CN107302516A - 基于mimo‑ofdm的改进tr的papr抑制方法 - Google Patents
基于mimo‑ofdm的改进tr的papr抑制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN107302516A CN107302516A CN201710611191.9A CN201710611191A CN107302516A CN 107302516 A CN107302516 A CN 107302516A CN 201710611191 A CN201710611191 A CN 201710611191A CN 107302516 A CN107302516 A CN 107302516A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- mimo
- transmitting antenna
- peak
- mimo radar
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3411—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power reducing the peak to average power ratio or the mean power of the constellation; Arrangements for increasing the shape gain of a signal set
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/0413—MIMO systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
本发明公开了一种基于MIMO‑OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，其主要思路为：获取正交频分复用信号，得到正交频分复用信号的频域序列后进行相位调制，得到相位调制后正交频分复用信号的频域序列；获取M组均匀交错的频域序列，后分别进行离散傅里叶逆变换，再然后计算MIMO雷达M个发射天线的正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比，进而得到MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量；设定消峰信号，并根据MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量，得到MIMO雷达M个发射天线上的最优解，进而计算时域连续信号，所述时域连续信号为基于MIMO‑OFDM的改进TR的PAPR抑制结果。
Description
技术领域
本发明属于雷达技术领域，特别涉及一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，即基于多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)的改进预留子载波(TR)的峰均功率比(PAPR)抑制方法，适用于有效降低通信雷达一体化系统中MIMO-OFDM信号波形的峰均功率比(PAPR)。
背景技术
随着雷达技术和通信技术的发展，多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)在通信和雷达领域的应用正变得越来越广泛；对于基于共享信号的通信雷达一体化系统而言，MIMO-OFDM是一个很好的连接桥梁；一方面，多输入多输出-正交频分复用(MIMO-OFDM)在通信领域中有着较为成熟的理论和应用，尤其是在超宽带数字通信和高速无线通信系统中得到广泛的应用；另一方面，MIMO雷达作为一种新型的雷达体制，相比于传统的相控阵雷达体制，具有显著提高目标检测、参数估计、目标跟踪和识别等方面的巨大潜力。此外，MIMO雷达将天线阵面划分成若干个模块，每一个模块组成一个发射通道，各发射通道发送相互正交的信号波形，并采用宽波束发射宽波束接收的工作模式，低增益的宽波束能够覆盖很大的空域范围。因此，MIMO雷达能够保证同时照射到探测目标和通信设备。
在通信雷达一体化系统中，一体化信号的波形设计是一个重要的且具有挑战性的问题。OFDM雷达信号通过同时发射多个载波或通过一定的变换实现多载波传输，具有高距离分辨率，低自相关函数旁瓣，频谱利用率高等优良特性。对于MIMO-OFDM系统，多个正交的OFDM信号可以通过对一个标准的OFDM信号在频域分组交错的方法获得。
随着MIMO-OFDM在雷达中的应用，基于MIMO-OFDM的通信雷达一体化课题也将得到越来越多的关注和研究；但是OFDM信号有着PAPR过高的固有缺点，因此需要对OFDM信号的PAPR进行有效的抑制。然而在通信上，采用TR技术降低MIMO-OFDM的PAPR是在各个天线上独立进行的，并且各个天线上的预留子载波占用相同的子载波位置，而这样的预留子载波位置分布会破坏由频域分组交错得到的正交OFDM信号的正交性，也不能有效抑制峰均功率比PAPR，因此传统的MIMO-OFDM的PAPR抑制方法在通信雷达一体化系统中已不再适用。
发明内容
针对上述已有技术存在的不足，本发明的目的在于提出一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，该种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法借鉴通信波形和通信信号处理，能够避免MIMO波形的正交性被破坏，同时能够有效抑制OFDM信号的PAPR，使得预留子载波TR技术适用于基于MIMO-OFDM的通信雷达一体化系统。
为达到上述技术目的，本发明采用如下技术方案予以实现。
一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，包括以下步骤：
步骤1，确定MIMO雷达，所述MIMO雷达包含M个发射天线，且所述MIMO雷达处于通信一体化背景下；并从MIMO雷达中获取正交频分复用信号，得到正交频分复用信号的频域序列；
对正交频分复用信号的频域序列进行相位调制，进而得到相位调制后正交频分复用信号的频域序列；
步骤2，对相位调制后正交频分复用信号的频域序列进行分组，获得M组均匀交错的频域序列；然后对M组均匀交错的频域序列分别进行离散傅里叶逆变换，得到MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号；
步骤3，根据MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号，计算MIMO雷达M个发射天线的正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比；
步骤4，根据正交频分复用信号的频域序列和MIMO雷达M个发射天线的正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比，得到MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量；
步骤5，设定消峰信号，并根据MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量，得到MIMO雷达M个发射天线上的最优解；
步骤6，根据MIMO雷达M个发射天线上的最优解，计算得到时域连续信号，所述时域连续信号为基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制结果。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
第一，本发明由于改进了预留子载波在MIMO-OFDM中的分布结构，使得分组交错后得到的OFDM频域信号仍然具有频域交错的特性，从而保证了频域分组交错得到的OFDM时域信号的正交性，因此改进后的预留子载波可以适用于频域交错的MIMO正交波形的PAPR抑制，同时相比于频域分块分组的方式产生的正交OFDM信号，频域交错得到的正交OFDM信号对时延的容忍性更强，具有更好的正交性，应用范围更广泛。
第二，本发明采用联合优化模型去优化MIMO正交波形的PAPR，优化过程中优化的是整个MIMO系统的PAPR，而且联合优化可以控制预留子载波在各个天线上的分布，更好的兼顾了PAPR抑制和MIMO波形正交性的问题，相比于单独优化模型，更适用于MIMO-OFDM的PAPR抑制。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。
图1是本发明的一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法流程图；
图2是本发明方法中改进的预留子载波分布结构图；
图3是本发明方法产生的由不同预留子载波数量得到的PAPR的互补累积函数(CCDF)对比图；
图4是本发明方法产生的由不同预留子载波分布结构得到的PAPR的CCDF对比图；
图5是本发明方法产生的由MIMO-OFDM联合优化与单个OFDM优化得到的PAPR的CCDF对比图。
具体实施方式
参照图1，为本发明的一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法流程图；其中所述基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，包括以下步骤：
步骤1，确定MIMO雷达，所述MIMO雷达包含M个发射天线，且所述MIMO雷达处于通信一体化背景下；并从MIMO雷达中获取正交频分复用OFDM信号，得到正交频分复用OFDM信号的频域序列X，X＝[X(0),X(1),…,X(l),…,X(Nc-1)]，l∈{0,1,…,Nc-1}，X(l)表示第l个子载波的复数权值，Nc表示正交频分复用OFDM信号的频域序列X包含的子载波总个数。
为了使得MIMO雷达波形在每个天线上的平均功率都相等，对正交频分复用OFDM信号的频域序列X进行相位调制，即对正交频分复用OFDM信号的频域序列X中每一个子载波分别进行相位调制；进而得到相位调制后正交频分复用OFDM信号的频域序列其中第l个子载波的相位调制后正交频分复用OFDM信号为 e表示指数函数，j表示虚数单位，A表示第l个子载波的相位调制幅度，是一个常数；表示正交频分复用OFDM信号的频域序列X中第l个子载波的相位，且在(0,2π]上服从均匀随机分布。
在通信雷达一体化的背景下，正交频分复用OFDM时域信号的PAPR抑制和MIMO雷达发射波形的正交性是MIMO-OFDM信号波形设计的一个关键问题；MIMO雷达通过发射相互正交的波形来获得波形分集增益，这是MIMO雷达相比于传统相控阵雷达的优势之一；同时，正交的信号波形能够在接收端通过匹配滤波将回波信号分离开，有利于提取目标距离信息；而TR技术是抑制OFDM信号PAPR的一种常用方法之一，通过改进预留子载波的位置分布结构，达到技术目的。
步骤2，正交OFDM时域信号设计，采用频域分组交错的方法获得时域正交的OFDM信号，正交OFDM时域信号的产生步骤为：对相位调制后正交频分复用OFDM信号的频域序列按照均匀交错的方式进行分组，获得M组均匀交错的频域序列，其中第m组均匀交错的频域序列为 M表示MIMO雷达的发射天线个数，上标T表示转置， 表示第m组均匀交错的频域序列中第l个子载波的权值，Φm表示第m组均匀交错的频域序列的分组交错矩阵，且Φm为对角矩阵，其对角线上的元素由0和1组成；由此得到第m组均匀交错的频域序列中第l个子载波的权值与第l个子载波的复数权值X(l)满足如下关系：
N0表示每组均匀交错的频域序列中的非零元素个数，N0＝Nc/M。
然后对M组均匀交错的频域序列分别进行离散傅里叶逆变换(IDFT)，得到MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x，x＝{x0,…,xM-1},其中将第m个发射天线的正交时域离散信号记为xm， 表示第m组均匀交错的频域序列，m＝0,1,…M-1；其中，M表示MIMO雷达包含的发射天线总个数，与均匀交错的频域序列组数取值相等。
步骤3，根据MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x，计算MIMO雷达M个发射天线的正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比PAPR，PAPR是MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号在一个符号周期内的瞬时峰值功率与平均功率之比；其中MIMO雷达第m个发射天线的正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比为PAPRm，xm表示第m个发射天线的正交时域离散信号，Pav表示MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号在一个符号周期内的平均功率，表示第m个发射天线的正交时域离散信号xm的瞬时峰值功率，||·||∞表示向量的无穷范数，Pav＝E{|xm|2}，E{·}表示求期望；MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号的峰均功率比PAPR通常定义为MIMO雷达M个天线中正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比最大值PAPRMIMO-OFDM，PAPRMIMO-OFDM＝max[PAPR0,PAPR1,…,PAPRm,…,PAPRM-1]，PAPRm表示MIMO雷达第m个发射天线的正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比，max表示求最大值操作。
步骤4，选取预留子载波的位置，采用改进的预留子载波分布结构，改进的预留子载波分布结构如图2所示，表示第0组均匀交错的频域序列，表示第1组均匀交错的频域序列，表示第M-1组均匀交错的频域序列；在改进的预留子载波分布结构上随机产生预留子载波的分布位置，并根据正交频分复用信号的频域序列，得到MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量，其中第m个发射天线上的预留子载波矢量为Cm，m＝0,1,…,M-1，Cm＝[Cm(0),Cm(1),…,Cm(k),…,Cm(Nc-1)]，Cm(k)表示MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm的第k个元素；由于正交频分复用OFDM是一种多载波调制技术，采用TR技术抑制正交频分复用OFDM信号的峰均功率比PAPR时，每组均匀交错的频域序列中分别包含用于进行峰均功率比PAPR抑制的部分，分别记为预留子载波，将每组均匀交错的频域序列中除去预留子载波的部分，分别记为交错子载波；每组均匀交错的频域序列中分别包含预留子载波和交错子载波，且每组均匀交错的频域序列中包含的预留子载波和交错子载波是不重叠的，分别占据不同的子载波位置；进而得到MIMO雷达M个天线中预留子载波索引集合R。
其中在每组均匀交错的频域序列中随机产生预留子载波的过程中，需要满足以下两个约束条件：第一个约束条件为R表示MIMO雷达M个天线中预留子载波索引集合，表示第m组均匀交错的频域序列中第k个子载波的权值，Cm(k)表示MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm的第k个元素；Rc表示MIMO雷达M个天线中预留子载波索引集合R在Nc个子载波的索引集合{0,1,…,Nc-1}里的补集；第二个约束条件为R(m)表示MIMO雷达第m个发射天线上预留子载波的索引集合，R＝R(0)∪R(1)∪…∪R(M-1)，∪表示求并集操作。
步骤5，设定消峰信号为c，并根据MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量，得到MIMO雷达M个发射天线上的最优解。
具体地，设定消峰信号为c，根据MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量，并联合MIMO雷达M个天线中正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比PAPR最大值PAPRMIMO-OFDM，得到基于改进的预留子载波分布结构的联合优化PAPR的优化模型为：
其中，令xm表示第m个发射天线的正交时域离散信号，令Cm表示MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量，m＝0,1,…,M-1；IDFT表示逆离散傅里叶变换操作，上标T表示转置操作，s.t.表示约束条件；表示由MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x和消峰信号c时域相加得到的消峰后信号，表示目标函数，μ表示用于约束M个发射天线平均功率的常数因子。
根据MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm，通过优化选择Cm的元素使得目标函数的最大值最小，MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm中的元素需要满足约束条件||·||2表示向量的2范数；联合优化实现的具体子步骤为：
5.1对MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm做逆离散傅里叶变换IDFT，得到MIMO雷达第m个发射天线上时域的消峰信号
5.2令m分别取0至M-1，重复执行5.1，进而分别得到MIMO雷达第0个发射天线上时域的消峰信号至MIMO雷达第M-1个发射天线上时域的消峰信号记为MIMO雷达M个发射天线上时域的消峰信号
5.3将MIMO雷达M个发射天线上时域的消峰信号与MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x进行时域相加，消除MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x的峰值，然后优化选择MIMO雷达每一个发射天线上的预留子载波矢量的元素，即根据最小化目标函数的最大值准则，利用工程优化中的内点法求解最小化目标函数的最大值，进而对应得到MIMO雷达M个发射天线上的最优解Copt，包含m＝0,1,…,M-1，表示MIMO雷达第m个发射天线上的最优解。
步骤6，添加循环前缀，对MIMO雷达M个发射天线上的最优解Copt做逆离散傅里叶变换IDFT，得到最优的消峰信号copt，再与MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x相加，得到消峰后的最优信号所述消峰后的最优信号的长度为Nc，即包含Nc个元素；添加循环前缀，在消峰后的最优信号前加入循环前缀(CP)，利用公式进而得到带循环前缀的离散信号u，Nc表示正交频分复用OFDM信号的频域序列X包含的子载波总个数，L为循环前缀(CP)的长度，L的选取要满足L>τmax，τmax＝max{τ1,τ2}，其中τ1为由多径效应造成的最大时延差，τ2为由目标长度引起的最大时延差，加入CP是为了避免τmax破坏雷达回波信号的正交性，再对带循环前缀的时域离散信号u进行数模变换(D/A)，得到时域连续信号u(t)，所述雷达回波信号为时域连续信号u(t)发射出去后雷达接收的有时延的雷达回波信号u(t+τmax)，所述时域连续信号u(t)为基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制结果，t为时间变量。
其中，u(1:L,:)表示带循环前缀的离散信号u中第1个元素至第L个元素，u(L+1:Nc+L,:)表示带循环前缀的离散信号u中第L+1个元素至第Nc+L个元素，表示消峰后的最优信号中第Nc-L+1个元素至第Nc个元素。
通过以下仿真实验对本发明效果作进一步验证说明。
(一)仿真条件：
本仿真实验中设定MIMO-OFDM系统的发射天线个数为M＝4，标准OFDM频域序列的子载波数为Nc＝1024，预留子载波数分别取Nr＝96,144,192。
(二)仿真内容：
仿真1，采用本发明方法仿真预留子载波数对PAPR抑制效果的影响，结果如图3，给出了预留子载波数分别为0、96、144和192时的CCDF曲线；
仿真2，采用本发明方法仿真预留子载波分布位置对PAPR抑制效果的影响，结果如图4，给出了预留子载波随机分布、均匀分布和顺序分布的CCDF曲线；
仿真3，采用本发明方法对MIMO-OFDM联合优化与单个OFDM优化的对比进行仿真，结果如图5；
(三)仿真结果分析：
从图3可以看出，本发明方法优化的预留子载波数越大，PAPR的抑制效果越好，预留子载波数占所有子载波数10％左右即可使得PAPR降到3dB以内，OFDM信号的PAPR抑制效果很好。
从图4可以看出，本发明方法选取的预留子载波的位置对PAPR抑制效果有一定的影响，预留子载波位置随机分布的PAPR抑制效果最佳，顺序分布的PAPR抑制效果次之，而均匀分布的PAPR抑制效果最差。
从图5可以看出，本发明方法所给出的MIMO-OFDM联合优化与单个OFDM优化的PAPR抑制效果很接近，也就是说基于改进预留子载波分布结构的MIMO-OFDM联合优化PAPR方法不仅可以避免MIMO正交波形的正交性被破坏，还可以有效的降低MIMO-OFDM系统的PAPR，能很好的适用于基于MIMO-OFDM的通信雷达一体化系统。
综上所述，仿真实验验证了本发明的正确性，有效性和可靠性。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围；这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (7)
1.一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，确定MIMO雷达，所述MIMO雷达包含M个发射天线，且所述MIMO雷达处于通信一体化背景下；并从MIMO雷达中获取正交频分复用信号，得到正交频分复用信号的频域序列；
对正交频分复用信号的频域序列进行相位调制，进而得到相位调制后正交频分复用信号的频域序列；
步骤2，对相位调制后正交频分复用信号的频域序列进行分组，获得M组均匀交错的频域序列；然后对M组均匀交错的频域序列分别进行离散傅里叶逆变换，得到MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号；
步骤3，根据MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号，计算MIMO雷达M个发射天线的正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比；
步骤4，根据正交频分复用信号的频域序列和MIMO雷达M个发射天线的正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比，得到MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量；
步骤5，设定消峰信号，并根据MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量，得到MIMO雷达M个发射天线上的最优解；
步骤6，根据MIMO雷达M个发射天线上的最优解，计算得到时域连续信号，所述时域连续信号为基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制结果。
2.如权利要求1所述的一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，其特征在于，在步骤1中，所述正交频分复用信号的频域序列为X，
X＝[X(0),X(1),…,X(l),…,X(Nc-1)]，l∈{0,1,…,Nc-1}，X(l)表示第l个子载波的复数权值，Nc表示正交频分复用信号的频域序列X包含的子载波总个数；
所述对正交频分复用信号的频域序列进行相位调制，具体为对正交频分复用信号的频域序列X中每一个子载波分别进行相位调制，其中第l个子载波的相位调制后正交频分复用信号为e表示指数函数，j表示虚数单位，A表示第l个子载波的相位调制幅度，表示正交频分复用信号的频域序列X中第l个子载波的相位。
3.如权利要求2所述的一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，其特征在于，在步骤2中，所述M组均匀交错的频域序列，还包括：
第m组均匀交错的频域序列为M表示MIMO雷达的发射天线个数，上标T表示转置， 表示第m组均匀交错的频域序列中第l个子载波的权值，Φm表示第m组均匀交错的频域序列的分组交错矩阵，且Φm为对角矩阵，其对角线上的元素由0和1组成；由此得到第m组均匀交错的频域序列中第l个子载波的权值与第l个子载波的复数权值X(l)满足如下关系：N0表示每组均匀交错的频域序列中的非零元素个数，N0＝Nc/M；
所述MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x，还包括：
x＝{x0,…,xM-1},将第m个发射天线的正交时域离散信号记为xm， 表示第m组均匀交错的频域序列，m＝0,1,…M-1；其中，M表示MIMO雷达包含的发射天线总个数，与均匀交错的频域序列组数取值相等。
4.如权利要求3所述的一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，其特征在于，在步骤3中，所述MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号的峰均功率比为MIMO雷达M个天线中正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比最大值PAPRMIMO-OFDM，PAPRMIMO-OFDM＝max[PAPR0,PAPR1,…,PAPRm,…,PAPRM-1]，PAPRm表示MIMO雷达第m个发射天线的正交频分复用时域信号的峰均功率比，max表示求最大值操作。
5.如权利要求4所述的一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，其特征在于，在步骤4中，所述MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量，还包括：
第m个发射天线上的预留子载波矢量为Cm，m＝0,1,…,M-1，Cm＝[Cm(0),Cm(1),…,Cm(k),…,Cm(Nc-1)]，Cm(k)表示MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm的第k个元素；每组均匀交错的频域序列中分别包含用于进行峰均功率比PAPR抑制的部分，分别记为预留子载波，将每组均匀交错的频域序列中除去预留子载波的部分，分别记为交错子载波；每组均匀交错的频域序列中分别包含预留子载波和交错子载波，且每组均匀交错的频域序列中包含的预留子载波和交错子载波不重叠，分别占据不同的子载波位置；进而得到MIMO雷达M个天线中预留子载波索引集合R；
其中在每组均匀交错的频域序列中随机产生预留子载波的过程中，需要满足以下两个约束条件：第一个约束条件为R表示MIMO雷达M个天线中预留子载波索引集合，表示第m组均匀交错的频域序列中第k个子载波的权值，Cm(k)表示MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm的第k个元素；Rc表示MIMO雷达M个天线中预留子载波索引集合R在Nc个子载波的索引集合{0,1,…,Nc-1}里的补集；第二个约束条件为R(m)表示MIMO雷达第m个发射天线上预留子载波的索引集合，R＝R(0)∪R(1)∪…∪R(M-1)，∪表示求并集操作。
6.如权利要求5所述的一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，其特征在于，在步骤5中，所述得到MIMO雷达M个发射天线上的最优解，其过程为：
设定消峰信号为c，根据MIMO雷达M个发射天线上的预留子载波矢量，并联合MIMO雷达M个天线中正交频分复用OFDM时域信号的峰均功率比PAPR最大值PAPRMIMO-OFDM，得到基于改进的预留子载波分布结构的联合优化PAPR的优化模型为：
<mrow>
<munder>
<mrow>
<mi>m</mi>
<mi>i</mi>
<mi>n</mi>
</mrow>
<mrow>
<mo>(</mo>
<msub>
<mi>C</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
<mo>,</mo>
<msub>
<mi>C</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
<mo>,</mo>
<mn>...</mn>
<mo>,</mo>
<msub>
<mi>C</mi>
<mrow>
<mi>M</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</msub>
<mo>)</mo>
</mrow>
</munder>
<mi>m</mi>
<mi>a</mi>
<mi>x</mi>
<mo>|</mo>
<mover>
<mi>x</mi>
<mo>^</mo>
</mover>
<msup>
<mo>|</mo>
<mn>2</mn>
</msup>
</mrow>
<mfenced open = "" close = "">
<mtable>
<mtr>
<mtd>
<mrow>
<mi>s</mi>
<mo>.</mo>
<mi>t</mi>
<mo>.</mo>
</mrow>
</mtd>
<mtd>
<mrow>
<mover>
<mi>x</mi>
<mo>^</mo>
</mover>
<mo>=</mo>
<mi>x</mi>
<mo>+</mo>
<mi>c</mi>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
<mfenced open = "" close = "">
<mtable>
<mtr>
<mtd>
<mrow>
<mi>x</mi>
<mo>=</mo>
<msup>
<mfenced open = "[" close = "]">
<mtable>
<mtr>
<mtd>
<msub>
<mi>x</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<msub>
<mi>x</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<mo>.</mo>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<mo>.</mo>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<mo>.</mo>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<msub>
<mi>x</mi>
<mrow>
<mi>M</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</msub>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
<mi>T</mi>
</msup>
<mo>,</mo>
</mrow>
</mtd>
<mtd>
<mrow>
<mi>c</mi>
<mo>=</mo>
<mi>I</mi>
<mi>D</mi>
<mi>F</mi>
<mi>T</mi>
<mrow>
<mo>{</mo>
<msup>
<mfenced open = "[" close = "]">
<mtable>
<mtr>
<mtd>
<msub>
<mi>C</mi>
<mn>0</mn>
</msub>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<msub>
<mi>C</mi>
<mn>1</mn>
</msub>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<mo>.</mo>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<mo>.</mo>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<mo>.</mo>
</mtd>
</mtr>
<mtr>
<mtd>
<msub>
<mi>C</mi>
<mrow>
<mi>M</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</msub>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
<mi>T</mi>
</msup>
<mo>}</mo>
</mrow>
</mrow>
</mtd>
</mtr>
</mtable>
</mfenced>
<mrow>
<mo>|</mo>
<mo>|</mo>
<msub>
<mi>C</mi>
<mi>m</mi>
</msub>
<mo>|</mo>
<msubsup>
<mo>|</mo>
<mn>2</mn>
<mn>2</mn>
</msubsup>
<mo>=</mo>
<mi>&mu;</mi>
<mo>,</mo>
<mi>m</mi>
<mo>=</mo>
<mn>0</mn>
<mo>,</mo>
<mn>1</mn>
<mo>,</mo>
<mo>...</mo>
<mo>,</mo>
<mi>M</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
2
其中，令xm表示第m个发射天线的正交时域离散信号，令Cm表示MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量，m＝0,1,…,M-1；IDFT表示逆离散傅里叶变换操作，上标T表示转置操作，s.t.表示约束条件；表示由MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x和消峰信号c时域相加得到的消峰后信号，表示目标函数，μ表示用于约束M个发射天线平均功率的常数因子；
根据MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm，通过优化选择Cm的元素使得目标函数的最大值最小，MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm中的元素需要满足约束条件||·||2表示向量的2范数；联合优化实现的具体子步骤为：
5.1对MIMO雷达第m个发射天线上的预留子载波矢量Cm做逆离散傅里叶变换IDFT，得到MIMO雷达第m个发射天线上时域的消峰信号
5.2令m分别取0至M-1，重复执行5.1，进而分别得到MIMO雷达第0个发射天线上时域的消峰信号至MIMO雷达第M-1个发射天线上时域的消峰信号记为MIMO雷达M个发射天线上时域的消峰信号
5.3将MIMO雷达M个发射天线上时域的消峰信号与MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x进行时域相加，消除MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x的峰值，然后优化选择MIMO雷达每一个发射天线上的预留子载波矢量的元素，即根据最小化目标函数的最大值准则，求解最小化目标函数的最大值，进而对应得到MIMO雷达M个发射天线上的最优解Copt，包含 表示MIMO雷达第m个发射天线上的最优解。
7.如权利要求6所述的一种基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制方法，其特征在于，在步骤6中，所述时域连续信号，其得到过程为：
对MIMO雷达M个发射天线上的最优解Copt做逆离散傅里叶变换，得到最优的消峰信号copt，再与MIMO雷达M个发射天线的正交时域离散信号x相加，得到消峰后的最优信号所述消峰后的最优信号的长度为Nc，即包含Nc个元素；
在消峰后的最优信号前加入循环前缀，利用公式进而得到带循环前缀的离散信号u；其中，Nc表示正交频分复用OFDM信号的频域序列X包含的子载波总个数，L为循环前缀的长度，L的选取要满足L>τmax，τmax＝max{τ1,τ2}，τ1为由多径效应造成的最大时延差，τ2为由目标长度引起的最大时延差；
再对带循环前缀的时域离散信号u进行数模变换，得到时域连续信号u(t)，所述雷达回波信号为时域连续信号u(t)发射出去后雷达接收的有时延的雷达回波信号u(t+τmax)，所述时域连续信号u(t)为基于MIMO-OFDM的改进TR的PAPR抑制结果，t为时间变量；
其中，u(1:L,:)表示带循环前缀的离散信号u中第1个元素至第L个元素，u(L+1:Nc+L,:)表示带循环前缀的离散信号u中第L+1个元素至第Nc+L个元素，表示消峰后的最优信号中第Nc-L+1个元素至第Nc个元素。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201710611191.9A CN107302516B (zh) | 2017-07-25 | 2017-07-25 | 基于mimo-ofdm的改进tr的papr抑制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201710611191.9A CN107302516B (zh) | 2017-07-25 | 2017-07-25 | 基于mimo-ofdm的改进tr的papr抑制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN107302516A true CN107302516A (zh) | 2017-10-27 |
| CN107302516B CN107302516B (zh) | 2020-05-05 |
Family
ID=60133987
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201710611191.9A Active CN107302516B (zh) | 2017-07-25 | 2017-07-25 | 基于mimo-ofdm的改进tr的papr抑制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN107302516B (zh) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109787685A (zh) * | 2019-03-21 | 2019-05-21 | 东南大学 | 基于子载波预留的可见光ofdm系统自适应低峰比方法 |
| CN111352080A (zh) * | 2019-12-20 | 2020-06-30 | 湖北工业大学 | Papr和相似性约束下低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 |
| CN113093116A (zh) * | 2021-04-12 | 2021-07-09 | 东南大学 | 基于mimo-ofdm雷达通讯一体化的波形设计方法 |
| CN114114189A (zh) * | 2021-11-25 | 2022-03-01 | 江苏科技大学 | 一种nc-ce-ofdm的雷达通信一体化波形设计方法 |
| CN115174334A (zh) * | 2022-07-08 | 2022-10-11 | 南京邮电大学 | 雷达通信一体化信号的峰值平均功率比抑制方法及装置 |
| CN115499043A (zh) * | 2022-08-17 | 2022-12-20 | 西安电子科技大学 | 一种基于mimo-ofdm雷达通信共享信号的参数估计方法 |
| WO2023025133A1 (zh) * | 2021-08-27 | 2023-03-02 | 维沃移动通信有限公司 | 传输方法、装置、通信设备及计算机存储介质 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022199942A1 (en) * | 2021-03-24 | 2022-09-29 | Sony Group Corporation | A transmitter node, a receiver node, and methods for reducing peak to average power ratio |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101068233A (zh) * | 2007-07-05 | 2007-11-07 | 华为技术有限公司 | 一种降低信号峰均比的方法和装置 |
| CN101374125A (zh) * | 2007-08-24 | 2009-02-25 | 大唐移动通信设备有限公司 | 一种降低峰均比的方法和装置 |
| CN101779504A (zh) * | 2007-06-19 | 2010-07-14 | 株式会社Ntt都科摩 | 基站装置和移动台装置以及同步信道发送方法 |
| US8416675B2 (en) * | 2008-09-30 | 2013-04-09 | Intel Corporation | Tone reservation techniques for reducing peak-to-average power ratios |
| CN105814856A (zh) * | 2013-11-26 | 2016-07-27 | 普鲁斯恩公司 | 用于射频载波聚合的系统和方法 |
-
2017
- 2017-07-25 CN CN201710611191.9A patent/CN107302516B/zh active Active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101779504A (zh) * | 2007-06-19 | 2010-07-14 | 株式会社Ntt都科摩 | 基站装置和移动台装置以及同步信道发送方法 |
| CN101068233A (zh) * | 2007-07-05 | 2007-11-07 | 华为技术有限公司 | 一种降低信号峰均比的方法和装置 |
| CN101374125A (zh) * | 2007-08-24 | 2009-02-25 | 大唐移动通信设备有限公司 | 一种降低峰均比的方法和装置 |
| US8416675B2 (en) * | 2008-09-30 | 2013-04-09 | Intel Corporation | Tone reservation techniques for reducing peak-to-average power ratios |
| CN105814856A (zh) * | 2013-11-26 | 2016-07-27 | 普鲁斯恩公司 | 用于射频载波聚合的系统和方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 蒋阳: "一种改进的降低MIMO-OFDM系统峰均比的联合算法", 《计算机应用研究》 * |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109787685A (zh) * | 2019-03-21 | 2019-05-21 | 东南大学 | 基于子载波预留的可见光ofdm系统自适应低峰比方法 |
| CN109787685B (zh) * | 2019-03-21 | 2022-02-15 | 东南大学 | 基于子载波预留的可见光ofdm系统自适应低峰比方法 |
| CN111352080A (zh) * | 2019-12-20 | 2020-06-30 | 湖北工业大学 | Papr和相似性约束下低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 |
| CN111352080B (zh) * | 2019-12-20 | 2021-04-27 | 湖北工业大学 | Papr和相似性约束下低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 |
| CN113093116A (zh) * | 2021-04-12 | 2021-07-09 | 东南大学 | 基于mimo-ofdm雷达通讯一体化的波形设计方法 |
| WO2023025133A1 (zh) * | 2021-08-27 | 2023-03-02 | 维沃移动通信有限公司 | 传输方法、装置、通信设备及计算机存储介质 |
| CN114114189A (zh) * | 2021-11-25 | 2022-03-01 | 江苏科技大学 | 一种nc-ce-ofdm的雷达通信一体化波形设计方法 |
| CN115174334A (zh) * | 2022-07-08 | 2022-10-11 | 南京邮电大学 | 雷达通信一体化信号的峰值平均功率比抑制方法及装置 |
| CN115499043A (zh) * | 2022-08-17 | 2022-12-20 | 西安电子科技大学 | 一种基于mimo-ofdm雷达通信共享信号的参数估计方法 |
| CN115499043B (zh) * | 2022-08-17 | 2024-06-28 | 西安电子科技大学 | 一种基于mimo-ofdm雷达通信共享信号的参数估计方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN107302516B (zh) | 2020-05-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN107302516A (zh) | 基于mimo‑ofdm的改进tr的papr抑制方法 | |
| Sengar et al. | Performance improvement in OFDM system by PAPR reduction | |
| US9391821B2 (en) | Method and apparatus for filter bank multi-carrier signal transmission and channel estimation | |
| US8054742B2 (en) | System and method for sidelobe suppression in communications systems | |
| US9014284B2 (en) | Peak-to-average power ratio (PAR) reduction based on active-set tone reservation | |
| CN102769595B (zh) | 降低apsk星座图调制papr的方法 | |
| CN110213191B (zh) | Fbmc-oqam定时及信道估计训练序列设计方法 | |
| CN111628955B (zh) | 双模多载波差分混沌移位键控调制方法及发射机 | |
| CN104394116A (zh) | 降低ofdm系统峰值功率的交替优化pts发射系统及方法 | |
| Shaheen et al. | PAPR reduction of FBMC/OQAM systems based on combination of DST precoding and A-law nonlinear companding technique | |
| CN105022034B (zh) | 集中式mimo雷达的发射ofdm波形的优化设计方法 | |
| TWI703842B (zh) | 基於離散哈特利轉換之濾波器組多載波通訊系統 | |
| CN106506431A (zh) | 联合峰均比抑制与脉冲熄灭的ofdm系统脉冲干扰抑制的方法 | |
| CN107135057A (zh) | 一种基于零拖尾dft拓展的高效频分复用波形生成方法 | |
| CN110071890B (zh) | 一种低峰均比fbmc-oqam信号处理方法和系统 | |
| CN101989971B (zh) | 一种带外功率抑制方法及装置 | |
| CN105516031A (zh) | 一种快跳频系统的信道估计和信道均衡方法 | |
| CN107360112A (zh) | 基于零拖尾dft拓展的高谱效分复用通信方法 | |
| Ramavath et al. | Theoretical analysis of the PAPR for DFT spreading based FBMC | |
| CN115225443B (zh) | 载波循环移位方法和循环移位光滤波器组多载波系统 | |
| Shang et al. | A method for reducing PAPR of OTFS radar communication integrated signal | |
| Baig et al. | A low PAPR universal filtered multi-carrier system for 5G machine type communications | |
| KR101215932B1 (ko) | 부가적 맵핑 시퀀스를 이용한 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 최대전력 대 평균전력 비 감소 방법 및 이를 위한 장치 | |
| CN110581819B (zh) | 一种降低papr的方法、装置、电子设备及存储介质 | |
| CN102111373B (zh) | 峰均比抑制方法及其装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |