CN107431452A - 电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法 - Google Patents

电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN107431452A
CN107431452A CN201680012728.3A CN201680012728A CN107431452A CN 107431452 A CN107431452 A CN 107431452A CN 201680012728 A CN201680012728 A CN 201680012728A CN 107431452 A CN107431452 A CN 107431452A
Authority
CN
China
Prior art keywords
electrical angle
brushless motor
degree
control unit
motor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680012728.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107431452B (zh
Inventor
星野隆
岩崎保
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsuba Corp
Original Assignee
Mitsuba Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2015080769A external-priority patent/JP6516537B2/ja
Priority claimed from JP2015080770A external-priority patent/JP6498501B2/ja
Application filed by Mitsuba Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Mitsuba Electric Manufacturing Co Ltd
Publication of CN107431452A publication Critical patent/CN107431452A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107431452B publication Critical patent/CN107431452B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time
    • H02P6/153—Controlling commutation time wherein the commutation is advanced from position signals phase in function of the speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/17—Circuit arrangements for detecting position and for generating speed information
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/11—Sinusoidal waveform
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/13—Different type of waveforms depending on the mode of operation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

本发明的电动机驱动装置中，无刷电动机(11)具有三相的电动机结构，霍尔传感器(12)对无刷电动机(11)的动作时的磁通变化的信号进行检测，控制部(13)基于磁通变化的信号求出无刷电动机(11)的转子转速，即使转子转速发生变化，也对规定的电气角进行计算，并使栅极驱动器(14)输出在规定的电气角对无刷电动机(11)的各相的通电时刻进行切换的PWM信号，逆变器(15)基于PWM信号，使向无刷电动机(11)的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。

Description

电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法
技术领域
本发明涉及电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法。
本申请基于2015年4月10日向日本提出的专利申请2015-080769号以及2015年4月10日向日本提出的专利申请2015-080770号主张优先权，并在此处援引其内容。
背景技术
使电动机的定子线圈电压呈正弦波状变化的正弦波驱动与使电动机的定子线圈电压呈矩形波状变化的矩形波驱动相比，具有低噪声、低振动的特征。为了进行正弦波驱动，需要昂贵的绝对角度传感器(旋转变压器等)。在不使用绝对角度传感器的情况下(例如使用霍尔传感器时)，通过在霍尔传感器的输出间隔每经过一定时间(相当于对旋转变压器的输出值进行读取的采样时刻的时间)对转子位置进行推测，并切换通电时刻，从而虽然精度下降，但能进行正弦波驱动。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平9－121583号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，该情况下，从所设定的时间对转子位置进行推测的计算有可能变得复杂，处理负担有可能增加。此外，转子位置推测的计算误差有可能变大。此外，若为了减小误差，保持高分辨率的映射数据(SIN、COS等)，则所使用的存储器容量有可能增加。
此外，在推测转子位置并切换通电时刻的情况下，转子的转速越是上升(越是成为高转速)则通电时刻的切换时间间隔变得越短，高转速时的处理负担有可能增加。
本发明的方式提供一种能抑制对转子位置进行推测的计算中的处理负担的增加、以及高转速时的处理负担的增加的电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的一个实施方式中，电动机驱动装置包括无刷电动机、霍尔传感器、控制部、栅极驱动器以及逆变器，所述无刷电动机具有三相的电动机结构。所述霍尔传感器对所述无刷电动机的动作时的磁通变化的信号进行检测。所述控制部基于所述磁通变化的信号求出所述无刷电动机的转子转速，即使所述转子转速发生变化，也对规定的电气角进行计算，并使所述栅极驱动器输出在所述规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。所述逆变器基于所述PWM信号，使向所述无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
此外，在上述实施方式的电动机驱动装置中，所述控制部也可以通过将所述霍尔传感器的边缘间隔时间即电气角60度旋转时间除以60的约数从而计算所述规定的电气角，并从所述电气角60度旋转时间起每经过所述规定的电气角使所述PWM信号变化。
此外，在上述实施方式的电动机驱动装置中，所述控制部也可以具有对所述PWM信号的生成中使用的三角函数的值进行存储的表格。
在上述实施方式的电动机驱动装置中，所述控制部也可以设定所述规定的电气角，使得在规定的电气角计算出的控制次数分量与所述无刷电动机的谐振频率不一致。
另一个实施方式中，电动机驱动装置的控制方法为包括具有三相的电动机结构的无刷电动机、霍尔传感器、控制部、栅极驱动器以及逆变器的电动机驱动装置的控制方法。所述电动机驱动装置的控制方法包括：检测工序，该检测工序中，所述霍尔传感器对所述无刷电动机的动作时的磁通变化的信号进行检测；输出工序，该输出工序中，所述控制部基于所述磁通变化的信号求出所述无刷电动机的转子转速，即使所述转子转速发生变化，也对规定的电气角进行计算，并使所述栅极驱动器输出在所述规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号；以及供给工序，该供给工序中，所述逆变器基于所述PWM信号，使向所述无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
此外，另一个实施方式中，电动机驱动装置包括无刷电动机、霍尔传感器、控制部、栅极驱动器以及逆变器，所述无刷电动机具有三相的电动机结构。所述霍尔传感器对所述无刷电动机的动作时的磁通变化的信号进行检测。所述控制部基于所述磁通变化的信号求出所述无刷电动机的转子转速，根据所述转子转速的变化，计算多个规定的电气角，并从所述多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使所述栅极驱动器输出在所选择的规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。所述逆变器基于所述PWM信号，使向所述无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
此外，上述实施方式的电动机驱动装置中，所述多个规定的电气角具有第1规定的电气角与第2规定的电气角这2个规定的电气角，所述霍尔传感器的边缘间隔时间即电气角60度旋转时间所除以的规定数具有第1规定数与第2规定数这2个规定数。所述第2规定数是比所述第1规定数要小的值。所述控制部在所述转子转速小于预先设定的转子转速的情况下，也可以通过将所述电气角60度旋转时间除以所述第1规定数从而计算所述第1规定的电气角，并从所述电气角60度旋转时间起每经过所述第1规定的电气角使所述PWM信号变化。所述控制部在所述转子转速在预先设定的转子转速以上的情况下，也可以构成为通过将所述电气角60度旋转时间除以所述第2规定数从而计算所述第2规定的电气角，并从所述电气角60度旋转时间起每经过所述第2规定的电气角使所述PWM信号变化。
此外，在上述实施方式的电动机驱动装置中，所述控制部也可以具有对所述PWM信号的生成中使用的三角函数的值进行存储的表格。
此外，其他实施方式中，电动机驱动装置的控制方法中，该电动机驱动装置包括具有三相的电动机结构的无刷电动机、霍尔传感器、控制部、栅极驱动器以及逆变器，所述电动机驱动装置的控制方法包括：检测工序，该检测工序中，所述霍尔传感器对所述无刷电动机的动作时的磁通变化的信号进行检测；输出工序，该输出工序中，所述控制部基于所述磁通变化的信号求出所述无刷电动机的转子转速，根据所述转子转速的变化，计算多个规定的电气角，并从所述多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，并使所述栅极驱动器输出在所选择的规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号；以及供给工序，该供给工序中，所述逆变器基于所述PWM信号，使向所述无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
发明效果
根据本发明的方式，控制部基于磁通变化的信号计算转子的转速，即使该转速发生变化，也使栅极驱动器输出在规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。逆变器基于PWM信号，使向无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。由此，可以提供能抑制对转子位置进行推测的计算中的处理负担的增加的电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法。
此外，根据本发明的方式，控制部基于磁通变化的信号计算转子转速，根据转子转速的变化，计算多个规定的电气角，并从多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使栅极驱动器输出在所选择的规定的电气角对无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。逆变器基于PWM信号，使向无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。由此，可以提供能抑制对转子位置进行推测的计算中的处理负担的增加、以及高转速时的处理负担的增加的电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法。
附图说明
图1是示出电动机驱动装置的结构的图。
图2是电动机驱动装置的动作中的流程图。
图3是示出电动机驱动装置的动作的时序图。
图4是用于对电气角θ的设定方法进行说明的图。
图5是用于对驱动方式不同时的PWM占空比(PWM Duty)的转换方法进行说明的图。
图6是用于对切换驱动方式的方法进行说明的图。
图7是示出电动机驱动装置1的动作的时序图。
图8是示出电动机驱动装置1的动作的时序图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。图1是示出电动机驱动装置1的结构的图。图1所示的电动机驱动装置1包括无刷电动机11、霍尔传感器12、控制部13、栅极驱动器14、逆变器15以及直流电源16。
无刷电动机11是具有三相的电动机结构的电动机。无刷电动机11包括：卷绕有三相的电枢绕组即U相定子线圈、V相定子线圈及W相定子线圈的定子；以及具有多个磁极的永磁体转子。
此外，无刷电动机11中，在永磁体转子附近安装有霍尔传感器12。霍尔传感器12由对无刷电动机动作时的磁通变化的信号进行检测的3个U相霍尔传感器、V相霍尔传感器及W相霍尔传感器构成。U相霍尔传感器对永磁体转子磁极的切换进行检测，并将检测出的结果输出至控制部13，以作为高(H)或低(L)的2值信号即U相霍尔传感器信号。此外，V相霍尔传感器对永磁体转子磁极的切换进行检测，并将检测出的结果输出至控制部13，以作为H或L的2值信号即V相霍尔传感器信号。此外，W相霍尔传感器对永磁体转子磁极的切换进行检测，并将检测出的结果输出至控制部13，以作为H或L的2值信号即W相霍尔传感器信号。
控制部13基于U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号及W相霍尔传感器信号求出无刷电动机11的转子转速，即使转子转速发生变化，也对规定的电气角进行计算，并使栅极驱动器14输出在规定的电气角对无刷电动机11的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。
逆变器15基于PWM信号，使向无刷电动机11的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。直流电源16提供用于逆变器15对无刷电动机11的定子线圈进行电压供给的直流电压。
此处，对通电时刻进行说明。以往，例如在6极9槽三相无刷电动机中进行180度正弦波驱动时，由于通电时刻T固定，因此不得不从此处计算电气角θ。通电时刻T由下式求出，即：T＝电气角60度旋转时间÷60×电气角θ。此处，电气角60度旋转时间例如是U相霍尔传感器信号从L变化为H的时刻与W相霍尔传感器从H变化为L的时刻之间的时间。例如，电气角60度旋转时间为1.11ms时，求出转子的转速为3000rpm。因此，若将电气角60度旋转时间＝1.11ms、T＝0.1ms代入上式，则转子的转速为3000rpm时的电气角θ为5.4度。此外，电气角60度旋转时间为3.33ms时，求出转子的转速为1000rpm。因此，若将电气角60度旋转时间＝3.33ms、T＝0.1ms代入上式，则转子的转速为1000rpm时的电气角θ为1.8度。由此，若固定通电时刻T，则不得不根据转子的转速从该通电时刻T计算电气角θ。因此，以往，从通电时刻T对转子位置(电气角θ)进行推测的计算较为复杂，对转子位置进行推测的计算中的处理负荷有可能增加。
此外，在假设以分辨率1度对sin、cos的映射数据进行保持的情况下，最低也需要0～359度的360个数据，而且会产生0.4度、0.2度的计算误差。此外，例如若将分辨率设为0.1度，则需要10倍的3600个数据。
因此，本实施方式中，通电时刻T并不是以往那样的固定的时刻，而使其作为将电气角60度旋转时间除以规定数来求出的规定的电气角进行变化。即，若将电气角θ固定为规定的电气角，则能根据转子的转速决定通电时刻T。
例如，电气角60度旋转时间为3.33ms时，从霍尔传感器信号求出转子的转速为1000rpm。此时，若要将通电时刻设为0.555ms，则设为将电气角60度旋转时间除以作为规定数的6而得的规定的电气角(θ＝10度)即可。此外，电气角60度旋转时间为1.11ms时，从霍尔传感器信号求出转子的转速为3000rpm。此时，若要将通电时刻设为0.185ms，则设为将电气角60度旋转时间除以规定数6而得的规定的电气角(θ＝10度)。
由此，本实施方式中，其特征在于使通电时刻T作为将电气角60度旋转时间除以规定数来求出的规定的电气角进行变化。
因此，控制部13基于U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号及W相霍尔传感器信号求出无刷电动机11的转子转速，即使转子转速发生变化，也对规定的电气角进行计算，并使栅极驱动器14输出在所述规定的电气角对无刷电动机11的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。此外，控制部13通过将霍尔传感器12的边缘间隔时间即电气角60度旋转时间除以规定数，从而计算规定的电气角，并从电气角60度旋转时间起每经过规定的电气角使PWM信号变化。
下面，使用图2，首先说明控制部13如何决定规定的电气角、及如何从电气角60度旋转时间起每经过规定的电气角使PWM信号变化。图2是电动机驱动装置1的动作中的流程图。
控制部13对霍尔传感器信号(U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号以及W相霍尔传感器信号)的电平进行判定(步骤ST1)。
控制部13基于霍尔传感器信号的电平，确定磁极位置＝0，磁极位置＝60、磁极位置＝120、磁极位置＝180、磁极位置＝240、磁极位置＝300。
磁极位置＝0是电气角θ为0度～60度的范围。
控制部13在U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号以及W相霍尔传感器信号分别为H、L、H时，判定为磁极位置＝0。
磁极位置＝60是电气角θ为60度～120度的范围。
控制部13在U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号以及W相霍尔传感器信号分别为H、L、L时判定为磁极位置＝60。
磁极位置＝120是电气角θ为120度～180度的范围。
控制部13在U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号以及W相霍尔传感器信号分别为H、H、L时判定为磁极位置＝120。
磁极位置＝180是电气角θ为180度～240度的范围。
控制部13在U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号以及W相霍尔传感器信号分别为L、H、L时判定为磁极位置＝180。
磁极位置＝240是电气角θ为240度～300度的范围。
控制部13在U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号以及W相霍尔传感器信号分别为L、H、H时判定为磁极位置＝240。
磁极位置＝300是电气角θ为300度～360度的范围。
控制部13在U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号以及W相霍尔传感器信号分别为L、L、H时判定为磁极位置＝300。
控制部13获取传感器边缘间隔时间(步骤ST2)。
控制部13在磁极位置＝0时从霍尔传感器信号(U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号以及W相霍尔传感器信号)获取传感器边缘间隔时间(电气角60度旋转时间)。
控制部13基于U相霍尔传感器信号从L变化为H的时刻与W相霍尔传感器从H变化为L的时刻之间的时间，获取磁极位置＝0的传感器边缘间隔时间。
控制部13基于W相霍尔传感器信号从H变化为L的时刻与V相霍尔传感器从L变化为H的时刻之间的时间，获取磁极位置＝60的传感器边缘间隔时间。
控制部13基于V相霍尔传感器信号从L变化为H的时刻与U相霍尔传感器从H变化为L的时刻之间的时间，获取磁极位置＝120的传感器边缘间隔时间。
控制部13基于U相霍尔传感器信号从H变化为L的时刻与W相霍尔传感器从L变化为H的时刻之间的时间，获取磁极位置＝180的传感器边缘间隔时间。
控制部13基于W相霍尔传感器信号从L变化为H的时刻与V相霍尔传感器从H变化为L的时刻之间的时间，获取磁极位置＝240的传感器边缘间隔时间。
控制部13基于V相霍尔传感器信号从H变化为L的时刻与U相霍尔传感器从L变化为H的时刻之间的时间，获取磁极位置＝300的传感器边缘间隔时间。
控制部13基于传感器边缘间隔时间计算电气角X度旋转时间(步骤ST3)。此处，控制部13在计算电气角X度旋转时间(规定的电气角)时，通过将传感器边缘间隔时间(电气角60度旋转时间)除以例如60的约数(规定数)来计算电气角X度旋转时间。
控制部13从之前的电气角60度旋转时间推测并校正霍尔传感器信号间隔(电气角X度旋转时间)。另外，在对霍尔传感器12的安装偏差进行校正时，优选从电气角X度旋转时间的移动平均结果进行推测并校正。
控制部13使通电切换计时器的动作开始，且每经过电气角X度旋转时间进行中断处理(步骤ST4)。此时，控制部13利用在最新的传感器边缘间隔时间下计算出的时间更新计时器。
控制部13在步骤ST1中所确定的磁极位置i×60(i＝0、1、2、3、4、5中的任一个)的下一个磁极位置(i+1)×60中的第一个电气角X度旋转时间下，开始通电切换计时器的动作。
控制部13进行dq三相转换(PWM占空比计算)(步骤ST5)。
该计算中，为了在霍尔传感器12的磁极位置处进行计算，使用电气角θ＝(i+1)×60度。
控制部13输出PWM占空比(PWM指令信号)(步骤ST6)。控制部13将计算出的PWM占空比输出至栅极驱动器14，并使栅极驱动器14输出PWM信号。
控制部13在磁极位置(i+1)中的第j(j＝2～60/X)个电气角X度旋转时间下，开始通电切换计时器的动作(步骤ST4)。
控制部13进行使磁极位置增加X度的处理(步骤ST7)。
这是为了在每个电气角X度旋转时间下都发生中断，并推测电气角旋转了X度。
控制部13进行dq三相转换(PWM占空比计算)(步骤ST8)。
该计算中，为了在霍尔传感器12的磁极位置处进行计算，使用电气角θ＝(i+1)×60+(j－1)×X度。
控制部13输出PWM占空比(步骤ST9)。控制部13将计算出的PWM占空比输出至栅极驱动器14，并使栅极驱动器14输出PWM信号。
由此，在磁极位置(i+1)中的磁极位置检测结束后，控制部13返回步骤2，并转移至磁极位置(i+2)中的磁极位置检测。即，控制部13通过切换霍尔传感器12，从而更新磁极位置识别。此时，即使在转子加速或减速了的情况下，也更新绝对位置(电气角θ)。
此处，对控制部13进行的dq三相转换(PWM占空比计算)进行说明。
逆变器15基于PWM信号，使向无刷电动机11的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。因此，控制部13进行PWM占空比(PWM指令信号)的计算，使得逆变器15向定子线圈提供的电压(U相电压、V相电压以及W相电压)如下述各式所示那样。
Vw＝－Vu－Vv
另外，Vd、Vq是从控制部13的外部输入的指令电压。Vd表示d轴电压，Vq表示q轴电压。
PWM占空比(Duty)是直流电源16的电压电平(例如上述各Vu、Vv、Vw相对于12V的电平)的比例。因此，控制部13基于上式计算占空比(PWM指令信号为H的时间相对于电气角X度旋转时间的比例)，并将6个具有该占空比的数字信号即PWM指令信号向栅极驱动器14进行输出。
在驱动构成逆变器15的上侧FET时，栅极驱动器14对3个数字信号即PWM指令信号的电平进行升压来生成PWM信号，从而驱动FET的栅极。此外，在驱动构成逆变器15的下侧FET时，栅极驱动器14保持3个数字信号即PWM指令信号的电平来生成PWM信号，从而驱动FET的栅极。
由此，控制部13使栅极驱动器14输出以电气角X度旋转时间对无刷电动机11的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。逆变器15基于PWM信号，使向无刷电动机11的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
本实施方式中，从控制部13的外部输入的指令电压是q轴电压Vq，d轴电压Vd始终设为0。另外，在进行提前角控制时，可以使用霍尔传感器信号来实施。
即，逆变器15向定子线圈提供的电压(U相电压、V相电压以及W相电压)以下述各式来表示。
Vw＝－Vu－Vv
由此，控制部13对PWM信号的生成中使用的三角函数的值进行存储的表格中，将(360度/电气角X度)＝(60度/规定数)×6个sinθ作为映射数据预先进行存储即可。由此，能防止以往所产生的计算误差，并能抑制所使用的存储器容量的增加。
此外，通过对电气角0度～360度进行图2所示的处理，从而成为在将通电时刻分成了(360/电气角X)次的规定的电气角中进行。由此，能使无刷电动机11的定子线圈电压呈正弦波状变化。即，根据电动机驱动装置1，与旋转变压器相比能使用廉价的霍尔传感器12以及电路结构较为简单的控制部13来准确地进行转子位置的推测，并能进行使无刷电动机11的定子线圈电压呈正弦波状变化这一恰当的电动机驱动。
图3是示出电动机驱动装置1的动作的一个示例的时序图。
在图3中，以电气角θ为横轴，示出了将电气角X度旋转时间设为电气角10度旋转时间(规定的角度)时的U相电压、V相电压、W相电压各自的电平变化以及U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号、W相霍尔传感器信号的电平变化。
在电气角θ＝0度～360度中每60度沿纵向引出点划线。上述各个点划线之间示出了传感器边缘间隔(电气角60度旋转时间)。
其中，将电气角θ＝0度～60度所表示的电气角60度旋转时间除以6而得的值成为电气角θ＝60度～120度所表示的电气角10度旋转时间。对于每个电气角θ＝60度～120度所表示的电气角10度旋转时间，进行6次dq三相转换。由此，得到电气角θ＝60度～120度中的U相电压、V相电压、W相电压各自的电平变化。通过进行36次该dq三相转换，从而使无刷电动机11的定子线圈电压呈正弦波状变化。
如上所述，根据本发明的实施方式，控制部13基于霍尔传感器信号(磁通变化的信号)计算转子的转速，即使该转速发生变化，也使栅极驱动器14输出以电气角10度旋转时间(规定的电气角)对无刷电动机11的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。逆变器15基于PWM信号，使向无刷电动机11的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。由此，可以提供能抑制对转子位置进行推测的计算中的处理负担的增加的电动机驱动装置1以及电动机驱动装置1的控制方法。
接着，对电气角θ的设定的方法进行说明。
例如在电动机磁轭等与传递电动机的振动有关的部件的谐振频率(无刷电动机的谐振频率)与以电气角θ对通电时刻进行切换时的频率一致的情况下，工作噪声有可能增大。
图4是用于对电气角θ的设定方法进行说明的图。图4(a)是示出以电气角θ对通电时刻进行切换时的频率与声压的关系的图。图4(b)是示出电气角θ中的控制次数分量的图。
控制次数分量是电动机(转子)机械旋转1次时的规定的电气角θ中的通电时刻的频率，由下式表示。
控制次数分量[Hz]＝{(360×P×N)/(θ×60)}×次数。
控制次数分量中，此处，P是极对数，N表示转速[rpm(round per minute：转速)]。
随着θ＝60(矩形波)时成为1次的720Hz、2次的1440Hz、…、10次的7200Hz，峰值慢慢变小。此外，θ＝6时，在1次的7200Hz中显示峰值。由此，在通电时刻的频率与无刷电动机的谐振频率(7000Hz附近的谐振频率)一致的情况下，工作噪声增大。与此相对，在θ＝10的情况下，不出现峰值。
由此，设定电气角θ，使得电动机磁轭或与传递电动机的振动有关的部件的谐振频率(无刷电动机的谐振频率)与电动机相电流中成为峰值的次数分量不一致，从而能降低工作噪声。另外，谐振频率是在设计时预先知道的值。
即，控制部13设定电气角θ(规定的电气角)，使得以电气角θ计算出的控制次数分量与无刷电动机的谐振频率不一致，从而能降低工作噪声。
接着，对于电压指令方式的矩形波驱动与正弦波驱动的控制器(控制部13)，对不变更提供指令的一侧的ECU的指令值就能完成的方法进行说明。
在以往的电压指令方式的矩形波驱动中，将指令电压转换为电动机驱动用的PWM占空比，以使得指令电压＝电动机端子电压。
与此相对，在呈正弦波状地施加电压的情况下，根据上述说明，驱动PWM占空比根据转子位置(规定的电气角)成为可变。因此，无法转换成矩形波驱动时那样的单纯的PWM占空比。
图5是用于对驱动方式不同时的PWM占空比的转换方法进行说明的图。
控制部13从外部的ECU获取指令电压(步骤ST21)。
控制部13判定驱动方式是否是矩形波驱动(步骤ST22)。
控制部13在驱动方式是矩形波驱动的情况下(步骤ST22-是)，前进至矩形波驱动处理(步骤ST23)。
在步骤ST23中，控制部13进行通电模式的确定(步骤ST31)。
控制部13将指令电压输入至PWM占空比寄存器(步骤ST32)。控制部13设定PWM占空比寄存器，以使得指令电压＝电动机电压。
另一方面，控制部13在驱动方式是正弦波驱动的情况下(步骤ST22-否)，前进至正弦波驱动处理(步骤ST24)。
在步骤ST24中，控制部13将指令电压即q轴电压Vq设为倍(利用3的平方根的乘法)(步骤ST41)。由此，能使矩形波驱动时的电动机电压与正弦波驱动时的电动机电压有效值相同。
控制部13始终将d轴电压Vd设为0(步骤ST42)。控制部13进行坐标转换(步骤ST43)。该坐标转换是上述说明的dq三相转换(PWM占空比计算)。
控制部13将坐标转换输入至PWM占空比寄存器(步骤ST44)。控制部13设定PWM占空比寄存器，以使得坐标转换结果＝电动机电压。此处，控制部13基于PWM占空比寄存器所具有的电动机电压，将数字信号即PWM指令信号向栅极驱动器14进行输出。
由此，对于电压指令方式的矩形波驱动与正弦波驱动的控制器(控制部13)，能不变更提供指令的一侧的ECU的指令值就能完成。此外，能使控制部13无需进行将指令值替换为电流值或转速的处理。
接着，对切换电压正弦波驱动与矩形波驱动的方法进行说明。
在电动机的驱动方法中，对于正弦波磁化的电动机，以电动机相电流成为正弦波状的方式进行驱动的正弦波驱动与矩形波驱动相比，由于转矩波动变小，因此工作噪声变小。然而，根据提前角等驱动条件，与矩形波驱动相比转矩有可能降低，在高负荷、高转速区域中，有可能无法输出所需的转矩。
因此，电压正弦波驱动中，在转矩不足的区域中使用矩形波驱动。对于介意工作噪声的区域与需要较多转矩的区域，对电动机的每一动作区域将驱动方式切换为电压正弦波驱动方式、矩形波驱动方式。
图6是用于对切换驱动方式的方法进行说明的图。
控制部13判定是否有高转速指令(步骤ST51)。
控制部13在有高转速指令的情况下(步骤ST51-是)，前进至矩形波驱动处理(步骤ST52)。该步骤ST52与图5所示的步骤S23相同。控制部13前进至图5所示的步骤S31。
另一方面，控制部13在没有高转速指令的情况下(步骤ST51-否)，前进至正弦波驱动处理(步骤ST53)。该步骤ST53与图5所示的步骤S24相同。控制部13前进至图5所示的步骤S41。
由此，不进行电动机侧的规格变更(提高转矩常数)，就能兼顾高负荷、高转速区域中的动作以及特别是在介意工作噪声的低负荷、低转速区域中的工作噪声降低动作。
下面，参照附图对本发明的其他实施方式进行说明。以下说明中，对于与上述实施方式相同或等同的结构部分附加相同的标号，并使该说明简略化或省略该说明。
本实施方式中，如图1所示的控制部13基于U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号及W相霍尔传感器信号求出无刷电动机11的转子转速，根据转子转速的变化，计算多个规定的电气角，并从所述多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使栅极驱动器14输出在所选择的规定的电气角对无刷电动机11的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。
本实施方式中，通电时刻T并不是以往那样固定的时刻，而计算将电气角60度旋转时间除以规定数来求出的多个规定的电气角，并从多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使其作为所选择的规定的电气角进行变化。即，若将电气角θ固定为规定的电气角(第1规定的电气角以及第2规定的电气角)，则能根据转子的转速决定通电时刻T。
例如，电气角60度旋转时间为3.33ms时，从霍尔传感器信号求出转子的转速为1000rpm。此时，若要将通电时刻设为0.555ms，则设为将电气角60度旋转时间除以作为第1规定数的6而得的第1规定的电气角(θ＝10度)即可。此外，电气角60度旋转时间为1.11ms时，从霍尔传感器信号求出转子的转速为3000rpm。此时，若要将通电时刻设为0.222ms，则设为将电气角60度旋转时间除以第2规定数5而得的第2规定的电气角(θ＝12度)即可。
由此，本实施方式中，对于通电时刻T，计算将电气角60度旋转时间除以规定数来求出的多个规定的电气角，并从多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使其作为所选择的规定的电气角进行变化。
此处，存在多个规定的电气角是为了使转子的高转速时的规定的电气角(第2规定的电气角)比低转速时的规定的电气角(第1规定的电气角)大，抑制高转速时的处理负担的增加。
因此，控制部13基于U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号及W相霍尔传感器信号求出无刷电动机11的转子转速，根据转子转速的变化，计算多个规定的电气角，并从多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使栅极驱动器14输出在所选择的规定的电气角对无刷电动机11的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。控制部13通过判定所计算出的转子转速是否小于预先设定的转子转速(例如3000rpm)，从而决定选择多个规定的电气角中的哪一个规定的电气角。即，控制部13在转子转速小于预先设定的转子转速的情况下，通过将电气角60度旋转时间除以第1规定数从而计算规定的电气角中的第1规定的电气角，并从电气角60度旋转时间起每经过第1规定的电气角使PWM信号变化。另一方面，控制部13在转子转速在预先设定的转子转速以上的情况下，通过将电气角60度旋转时间除以第2规定数从而计算规定的电气角中的第2规定的电气角，并从电气角60度旋转时间起每经过第2规定的电气角使PWM信号变化。
因此，作为多个规定的电气角，构成为具有第1规定的电气角与第2规定的电气角这2个规定的电气角。此外，作为霍尔传感器的边缘间隔时间即电气角60度旋转时间所除以的规定数，构成为具有第1规定数与第2规定数这2个规定数，且第2规定数是比第1规定数要小的值。另外，本实施方式中，作为多个规定的电气角，以2个规定的电气角为例进行说明，然而规定的电气角也可以是3个以上。
根据上述结构，对于之前用图2进行了说明的、控制部13如何决定规定的电气角、及如何从电气角60度旋转时间起每经过规定的电气角使PWM信号变化，规定的电气角是指第1规定的电气角以及第2规定的电气角。
图7是示出电动机驱动装置1的动作的另一个示例的时序图。
在图7中，以电气角θ为横轴，示出了将电气角X度旋转时间设为电气角10度旋转时间(第1规定角度)时的U相电压、V相电压、W相电压各自的电平变化以及U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号、W相霍尔传感器信号的电平变化。
在电气角θ＝0度～360度中每60度沿纵向引出点划线。上述各个点划线之间示出了传感器边缘间隔(电气角60度旋转时间)。
图7的情况下，基于电气角60度旋转时间3.33ms计算出的转子的转速为1000rpm，其中，将电气角θ＝0度～60度所表示的电气角60度旋转时间除以6(第1规定数)而得的值即T1＝0.555ms成为电气角θ＝60度～120度所表示的电气角10度旋转时间。对于每个电气角θ＝60度～120度所表示的电气角10度旋转时间，进行6次dq三相转换。由此，得到电气角θ＝60度～120度中的U相电压、V相电压、W相电压各自的电平变化。
通过进行36次该dq三相转换，从而使无刷电动机11的定子线圈电压呈正弦波状变化。
图8是示出电动机驱动装置1的动作的另一个示例的时序图。
在图8中，以电气角θ为横轴，示出了将电气角X度旋转时间设为电气角12度旋转时间(第2规定角度)时的U相电压、V相电压、W相电压各自的电平变化以及U相霍尔传感器信号、V相霍尔传感器信号、W相霍尔传感器信号的电平变化。
在电气角θ＝0度～360度中每60度沿纵向引出点划线。上述各个点划线之间示出了传感器边缘间隔(电气角60度旋转时间)。
图8的情况下，基于电气角60度旋转时间1.11ms计算出的转子的转速为3000rpm，其中，将电气角θ＝0度～60度所表示的电气角60度旋转时间除以5(第2规定数)而得的值即T2＝0.222ms成为电气角θ＝60度～120度所表示的电气角12度旋转时间。对于每个电气角θ＝60度～120度所表示的电气角12度旋转时间，进行5次dq三相转换。由此，得到电气角θ＝60度～120度中的U相电压、V相电压、W相电压各自的电平变化。
通过进行30次该dq三相转换，从而使无刷电动机11的定子线圈电压呈正弦波状变化。
如图7、图8所示，电气角60度旋转时间在转子转速为3000rpm时为1.11ms，在转子转速为1000rpm时为3.33ms。
此处，将以电气角10度进行通电时刻切换时的电气角10度旋转时间(第1规定角度)设为T1，将以电气角12度进行通电时刻切换时的电气角12度旋转时间设为T2(第2规定角度)。此处，在转子转速为3000rmp的情况下，成为T1＝0.185ms、T2＝0.222ms(参照图4)，在转子转速为1000rmp的情况下，成为T1＝0.555ms(参照图3)、T2＝0.666ms。
若3000rpm时在每个电气角10度对通电时刻进行切换，则成为T1＝0.185ms，与1000rpm时相比处理负担较大。
因此，3000rpm时在每个电气角12度切换通电，并设为T2＝0.222ms，从而能减轻处理负担。
此外，若1000rpm时以电气角12度切换通电，则成为T2＝0.666ms，分辨率有可能下降，控制性有可能降低。
因此，1000rpm时在每个电气角10度切换通电，并设为T1＝0.555ms，从而能使低转速区域中的控制性不下降。
由此，控制部13根据转子转速的变化，计算多个规定的电气角，并从多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使栅极驱动器输出在所选择的规定的电气角对无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。通过判定所计算出的转子转速是否小于预先设定的转子转速(例如上述说明中的3000rpm)，从而决定选择多个规定的电气角中的哪一个规定的电气角。即，控制部13在转子转速小于预先设定的转子转速的情况下，通过将电气角60度旋转时间除以6(第1规定数)从而计算规定的电气角中的10度(第1规定的电气角)。另一方面，控制部13在转子转速在预先设定的转子转速以上的情况下，通过将电气角60度旋转时间除以5(第2规定数)从而计算规定的电气角中的12度(第2规定的电气角)。因此，通过在低转速时使用第1规定的电气角、在高转速时使用第2规定的电气角，从而能使低转速区域中的控制性不下降，并能减轻高转速区域中的处理负担。
如上所述，根据本发明的实施方式，控制部13基于磁通变化的信号求出转子转速，根据转子转速的变化，计算电气角10度旋转时间以及电气角12度旋转时间(多个规定的电气角)，并从多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使栅极驱动器14输出以电气角12度旋转时间(所选择的规定的电气角)对无刷电动机11的各相的通电时刻进行切换的PWM信号。逆变器15基于PWM信号，使向无刷电动机11的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。由此，可以提供能抑制对转子位置进行推测的计算中的处理负担的增加、以及高转速时的处理负担的增加的电动机驱动装置1以及电动机驱动装置1的控制方法。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，然而本发明的电动机驱动装置并不仅限于上述图示例，当然可以在不脱离本发明主旨的范围内施加各种变更。
标号说明
1 电动机驱动装置
11 无刷电动机
12 霍尔传感器
13 控制部
14 栅极驱动器
15 逆变器
16 直流电源

Claims (9)

1.一种电动机驱动装置，包括无刷电动机、霍尔传感器、控制部、栅极驱动器以及逆变器，其特征在于，
所述无刷电动机具有三相的电动机结构，
所述霍尔传感器对所述无刷电动机的动作时的磁通变化的信号进行检测，
所述控制部基于所述磁通变化的信号求出所述无刷电动机的转子转速，即使所述转子转速发生变化，也对规定的电气角进行计算，并使所述栅极驱动器输出在所述规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号，
所述逆变器基于所述PWM信号，使向所述无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
2.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制部通过将所述霍尔传感器的边缘间隔时间即电气角60度旋转时间除以规定数从而计算所述规定的电气角，并从所述电气角60度旋转时间起每经过所述规定的电气角使所述PWM信号变化。
3.如权利要求1或2所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制部具有对所述PWM信号的生成中使用的三角函数的值进行存储的表格。
4.如权利要求1至3的任一项所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制部设定所述规定的电气角，使得在所述规定的电气角计算出的控制次数分量与所述无刷电动机的谐振频率不一致。
5.一种电动机驱动装置的控制方法，该电动机驱动装置包括具有三相的电动机结构的无刷电动机、霍尔传感器、控制部、栅极驱动器以及逆变器，其特征在于，该电动机驱动装置的控制方法包括：
检测工序，该检测工序中，所述霍尔传感器对所述无刷电动机的动作时的磁通变化的信号进行检测；
输出工序，该输出工序中，所述控制部基于所述磁通变化的信号求出所述无刷电动机的转子转速，即使所述转子转速发生变化，也对规定的电气角进行计算，并使所述栅极驱动器输出在所述规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号；以及
供给工序，该供给工序中，所述逆变器基于所述PWM信号，使向所述无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
6.一种电动机驱动装置，包括无刷电动机、霍尔传感器、控制部、栅极驱动器以及逆变器，其特征在于，
所述无刷电动机具有三相的电动机结构，
所述霍尔传感器对所述无刷电动机的动作时的磁通变化的信号进行检测，
所述控制部基于所述磁通变化的信号求出所述无刷电动机的转子转速，根据所述转子转速的变化，计算多个规定的电气角，并从所述多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使所述栅极驱动器输出在所选择的规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号，
所述逆变器基于所述PWM信号，使向所述无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
7.如权利要求6所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述多个规定的电气角具有第1规定的电气角与第2规定的电气角这2个规定的电气角，
所述霍尔传感器的边缘间隔时间即电气角60度旋转时间所除以的规定数具有第1规定数与第2规定数这2个规定数，
所述第2规定数是比所述第1规定数要小的值，
所述控制部中，
在所述转子转速小于预先设定的转子转速的情况下，通过将所述电气角60度旋转时间除以所述第1规定数从而计算所述第1规定的电气角，并从所述电气角60度旋转时间起每经过所述第1规定的电气角使所述PWM信号变化，
在所述转子转速在预先设定的转子转速以上的情况下，通过将所述电气角60度旋转时间除以所述第2规定数从而计算所述第2规定的电气角，并从所述电气角60度旋转时间起每经过所述第2规定的电气角使所述PWM信号变化。
8.如权利要求6或7所述的电动机驱动装置，其特征在于，
所述控制部具有对所述PWM信号的生成中使用的三角函数的值进行存储的表格。
9.一种电动机驱动装置的控制方法，该电动机驱动装置包括具有三相的电动机结构的无刷电动机、霍尔传感器、控制部、栅极驱动器以及逆变器，其特征在于，该电动机驱动装置的控制方法包括：
检测工序，该检测工序中，所述霍尔传感器对所述无刷电动机的动作时的磁通变化的信号进行检测；
输出工序，该输出工序中，所述控制部基于所述磁通变化的信号求出所述无刷电动机的转子转速，根据所述转子转速的变化，计算多个规定的电气角，并从所述多个规定的电气角中选择一个规定的电气角，使所述栅极驱动器输出在所选择的规定的电气角对所述无刷电动机的各相的通电时刻进行切换的PWM信号；以及
供给工序，该供给工序中，所述逆变器基于所述PWM信号，使向所述无刷电动机的定子线圈提供的电压呈正弦波状变化来进行提供。
CN201680012728.3A 2015-04-10 2016-04-06 电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法 Active CN107431452B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015080769A JP6516537B2 (ja) 2015-04-10 2015-04-10 モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法
JP2015-080770 2015-04-10
JP2015080770A JP6498501B2 (ja) 2015-04-10 2015-04-10 モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法
JP2015-080769 2015-04-10
PCT/JP2016/061263 WO2016163398A1 (ja) 2015-04-10 2016-04-06 モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107431452A true CN107431452A (zh) 2017-12-01
CN107431452B CN107431452B (zh) 2020-03-31

Family

ID=57071996

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680012728.3A Active CN107431452B (zh) 2015-04-10 2016-04-06 电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20180248501A1 (zh)
EP (1) EP3282574A4 (zh)
CN (1) CN107431452B (zh)
WO (1) WO2016163398A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109905059A (zh) * 2019-01-23 2019-06-18 四川虹美智能科技有限公司 一种无传感器直流无刷电机控制方法及装置
CN111654211A (zh) * 2019-03-04 2020-09-11 马渊马达株式会社 无刷直流电机用的驱动装置及电机系统
CN111954977A (zh) * 2018-03-28 2020-11-17 新电元工业株式会社 驱动装置、驱动方法、驱动程序以及电动车辆

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7076962B2 (ja) * 2017-07-31 2022-05-30 マブチモーター株式会社 レゾルバ及びモータ
DE102018125165A1 (de) * 2018-10-11 2020-04-16 Tdk-Micronas Gmbh Treibervorrichtung für eine elektrische last

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005168797A (ja) * 2003-12-11 2005-06-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 食器洗い機のモータ駆動装置
JP2005328644A (ja) * 2004-05-14 2005-11-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置、モータ制御装置及びモータ駆動方法
JP2006211847A (ja) * 2005-01-28 2006-08-10 Denso Corp モータ制御装置
CN101071973A (zh) * 2004-03-12 2007-11-14 台达电子工业股份有限公司 马达装置及其控制方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4988273A (en) * 1989-06-23 1991-01-29 Cincinnati Milacron Inc. Injection molding machines having a brushless DC drive system
US6498451B1 (en) * 2000-09-06 2002-12-24 Delphi Technologies, Inc. Torque ripple free electric power steering
US7141949B2 (en) * 2005-03-07 2006-11-28 Fisher & Paykel Appliances Limited Low noise back EMF sensing brushless DC motor
JP5407322B2 (ja) * 2008-12-22 2014-02-05 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の制御システム
JP5585341B2 (ja) * 2010-09-17 2014-09-10 サンケン電気株式会社 ブラシレスモータの駆動装置
US8729841B2 (en) * 2011-07-08 2014-05-20 Allegro Microsystems, Llc Electronic circuit and method generating electric motor drive signals having phase advances in accordance with a user selected relationship between rotational speed of an electric motor and the phase advances
JP5527488B2 (ja) * 2012-03-12 2014-06-18 パナソニック株式会社 モータ駆動方法およびモータ駆動装置
JP6085488B2 (ja) * 2013-01-28 2017-02-22 株式会社マキタ 電動工具

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005168797A (ja) * 2003-12-11 2005-06-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 食器洗い機のモータ駆動装置
CN101071973A (zh) * 2004-03-12 2007-11-14 台达电子工业股份有限公司 马达装置及其控制方法
JP2005328644A (ja) * 2004-05-14 2005-11-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置、モータ制御装置及びモータ駆動方法
JP2006211847A (ja) * 2005-01-28 2006-08-10 Denso Corp モータ制御装置

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111954977A (zh) * 2018-03-28 2020-11-17 新电元工业株式会社 驱动装置、驱动方法、驱动程序以及电动车辆
CN111954977B (zh) * 2018-03-28 2023-12-12 新电元工业株式会社 驱动装置、驱动方法、计算机可读介质以及电动车辆
CN109905059A (zh) * 2019-01-23 2019-06-18 四川虹美智能科技有限公司 一种无传感器直流无刷电机控制方法及装置
CN111654211A (zh) * 2019-03-04 2020-09-11 马渊马达株式会社 无刷直流电机用的驱动装置及电机系统
CN111654211B (zh) * 2019-03-04 2023-08-29 马渊马达株式会社 无刷直流电机用的驱动装置及电机系统

Also Published As

Publication number Publication date
WO2016163398A1 (ja) 2016-10-13
CN107431452B (zh) 2020-03-31
EP3282574A4 (en) 2018-10-24
EP3282574A1 (en) 2018-02-14
US20180248501A1 (en) 2018-08-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107431452A (zh) 电动机驱动装置以及电动机驱动装置的控制方法
JP4959460B2 (ja) モータ起動装置及びモータ起動方法
US9698711B2 (en) Control device for multi-phase AC motor
JP6693319B2 (ja) 回転電機の制御装置
US9762156B2 (en) Control apparatus for rotating electric machine
US20140084821A1 (en) Method and Apparatus for Controlling an Electrical Machine
WO2012090423A1 (en) Single-phase brushless motor
JP6239377B2 (ja) ブラシレスモータ及びワイパ装置
CN107852114B (zh) 马达控制方法以及马达控制装置
JP6976203B2 (ja) ブラシレスモータ
JP6516537B2 (ja) モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法
US20050135794A1 (en) Method and system for negative torque reduction in a brushless DC motor
Bondre et al. Study of control techniques for torque ripple reduction in BLDC motor
JP2018107843A (ja) スイッチトリラクタンスモータの制御装置
JP2001286181A (ja) モータの制御方法
JP6643968B2 (ja) Ｓｒモータ制御システム及びｓｒモータ制御方法
JP2008043073A (ja) ブラシレスモータの回転数制御方法、ブラシレスモータの回転数制御装置
WO2019039268A1 (ja) 回転電機の制御装置
CN109391184B (zh) 旋转电机的控制装置及控制方法
TW201722037A (zh) 磁阻馬達及操作磁阻馬達之方法
JP2001275390A (ja) インバータ制御方法
Karthi et al. Implementation of digital micro-step driver for five-phase hybrid stepper motor using digital signal controller
JP2021016262A (ja) 三相リラクタンスモータの制御方法及び三相リラクタンスモータ制御装置
JP2016201912A (ja) モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法
Doss et al. A cost effective speed control method for bldc motor drive

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant