，Overlapped Code Division Multiplexing)系统、重叠空分复用(OvSDM，Overlapped Space Division Multiplexing)系统还是重叠混合复用(OvHDM，Overlapped Hybrid Division Multiplexing)系统等，基本大多数用于系统调制的复用波形，都存在一种“拖尾”现象，即在调制域内复用波形的幅值或能量较低，趋近于零且变化缓慢。由于这段调制域内复用波形的能量较低，因此在信号传输的过程，这段调制域实际能够承载的信息量非常少，在重叠次数相同且复用波形在调制域内同等宽长的情况下，“拖尾”的复用波形实际的传输速率较低，但是另一方面，调制域的复用波形“拖尾”的存在，又会使得其在调制域对应域内(例如，调制域为频域，则对应域为时域，调制域为时域，则对应域为频域)具有较好的特性，其在对应域宽度较窄且旁瓣衰减较快，因此“拖尾”的复用波形存在传输速率与对应域优良特性相矛盾的情况。
发明内容
本申请提供一种适用于OvXDM系统的调制方法、装置及OvXDM系统。
根据本申请的第一方面，本申请提供一种适用于OvXDM系统的调制方法，包括以下步骤：
根据设计参数在调制域内生成一个初始包络波形；
在调制域内将初始包络波形的宽度减去初始包络波形的拖尾长度，得到初始包络波形的虚拟截断后宽度；
将初始包络波形的虚拟截断后宽度除以第一重叠复用次数，得到调制域移位间隔；
根据第一重叠复用次数将所述初始包络波形在调制域内按所述调制域移位间隔进行移位，得到调制域内的各移位包络波形；
将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到调制域内的各调制包络波形；
将各调制包络波形在调制域内进行叠加，得到调制域内的复调制包络波形。
根据本申请的第二方面，本申请提供一种适用于OvXDM系统的调制装置，包括：
波形生成模块，用于根据设计参数在调制域内生成一个初始包络波形；
虚拟截断模块，用于在调制域内将初始包络波形的宽度减去初始包络波形的拖尾长度，得到初始包络波形的虚拟截断后宽度；
调制域移位间隔计算模块，用于将初始包络波形的虚拟截断后宽度除以第一重叠复用次数，得到调制域移位间隔；
第一移位模块，用于根据第一重叠复用次数将所述初始包络波形在调制域内按所述调制域移位间隔进行移位，得到调制域内的各移位包络波形；
乘法模块，用于将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到调制域内的各调制包络波形；
第一叠加模块，用于将各调制包络波形在调制域内进行叠加，得到调制域内的复调制包络波形。
根据本申请的第三方面，本申请提供一种OvXDM系统，包括上述的适用于OvXDM系统的调制装置。
本申请的有益效果是：
依上述实施的适用于OvXDM系统的调制方法、装置及OvXDM系统，一方面由于对初始包络波形进行虚拟截断，使用初始包络波形的虚拟截断后宽度来计算调制域移位间隔，从而使调制得到的符号宽度变小，传输速率提高；另一方面，由于只是对初始包络波形进行虚拟而非真实截断，因此进行移位与叠加的还是具有拖尾的初始包络波形，从而使得其在对应域还是保留有良好的特性，例如宽度较窄且旁瓣衰减较快；因此，本申请在提高传输速率的同时还在对应域保持良好的波形特性。
附图说明
图1为本申请一种实施例的适用于OvXDM系统的调制方法的流程示意图；
图2为本申请另一种实施例的适用于OvXDM系统的调制方法的流程示意图；
图3为本申请一种实施例的适用于OvXDM系统的调制装置的结构示意图；
图4为本申请另一种实施例的适用于OvXDM系统的调制装置的结构示意图；
图5为本申请第一种实施例中当OvXDM系统为OvFDM系统时，对初始包络波形进行虚拟截断的示意图；
图6(a)为本申请第一种实施例中当OvXDM系统为OvFDM系统时，寻找出的初始包络波形的拖尾的示意图，其中纵坐标为幅度；
图6(b)为本申请第一种实施例中当OvXDM系统为OvFDM系统时，寻找出的初始包络波形的拖尾的示意图，其中纵坐标为功率；
图7为本申请第一种实施例中当OvXDM系统为OvFDM系统时，虚拟截断的初始包络波形进行叠加的过程示意图；
图8为本申请第一种实施例中当OvXDM系统为OvFDM系统时，真实截断的初始包络波形进行叠加的过程示意图；
图9为本申请第一种实施例中当OvXDM系统为OvFDM系统时，实施例一采样虚拟截断的调制方法与现有技术中采样真实截断的调制方法得到的复调制包络波形在时域的特性对比图；
图10为本申请第二种实施例中当OvXDM系统为OvTDM系统时，对初始包络波形进行虚拟截断的示意图；
图11(a)为本申请第二种实施例中当OvXDM系统为OvTDM系统时，寻找出的初始包络波形的拖尾的示意图，其中纵坐标为幅度；
图11(b)为本申请第二种实施例中当OvXDM系统为OvTDM系统时，寻找出的初始包络波形的拖尾的示意图，其中纵坐标为功率；
图12为本申请第二种实施例中当OvXDM系统为OvTDM系统时，虚拟截断的初始包络波形进行叠加的过程示意图；
图13为本申请第二种实施例中当OvXDM系统为OvTDM系统时，真实截断的初始包络波形进行叠加的过程示意图；
图14为本申请第二种实施例中当OvXDM系统为OvTDM系统时，实施例一采样虚拟截断的调制方法与现有技术中采样真实截断的调制方法得到的复调制包络波形在频域的特性对比图；
图15为本申请第三种实施例中OvHDM系统的一种结构示意图；
图16(a)为本申请第四种实施例中，矩形窗包络波形在时域的波形图；
图16(b)为本申请第四种实施例中，时域内的矩形窗包络波形转换到频域内的波形图；
图17为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用矩形窗包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图18为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用矩形窗包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图19(a)为本申请第四种实施例中，巴尔森包络波形在时域的波形图；
图19(b)为本申请第四种实施例中，时域内的巴尔森包络波形转换到频域内的波形图；
图20为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用巴尔森包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图21为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用巴尔森包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图22(a)为本申请第四种实施例中，巴特莱特包络波形在时域的波形图；
图22(b)为本申请第四种实施例中，时域内的巴特莱特包络波形转换到频域内的波形图；
图23为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用巴特莱特包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图24为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用巴特莱特包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图25(a)为本申请第四种实施例中，巴特莱特-汉宁包络波形在时域的波形图；
图25(b)为本申请第四种实施例中，时域内的巴特莱特-汉宁包络波形转换到频域内的波形图；
图26为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用巴特莱特-汉宁包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图27为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用巴特莱特-汉宁包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图28(a)为本申请第四种实施例中，伯曼包络波形在时域的波形图；
图28(b)为本申请第四种实施例中，时域内的伯曼包络波形转换到频域内的波形图；
图29为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用伯曼包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图30为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用伯曼包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图31(a)为本申请第四种实施例中，布莱克曼包络波形在时域的波形图；
图31(b)为本申请第四种实施例中，时域内的布莱克曼包络波形转换到频域内的波形图；
图32为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用布莱克曼包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图33为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用布莱克曼包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图34(a)为本申请第四种实施例中，布莱克曼-哈里斯包络波形在时域的波形图；
图34(b)为本申请第四种实施例中，时域内的布莱克曼-哈里斯包络波形转换到频域内的波形图；
图35为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用布莱克曼-哈里斯包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图36为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用布莱克曼-哈里斯包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图37(a)为本申请第四种实施例中，高斯包络波形在时域的波形图；
图37(b)为本申请第四种实施例中，时域内的高斯包络波形转换到频域内的波形图；
图38为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用高斯包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图39为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用高斯包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图40(a)为本申请第四种实施例中，汉明包络波形在时域的波形图；
图40(b)为本申请第四种实施例中，时域内的汉明包络波形转换到频域内的波形图；
图41为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用汉明包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图42为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用汉明包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图43(a)为本申请第四种实施例中，汉宁包络波形在时域的波形图；
图43(b)为本申请第四种实施例中，时域内的汉宁包络波形转换到频域内的波形图；
图44为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用汉宁包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图45为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用汉宁包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图46(a)、(c)、(e)分别为本申请第四种实施例中，beta参数分别为0.5、2、5的凯塞包络波形在时域的波形图；
图46(b)、(d)、(f)分别为本申请第四种实施例中，时域内beta参数分别为0.5、2、5的凯塞包络波形转换到频域内的波形图；
图47(a)、(b)、(c)分别为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用beta参数分别为0.5、2、5的凯塞包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图48(a)、(b)、(c)分别为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用beta参数分别为0.5、2、5的凯塞包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图49(a)为本申请第四种实施例中，纳托尔包络波形在时域的波形图；
图49(b)为本申请第四种实施例中，时域内的纳托尔包络波形转换到频域内的波形图；
图50为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用纳托尔包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图51为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用纳托尔包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图52(a)为本申请第四种实施例中，平顶包络波形在时域的波形图；
图52(b)为本申请第四种实施例中，时域内的平顶包络波形转换到频域内的波形图；
图53为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用平顶包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图54为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用平顶包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图55(a)为本申请第四种实施例中，切比雪夫包络波形在时域的波形图；
图55(b)为本申请第四种实施例中，时域内的切比雪夫包络波形转换到频域内的波形图；
图56为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用切比雪夫包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图57为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用切比雪夫包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图58(a)为本申请第四种实施例中，三角形包络波形在时域的波形图；
图58(b)为本申请第四种实施例中，时域内的三角形包络波形转换到频域内的波形图；
图59为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用三角形包络波形形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图60为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用三角形包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图61(a)、(c)、(e)分别为本申请第四种实施例中，nbar＝4，sll＝-30的泰勒包络波形在时域的波形图，nbar＝6，sll＝-50的泰勒包络波形在时域的波形图，nbar＝8，sll＝-80的泰勒包络波形在时域的波形图；
图61(b)、(d)、(f)分别为本申请第四种实施例中，时域内nbar＝4，sll＝-30的泰勒包络波形转换到频域的波形图，时域内nbar＝6，sll＝-50的泰勒包络波形转换到频域的波形图，时域内nbar＝8，sll＝-80的泰勒包络波形转换到频域的波形图；
图62(a)、(b)、(c)分别为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用nbar＝4，sll＝-30的泰勒包络波形，nbar＝6，sll＝-50的泰勒包络波形，nbar＝8，sll＝-80的泰勒包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图63(a)、(b)、(c)分别为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用nbar＝4，sll＝-30的泰勒包络波形，nbar＝6，sll＝-50的泰勒包络波形，nbar＝8，sll＝-80的泰勒包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图；
图64(a)、(c)、(e)分别为本申请第四种实施例中，参数R分别为0.1、0.5、0.9的凯塞包络波形在时域的波形图；
图64(b)、(d)、(f)分别为本申请第四种实施例中，时域内参数R分别为0.1、0.5、0.9的凯塞包络波形转换到频域内的波形图；
图65(a)、(b)、(c)分别为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用参数R分别为0.1、0.5、0.9的凯塞包络波形为初始包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形在时域上的波形图；
图66(a)、(b)、(c)分别为本申请第四种实施例中，在OvHDM系统中，采用参数R分别为0.1、0.5、0.9的凯塞包络波形为初始包络波形调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式结合附图对本申请作进一步详细说明。
针对背景技术中提到的复用波形的拖尾现象，现在技术一般采用的方法是真实截断，具体地，将复用波形的拖尾给截断，然后使用截断拖尾的复用波形作为新的复用波形来进行之后的移位及叠加过程，真实截断后的波形由于宽度变小，使得计算得到的调制域移位间隔也变小，因此能够有效提高符号的传输速率，但由于其波形两端的拖尾被截断了，即复用波形在调制域的两端不再平滑，所以其对应域的特性较差，即对应域旁瓣功率较高，这对主瓣信号干扰较大，影响了系统的性能，提高了系统的误码率。
为了解决这个问题，即在提高传输速率的同时，还保持调制域的对应域内波形特性优良，本申请提出了虚拟截断的思路。具体地，使用初始包络波形去掉拖尾后宽度来计算调制域移位间隔，从而使调制得到的符号宽度变小，传输速率提高，而实际参与移位与叠加的波形还是未去掉拖尾的原初始包络波形，从而使得在对应域保留有拖尾所具有的良好特性。下面具体说明。
本申请首先提出一种适用于OvXDM系统的调制方法(以下简称调制方法)，请参照图1，其包括步骤S01～S11。
步骤S01、根据设计参数在调制域内生成一个初始包络波形。在一实施例中，设计参数至少包括初始包络波形的宽度L。在一较优实施例中，初始包络波形在调制域内波形平滑，这使得其在对应域宽度较窄，具有较优的特性。较优地，初始包络波形可以为下列各波形中的任何一种：巴尔森(Parzen)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，巴特莱特(Bartlett)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，巴特莱特-汉宁(Bartlett-Hanning)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，伯曼(Bohman)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，布莱克曼(Blackman)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，布莱克曼-哈里斯(Blackman-Harris)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，高斯(Gaussian)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，汉明(Hamming)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，汉宁(Hann)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，凯塞(Kaiser)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，纳托尔(Nuttall)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，平顶(Flat Top)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，切比雪夫(Chebyshev)包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，三角(Triangular)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，泰勒(Taylor)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，图基(Tukey)窗包络波形或其演变窗函数的包络波形。这里的演变窗函数可以指原波形的脉冲成型连乘函数、各阶导数、各阶导数之和等一系列关于原波形的成型的函数形式，例如，：切比雪夫包络波形的演变窗函数可以是切比雪夫脉冲成型连乘函数、各阶导数、各阶导数之和等一系列关于切比雪夫脉冲成型的函数。
步骤S03、在调制域内将初始包络波形的宽度减去初始包络波形的拖尾长度，得到初始包络波形的虚拟截断后宽度。例如，调制域内将初始包络波形的宽度为L，其拖尾长度为Ltail，则初始包络波形的虚拟截断后宽度L’的计算为L’＝L-Ltail。
在一实施例中，本申请的调制方法还包括用于确定初始包络波形的拖尾长度步骤，具体地，在调制域内将初始包络波形的幅值转换为功率，并与系统的门限信噪比比较，将功率小于所述门限信噪比所对应的调制域部分判定为拖尾。
步骤S05、将初始包络波形的虚拟截断后宽度除以第一重叠复用次数，得到调制域移位间隔。例如，以K表示第一重叠复用次数，△表示调制域移位间隔，则进行本申请的△＝L’/K＝(L-Ltail)/K。
步骤S07、根据第一重叠复用次数将上述初始包络波形在调制域内按所述调制域移位间隔进行移位，得到调制域内的各移位包络波形。这里进行移位的初始包络波形即为未进行截断、保留有拖尾的波形。
步骤S09、将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到调制域内的各调制包络波形。
步骤S11、将各调制包络波形在调制域内进行叠加，得到调制域内的复调制包络波形。
本实施例中的OvXDM系统可以为OvFDM系统、OvTDM系统、OvHDM系统、OvCDM系统或OvSDM系统。下面分别说明。
在一实施例中，当OvXDM系统为OvFDM系统时，则上述的调制域为频率域，在步骤S11中得到频率域的复调制包络波形后，还可以包括一转换步骤，例如，将频率域的复调制包络波形转换为时间域的复调制包络波形，以进行之后的发射。
在一实施例中，当OvXDM系统为OvTDM系统时，则上述的调制域为时间域，在步骤S11中得到的则是时间域的复调制包络波形，在一实施例中，可以直接将其发射。
在一实施例中，当OvXDM系统为OvHDM系统时，则上述的调制域为时间域，在步骤S11中得到的则是时间域的复调制包络波形。请参照图2，当OvXDM系统为OvHDM系统时，本申请的调制方法还包括步骤S13和S15。
步骤S13、根据第二重叠复用次数将各复调制包络波形承载到对应的子载波上，并对各子载波在频率域进行移位重叠，得到各子载波的复调制包络波形。而各复调制包络波形由步骤S11得到。
步骤S15、将各子载波的复调制包络波形在频率域内进行叠加，得到时频两重复调制包络波形。
在一实施例中，在步骤S15之后还可以包括一用于将时域上的时频两重复调制包络波形发射出去的步骤。
相应地，请参照图3，本申请还提出了一种适用于OvXDM系统的调制装置(以下简称调制装置)，包括波形生成模块01、虚拟截断模块03、调制域移位间隔计算模块05、第一移位模块07、乘法模块09和第一叠加模块11。
波形生成模块01用于根据设计参数在调制域内生成一个初始包络波形。在一实施例中，波形生成模块01至少根据初始包络波形的宽度L来在调制域内生成一个初始包络波形。在一较优实施例中，波形生成模块01生成的初始包络波形在调制域内波形平滑，这使得其在对应域宽度较窄，具有较优的特性。较优地，初始包络波形可以为下列各波形中的任何一种：巴尔森窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，巴特莱特窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，巴特莱特-汉宁窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，伯曼窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，布莱克曼窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，布莱克曼-哈里斯窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，高斯窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，汉明窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，汉宁窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，凯塞窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，纳托尔窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，平顶窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，切比雪夫包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，三角窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，泰勒窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，图基窗包络波形或其演变窗函数的包络波形。这里的演变窗函数可以指原波形的脉冲成型连乘函数、各阶导数、各阶导数之和等一系列关于原波形的成型的函数形式，例如，：巴尔森窗包络波的演变窗函数可以是切比雪夫脉冲成型连乘函数、各阶导数、各阶导数之和等一系列关于切比雪夫脉冲成型的函数。
虚拟截断模块03用于在调制域内将初始包络波形的宽度减去初始包络波形的拖尾长度，得到初始包络波形的虚拟截断后宽度。例如，调制域内将初始包络波形的宽度为L，其拖尾长度为Ltail，则初始包络波形的虚拟截断后宽度L’的计算为L’＝L-Ltail。在一较优实施例中，本申请的调制模块还可以包括拖尾确定模块，其用于在调制域内将初始包络波形的幅值转换为功率，并与系统的门限信噪比比较，将功率小于所述门限信噪比所对应的调制域部分判定为拖尾。
调制域移位间隔计算模块05用于将初始包络波形的虚拟截断后宽度除以第一重叠复用次数，得到调制域移位间隔。例如，以K表示第一重叠复用次数，△表示调制域移位间隔，则进行本申请的△＝L’/K＝(L-Ltail)/K。
第一移位模块07用于根据第一重叠复用次数将上述初始包络波形在调制域内按所述调制域移位间隔进行移位，得到调制域内的各移位包络波形。
乘法模块09用于将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到调制域内的各调制包络波形。
第一叠加模块11用于将各调制包络波形在调制域内进行叠加，得到调制域内的复调制包络波形。
本申请还公开了一种OvXDM系统，其包括上述的调制模块，本申请的OvXDM系统可以为OvFDM系统、OvTDM系统、OvHDM系统、OvSDM系统或OvCDM系统。
在一实施例中，当OvXDM系统为OvFDM系统时，调制域为频率域，相应地，第一叠加模块11得到的是频率域的复调制包络波形，因此，在一实施例中，本申请的调制装置还可以包括一用于将频率域的复调制包络波形转换为时间域的复调制包络波形以发射的模块。
在一实施例中，当OvXDM系统为OvTDM系统时，则上述的调制域为时间域，相应地，在第一叠加模块11得到的是时间域的复调制包络波形，在一实施便中，可以直接进行发射。
在一实施例中，当OvXDM系统为OvHDM系统时，则上述的调制域为时间域，第一叠加模块11中得到的则是时间域的复调制包络波形。请参照图4，当OvXDM系统为OvHDM系统时，本申请的调制装置还可以第二移位模块13和第二叠加模块15。
第二移位模块13用于根据第二重叠复用次数将由第一叠加模块11得到的若干复调制包络波形承载到对应的子载波上，并对各子载波在频率域进行移位重叠，得到各子载波的复调制包络波形。
第二叠加模块15用于将各子载波的复调制包络波形在频率域内进行叠加，得到时频两重复调制包络波形。
在一实施例中，本申请的调制装置还可以包括一用于将时域上的时频两重复调制包络波形发射出去的模块。
下面再通过若干例子进一步说明本申请。
实施例一
本实施例不妨以OvFDM系统为例进行说明。
OvFDM系统在发送端需要先生成相应的复用波形，即上文提到的初始包络波形，由于OvFDM系统是频分复用，其主要在频域进行调制，因此，生成的初始包络波形为频域的初始包络波形H(f)，较优地，在选取初始包络波形H(f)时，都会期望其在频域较为平滑，相应地，其在对应的时域能量就会集中，信号占用时间较短，从而叠加后生成的复调制包络波形在频域的波形就会平滑，将其转换为时域后信号能量集中、衰减较快且占用时间较短，系统间符号干扰较小，信号具有良好的特性，有助于降低系统的误码率，上文提到的多个平滑的初始包络波形都符合这个要求，例如，高斯(Gaussian)包络波形、切比雪夫(Chebyshev)包络波形、泰勒(Taylor)包络波形、图基(Tukey)包络波形等。
但是大多数初始包络波形都会拖在一种“拖尾”现象，尤其是当初始包络波形较“瘦”时，这种现象更加明显，所谓“拖尾”，即指波形在一定频谱内其幅值(或能量)较低，趋近于零且变化缓慢。由于这段频谱内初始包络波形的能量较低，在信号传输的过程，其实际能够承载的信息量较少，在重叠次数相同且初始包络波形同等带宽的情况下，“拖尾”的初始包络波形实际的传输速率较低，但是“拖尾”的波形又具有较好的时域特性，时域信号能量集中衰减较快且占用时间较短，系统间符号干扰较小，因此“拖尾”的波形存在传输速率和时域特性相矛盾的情况。
如上所述，针对这个问题，现有技术中的处理方法为真实截断，即将初始包络波形的拖尾给截断，然后将得到的不具有拖尾的初始包络波形作为新的复用波用来进行后续的调制，例如移位、与符号相乘、叠加等。真实截断这种方案可以有效提高符号传输速率，但是由于不再具有拖尾，因此其时域特性较差，时域信号能量不集中且误差缓慢，系统间符号干扰较大，影响了系统的性能，提高了系统的误码率。
发明人研究发现，根据初始包络波形的宽度来计算的符号实际宽度，决定了其传输速率，符号宽度越小，则其传输速率越高；而频域上初始包络波形的拖尾是否存在，则影响了波形在时域的特性。
为此，本实施例提出了虚拟截断方法，如图5所示，即对初始包络波形进行虚拟而非真实截断，用虚拟截断后的初始包络波形来计算符号实际宽度——即用不具有拖尾的初始包络波形来计算符号实际宽度，从而使得符号宽度变小，因此，提高了其传输速率；同时，在进行实际调制过程中，由于是虚拟截断，因此实际上初始包络波形还是保留有拖尾，从而其具有良好的时域特性，将未进行实际截断的初始包络波形进行移位、与符号相乘以及叠加等，从而使得调制得到的复调制包络波形也具有良好的时域特性，具体来说，就是时域信号能量集中衰减较快且占用时间较短，从而使得系统间符号干扰较小，在不增加译码复杂度的前提下，同时保证了系统的性能。
下面对本申请适用于OvXDM系统的调制方法，结合OvFDM系统进行说明。
(1)根据设计参数在频域内生成一个初始包络波形H(f)
初始包络波形H(f)的宽度为B，系统的重叠复用次数为K，符号宽度为Bs，则初始包络波形H(f)的宽度为B＝K*Bs。
(2)寻找初始包络波形H(f)的“拖尾”
具体地，可以在频域内将初始包络波形的幅值转换为功率，并与系统的门限信噪比比较，将功率小于门限信噪比所对应的频域部分的波形判定为拖尾。
以高斯窗，即高斯窗初始包络波形为例，假设H(f)的宽度B＝32，门限信噪比为-30dB，将复用波形的幅值先转换为功率，再寻找复用波形功率为-30dB时对应的符号宽度，将小于门限信噪比外的对应宽度作为拖尾。本实施例中，取复用波形5～27范围内为虚拟截断后的波形宽度，其余部分作为拖尾。如图6所示，波形在左边虚线的左边，以及右边虚线的右边，这两部分即为寻找到的波形的拖尾，其中图6(a)的纵坐标为幅度，图6(b)的纵坐标为功率，单元为dB。
(3)对初始包络波形进行虚拟截断并计算频域移位间隔ΔB
不妨令(2)中寻找到的拖尾的带宽为Btail，对初始包络波形进行虚拟截断后得到的虚拟初始包络波形表示为H0(f)，则虚拟初始包络波形H0(f)的虚拟宽度为B’＝B-Btail，则符号的实际宽度为Bs’＝B’/K＝(B-Btail)/K。可以看到，符号的实际宽度从B/K变小为(B-Btail)/K，则其传输速率提高了。
将初始包络波形的虚拟截断后宽度B’除以重叠复用次数K，得到频域移位间隔ΔB，即ΔB＝B’/K。
(4)对输入符号序列进行调制
根据重叠复用次数K将初始包络波形H(f)在频域内按频域移位间隔ΔB进行移位，得到频域内的各移位包络波形。具体地，例如，对于一个长度为N的符号序列X＝{X0，X1，…,XN-1}，N为正整数，将初始包络波形H(f)分别频移0到N-1个频域移位间隔ΔB，得到N个移位包络波形，其中第i个移位包络波形为H(f-i*ΔB)，0≦i≦N-1。
再将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到频域内的各调制包络波形。例如，在一实施例中，具体地，将上述符号序列的N个符号与各符号对应的移位包络波形相乘，得到N个经过调制的调制包络波形，其中第i个调制包络波形为Xi*H(f-i*ΔB)，0≦i≦N-1。
再将各调制包络波形在频域内进行叠加，得到频域内的复调制包络波形。例如，将Xi*H(f-i*ΔB)从i＝0到N-1求和，得到复调制包络波形请参照图7，为当K＝3时，虚拟截断的调制包络波形叠加的过程，可以看到，各调制包络波形的拖尾也参与了叠加；请参照图8，为K＝3时，真实截断的调制包络波形叠加的过程，可以看到，各调制包络波形都被截去了拖尾，也就是说，不具有拖尾的各调制包络波形参与了叠加。
在一实施例中，还可以将述频域上的复调制包络波形S(f)进行变换，得到时域上的复调制包络波形S(t)，然后发射出去。
以高斯窗初始包络波形为例，图9对比了现有技术中真实截断方案和本申请中的虚拟截断方案所得到的复调制包络波形在时域的特性，由图中可以看到采用本申请的虚拟截断方案调制得到的复调制包络波形在时域的能量更为集中且衰减更快，降低了系统间的符号干扰。
实施例二
本实施例不妨以OvTDM系统为例进行说明。
OvTDM系统在发送端需要先生成相应的复用波形，即上文提到的初始包络波形，由于OvTDM系统是时分复用，其主要在时域进行调制，因此，生成的初始包络波形为时域的初始包络波形h(t)，较优地，在选取初始包络波形h(t)时，都会期望其在时域较为平滑，相应地，其在对应的频域带宽就较窄，旁瓣衰减较快，从而叠加后生成的复调制包络波形在频域的波形，同样带宽就较窄，旁瓣衰减较快，有助于降低系统的误码率。上文提到的多个平滑的初始包络波形都符合这个要求，例如，高斯(Gaussian)包络波形、切比雪夫(Chebyshev)包络波形、泰勒(Taylor)包络波形、图基(Tukey)包络波形等
但是大多数初始包络波形都会拖在一种“拖尾”现象，尤其是当初始包络波形较“瘦”时，这种现象更加明显，所谓“拖尾”，即指波形在一定时间内其幅值(或能量)较低，趋近于零且变化缓慢。由于这段时间内初始包络波形的能量较低，在信号传输的过程，其实际能够承载的信息量较少，在重叠次数相同且初始包络波形同等时宽的情况下，“拖尾”的初始包络波形实际的传输速率较低，但是“拖尾”的波形又具有较好的频域特性，带宽较窄且旁瓣衰减较快，因此“拖尾”的波形存在传输速率和时域特性相矛盾的情况。
如上所述，针对这个问题，现有技术中的处理方法为真实截断，即将初始包络波形的拖尾给截断，然后将得到的不具有拖尾的初始包络波形作为新的复用波用来进行后续的调制，例如移位、与符号相乘、叠加等。真实截断这种方案可以有效提高符号传输速率，但是由于不再具有拖尾，因此其频域特性较差，带宽较宽且旁瓣功率较高，对主瓣信号干扰较大，影响了系统的性能，提高了系统的误码率。
发明人研究发现，根据初始包络波形的宽度来计算的符号实际宽度，决定了其传输速率，符号宽度越小，则其传输速率越高；而时域上初始包络波形的拖尾是否存在，则影响了波形在频域的特性。
为此，本实施例提出了虚拟截断方法，如图10所示，即对初始包络波形进行虚拟而非真实截断，用虚拟截断后的初始包络波形来计算符号实际宽度——即用不具有拖尾的初始包络波形来计算符号实际宽度，从而使得符号宽度变小，因此，提高了其传输速率；同时，在进行实际调制过程中，由于是虚拟截断，因此实际上初始包络波形还是保留有拖尾，从而其具有良好的频域特性，将未进行实际截断的初始包络波形进行移位、与符号相乘以及叠加等，从而使得调制得到的复调制包络波形也具有良好的频域特性，具体来说，就是频域信号波形频域带宽较窄且旁瓣衰减较快，在不增加译码复杂度的前提下，同时保证了系统的性能。
下面对本申请适用于OvXDM系统的调制方法，结合OvTDM系统进行说明。
(1)根据设计参数在时域内生成一个初始包络波形h(t)
初始包络波形h(t)的宽度为T，系统的重叠复用次数为K，符号宽度为Ts，则初始包络波形h(t)的宽度为T＝K*Ts。
(2)寻找初始包络波形h(t)的“拖尾”
具体地，可以在时域内将初始包络波形的幅值转换为功率，并与系统的门限信噪比比较，将功率小于门限信噪比所对应的时域部分的波形判定为拖尾。
以高斯窗，即高斯窗初始包络波形为例，假设h(t)的宽度T＝32，门限信噪比为-30dB，将复用波形的幅值先转换为功率，再寻找复用波形功率为-30dB时对应的符号宽度，将小于门限信噪比外的对应宽度作为拖尾。本实施例中，取复用波形5～27范围内为虚拟截断后的波形宽度，其余部分作为拖尾。如图11所示，波形在左边虚线的左边，以及右边虚线的右边，这两部分即为寻找到的波形的拖尾，其中图11(a)的纵坐标为幅度，图11(b)的纵坐标为功率，单元为dB。
(3)对初始包络波形进行虚拟截断并计算时域移位间隔ΔT
不妨令(2)中寻找到的拖尾的带宽为Ttail，对初始包络波形进行虚拟截断后得到的虚拟初始包络波形表示为h0(t)，则虚拟初始包络波形h0(t)的虚拟宽度为T’＝T-Ttail，则符号的实际宽度为Ts’＝T’/K＝(T-Ttail)/K。可以看到，符号的实际宽度从T/K变小为(T-Ttail)/K，则其传输速率提高了。
将初始包络波形的虚拟截断后宽度T’除以重叠复用次数K，得到时域移位间隔ΔT，即ΔT＝T’/K。
(4)对输入符号序列进行调制
根据重叠复用次数K将初始包络波形h(t)在时域内按时域移位间隔ΔT进行移位，得到时域内的各移位包络波形。具体地，例如，对于一个长度为N的符号序列X＝{X0，X1，…,XN-1}，N为正整数，将初始包络波形h(t)分别时移0到N-1个时域移位间隔ΔT，得到N个移位包络波形，其中第i个移位包络波形为h(t-i×ΔT)，0≦i≦N-1。
再将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到时域内的各调制包络波形。例如，在一实施例中，具体地，将上述符号序列的N个符号与各符号对应的移位包络波形相乘，得到N个经过调制的调制包络波形，其中第i个调制包络波形为xih(t-i×ΔT)，0≦i≦N-1。
再将各调制包络波形在时域内进行叠加，得到时域内的复调制包络波形。例如，将xih(t-i×ΔT)从i＝0到N-1求和，得到复调制包络波形请参照图12，为当K＝3时，虚拟截断的调制包络波形叠加的过程，可以看到，各调制包络波形的拖尾也参与了叠加；请参照图13，为K＝3时，真实截断的调制包络波形叠加的过程，可以看到，各调制包络波形都被截去了拖尾，也就是说，不具有拖尾的各调制包络波形参与了叠加。
以高斯窗初始包络波形为例，图14对比了现有技术中真实截断方案和本申请中的虚拟截断方案所得到的复调制包络波形在频域的特性，由图中可以看到采用本申请的虚拟截断方案调制得到的复调制包络波形在频域的带宽较窄且旁瓣衰减较快。
实施例三
本实施例不妨以OvHDM系统为例进行说明。
OvHDM系统，即时频二维重叠复用系统，其不仅在时域中帧符号间相互重叠，而且频域中子载波之间也相互重叠，实现了时域和频域同时重叠。
OvHDM系统的复基带信号模型为：
各项参数含义如下。
时域参数：
w(t)是脉冲成型滤波器的冲击响应
u(l)是系统发射的第l个符号
T是每个符号的周期
ΔT是发射符号的间隔，ΔT＝T/K，K为时域重叠复用次数
L是每帧发射的符号总数
Ta是每帧的帧长，且Ta＝(L+K-1)*ΔT
频域参数：
N是子载波数
ΔB是子载波间隔
D为频域重叠复用次数
主瓣零点带宽Ba＝(N+D-1)*ΔB
每个子载波的主瓣零点带宽B＝D*ΔB
频谱效率：
OvHDM系统的频谱效率为其中Q是调制电平数，λ是脉冲成型滤波器的时间带宽积，即λ＝BT。
如果L趋向无穷，
如果子载波数N也趋向无穷，得即为OvHDM系统可达的极限频谱效率。
下面具体说明OvHDM系统的调制解调过程。
如图15所示，OvHDM系统先将输入符号在时域实现重叠复用，再将重叠复用后的数据承载到各个重叠的子载波上，这样通过时域和频域的二维重叠，最终实现OvHDM过程，在一实施例中，调制可以采用BPSK调制，比特序列和符号之间的对应关系为{0，1}->{+1，-1}，即比特0转换为符号+1，比特1转换为符号-1。
(1)根据设计参数在时域内生成一个初始包络波形w(t)。
(2)将(1)中生成的初始包络波形w(t)按特定的时域移位间隔ΔT进行移位，形成各个时刻的移位包络波形w(t-i×ΔT)，0≦i≦N-1。
(3)将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到时域内的各调制包络波形uiw(t-i×ΔT)。
(4)再将各调制包络波形在时域内进行叠加，得到时域内的复调制包络波形
(5)将OvTDM的信号承载到各个重叠的子载波上，实现OvFDM。
频域的重叠复用也可参照一般的OvFDM系统，选取相应的复用波形来进行频域子载波的叠加，其叠加方法类似于OvTDM的叠加过程，这里就不再赘述。其中频域的复用波形种类和时域复用波形相同，可选取任一种作为频域的复用波形。本案例为方便说明，以矩形波为例说明在频域的重叠复用。
由傅里叶卷积性质可知，频域卷积等效于时域相乘，因此如果在频域要实现将频谱偏移ΔB，那么时域等效于对数据乘以ej2πnΔBt，最终OvHDM过程表示为如下公式：
以上为OvHDM系统调制过程，OvHDM系统的解调过程如下：
(6)先对接收信号在频域进行滤波，将各个子载波经过对应的匹配滤波器进行滤波。
(7)对每个子载波上承载的数据进行MU-MLSD译码。
(8)将经过MU-MLSD译码后的每个子载波上承载的数据进行并串转化，将多路数据合并为一路数据。
(9)对合并后的数据进行解调和格雷逆映射输出。
本实施例中，在(2)中初始包络波形w(t)按特定的时域移位间隔进行移位，其中初始包络波形w(t)可以是未进行截断的具有拖尾的波形，而时域移位间隔可以是根据进行虚拟截断后的初始包络波形w(t)的宽度来计算的。过程和原理同实施例二类似，在此不再赘述。
实施例四
实施例三中的OvHDM系统的整个调制解调过程中，当(1)中生成的初始包络波形在时域内波形平滑，则其对应在频域的波形带宽较窄且旁瓣衰减快，即发送相同数据量的信息在时域占用相同的时间而在频域仅占用较窄的频带资源就可实现，这样既节省了频带资源又提高了传输速率。
在一实施例中，OvHDM系统中生成的时域内的初始包络波形可以为下列各波形中的任何一种：巴尔森窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，巴特莱特窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，巴特莱特-汉宁窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，伯曼窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，布莱克曼窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，布莱克曼-哈里斯窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，高斯窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，汉明窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，汉宁窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，凯塞窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，纳托尔窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，平顶窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，切比雪夫包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，三角窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，泰勒窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，图基窗包络波形或其演变窗函数的包络波形。这里的演变窗函数可以指原波形的脉冲成型连乘函数、各阶导数、各阶导数之和等一系列关于原波形的成型的函数形式，例如，：巴尔森窗包络波的演变窗函数可以是切比雪夫脉冲成型连乘函数、各阶导数、各阶导数之和等一系列关于切比雪夫脉冲成型的函数。这些类型的初始包络波形都比较平滑。
例如，以具有以下参数的OvHDM系统来例，来说明初始包络的选取及效果：时域重叠复用次数K＝3，每帧发送符号总数L＝8，每个符号周期T＝63，则发射符号间隔ΔT＝T/K＝21，输入符号序列ui＝{+1+1-1-1-1+1-1+1}，子载波数N＝3，频域重叠复用次数D＝2，子载波主瓣零点带宽B＝15，子载波间隔ΔB＝B/D＝7.5。
下面以不同类型的初始包络波形为例，分别进行说明。
首先给出作为参照的矩形窗，当初始包络波形为矩形窗包络波形时，请参照图16，图16(a)为窗长度为63的矩形窗包络波形的在时域的波形图，图16(b)为矩形窗包络波形的在频域归一化的波形图。从图中可以看到，矩形窗包络波形在时域由1开始且带宽很宽，频域旁瓣衰减缓慢，因此时域叠加后的波形不平滑，频域带宽较宽，有效信号和无效信号很难区分，波形切割的准确率和编解码能力降低。在实际系统中传输速率相同和频谱效率η相同的情况下，所需的传输功率和误码率都很高。图17中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图18显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图
1、初始包络波形为巴尔森(Parzen)包络波形
请参照图19，图19(a)为窗长度为63的巴尔森包络波形在时域的波形图，图19(b)为巴尔森包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中巴尔森窗包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近60dB。因此，巴尔森包络波形在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图20中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图21显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
2、初始包络波形为巴特莱特(Bartlett)包络波形
请参照图22，图22(a)为窗长度为63的巴特莱特包络波形在时域的波形图，图22(b)为巴特莱特包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中巴特莱特窗是由0点开始，频域旁瓣衰减近30dB。因此，巴特莱特窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图23中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图24显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
3、初始包络波形为巴特莱特-汉宁(Bartlett-Hanning)包络波形
请参照图25，图25(a)为窗长度为63的巴特莱特-汉宁包络波形在时域的波形图，图25(b)为巴特莱特-汉宁包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中巴特莱特-汉宁包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近40dB。因此，巴特莱特-汉宁窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图26中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图27显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
4、初始包络波形为伯曼(Bohman)包络波形
请参照图28，图28(a)为窗长度为63的伯曼包络波形在时域的波形图，图28(b)为伯曼包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中伯曼包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近60dB。因此，伯曼窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图29中的虚线表示时域上的不同图形的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图30显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
5、初始包络波形为布莱克曼(Blackman)包络波形
请参照图31，图31(a)为窗长度为63的布莱克曼包络波形在时域的波形图，图31(b)为布莱克曼包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中布莱克曼包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近70dB。因此，布莱克曼窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图32中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图33显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
6、初始包络波形为布莱克曼-哈里斯(Blackman-Harris)包络波形
请参照图34，图34(a)为窗长度为63的布莱克曼-哈里斯包络波形在时域的波形图，图34(b)为布莱克曼-哈里斯包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中布莱克曼-哈里斯包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近80dB。因此，布莱克曼-哈里斯窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图35中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图36显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
7、初始包络波形为高斯(Gaussian)包络波形
请参照图37，图37(a)为窗长度为63，参数为Alpha＝2.5的高斯包络波形在时域的波形图，图37(b)为高斯包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中高斯窗是由近似0点开始，频域旁瓣衰减近50dB。因此，高斯窗在时域由近似0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图38中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图39显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
8、初始包络波形为汉明(Hamming)包络波形
请参照图40，图40(a)为窗长度为63的汉明包络波形在时域的波形图，图40(b)为汉明包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中汉明包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近50dB。因此，汉明窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图41中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图42显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
9、初始包络波形为汉宁(Hann)包络波形
请参照图43，图43(a)为窗长度为63的汉宁包络波形在时域的波形图，图43(b)为汉宁包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中汉宁包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近80dB。因此，汉宁窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图44中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图45显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
10、初始包络波形为凯塞(Kaiser)包络波形
请参照图46，图46(a)为窗长度为63，beta参数为0.5的凯塞包络波形在时域的波形图，图46(b)为凯塞包络波形在频域归一化的波形图；图46(c)为窗长度为63，beta参数为2的凯塞包络波形在时域的波形图，图46(d)为凯塞包络波形在频域归一化的波形图；图46(e)为窗长度为63，beta参数为5的凯塞包络波形在时域的波形图，图46(f)为凯塞包络波形的在频域归一化的波形图。从图中可以看到，随着beta参数的增加，时域波形起点逐渐趋近于0，波形越来越平滑；频域波形旁瓣衰减越快，因此叠加后的性能更优。凯塞窗在beta＝0.5时，其时域由0.94开始，OvHDM叠加后的波形已经相较矩形波平滑，且频域旁瓣衰减相较矩形波快，频域带宽较窄，使得叠加后的波形频谱效率较高，发送信号所需的传输功率较低。又凯塞窗beta的数值可以自己根据系统性能指标设计，随着beta的增加，叠加后的波形会越来越平滑，在实际系统中传输信号所需的功率越来越低，编解码能力会越来越强，设计较矩形波灵活。图47(a)、(b)、(c)分别显示了当beta为0.5、2、5时的凯塞包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形，其中不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图48(a)、(b)、(c)分别显示了在OvHDM系统中由当beta为0.5、2、5时的凯塞包络波形调制最终得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
11、初始包络波形为纳托尔(Nuttall)包络波形
请参照图49，图49(a)为窗长度为63的纳托尔包络波形在时域的波形图，图49(b)为纳托尔包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中纳托尔包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近100dB。因此，纳托尔窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图50中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图51显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
12、初始包络波形为平顶(Flat Top)包络波形
请参照图52，图52(a)为窗长度为63的平顶包络波形在时域的波形图，图52(b)为平顶包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中平顶包络波形是由近似0点(-0.0004)点开始，频域旁瓣衰减近100dB。因此，平顶窗在时域由近似0点(-0.0004)开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图53中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图54显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
13、初始包络波形为切比雪夫(Chebyshev)包络波形
请参照图55，图55(a)为窗长度为63的切比雪夫包络波形在时域的波形图，图55(b)为切比雪夫包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中切比雪夫包络波形是由近似0点开始，频域旁瓣衰减近80dB。因此，切比雪夫窗在时域由近似0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图56中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图57显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
14、初始包络波形为三角形(Triangular)包络波形
请参照图58，图58(a)为窗长度为63的三角形包络波形在时域的波形图，图58(b)为三角形包络波形在频域归一化的波形图。从图中可以看到，时域中三角形包络波形是由0点开始，频域旁瓣衰减近30dB。因此，三角形窗在时域由0开始，叠加后波形较平滑，旁瓣衰减较快，频域带宽较窄，提高了波形切割过程的准确率和编解码过程的纠错能力，降低了信号的传输功率，使得在频谱效率一定时，使用较低的传输功率就能达到很高的传输速率。图59中的不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图60显示了OvHDM系统最终调制得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
15、初始包络波形为泰勒(Taylor)包络波形
请参照图61，图61(a)为窗长度为63，nbar＝4，sll＝-30的泰勒包络波形在时域的波形图，图61(b)为泰勒包络波形在频域归一化的波形图；图61(c)为窗长度为63，nbar＝6，sll＝-50的泰勒包络波形在时域的波形图，图61(d)为泰勒包络波形在频域归一化的波形图；图61(e)为窗长度为63，nbar＝8，sll＝-80的泰勒包络波形在时域的波形图，图61(f)为泰勒包络波形的在频域归一化的波形图。从图中可以看到，泰勒包络波形在频域中的旁瓣衰减对应为sll的相反值，例如，窗长度为63，nbar＝4，sll＝-30的泰勒包络波形的旁瓣衰减为30dB；窗长度为63，nbar＝6，sll＝-50的泰勒包络波形的旁瓣衰减为50dB；窗长度为63，nbar＝8，sll＝-80的泰勒包络波形的旁瓣衰减为80dB。另外，从图中可以看到，随着nbar的增加，时域波形起点越来越趋近于0，最高点的值越来越大，波形越来越平滑，因此叠加后的性能更优。图62(a)、(b)、(c)分别显示了由当nbar＝4，sll＝-30的泰勒包络波形，当nbar＝6，sll＝-50的泰勒包络波形，当nbar＝8，sll＝-80的泰勒包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形，其中不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图63(a)、(b)、(c)分别显示了在OvHDM系统中由当nbar＝4，sll＝-30的泰勒包络波形，当nbar＝6，sll＝-50的泰勒包络波形，当nbar＝8，sll＝-80的泰勒包络波形调制最终得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
16、初始包络波形为图基(Tukey)包络波形
图基窗中，参数R是锥形区域到恒定值的比例，取值为0～1，当R取极值时，图基窗就会演变为其他的普通窗。R＝1，图基窗等效为汉宁窗；R＝0，图基窗等效为矩形窗。
请参照图64，图64(a)为窗长度为63，R＝0.1的图基包络波形在时域的波形图，图64(b)为图基包络波形在频域归一化的波形图；图64(c)为窗长度为63，R＝0.5的图基包络波形在时域的波形图，图64(d)为图基包络波形在频域归一化的波形图；图64(e)为窗长度为63，R＝0.9的图基包络波形在时域的波形图，图64(f)为图基包络波形的在频域归一化的波形图。从图中可以看到，图基包络波形在时域的波形起点由0开始，随着参数R的增加，锥形区域越来越多，波形越来越平滑；频域波形旁瓣衰减越来越快，因此叠加后的性能更优。图65(a)、(b)、(c)分别显示了由R＝0.1、0.5、0.9的图基包络波形调制得到的调制包络波形和复调制包络波形，其中不同图形的虚线表示时域上的若干调制包络波形，实线表示复调制包络波形。图66(a)、(b)、(c)分别显示了在OvHDM系统中由R＝0.1、0.5、0.9的图基包络波形调制最终得到的时频两重复调制包络波形在时域上的波形图。
以上内容是结合具体的实施方式对本申请所作的进一步详细说明，不能认定本申请的具体实施只局限于这些说明。对于本申请所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换。

Claims (14)

1.一种适用于OvXDM系统的调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
根据设计参数在调制域内生成一个初始包络波形；
在调制域内将初始包络波形的宽度减去初始包络波形的拖尾长度，得到初始包络波形的虚拟截断后宽度；
将初始包络波形的虚拟截断后宽度除以第一重叠复用次数，得到调制域移位间隔；
根据第一重叠复用次数将所述初始包络波形在调制域内按所述调制域移位间隔进行移位，得到调制域内的各移位包络波形；
将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到调制域内的各调制包络波形；
将各调制包络波形在调制域内进行叠加，得到调制域内的复调制包络波形。
2.如权利要求1所述的适用于OvXDM系统的调制方法，其特征在于，还包括确定初始包络波形的拖尾长度步骤：在调制域内将初始包络波形的幅值转换为功率，并与系统的门限信噪比比较，将功率小于所述门限信噪比所对应的调制域部分判定为拖尾。
3.如权利要求1所述的适用于OvXDM系统的调制方法，其特征在于，所述OvXDM系统为OvFDM系统、OvTDM系统、OvHDM系统、OvCDM系统或OvSDM系统。
4.如权利要求3所述的适用于OvXDM系统的调制方法，其特征在于，当所述OvXDM系统为OvFDM系统时，所述调制域为频率域；当所述OvXDM系统为OvTDM系统时，所述调制域为时间域。
5.如权利要求3所述的适用于OvXDM系统的调制方法，其特征在于，当所述OvXDM系统为OvHDM系统时，所述虚拟截断调制方法还包括以下步骤：
分别得到若干调制域内的复调制包络波形，其中调制域为时间域；
根据第二重叠复用次数将时域的各复调制包络波形承载到对应的子载波上，并对各子载波在频率域进行移位重叠，以得到各子载波的复调制包络波形。
将各子载波的复调制包络波形在频率域内进行叠加，得到时频两重复调制包络波形。
6.如权利要求1至5中任一项所述的适用于OvXDM系统的调制方法，其特征在于，所述初始包络波形在调制域内波形平滑。
7.如权利要求6所述的适用于OvXDM系统的调制方法，其特征在于，所述初始包络波形为：
巴尔森窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
巴特莱特窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
巴特莱特-汉宁窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
伯曼窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
布莱克曼窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
布莱克曼-哈里斯窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
高斯窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
汉明窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
汉宁窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
凯塞窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
纳托尔窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
平顶窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
切比雪夫包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
三角窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
泰勒窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
图基窗包络波形或其演变窗函数的包络波形。
8.一种适用于OvXDM系统的调制装置，其特征在于，包括：
波形生成模块，用于根据设计参数在调制域内生成一个初始包络波形；
虚拟截断模块，用于在调制域内将初始包络波形的宽度减去初始包络波形的拖尾长度，得到初始包络波形的虚拟截断后宽度；
调制域移位间隔计算模块，用于将初始包络波形的虚拟截断后宽度除以第一重叠复用次数，得到调制域移位间隔；
第一移位模块，用于根据第一重叠复用次数将所述初始包络波形在调制域内按所述调制域移位间隔进行移位，得到调制域内的各移位包络波形；
乘法模块，用于将待调制序列中的符号与各自对应的移位包络波形相乘，得到调制域内的各调制包络波形；
第一叠加模块，用于将各调制包络波形在调制域内进行叠加，得到调制域内的复调制包络波形。
9.如权利要求8所述的适用于OvXDM系统的调制装置，其特征在于，还包括拖尾确定模块，用于在调制域内将初始包络波形的幅值转换为功率，并与系统的门限信噪比比较，将功率小于所述门限信噪比所对应的调制域部分判定为拖尾。
10.如权利要求8所述的适用于OvXDM系统的调制装置，其特征在于，当所述OvXDM系统为OvFDM系统时，所述调制域为频率域；当所述OvXDM系统为OvTDM系统时，所述调制域为时间域。
11.如权利要求8所述的适用于OvXDM系统的调制装置，其特征在于，当所述OvXDM系统为OvHDM系统时，所述调制装置还包括：
第二移位模块，用于根据第二重叠复用次数将由第一叠加模块得到的若干复调制包络波形承载到对应的子载波上，并对各子载波在频率域进行移位重叠，得到各子载波的复调制包络波形；
第二叠加模块，用于将各子载波的复调制包络波形在频率域内进行叠加，得到时频两重复调制包络波形。
12.如权利要求8至11所述的适用于OvXDM系统的调制装置，其特征在于，所述波形生成模块生成的初始包络波形在调制域内波形平滑。
13.如权利要求12所述的适用于OvXDM系统的调制装置，其特征在于，所述波形生成模块生成的初始包络波形为：
巴尔森窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
巴特莱特窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
巴特莱特-汉宁窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
伯曼窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
布莱克曼窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
布莱克曼-哈里斯窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
高斯窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
汉明窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
汉宁窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
凯塞窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
纳托尔窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
平顶窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
切比雪夫包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
三角窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
泰勒窗包络波形或其演变窗函数的包络波形；或者，
图基窗包络波形或其演变窗函数的包络波形。
14.一种OvXDM系统，其特征在于，包括如权利要求8至13中任一项所述的适用于OvXDM系统的调制装置。
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KR1020197005108A KR102227331B1 (ko) 2016-07-22 2017-07-06 OvXDM 시스템에 적용하는 일종의 변조방법, 장치 및 OvXDM 시스템
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102067804B1 (ko) 2019-06-03 2020-01-17 고종택 하이힐에 부착하는 완충장치가 구비된 충격흡수용 굽
KR102214450B1 (ko) 2019-09-27 2021-02-09 고종택 하이힐에 삽입하는 완충장치가 구비된 충격흡수용 굽
US20220029734A1 (en) * 2020-07-23 2022-01-27 Huawei Technologies Co., Ltd. Methods and apparatus for overlaid modulation
CN112422257B (zh) * 2020-11-17 2024-06-14 上海道生物联技术有限公司 一种同步信号发送方法及系统

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4660216A (en) * 1984-03-02 1987-04-21 U.S. Philips Corporation Transmission system for the transmission of data signals in a modulation band
WO2008019529A1 (fr) * 2006-08-09 2008-02-21 Daoben Li Procédé et système de multiplexage par répartition en fréquence
CN101202728A (zh) * 2006-12-15 2008-06-18 华为技术有限公司 基于ofdm的通信方法及系统
CN101312360A (zh) * 2007-05-25 2008-11-26 华为技术有限公司 一种滤波方法及其装置以及串扰抵消方法及其系统
CN101316158A (zh) * 2007-05-29 2008-12-03 北京良桑通信技术有限责任公司 数字通信调制中的加性波形预处理方法
US20110141918A1 (en) * 2009-09-13 2011-06-16 Research Institute Of Tsinghua University In Shenzhen Time division multiplexing method and system
CN104601517A (zh) * 2015-02-28 2015-05-06 大连海事大学 一种时延多载波调制解调方法
CN105379215A (zh) * 2013-09-09 2016-03-02 华为技术有限公司 一种数据接收方法以及接收机
US20160101618A1 (en) * 2013-08-30 2016-04-14 Seiko Epson Corporation Liquid ejecting apparatus and head unit
US20160211998A1 (en) * 2015-01-16 2016-07-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication method and apparatus based on a filter bank multi-carrier modulation

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6928275B1 (en) * 2000-05-08 2005-08-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for compensating local oscillator frequency error
CN100568863C (zh) * 2005-09-30 2009-12-09 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 基于多子带滤波器组的发射、接收装置及其方法
US20070133695A1 (en) * 2005-12-09 2007-06-14 Kotzin Michael D Method and system for channel assignment of OFDM channels
CN101479973B (zh) * 2006-07-06 2012-06-27 北京清深技术开发中心有限公司 一种时间分割复用方法和系统
US7844280B2 (en) * 2006-12-12 2010-11-30 Trueposition, Inc. Location of wideband OFDM transmitters with limited receiver bandwidth
CN101632247B (zh) * 2007-01-26 2013-01-30 北京清深技术开发中心有限公司 一种码分复用的方法与系统
JP5538841B2 (ja) * 2009-12-01 2014-07-02 日本電信電話株式会社 無線通信システム、受信装置、無線通信方法及び受信方法
KR102277047B1 (ko) * 2015-12-23 2021-07-13 선전 쾅-츠 허종 테크놀로지 엘티디. 일종의 중첩 다중화 변조 방법, 장치와 시스템
CN107919937B (zh) * 2016-10-10 2020-10-27 深圳光启合众科技有限公司 基于重叠复用的译码方法、装置及调制解调方法和系统
CN107919941B (zh) * 2016-10-10 2022-01-25 深圳市硅派科技有限公司 基于重叠复用的调制解调方法和装置

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4660216A (en) * 1984-03-02 1987-04-21 U.S. Philips Corporation Transmission system for the transmission of data signals in a modulation band
WO2008019529A1 (fr) * 2006-08-09 2008-02-21 Daoben Li Procédé et système de multiplexage par répartition en fréquence
CN101202728A (zh) * 2006-12-15 2008-06-18 华为技术有限公司 基于ofdm的通信方法及系统
CN101312360A (zh) * 2007-05-25 2008-11-26 华为技术有限公司 一种滤波方法及其装置以及串扰抵消方法及其系统
CN101316158A (zh) * 2007-05-29 2008-12-03 北京良桑通信技术有限责任公司 数字通信调制中的加性波形预处理方法
US20110141918A1 (en) * 2009-09-13 2011-06-16 Research Institute Of Tsinghua University In Shenzhen Time division multiplexing method and system
US20160101618A1 (en) * 2013-08-30 2016-04-14 Seiko Epson Corporation Liquid ejecting apparatus and head unit
CN105379215A (zh) * 2013-09-09 2016-03-02 华为技术有限公司 一种数据接收方法以及接收机
US20160211998A1 (en) * 2015-01-16 2016-07-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Communication method and apparatus based on a filter bank multi-carrier modulation
CN104601517A (zh) * 2015-02-28 2015-05-06 大连海事大学 一种时延多载波调制解调方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
QUALCOMM INCORPORATED: "《Waveform Candidates》", 《3GPP》 *
钟慧婷等: "一种有效消除超声测量拖尾的新方法", 《仪器仪表学报》 *

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