CN107508774B - 联合信道表示和波束设计的毫米波mimo信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种联合信道表示和波束设计的毫米波MIMO信道估计方法，包括：步骤1，分别通过N_R和N_T点离散傅里叶变换基线性表示接收端天线阵的响应矩阵和发送端天线阵的导引矩阵得到

矩阵和逆

矩阵；其中N_R和N_T分别表示接收端和发送端天线数；步骤2，联合信道表示和导频波束设计，在能够有发送端的导频预编码矩阵右乘逆

矩阵为单位矩阵，且能够有接收端导频合并矩阵的共轭转置矩阵左乘

矩阵为单位矩阵的情况下，执行步骤3；步骤3，将接收导频信号左右分别与

矩阵和逆

矩阵相乘估计出信道矩阵。该方法具有计算复杂度低的优点，并克服了现有毫米波MIMO系统压缩信道感知方法由于角度量化误差导致的估计性能不高问题。

Description

联合信道表示和波束设计的毫米波MIMO信道估计方法

技术领域

本发明涉及毫米波多输入多输出(multiple-input multiple-output，MIMO)系统的信道估计的领域，具体地，涉及联合信道表示和导频波束设计的低复杂度信道估计方法。

背景技术

随着数字广播和射频识别等无线电业务的增多，社会各行业对无线电频谱资源的需求是日趋上升，有限的低频段频谱资源显得日益稀缺，未被充分利用的毫米波频段(30GHz和300GHz之间)受到了研究者的广泛关注。毫米波频段的波长短，从而大规模天线阵列所占的物理空间极小。基站和用户侧能通过大规模天线阵列所提供的波束增益补偿毫米波频段上相对较高的传播损耗。因此，结合大规模天线阵列和波束成形的毫米波MIMO是未来5G通信系统中一项核心支撑技术。

信道状态信息(Channel State Information,CSI)在现代宽带无线通信中扮演着极其重要的角色，发送端通常利用CSI，自适应地调整传输参数，如调制方式、发射功率、编码方式等。为了获得准确的CSI信息，需要对无线信道的状态信息进行估计。

现有挖据信道稀疏特性的一类信道估计方法是依据信道的射线追踪模型，信道的脉冲响应可由传输路径的发射角、到达角和路径增益等参数确定。一种直观和简单的估计主要路径发射角和到达角方法就是分别调整发射端和接收端的波束方向，按照特定的次序在角度域中进行扫描，并记录各种角度组合的接收信号强度，通过比较各种组合方向上信号强度的大小，估计出发射角和到达角。一种分层扫描训练波束的方案可避免穷举式扫描，其中在每一层中，发射角和接收角的扫描区域均被划分成K个不重叠的子区域。接收端的K个波束方向与发送端的K个波束方向一一配对，存在K²种组合。比较这些组合下接收信号的强度，从而可以估计出可用路径的发射角和接收角位于哪些子区域中。继而在下一层中，被选中的子区域又进一步被划分成K个子区域，并采用同样的方式选取最有可能存在主要路径的子区域。在该方案中，随着层数的增加，扫描区域越来越小。最终，当子区域的精度满足系统要求之后，停止扫描。

与利用训练波束在角度域上进行扫描不同，另一类基于信道空间稀疏特性的毫米波信道估计方法，直接利用压缩感知原理估计网格角度上的信道系数。网格角度可以看作角度域的量化，即用G个角度去量化发射角和接收角区间，从而G个量化发射角和G个量化接收角共有G²个角度组合，其中每一个角度组合都对应了一条路径的方向。以上两类信道估计方法充分挖掘了毫米波信道具有稀疏性的先验信息，能有效地减少导频符号的长度，但算法的计算复杂度仍然很高，例如，分层扫描方案需要多次迭代，压缩信道感知方案需要计算矩阵的Kronecker积及矩阵求逆运算。

发明内容

本发明的目的是提供一种低复杂度毫米波MIMO系统信道估计方法，该方法克服了现有毫米波MIMO系统压缩信道感知方法由于角度量化误差导致的估计性能不高，以及需要矩阵Kronecker积运算和矩阵求逆运算导致算法复杂度过高的问题。

为了实现上述目的，本发明提供联合信道表示和导频波束设计的低复杂度信道估计方法，该方法包括：

步骤1，分别通过N_R和N_T点离散傅里叶变换基线性表示接收端天线阵的响应矩阵和发送端天线阵的导引矩阵得到

矩阵和逆

矩阵；其中N_R和N_T分别表示接收端和发送端天线数；

步骤2，联合信道表示和导频波束设计，在能够有发送端的导频预编码矩阵右乘逆

矩阵为单位矩阵，且能够有接收端导频合并矩阵的共轭转置矩阵左乘

矩阵为单位矩阵的情况下，执行步骤3；

步骤3，将接收导频信号左右分别与

矩阵和逆

矩阵相乘估计出信道矩阵。

优选地，在步骤1中，分别通过N_R和N_T点离散傅里叶变换基线性表示接收端天线阵的响应矩阵和发送端天线阵的导引矩阵得到

矩阵和逆

矩阵的方法包括：

参数信道模型中发送端天线阵的导引矩阵和接收端天线阵的响应矩阵表示为：

其中，A_T在ULA天线阵时为A_T＝A_ULA,T＝[a_T(θ_t,1),…,a_T(θ_t,L)]，A_T在UPA天线阵时为

θ_t,l和

分别表示方位角和仰角，L表示无线传输路径的数目，发送端天线的导引矢量a_T(θ_t,l)和

在天线元素间隔为半个波长时可分别表示为

这里假定UPA天线阵安装在yz平面上，z轴方向有V根天线，y轴方向有U根天线，发送端天线数为N_T；

A_R、a_R(θ_r,l)和

分别具有与A_T、a_T(θ_t,l)和

相似的表达式，A_T,DFT和A_R,DFT分别为N_T×N_T和N_R×N_R维的DFT矩阵。

优选地，在步骤2中，

联合表示信道的DFT基设计导频波束预编码矩阵和合并矩阵的方法包括：预设采用模数混合预编码结构的毫米波MIMO系统；

发送端天线数为N_T，接收端天线数为N_R，可同时发送和接收N_S路数据流；N_T×N_S维混合预编码器F_T由N_T×N_RF维模拟预编码器F_RF和N_RF×N_S维数字基带预编码器F_BB串联构成，即F_T＝F_RFF_BB，N_S≤N_RF≤min(N_T,N_R)，F_RF由模拟移相器实现；

接收端N_R×N_S维合并器W_R具有与发送端F_T相似的结构，即W_R＝W_RFW_BB，N_R×N_RF维矩阵W_RF为模拟合并器部分，N_RF×N_S维矩阵W_BB为数字基带合并器部分；

在窄带慢衰落场景里，若合并器采用第j个波束w_j，预编码器采用第i个波束f_i，则此时接收信号可表示为

其中，s_i表示导频信号，且

P表示导频信号功率；N_R×1维噪声n_i中元素服从均值为0、方差为

的复高斯分布，H表示信道矩阵，且参数化无线信道矩阵H可表示为(以ULA天线阵为列)

其中，

α_l表示第l条路径的复数增益；

接收端和发送端采用UPA天线阵时的信道矩阵具有与ULA相同表达形式，仅需用

和

分别替换a_R(θ_r,l)和a_T(θ_t,l)；

在发送导频训练序列阶段，假若接收端共采用

个波束w_j，

发送端共采用

个波束f_i，

且

和

均是N_S的整数倍，即

和

从而，接收的导频训练信号可表示为

Y＝W^HHFS+W^HN，

其中，

和

接收的导频训练信号可进一步表示为

其中，

从而可运用

和

是DFT矩阵的这一先验信息去设计波束合并矩阵W和波束预编码矩阵F使得

即

优选地，在步骤3中，将输入的接收导频信号左右分别与

矩阵和逆

矩阵相乘估计出信道矩阵的方法包括，

步骤31，输入接收导频信号Y；

步骤32，通过如下公式计算估计出信道矩阵：

通过上述技术方案，本发明提供的联合信道表示和导频波束设计的毫米波MIMO系统信道估计方法，计算复杂度低，不需要矩阵求逆运算，且能够消除估计性能受限于角度量化误差的问题。

本发明的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

附图是用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本发明，但并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是说明本发明的一种毫米波MIMO系统联合信道表示和导频波束设计的低复杂度信道估计方法的流程图；

图2是说明本发明的ULA天线阵场景应用本发明提供的信道估计方法与最小二乘信道估计方法和基于OMP的压缩信道感知方法的归一化均方误差对比图；

图3是说明本发明的信道估计方法及基于OMP的压缩信道感知方法应用于ULA和UPA天线阵时的归一化均方误差曲线图；

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。

本发明提供一种毫米波MIMO系统联合信道表示和导频波束设计的低复杂度信道估计方法，该低复杂度信道估计方法包括：

步骤1，分别通过N_R和N_T点离散傅里叶变换基线性表示接收端天线阵的响应矩阵和发送端天线阵的导引矩阵得到

矩阵和逆

矩阵；其中N_R和N_T分别表示接收端和发送端天线数；

步骤2，联合信道表示和导频波束设计，在能够有发送端的导频预编码矩阵右乘逆

矩阵为单位矩阵，且能够有接收端导频合并矩阵的共轭转置矩阵左乘

矩阵为单位矩阵的情况下，执行步骤3；

步骤3，将接收导频信号左右分别与

矩阵和逆

矩阵相乘估计出信道矩阵。

与现有基于正交匹配追踪的压缩信道感知方法相比，本发明提供的联合信道表示和导频波束设计的毫米波MIMO系统信道估计方法，计算复杂度低，无需矩阵求逆运算，且能够消除估计性能受限于角度量化误差的问题。

为了更好的理解本发明实施例的内容，首先详细介绍本发明实施例的系统模型。

考虑一个采用模数混合预编码结构的毫米波MIMO系统，其发送端天线数为N_T，接收端天线数为N_R，发送端可同时发送N_S路数据流，接收端也可同时接收N_S路数据流。N_T×N_S维混合预编码器F_T由N_T×N_RF维模拟预编码器F_RF和N_RF×N_S维数字基带预编码器F_BB串联构成，即F_T＝F_RFF_BB，这里N_S≤N_RF≤min(N_T,N_R)。F_RF由模拟移相器实现，即其元素具有相同模值。接收端N_R×N_S维合并器W_R具有与发送端F_T相似的结构，即W_R＝W_RFW_BB，N_R×N_RF维矩阵W_RF为模拟合并器部分，N_RF×N_S维矩阵W_BB为数字基带合并器部分。

在窄带慢衰落场景里，若合并器采用第j个波束w_j，预编码器采用第i个波束f_i，则此时接收信号可表示为

其中s_i表示导频信号，且

P表示导频信号功率。N_R×1维噪声n_i中元素服从均值为0、方差为

的复高斯分布，H表示信道矩阵，且参数化无线信道矩阵H可表示为(以ULA天线阵为列)

这里

α_l表示第l条路径的复数增益。接收端和发送端采用UPA天线阵时的信道矩阵具有与ULA相同表达形式，仅需用

和

分别替换a_R(θ_r,l)和a_T(θ_t,l)。

在发送导频训练序列阶段，假若接收端共采用

个波束w_j，

发送端共采用

个波束f_i，

且

和

均是N_S的整数倍，即

和

从而，接收的导频训练信号可表示为

Y＝W^HHFS+W^HN， (公式3)

这里

其中N_R×1维噪声n_i中元素是均值为0、方差为

的复高斯随机变量，

本发明实施例公开的一种毫米波MIMO系统联合信道表示和导频波束设计的低复杂度信道估计方法，主要包括如下步骤：

步骤一、通过离散傅里叶变换基(DFT)线性表示参数信道模型中发送端的天线导引矢量和接收端的天线响应矢量。参数信道模型中发送端天线导引矩阵和接收端天线响应矩阵可表示为

其中，A_T在ULA天线阵时为A_T＝A_ULA,T＝[a_T(θ_t,1),…,a_T(θ_t,L)]，在UPA天线阵时为

θ_t,l和

分别表示方位角和仰角，L表示无线传输路径的数目，发送端天线的导引矢量a_T(θ_t,l)和

在天线元素间隔为半个波长时可分别表示为

这里假定UPA天线阵安装在yz平面上，z轴方向有V根天线，y轴方向有U根天线，发送端天线数为N_T。A_R、a_R(θ_r,l)和

分别具有与A_T、a_T(θ_t,l)和

相似的表达式，

和

分别为N_T×N_T和N_R×N_R维的DFT矩阵。

步骤二、联合表示信道的DFT变换基设计导频波束预编码矩阵及合并矩阵。引入步骤一中的天线导引和响应矩阵线性表示之后，(公式3)中的接收的导频训练信号可进一步表示为

其中

从而可运用

和

是DFT矩阵的这一先验信息去设计波束合并矩阵W和波束预编码矩阵F使得

步骤三、将接收信号左右分别与

和逆

矩阵相乘可直接估计出信道矩阵。在接收端估计信道响应矩阵的具体步骤可归纳如下：

①输入：接收导频信号Y，线性表示发送端天线引导矢量和接收端天线响应矢量的DFT基

和

②计算并输出

本发明提供毫米波MIMO系统的一种低复杂度信道估计方法。提供的方法联合线性表示天线导引(响应)矩阵的DFT基设计导频波束矩阵，提供的信道估计方法能够直接通过将接收信号左右分别乘以

和逆

矩阵快速地估计出信道矩阵。该方法计算复杂度低，易于实现。

为了验证本发明方法的有效性与相比现有方法的优势，做了如下仿真对比试验。所考虑的场景系统参数是：N_RF＝16，N_s＝4。表一是本发明提供的信道估计方法与最小二乘信道估计方法(least square,LS)及基于正交匹配追踪(orthogonal matching pursuit,OMP)的压缩信道感知方法的计算复杂度，其中基于OMP的压缩信道感知方法的复杂度是以角度量化数为N_T时计算的结果。图2为N_T＝N_R＝64时发送端和接收端均安装ULA天线阵的场景里运用联合信道表示和导频波束设计的低复杂度信道估计方法(标记为本发明提供的信道估计方法)与LS及基于OMP的压缩信道感知方法的归一化均方误差对比图，从图中可以看出本发明提供的信道估计方法的性能优于OMP压缩信道感知方法及采用随机导频波束的LS方法。图3为N_T＝N_R＝256时发送端和接收端均安装UPA天线阵或ULA天线阵的场景里应用本发明提供方法及基于OMP压缩感知方法的归一化均方误差对比图。在相同的无线信道场景里，从图3可以看出本发明提供的信道估计方法在ULA和UPA天线阵的估计性能是相同的，且其估计性能优于基于OMP的压缩信道感知方法。

下述的表为几种信道估计方法的计算复杂度

以上结合附图详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本发明的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合，为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本发明的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明的思想，其同样应当视为本发明所公开的内容。

Claims (1)

1.一种联合信道表示和波束设计的毫米波MIMO信道估计方法，其特征在于，该方法包括：

步骤1，分别通过N_R和N_T点离散傅里叶变换基线性表示接收端天线阵的响应矩阵和发送端天线阵的导引矩阵得到

矩阵和逆

矩阵；其中N_R和N_T分别表示接收端和发送端天线数；

其中，所述分别通过N_R和N_T点离散傅里叶变换基线性表示接收端天线阵的响应矩阵和发送端天线阵的导引矩阵得到

矩阵和逆

矩阵的方法包括：

参数信道模型中发送端天线阵的导引矩阵和接收端天线阵的响应矩阵表示为：

其中，A_T在ULA天线阵时为A_T＝A_ULA,T＝[a_T(θ_t,1),…,a_T(θ_t,L)]，A_T在UPA天线阵时为

和

分别表示A_T和A_R在

和

基的线性表示系数矩阵，θ_t,l和

分别表示方位角和仰角，L表示无线传输路径的数目，发送端天线的导引矢量a_T(θ_t,l)和

在天线元素间隔为半个波长时可分别表示为

这里假定UPA天线阵安装在yz平面上，z轴方向有V根天线，y轴方向有U根天线，发送端天线数为N_T；

对应地，A_R在ULA天线阵时为A_R＝A_ULA,R＝[a_R(θ_r,1),...,a_R(θ_r,L)]，A_R在UPA天线阵时为

θ_r,l和

分别表示方位角和仰角，L表示无线传输路径的数目，接收端第l条路径的响应矢量a_R(θ_r,l)和

在天线元素间隔为半个波长时可分别表示为

这里假定UPA天线阵安装在yz平面上，z轴方向有Q根天线，y轴方向有P根天线，接收端天线数为N_R＝P×Q；

步骤2，联合信道表示和导频波束设计，在能够有发送端的导频波束预编码矩阵右乘逆

矩阵为单位矩阵，且能够有接收端导频合并矩阵的共轭转置矩阵左乘

矩阵为单位矩阵的情况下，执行步骤3；

其中，在步骤2中，联合信道表示的离散傅里叶变换基DFT设计导频波束预编码矩阵和导频合并矩阵的方法包括：预设采用模数混合预编码结构的毫米波MIMO系统；

发送端天线数为N_T，接收端天线数为N_R，可同时发送和接收N_S路数据流；N_T×N_S维模数混合预编码器F_T由N_T×N_RF维模拟预编码器F_RF和N_RF×N_S维数字基带预编码器F_BB串联构成，即F_T＝F_RFF_BB，N_S≤N_RF≤min(N_T,N_R)，F_RF由模拟移相器实现；

接收端N_R×N_S维模数混合合并器W_R具有与发送端F_T相似的结构，即W_R＝W_RFW_BB，N_R×N_RF维矩阵W_RF为模拟合并器部分，N_RF×N_S维矩阵W_BB为数字基带合并器部分；

在窄带慢衰落场景里，若模数混合合并器采用第j个波束w_j，模数混合预编码器采用第i个波束f_i，则此时接收信号可表示为

其中，s_i表示导频信号，且

P表示导频信号功率；N_R×1维噪声n_i中元素服从均值为0、方差为

的复高斯分布，H表示信道矩阵，且所述信道矩阵H可表示为

其中，

α_l表示第l条路径的复数增益；

接收端和发送端采用UPA天线阵时的信道矩阵具有与ULA相同表达形式，仅需用

和

分别替换a_R(θ_r,l)和a_T(θ_t,l)；

在发送导频训练序列阶段，假若接收端共采用

个波束w_j，

发送端共采用

个波束f_i，

且

和

均是N_S的整数倍，即

和

从而，接收的导频训练信号可表示为

Y＝W^HHFS+W^HN，

其中，

和

W_R,i为第i个模数混合合并矩阵

F_T,j为第j个模数混合预编码矩阵

S为发送信号矩阵，N为噪声矩阵；

接收的导频训练信号可进一步表示为

其中，

从而可运用

和

是DFT矩阵的这一先验信息去设计所述导频合并矩阵W和所述导频波束预编码矩阵F使得

即

其中，

为N_R点的单位矩阵，

为N_T点的单位矩阵；

步骤3，将接收的导频训练信号左右分别与

矩阵和逆

矩阵相乘估计出信道矩阵；

其中，在步骤3中，将接收的导频训练信号左右分别与

矩阵和逆

矩阵相乘估计出信道矩阵的方法包括：

步骤31，输入接收的导频训练信号Y；

步骤32，通过如下公式计算估计出信道矩阵：

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