CN107478896A - 一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法，包括电流的采样、改进锁频环FLL的锁频、谐波电流的分离，该方法是基于级联广义积分器并结合自适应锁频环快速准确的对各次谐波电流进行分离，该谐波电流检测方法中的谐波解耦网络模块HDN通过级联广义积分器构造低通系统，不仅具有滤波、改善锁频的功能，而且该环节不引入低通滤波器，提高了检测的实时性。同时利用改进的锁频环FLL结构在线跟踪频率的变化。本发明方法的谐波解耦网络模块HDN结构简单，实现算法简单，运行速度快，减少了检测环节所需的时间，提高谐波检测的精度，更利于对后续的谐波治理，提高电网的电能质量。

Description

一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法
技术领域
本发明属于电力电子控制技术领域，特别涉及一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法。
背景技术
随着电力电子器件使用的越来越多，供电系统的谐波污染日趋严重，危害系统和各类电器的正常稳定运行。因此谐波治理得到越来越大的重视，对于谐波治理首先需要解决的是谐波的检测。
较常见的谐波检测算法主要包括傅里叶FFT分解的算法、基于瞬时无功理论的ip—iq算法、基于Park变换的d—q算法、基于自适应噪声相消原理的自适应谐波电流检测算法等。FFT算法具有较高的检测精度，能够准确获得各次谐波分量的信息，但是检测速度较慢，需要存储至少半个周期的数据量，且对电网基波频率的波动很敏感，因此不适合在有源滤波器等实时的补偿装置中使用。基于瞬时无功理论的ip—iq算法虽然能对谐波电流进行实时检测，但是仅适用于三相三线制系统，而且由于其中采用了低通滤波器，存在响应速度慢、相位偏移等缺点。基于Park变换的d—q算法需要经过多次空间变换、算法实现较复杂，因此使用的并不是很多。一些较新颖的谐波电流检测算法，如神经网络和遗传算法等，虽然某些特征较优越，但是设计和实现过程较复杂，所以也没有得到大范围的应用。
发明内容
本发明的目的是提出一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法，通过级联广义积分器(CGI)构造低通系统，不仅具有滤波、改善锁频的功能，而且该环节不引入低通滤波器，提高了检测的实时性。同时利用改进的FLL结构在线跟踪频率的变化，提高谐波检测的精度，有利于对电力系统中的谐波治理，提高电力系统的电能质量。
为了实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：
一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法，包括如下几个步骤：
步骤(1)、电流采样：通过传感器采样变换器输出的三相电流得到三相电流采样值ia、ib和ic；
步骤(2)、坐标变换：将步骤(1)采样到的三相电流ia、ib和ic通过Clack变换得到静止坐标系下的两相电流iα和iβ；
步骤(3)、谐波解耦：采用谐波解耦网络模块HDN和估测的电网基波的角频率对步骤(2)得到的静止坐标系下的两相电流iα和iβ分别进行解耦，获得对应的谐波电流；
步骤(4)、电网频率估测：根据基波级联广义积分器CGI-1输出的基波电流，通过改进的锁频环FLL，获得所估测的电网基波的角频率。
所述步骤(1)包括如下步骤：
步骤(1.1)：通过电流霍尔传感器将需要检测的电流量转换为电压量；
步骤(1.2)：通过信号调理电路将步骤(1.1)所得电压量调理成0-3V的电压信号；
步骤(1.3)：将步骤(1.2)所得的电压信号输入到DSP中的ADC转换单元；
步骤(1.4)：DSP中的ADC转换单元输出电流，对该电流进行采集。
所述步骤(2)的Clack变换为：
式(1)中，ia、ib和ic分别为步骤(1)采样到的三相电流；iα和iβ分别为Clack变换后所得的静止坐标系下的两相电流；其中C3/2为变换矩阵。
所述步骤(3)包括如下步骤：
步骤(3.1)：所述谐波解耦网络模块HDN是协同工作的多个不同滤波频率的级联广义积分器CGI并联组成的网络，在谐波解耦网络模块HDN中，对于第x次谐波的级联广义积分器CGI-x，其频率输入量为xω'由步骤(4)所估测的电网基波的角频率ω'与谐波次数x相乘得到，其中增益kx由基波增益k1除于谐波次数x得到；
步骤(3.2)：将步骤(2)变换得到的两相电流iα和iβ分别输入到其频率输入量为xω'的级联广义积分CGI-x支路中，则得到第x次谐波ixα、ixβ；其他次谐波电流的获取与第x次谐波电流的获取同理。
所述步骤(4)电网基波的角频率ω'的估测方式步骤如下：
步骤(4.1)：根据基波级联广义积分器CGI-1输出的基波i1和基波级联广义积分器CGI-1的TOGI模块输出的中间过渡量iT1，计算误差信号e＝iΤ1-i1；
步骤(4.2)：将步骤(4.1)所得误差信号e和基波级联广义积分器CGI-1输出电流id1相乘后得到的量先经过参数a整定，然后再通过积分环节得到角速度偏差值Δω；其中，电流id1是幅值与基波i1相等、而相位超前i190°的电流；
步骤(4.3)：在步骤(4.2)得到的角速度偏差值Δω上加上ω0，其中ω0＝2π*50，得到所估测的电网基波的角频率ω'。
本发明的优点：
1.本发明的检测方法是基于级联广义积分器构成的谐波解耦网络模块HDN进行谐波检测，其中每个谐波分量的检测模块都是独立的，互相不受影响，而且每个模块都是同时运行的，因而可以快速检测出谐波电流；谐波解耦网络模块HDN通过级联广义积分器构造低通系统，不仅具有滤波、改善锁频的功能，而且不引入低通滤波器，提高了检测的实时性。同时利用改进的锁频环FLL结构在线跟踪频率的变化。提高谐波检测的精度，更利于对后续的谐波治理，提高电网的电能质量。
2.本发明所构造的谐波检测网络相对传统的谐波电流检测网络更简单，算法实现更简单，能减少运算时间和存储空间。
附图说明
图1是本发明谐波电流检测方法的流程图。
图2是本发明谐波解耦网络模块HDN的结构框图。
图3是图2中一个级联广义积分器CGI的结构框图。
图4是图3中二阶广义积分器SOGI和三阶广义积分器TOGI的结构模型图。
图5是本发明检测方法中锁频环FLL结构框图。
图6是本发明实施例输入电流的曲线图。
图7是图6的输入电流经本发明检测方法检测的基波电流的曲线图。
图8是图6的输入电流经本发明检测方法检测的二次谐波电流的曲线图。
图9是图6的输入电流经本发明检测方法检测的三次谐波电流的曲线图。
图10是图6的输入电流经本发明检测方法检测的四次谐波电流的曲线图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。
一种基于级联广义积分器(CGI)的频率自适应谐波电流检测方法，如图1所示，首先采样变流器输出的三相谐波电流分别得到三相电流ia、ib和ic，具体步骤是：
步骤(1.1)：通过电流霍尔传感器将需要检测的电流量转换为电压量；
步骤(1.2)：通过信号调理电路将步骤(1.1)所得电压量调理成0-3V的电压信号；
步骤(1.3)：将步骤(1.2)所得的电压信号输入到DSP中的ADC转换单元；
步骤(1.4)：DSP中的ADC转换单元输出电流，对该电流进行采集分别得到三相电流ia、ib和ic。
将所得的三相电流ia、ib和ic进行Clack变换，得到静止坐标系下的两相电流iα和iβ。Clack变换公式如下：
式(1)中，ia、ib和ic分别为步骤(1)采样到的三相电流；iα和iβ分别为Clack变换后所得的静止坐标系下的两相电流；其中C3/2为变换矩阵。
谐波解耦：采用谐波解耦网络模块HDN和估测的电网基波的角频率对上述所得到的静止坐标系下的两相电流iα和iβ进行谐波解耦，得到谐波电流。
根据图2所示，本发明的谐波解耦网络模块HDN是协同工作的多个不同滤波频率的级联广义积分器CGI组成的网络，由n个级联广义积分器CGI并联构成，每个级联广义积分器都是相互独立的，互相不受影响，可以单独进行相应次的谐波检测。该谐波解耦网络模块HDN相对于传统的谐波检测环节结构简单，因此用DSP实现该功能的算法简单，算法运行的速度快，而且节省了DSP的存储空间。
首先每个级联广义积分器CGI根据自己需检测的相应次谐波，设置对应的控制参数。对于第x次谐波检测的级联广义积分器CGI-x这一支路而言，其频率输入量为xω'由锁频环的输出量ω'与谐波次数x相乘得到，其中增益kx由基波增益k1除于谐波次数x得到。将电流iα输入到第x次谐波的级联广义积分器CGI-x，则第x次谐波的级联广义积分器CGI-x输出相应的第x次谐波ixα。同理得到ixβ。其他次谐波电流的获取与第x次谐波电流的获取同理。
如图3所示，级联广义积分器是由三阶广义积分器交叉对消(third-ordergeneral-integrator orthogonal signal generator,TOGI-OSG)和二阶广义积分器(second general-integrator,SOGI)级联构成的级联广义积分器。其中的角频率ω和v为该级联广义积分器的两个输入信号；vd1和vq1为该级联广义积分器的输出信号；vd和vq是中间过渡信号。
构成级联广义积分器CGI中的SOGI模块和TOGI模块的结构，如图4所示，其中角频率ω和v共同为SOGI模块和TOGI模块的两个输入信号；v1和v2为SOGI模块的输出信号；v1、v2和v3分别为TOGI模块的输出信号；k为滤波器的增益。根据图4可得SOGI和TOGI这两个模块的相应的输出量与输入量之间的传递函数为：
其中式(2)中的传递函数H1(s)可当成一个由增益k决定带宽的带通滤波器，k越小带通选择性越好；式(3)中的传递函数H2(s)可当成一个低通滤波器；式(4)中的传递函数H3(s)可当成一个陷波器。
假设图4中的输入信号v为含有直流分量A0，幅值为A，角频率为ω的交流信号，其表达式为：
v(t)＝A0+Asin(ωt) (5)
那么其相应的三个输出信号分别为：
v1(t)＝Asin(ωt) (6)
v2(t)＝kA0-Acos(ωt) (7)
v3(t)＝kA0 (8)
可见，v1(t)为不含直流分量且与输入信号的交流分量同频同幅；v2(t)含直流分量且与输入信号同幅，但相位滞后90°；v3(t)仅含直流分量。
那么根据上面的分析可以得出图3的级联广义积分器CGI四个输出量与输入量之间的传递函数为：
其中式(9)中的传递函数Hd(s)可当成一个由增益k决定带宽的带通滤波器，k越小带通选择性越好；式(10)中的传递函数Hq(s)也可当成一个由增益k决定带宽的带通滤波器；k越小带通选择性越好；式(11)中的传递函数Hd1(s)可看成两个带通滤波器级联构成的带通滤波器；式(12)中的传递函数Hq1(s)可看成一个带通滤波器与一个低通滤波器级联构成的低通滤波器。
根据上面的分析，当输入信号v满足式(6)，那么级联广义积分器CGI在此输入信号的情况下的两个输出信号分别为：
vd1(t)＝Acos(ωt) (13)
vq1(t)＝Asin(ωt) (14)
可见vq1不含直流分量且与输入信号中相应频率的交流分量同频同幅；vd1与vq1正交且超前90°。
电网基波的角频率的估测方法：如图5所示，该锁频环FLL有三个输入：给定角频率ω0、误差信号e、基波级联广义积分器CGI-1输出的电流id1。其中ω0＝2π*50；误差信号e是由基波的级联广义积分器CGI-1输出的基波i1和中间过渡量iT1相减得到，中间过渡量iT1是由基波的级联广义积分器CGI-1的TOGI模块输出。电流id1是幅值与基波i1相等、而相位超前i190°的电流。
然后将误差信号e和电流id1相乘后先经过参数a整定，然后再通过积分环节得到角速度偏差值Δω。最后在偏差Δω上加上ω0，得到估测的电网基波的角频率ω'，作为基波的级联广义积分器CGI-1的频率输入量ω'。
该锁频环FLL的结构中不包含PI环节，只有一个比例系数a需要整定；而且该锁频环FLL不像传统的锁频环需要用到三角函数才能进行频率的估算，能在线跟踪频率的变化，提高谐波检测的精度。
如图6所示，输入电流i，通过本发明的级联广义积分器CGI，检测出的谐波如图7至图10所示。

Claims (5)

1.一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法，其特征在于：包括如下几个步骤：
步骤(1)、电流采样：通过传感器采样变换器输出的三相电流得到三相电流采样值ia、ib和ic；
步骤(2)、坐标变换：将步骤(1)采样到的三相电流ia、ib和ic通过Clack变换得到静止坐标系下的两相电流iα和iβ；
步骤(3)、谐波解耦：采用谐波解耦网络模块HDN和估测的电网基波的角频率对步骤(2)得到的静止坐标系下的两相电流iα和iβ分别进行解耦，获得对应的谐波电流；
步骤(4)、电网频率估测：根据基波级联广义积分器CGI-1输出的基波电流，通过改进的锁频环FLL，获得所估测的电网基波的角频率。
2.如权利要求1所述的一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法，其特征是，所述步骤(1)包括如下步骤：
步骤(1.1)：通过电流霍尔传感器将需要检测的电流量转换为电压量；
步骤(1.2)：通过信号调理电路将步骤(1.1)所得电压量调理成0-3V的电压信号；
步骤(1.3)：将步骤(1.2)所得的电压信号输入到DSP中的ADC转换单元；
步骤(1.4)：DSP中的ADC转换单元输出电流，对该电流进行采集。
3.如权利要求1所述的一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法，其特征是，所述步骤(2)的Clack变换为：
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式(1)中，ia、ib和ic分别为步骤(1)采样到的三相电流；iα和iβ分别为Clack变换后所得的静止坐标系下的两相电流；其中C3/2为变换矩阵。
4.如权利要求1所述的一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法，其特征是，所述步骤(3)包括如下步骤：
步骤(3.1)：所述谐波解耦网络模块HDN是协同工作的多个不同滤波频率的级联广义积分器CGI并联组成的网络，在谐波解耦网络模块HDN中，对于第x次谐波的级联广义积分器CGI-x，其频率输入量为xω'由步骤(4)所估测的电网基波的角频率ω'与谐波次数x相乘得到，其中增益kx由基波增益k1除于谐波次数x得到；
步骤(3.2)：将步骤(2)变换得到的两相电流iα和iβ分别输入到其频率输入量为xω'的级联广义积分CGI-x支路中，则得到第x次谐波ixα、ixβ；其他次谐波电流的获取与第x次谐波电流的获取同理。
5.如权利要求4所述的一种基于级联广义积分器的频率自适应谐波电流检测方法，其特征是，所述步骤(4)电网基波的角频率ω'的估测方式步骤如下：
步骤(4.1)：根据基波级联广义积分器CGI-1输出的基波i1和基波级联广义积分器CGI-1的TOGI模块输出的中间过渡量iT1，计算误差信号e＝iΤ1-i1；
步骤(4.2)：将步骤(4.1)所得误差信号e和基波级联广义积分器CGI-1输出电流id1相乘后得到的量先经过参数a整定，然后再通过积分环节得到角速度偏差值Δω；其中，电流id1是幅值与基波i1相等、而相位超前i190°的电流；
步骤(4.3)：在步骤(4.2)得到的角速度偏差值Δω上加上给定角频率ω0，其中ω0＝2π*50，得到所估测的电网基波的角频率ω'。
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