CN107395009A - 用于对电容负载进行充电和放电的装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于对电容负载进行充电和放电的装置。描述了一种用于对电容负载进行充电和放电的装置，其具有：带有第一和第二供电接线端子的第一电容器；带有第一和第二输入接线端子的降压‑升压转换器，所述输入接线端子与电容器的第一或第二供电接线端子连接，其中在第一与所述第二输入接线端子之间布置有由第一开关元件和第二开关元件构成的串联电路；带有电容负载输出电路，电容负载布置在第一与第二输出电路接线端子之间。利用输出电路、主线圈和第二开关元件形成放电电路，在放电电路中布置有附加的电容器，所述附加的电容器与充电电路连接，用于充电到预先给定的电压，其中所述电压的极性对应于电容负载在充电状态下的负载电压的极性。

Description

用于对电容负载进行充电和放电的装置
技术领域
本发明涉及一种可用来扩展开关电源（DC-DC转换器）的工作范围的电路技术措施，所述开关电源例如用于对压电喷射阀门（喷射器）进行充电和放电。这里，压电阀门（压电喷射器）对于转换器来说是电容负载。
背景技术
使用压电喷射阀门所具有的优点是，在内燃机的情况下，每燃烧冲程的燃料可以被划分成多个精准的份额，并且这样可以实现燃料与氧气的更好的混合。由此，燃烧过程可以被构造得有害物质更少并且更高效。
尤其是在直接驱动的压电喷射阀门的情况下，燃料流量被调整，其方式是，与喷嘴针耦合的压电驱动装置（反应堆（Stack））加载有被限定的电荷/能量。所引入的能量在驱动装置处产生成比例的力，所述成比例的力在机械或液压耦合的喷嘴针处产生偏转并且因此能够实现燃料流量调节。
为此，对大多以DC-DC转换器的形式来实施的充电/放电电子设备提出了高要求。该电子设备必须以高的精确度、鲁棒性和效率以及良好的可重复性在短时间内给压电喷射器的以电容方式作用的驱动装置加载被限定的电荷/能量，以及在喷射过程结束时再次以所限定的方式对所述驱动装置进行放电。这样，针对每个燃烧冲程，可以生成大量一个紧接一个的喷射，以便产生尽可能均匀的染料-空气混合物。
转换器必须在短时间内以电流调节的方式将所限定的电荷输送给压电喷射器，并且将负载从0V充电至高达250V。同样，在喷射过程结束时，必须将负载从高达250V放电到0V。出于损耗功率、成本和效率原因，所希望的是，将所转移的电荷的尽可能高的份额从喷射器回收回到转换器中。
为此，大多使用二象限开关电源，以便在双向运行时将电荷从转换器的内部储能器转移到负载中并且再次转移回到转换器中。
EP 0 871 230 B1公开了一种用于对压电元件进行充电和放电的装置和方法，如其在图1中所示。
在那里，涉及简单的降压-升压转换器BUCK/BOOST，所述降压-升压转换器BUCK/BOOST具有前置的第一DC-DC转换器DCDC1、放电路径LINEAR DISCHARGE和选择电路SELECTION以及代表喷射阀门的压电元件的电容负载CPIEZO。
降压-升压转换器BUCK/BOOST被构造成具有第一晶体管M1和与之串联的第二晶体管M2的半桥，其中分别有一个例如以衬底二极管的形式的二极管D1或D2与所述晶体管M1、M2并联。两个晶体管M1、M2的连接点通过主线圈LMAIN和LC低通滤波器与电容负载CPIEZO的供电接线端子连接。LC低通滤波器是利用滤波电容器CFILT和滤波线圈LEMC形成的，并且通过用于电流测量的第一分流电阻RSH1与电路的接地端子GND连接。
第一DC-DC转换器DCDC1在所示出的实施方式中被构造成反激转换器（Sperrwandler），但是也可以通过其它转换器类型来实现。该第一DC-DC转换器DCDC1具有变压器，所述变压器的一次绕组PW一方面通过EMC（电磁兼容性（Electro MagneticCompatibility））滤波器与电池电压的正接线端子VBAT连接，而另一方面通过具有并联二极管的晶体管M0与电池电压的接地端子GND连接。二次绕组SW的一个接线端子通过二极管DDCDC与中间电路电容器CDCDC的引导正电压的接线端子连接，而二次绕组SW的另一接线端子与接地端子GND连接，中间电路电容器CDCDC的另一接线端子也与所述接地端子GND连接。
电容负载CPIEZO的供电接线端子通过放电晶体管M7（所述放电晶体管M7具有并联二极管以及与所述放电晶体管M7串联的电流测量电阻RSP）与接地端子GND连接。
电容负载CPIEZO的另一接线端子通过选择晶体管M3（所述选择晶体管M3具有并联二极管以及与所述选择晶体管M3串联的用于电流测量的第二分流电阻RSH2）与电路的接地端子GND连接。可以与由电容负载CPIEZO与选择晶体管M3以及第二分流电阻RSH2构成的串联电路并联的是另外这种串联电路，这在针对内燃机的喷射阀门的应用中经常是这种情况。
第一DC-DC转换器DCDC1在中间电路电容器CDCDC处产生经缓冲的中间电路电压UDC。降压-升压转换器BUCK/BOOST在压电元件CPIEZO充电期间简化地看作为降压转换器（Buck模式）工作，而在放电期间作为升压转换器（Boost模式）工作。在充电期间，通过以脉宽调制方式接通第一晶体管M1来在主线圈LMAIN中产生电流。在第一晶体管M1的接通时间期间，二极管D2首先起截止作用，并且在主线圈LMAIN中的电流根据定律（1）升高：
（1）。
在第一晶体管M1的接通阶段中在主线圈LMAIN中的差分电流可以近似地根据（2）来描述：
（2）。
在第一晶体管M1的关断时间期间，二极管D2充当用于线圈电流的续流路径，并且在主线圈LMAIN中的所存储的能量由于进入电容负载CPIEZO中的通过电流而被降低。在该阶段中流经主线圈LMAIN的差分电流可以近似地通过（3）来描述：
（3）。
由于定律（2），电流形成取决于在中间电路电容器CDCDC处的电压VDC与在电容负载CPIEZO处的电压VPIEZO之间的电压差，所述电压差随着负载电压VPIEZO升高而变得越来越小。所述电压差越小，为了形成在主线圈LMAIN中的额定电流的时间变得越长。如果VPIEZO接近VDC，则流经主线圈LMAIN的充电电流受系统制约地被限制并且掐断。因此，仅能实现小于中间电路电压VDC的负载电压VPIEZO。
在负载放电时，降压-升压转换器BUCK/BOOST简化来看作为升压转换器工作。负载充当转换器的电压源，该转换器如在充电时那样以脉宽调制方式运行。在第二晶体管M2的接通时间期间，在主线圈LMAIN中形成遵循定律（4）的电流。第一晶体管M1的二极管D1在这种情况下起截止作用。
（4）。
在第二晶体管M2的关断阶段期间，发生在主线圈LMAIN中存储的能量到中间电路电容器CDCDC中的反馈（回收）。在这种情况下，电流从电容负载CPIEZO通过二极管D1流回到CDCDC中。这里适用等式（5）。二极管D2这里起截止作用。
（5）。
经扩展的降压-升压转换器BUCK/BOOST在 DE 10 2012 204 576 A1中予以描述并且在图2中被示出。在那里，相同的构件配备有与图1中相同的附图标记。
与图1的降压-升压转换器BUCK/BOOST不同， DE 10 2012 204 576 A1的降压-升压转换器BUCK/BOOST用全桥形成，所述全桥除了第一半桥的晶体管M1、M2以外还具有第二半桥，所述第二半桥具有串联的晶体管M21和M22，其中分别有一个（衬底）二极管D21或D22也与这些晶体管M21和M22并联。主线圈LMAIN连接在两个半桥的相应的晶体管M1和M2或M21和M22的连接点之间。第二半桥与滤波电容器CFILT并联，使得第一分流电阻RSH1在主线圈LMAIN充电时也可以用作电流的电流测量电阻。
这里，第一DC-DC转换器DCDC1也在中间电路电容器CDCDC处产生经缓冲的中间电路电压VDC。具有两个半桥的降压-升压转换器BUCK/BOOST在充电和放电期间简化来看作为反激转换器（Flyback）工作。在充电期间，通过以脉宽调制方式同时接通晶体管M1和M22来在主线圈LMAIN中产生电流。在第一晶体管M1和M22的接通时间期间，二极管D2和D21首先起截止作用，并且在主线圈LMAIN中的电流根据定律（6）升高。
（6）。
在晶体管M1和M2的接通阶段中在主线圈LMAIN中的差分电流可以根据（7）来描述：
（7）。
在晶体管M1和M22的关断时间期间，二极管D2和D21充当用于线圈电流的续流路径，并且在主线圈LMAIN中的所存储的能量由于进入电容负载CPIEZO中的通过电流而被降低。在主线圈LMAIN中的差分电流这里可以通过（8）来描述。
（8）。
由于定律（7），主线圈LMAIN的电流形成取决于在中间电路电容器CPIEZO处的电压VDC，但是与负载电压VPIEZO无关。这导致：与输出电压的大小无关地，总是可以在主线圈LMAIN中存储能量，所述能量然后在续流阶段被转移到电容负载CPIEZO上。这使得能够产生输出电压VPIEZO，该电压VPIEZO高于中间电路电压VDC。负载电压VPIEZO因此可以变得任意高，仅仅受到所使用的部件的耐压强度限制。
在电容负载放电时，转换器与在充电时类似地作为反激转换器来工作。负载充当转换器的电压源，该转换器同样以脉宽调制方式运行。在第二晶体管M2和M21的接通时间期间，在主线圈LMAIN中形成遵循定律（9）的电流。
（9）。
在第二晶体管M2和M21的关断阶段期间，发生在主线圈LMAIN中存储的能量到中间电路电容器CDCDC中的反馈（回收）。在这种情况下，主线圈LMAIN通过二极管D1和D22将电流驱动回到中间电路电容器UDC中。这里适用等式（10）。
（10）。
现在，在放电时，在上述两个解决方案中由于定律（4）和（9）出现的问题是，在主线圈LMAIN中的电流形成取决于负载电压VPIEZO，该负载电压VPIEZO随着负载CPIEZO的放电增加而变得越来越小。负载电压VPIEZO越小，为了形成在主线圈LMAIN中的额定电流的时间变得越长。如果负载电压VPIEZO接近临界电压，则放电电流被限制并且被掐断。这导致：负载不能完全被放电，并且残留的剩余电荷残留在喷射器中。
迄今为止，该问题尤其通过如下方式来解决：在放电阶段结束时将线性电流调节器或电阻LINEAR DISCHARGE与负载并联，并且将残留的电荷转化成热。电流调节器LINEARDISCHARGE的开关元件M7必须拥有相对应的调节和保护电路。
尤其是在具有较高能量需求和高喷射速率的喷射器的情况下，该方法在电子设备散热方面越来越多地产生问题，因为残留的剩余能量必须作为损耗功率被排出。未被回收的电荷必须作为附加的能量由中间电路转换器DCDC1来施加。此外，由于线性调节段的长的延迟/起振时间以及激活时间而必须容忍关于连续的喷射脉冲之间的最小间隔的限制，其损害总系统的性能。
同样有问题的是在时控运行与线性运行之间过渡时对放电电流的同步，所述放电电流尤其可能在喷射器关闭时使所希望的传感器效果恶化或使得不可能以传感器技术的方式分析驱动装置。
本发明的任务是说明一种用于对电容负载进行充电和放电的装置，其中在没有高的热载荷的情况下对负载的尽可能完全的放电是可能的。
该任务通过根据权利要求1所述的装置来解决。有利的扩展方案在从属权利要求中加以说明。
因此，根据本发明的用于对电容负载进行充电和放电的装置具有第一电容器，其具有第一和第二供电接线端子；此外还具有降压-升压转换器，其具有第一和第二输入接线端子，所述输入接线端子与所述电容器的第一或第二供电接线端子连接，其中所述转换器的第二输入接线端子与接地端子连接，其中在第一与第二输入接线端子之间布置有由第一和第二开关元件构成的串联电路，并且所述两个开关元件的连接点通过主线圈与转换器的第一输出接线端子连接，其中所述转换器的第二输出接线端子与接地端子连接。此外，该装置还具有：带有电容负载的输出电路，所述电容负载布置在第一与第二输出电路接线端子之间，所述输出电路接线端子与转换器的输出接线端子连接；以及利用输出电路、主线圈和第二开关元件形成的放电电路，在所述放电电路中布置有附加的电容器，所述附加的电容器与充电电路连接，用于充电到预先给定的电压，其中所述电压的极性对应于所述电容负载在充电状态下的负载电压的极性。
因此，在附加的电容器处的电压和在电容负载处的电压以相同符号加入到放电电路的网孔方程中，使得它们二者都在放电时有助于对主线圈的充电。
在本发明的第一构造方案中，附加的电容器布置在第二电路元件与接地端子之间。用于所述附加的电容器的充电电路例如可以是另一开关转换器。不过，这里尤其是对所述附加的电容器的等效串联电阻提出被提高的要求，因为主线圈的完整的峰值电流给构件加载荷。
在本发明的一个有利的可替换的扩展方案中，在降压-升压转换器与输出电路之间布置有滤波电路，而附加的电容器布置在输出电路中。
通过该措施，使得降压-升压转换器能够将在电容负载中存储的电荷几乎完全地转移回到第一电容器中，其中所述附加的电容器仅仅用由滤波电路来取平均的电流加载荷，并且因此不必针对高峰值电流来设计。
在此，附加的电容器可以在输出电路的高压侧路径（High-Side-Pfad）中连接在滤波电路与电容负载之间，但是同样可以布置在电容负载与接地端子之间的低压侧路径（Low-Side-Pfad）中。
在降压-升压转换器的一个扩展方案中，在主线圈与滤波电路之间布置有第三开关元件，而在主线圈与接地端子之间布置有第四开关元件。由此形成一个全桥转换器，该全桥转换器允许将电容负载充电到比在第一电容器处的电压更大的电压。
在一个有利的扩展方案中，充电开关元件布置在附加的电容器和电容负载的连接点与接地电位之间。该充电开关元件与第一晶体管和主线圈一起形成充电电路，通过所述充电电路可以从第一电容器中将附加的电容器充电到预先给定的电压。在此，重要的是：根据附加的电容器的电容来施加电荷，所述电荷大于电容负载的电荷，使得在电容负载放电以后在附加的电容器上仍然残留剩余电荷，所述附加的电容器维持进入主线圈中的通过电流。
在用于所述附加的电容器的充电电路的一个可替换的构造方案中，第一电容器与反激转换器的输出端连接，而且反激转换器的变压器具有第二二次绕组，所述第二二次绕组的输出接线端子通过整流器与所述附加的电容器的接线端子连接。
附加的电容器这里可以与第一电容器处的电压调节时钟同步地重新充电。
在一个有利的扩展方案中，附加的电容器具有为电容负载的至少10倍大的电容。由此，在电容负载处的充电和放电过程中降低了在附加的电容器处的电压易变性。
为了避免对电容负载的负充电，有利地可以在附加的电容器和电容负载的连接点与接地电位之间布置沿截止方向有极性的保护二极管。
在此，保护二极管可以与充电开关元件并联、尤其是通过所述充电开关元件的衬底二极管来形成。
为了能够借助于根据本发明的装置对大量并联的输出电路进行充电和放电，所述一个或多个输出电路可以与电容负载串联地具有选择开关。
本发明随后依据实施例借助于附图进一步予以描述。在此：
图1示出了根据现有技术的用于对电容负载进行充电和放电的装置；
图2示出了根据现有技术的用于对电容负载进行充电和放电的可替换的装置；
图3示出了根据本发明的用于对电容负载进行充电和放电的装置的第一实施方案；
图4示出了根据本发明的用于对电容负载进行充电和放电的装置的第二实施方案；
图5示出了根据本发明的用于对电容负载进行充电和放电的装置的第二实施方案的第一扩展方案；
图6示出了根据本发明的用于对电容负载进行充电和放电的装置的第二实施方案的第二扩展方案；以及
图7示出了根据本发明的用于对电容负载进行充电和放电的装置的第二实施方案的第三扩展方案。
图3示出了根据本发明的装置的第一实施方案，所述装置具有附加的电容器CNEG，所述附加的电容器CNEG在根据图1的电路中连接在第二晶体管M2与接地电位GND之间。在此，附加的电容器CNEG被一个由第二开关调节器DCDC2形成的充电电路充电到电压VNEG，所述电压VNEG在第二晶体管M2与附加的电容器CNEG的连接点处产生相对于接地电位GND为负的电位，电容负载CPIEZO可以通过主线圈LMAIN相对所述电位总是几乎完全被放电，其方式是，存储在电容负载CPIEZO中的能量被反馈到第一电容器CDCDC中。不过，附加的电容器CNEG由流经主线圈LMAIN的峰值电流流过，使得所述附加的电容器CNEG相对应地必须鲁棒地来设计。
现在，可以省去图1和2的附加的耗散的放电路径LINEAR DISCHARG，通过划掉所述电路组成部分使这变得明显。
图3的实施方案也可以在根据图2的全桥转圈器的情况下被实现。
图4示出了本发明的一个可替换的有利的构造方案。在那里，在根据图1的电路拓扑中，在滤波电路CFILT、LEMC与电容负载CPIEZO之间布置有一个附加的电容器CSHIFT，该附加的电容器CSHIFT被充电到电压VSHIFT，所述电压VSHIFT的电压与在电容负载CPIEZO处的电压同向。此外，还设置有保护二极管DPROT，该保护二极管DPROT连接在附加的电容器CSHIFT和电容负载CPIEZO的连接点与接地电位GND之间。该保护二极管DPROT在电容负载CPIEZO放电时防止对所述电容负载CPIEZO的负充电。
在通过降压-升压转换器BUCK/BOOST对电容负载CPIEZO进行放电时，从通过电容负载CPEIZO和附加的电容CSHIFT的串联电路得出的VSHIT和VPIEZO的总和电压中产生降压-升压转换器BUCK/BOOST的提高了降落在附加的电容器CSHIFT处的电压VSHIFT的工作电压。通过适当地选择在附加的电容器CSHIF处的电压VSHIFT的大小，可以调整工作点，使得降压-升压转换器BUCK/BOOST总是可以在所限定的工作点工作，并且可以生成在主线圈LMAIN中的电流形成。这可以通过等式（11）来描述。
（11）。
因此，即使在负载电压 VPIEZO = 0V的情况下也可以实现在主线圈LMAIN中的电流形成，并且可以实现电容负载CPIEZO甚至直至负电压范围的完全放电。因为电容负载CPIEZO的放电电流也使附加的电容器CSHIFT放电，所以所述附加的电容器CSHIFT必须承载比电容负载CPIEZO更高的电荷，以便在所述电容负载CPIEZO放电以后仍然有足够的电压VSHIFT附在附加的电容器CSHIFT上。
将负载再充电到高的负电压值例如可以通过使用保护二极管DPROT来实现，该保护二极管DPROT然后将在电容负载CPIEZO处的负电位限制到在保护二极管DPROT处的电压V(D_PROT)和在选择晶体管M3处的电压V(D_M3)之和的正向电压。如果在完全除去电容负载中的电荷以后继续运行时控的放电路径，则保护二极管DPROT导致电容负载CPIEZO与降压-升压转换器BUCK/BOOST“断开”，因为所述电容负载CPIEZO是相对应的旁路电流路径。因此不需要花费高的放电结束探测。
前述拓扑的另一优点是在完整的充电-放电循环以后在附加的电容器CSHIFT中的隐含的电荷平衡。与在放电时一样，在充电时，相同的电荷流经附加的电容器CSHIFT和电容负载CPIEZO。因此，如果在一个循环以后在负载处达到与在该循环以前(例如0μAs)相同的电荷水平，则在附加的电容器CSHIFT处的电荷也再次得以平衡。因此在理想情况下，除了对附加的电容器CSHIFT的初始充电和可能的漏电流以外，不需要用于给附加的电容器CSHIFT供电的其它功率。除了由开关元件的ESR、EDSon以及印制导线造成的较小的导线损耗以外，在电容负载CPIEZO中的所存储的电荷还可以完全被回收。
在实际应用中，降压-升压转换器BUCK/BOOST可以利用附加的电容器CSHIFT来运行，使得在一个循环以后，放电总是稍大于电荷（5...10%），并且因此将附加的电容器CSHIFT简单地再充电至平衡就足够了。
电容的大小取决于要在所述电容处允许的最大电压升高，并且应该为负载电容的多倍。如果在实际应用中应该在附加的电容器CSHIFT处实现最大为负载电压的2%的电压升高，则所述附加的电容器CSHIFT的电容必须为最大负载电容的大约50倍高。
图5示出了根据图4的降压-升压转换器BUCK/BOOST的一个扩展方案。在那里，根据图2的降压-升压转换器BUCK/BOOST被构造成全桥转换器，其中在主线圈LMAIN与滤波电路CFILT、LEMC之间布置有第三开关元件M21，而在主线圈LMAIN与接地端子GND之间布置有第四开关元件M22。因此得到的由第三和第四开关元件M21、M22构成的串联电路与滤波电路CFILT、LEMC的电容器CFILT并联。在该并联电路与接地端子GND之间可以连接电流测量电阻RSH1。
可以借助于多种方法将附加的电容器CSHIFT预充电到所限定的电压。在根据图6的一个扩展方案中，可以经由时控的降压-升压转换器BUCK/BOOST利用具有晶体管MPRT的附加的充电路径来进行馈电。
如果保护二极管DPROT被有源开关MPRT代替，则可以在不是由选择晶体管M3选择的负载（M3，截止）以及导通的晶体管MPRT的情况下通过现有的降压-升压转换器BUCK/BOOST对附加的电容器CSHIFT进行充电。因为在充电阶段期间，所述附加的电容器CSHIFT的负极与接地电位GND连接，所以可以通过简单的参考接地的电压测量来调节在所述附加的电容器CSHIFT处的电压VSHIFT。
图7示出了用于附加的电容器CSHIFT的预充电电路，所述预充电电路具有第一DCDC转换器DCDC1的变压器的第二二次绕组SW2，所述第二二次绕组SW2以固定的绕组比耦合到所述变压器上。所述第二二次绕组SW2通过这里被构造成简单的二极管的整流器DGL与附加的电容器CSHIFT连接。如果变压器的漏电感小得可忽略，则针对附加的电容器CSHIFT的充电路径不需要特别的调节，因为辅助绕组SW2成比例地遵循中间电路电压VDC。因此，所耦合的输出电压VDC和VSHIFT通过变压器的绕组比来预先给定。对中间电路电压VDC的调节因此也确定了在附加的电容器CSHIFT处的电压。
根据本发明的装置所具有的优点是，DCDC转换器的工作范围可以以简单的措施按如下地来扩展：可以使该电容负载放电直至0V的电压范围。所述放电可以低损耗地进行，直到0V的负载电压，并且存储在负载中的电荷可以尽可能地被反馈到中间电路中。此外，通过添加被预充电到一个电压的与负载串联的无功储能元件，在运行期间仅仅需要如下视在功率，所述视在功率可以几乎完全被回收利用。
在放置附加的电容器CSHIFT的第二变型方案中对电串联电阻的要求降低，因为仅仅经滤波和取平均的负载电流必须被引导经过附加的电容器CSHIFT，而不是主线圈LMAIN的更高的峰值电流必须被引导经过附加的电容器CSHIFT。这样，可以避免花费高的第二DC-DC转换器用来产生负的辅助电压。
附加的电容器CSHIFT的位置与所选择的拓扑无关，因此例如可以在根据图1的半桥拓扑的情况下以及在根据图2的全桥拓扑的情况下使用，并且可以被插入在不同的位置处，诸如可以插入在负载电路的高压侧路径中（参见图4至6）或者也可以插入在负载电路的低压侧路径中。

Claims (11)

1.一种用于对电容负载（CPIEZO）进行充电和放电的装置，所述装置具有：
- 第一电容器（CDCDC），其具有第一和第二供电接线端子，
- 降压-升压转换器（BUCK/BOOST），其具有第一和第二输入接线端子，所述输入接线端子与所述电容器（CDCDC）的第一或第二供电接线端子连接，其中所述转换器（BUCK/BOOST）的第二输入接线端子与接地端子（GND）连接，
- 其中在所述第一与所述第二输入接线端子之间布置有由第一开关元件（M1）和第二开关元件（M2）构成的串联电路，并且所述两个开关元件（M1、M2）的连接点通过主线圈（LMAIN）与所述转换器（BUCK/BOOST）的第一输出接线端子连接，其中所述转换器（BUCK/BOOST）的第二输出接线端子与所述接地端子（GND）连接，
- 输出电路，其具有电容负载（CPIEZO），所述电容负载（CPIEZO）布置在第一与第二输出电路接线端子之间，所述输出电路接线端子与所述转换器（BUCK/BOOST）的输出接线端子连接，
其特征在于，
利用所述输出电路、所述主线圈（LMAIN）和所述第二开关元件（M2）形成的放电电路，在所述放电电路中布置有附加的电容器（CNEG、CSHIFT），所述附加的电容器（CNEG、CSHIFT）与充电电路（DCDC2；SW2、DG1；MPRT）连接，用于充电到预先给定的电压（VNEG、VSHIFT），其中所述电压（VNEG、VSHIFT）的极性对应于所述电容负载（CPIEZO）在充电状态下的负载电压（VPIEZO）的极性。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述附加的电容器（CNEG）布置在所述第二开关元件（M2）与所述接地端子（GND）之间。
3.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述充电电路是第二DC-DC转换器（DCDC2）。
4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，在所述降压-升压转换器（BUCK/BOOST）与所述输出电路之间布置有滤波电路（CFILT、LEMC），而在所述滤波电路（CFILT、LEMC）与所述输出电路之间布置有所述附加的电容器（CSHIFT）。
5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，在所述主线圈（LMAIN）与所述滤波电路（CFILT、LEMC）之间布置有第三开关元件（M21），而在所述主线圈（LMAIN）与所述接地端子（GND）之间布置有第四开关元件（M22）。
6.根据权利要求4或5所述的装置，其特征在于，在所述附加的电容器（CSHIFT）和所述电容负载（CPIEZO）的连接点与所述接地电位（GND）之间布置有充电开关元件（MPRT）。
7.根据权利要求4或5所述的装置，其特征在于，所述第一电容器（CDCDC）与反激转换器（DCDC1）的输出端连接，并且所述反激转换器（DCDC1）的变压器具有第二二次绕组（SW2），所述第二二次绕组（SW2）的输出接线端子通过整流器（DGL）与所述附加的电容器（CSHIFT）的接线端子连接。
8.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于，所述附加的电容器（CSHIFT）具有为所述电容负载（CPIEZO）的至少10倍大的电容。
9.根据权利要求4至8之一所述的装置，其特征在于，在所述附加的电容器（CSHIFT）和所述电容负载（CPIEZO）的连接点与所述接地电位（GND）之间布置有沿截止方向有极性的保护二极管（DPROT）。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述充电开关元件（MPRT）与所述保护二极管（DPROT）并联。
11.根据前述权利要求之一所述的装置，其特征在于，所述输出电路与所述电容负载（CPIEZO）串联地包含选择开关（M3）。
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