CN102216595A - 用于控制谐振超声压电喷射器的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于控制谐振超声压电级(1)的装置，包括：第一级(2)，该第一级将DC电压(VBATT)增加为中间DC电压(Vinter)，第二调制级(3)，包括连接到中间DC电压的电感器(L_P)和第一开关晶体管(M)，该第一开关晶体管用于响应第一命令脉冲流(V1)选择性控制电感器充电的相位和传送电感器中存储的能量的相位，从而产生压电级的励磁电压(VE)，其特征在于，第二级包括第二开关晶体管(M′)，其串联连接在第一晶体管的漏极和电感器的接线端之间，适于响应第二命令脉冲流(V2)在充电相位中限制电感器中存储的能量，从而减小励磁电压的振幅。

Description

用于控制谐振超声压电喷射器的装置和方法

技术领域

本发明涉及机动车内燃机的电子喷射领域。更具体而言，本发明涉及用于控制谐振超声压电级燃料喷射器的装置和方法。

背景技术

在图1中示意性示出这种控制装置的公知结构。

这种装置设计为控制喷射器的至少一个谐振超声电压级1，由控制计算机10和直流电压源V_BATT(例如车辆电池)电子地控制喷射器。该控制装置包括：

-第一级2，用于将直流电压V_BATT升压从而产生中间直流电压V_inter(数百伏特，例如250伏)，

-第二级3，用于调制中间直流电压V_inter，由中间直流电压V_inter提供且适于产生谐振超声压电级1的交流励磁电压V_E。

在特定情况下，需要能够精细地改变喷射燃料的量，以便例如补偿在其中喷射燃料的燃烧室中的压力变化，或者适应特定的流速剖面(profile)。

然而，为了能够非常灵活地影响喷射期间喷射燃料流速剖面，必须要能够灵活地、快速地改变喷射器的压电级1的励磁信号的振幅(也就是，调制级3的输出端信号V_E的振幅)。

因此，可以设想需要快速改变升压级2输出端所提供的中间电压V_inter。因此，调制级输出端的电压V_E的包络线(envelope)振幅也可以快速改变。

图2示出“升压”型电压转换器电路，它通常用作对直流电压源V_BATT例如具有电容C_batt的电池进行升压的升压级2。该电路包括电感器L_boost、用作由控制模块20控制的开关的MOSFET晶体管K、二极管D_boost以及储能电容器C_boost。控制模块传送高频脉冲流形式的信号，使得晶体管K周期性导通。当晶体管K闭合时，电感器L_boost利用电压V_BATT在其接线端进行充电。当晶体管K断开时，二极管D_boost导通，以及存储在电感器中的能量引发将对电容器C_boost进行充电的电流。

储能电容器C_boost通过这种方式充电，直到在其接线端达到V_inter所期望的值。

然而，该“升压”型的升压电路不能实现快速改变所产生的中间电压V_inter的振幅。它的尺寸应当要足够大，以便能够在调制级3的输出端处获得所期望的效果，也就是快速改变该级输出端输出的励磁电压V_E。然而，这种大尺寸导致需要选择非常大且非常昂贵的晶体管，并造成效率低下的问题，且因此还会加热升压级2。

发明内容

因此，本发明的一个目的是，提供一种技术方案，它既可以非常快速地改变调制级输出端的喷射器谐振超声压电级的励磁信号的包络线振幅，同时还可以保持对电子元件合理尺寸的控制，确保在机动车发动机控制方面实现可接受的体积/重量/成本的折衷。

为了实现该目的，本发明的主题是一种用于控制喷射器的至少一个谐振超声压电级的装置，它可以通过控制计算机和直流电压源来进行电子控制，该装置包括：

-第一级，该第一级对直流电压进行升压，以便产生中间直流电压，以及

-第二级，该第二级用于调制中间直流电压，包括连接到中间直流电压的电感器和第一开关晶体管，该第一开关晶体管响应于第一控制脉冲流选择性控制电感器充电的相位和传送电感器中存储的能量的相位，从而产生谐振超声压电级的励磁电压。

本发明的进一步地具体特征在于，第二级包括第二开关晶体管，其串联连接在第一开关晶体管的漏极和电感器的接线端之间，适用于在充电相位中响应于第二控制脉冲流来限制电感器中存储的能量，从而减小励磁电压的振幅。

优选地，第一开关晶体管的漏极通过电容器连接到谐振超声压电级。

作为变型，第一开关晶体管的漏极还可以通过变压器连接到谐振超声压电级。

根据该变型，变压器的初级绕组经一个接线端连接到第一开关晶体管的漏极，并经另一个接线端连接到地，初级绕组与电容器并联连接。

根据另一个变型，第二开关晶体管的漏极通过变压器连接到谐振超声压电级。

根据该另一个变型，变压器的初级绕组经一个接线端连接到中间直流电压，并经另一个接线端连接到第二开关晶体管的漏极，电容器连接在中间直流电压和第一开关晶体管的漏极之间。

优选地，第二控制脉冲流是PWM信号，其适用于将第二开关晶体管控制为断开状态持续达充电相位的至少一部分，在该相位期间第一开关晶体管被控制为闭合状态。

优选地，第一升压级包括升压型电压转换器。

本发明还涉及一种用于控制喷射器的至少一个谐振超声压电级的方法，该喷射器通过控制计算机和直流电压源来进行电子控制，该方法包括以下步骤：

-放大直流电压，以产生中间直流电压；

-通过中间直流电压产生谐振超声压电级的励磁电压，所述步骤包括以控制频率将第一开关晶体管控制为闭合状态，从而控制连接到中间直流电压的电感器的充电相位，以及将其控制为断开状态，从而控制将存储在电感器中能量传送至谐振超声压电级的相位，

所述方法的特征在于，其包括在充电相位限制存储在电感器中的能量以减小励磁信号的振幅的步骤，该步骤包括在至少一部分充电相位中将串联放置在第一开关晶体管的漏极和电感器之间的第二切换开关控制为断开状态。

优选地，谐振超声压电级的励磁电压振幅的减小量依赖于每个充电相位中第二开关晶体管的断开时间。

附图说明

通过参照附图，阅读下面阐述性而非限制性的说明，本发明的其它特征和优点将变得更加清楚，其中：

-图1示出已经介绍的内燃机燃料喷射器的谐振超声压电级的公知控制装置的简化电路图；

-图2示出用于生成已经介绍的图1的公知控制装置的第一级的方法的电路图，该方法形成“升压”型升压级；

-图3示出根据本发明的说明具有控制电压的较大动态范围的可变振幅包络线剖面的脉冲波形图，所述控制电压在控制装置的第二电压调制级的输出端处获得；

-图4示出用于生成连接到喷射器压电级的公知控制装置的第二电压调制级的方法的电路图；

-图5示出图4的变型实施例；

-图6示出基于串联电感器的半桥型结构的、根据本发明的喷射器控制装置的电压调制级的电路图；

-图7至9示出图6电路的变型，其中具有半桥型结构下游的无源电路的若干可能结构；

-图10示出包括半桥型结构的晶体管的相应控制信号的脉冲波形图，其中本发明的喷射器控制装置的电压调制级依赖于所述半桥型结构；

-图11示出根据本发明的原理的喷射器的激励信号的调制示例。

具体实施方式

本发明基于具有已经参照图1说明的升压级和调制级的控制装置。

本发明提出修改上述控制装置的调制级，从而能够以较大动态范围改变该级输出端(也就是相关喷射器的输入端)提供的励磁电压的振幅。参照图3来说明以较大动态范围改变喷射器的励磁电压包络线的振幅的这种原理，其中图3示出适于允许特别灵活的喷射控制的励磁电压V_E的包络线的剖面P。

因此，除了通过调制级执行调制之外，还涉及能够优选地在喷射器的谐振频率下调制喷射器的励磁电压峰值的振幅，它一部分步骤需要产生电压峰值本身。

为了产生图3所示的这种类型的电压包络线信号，根据本发明的控制装置的调制级3基于同样公知的拓扑结构，如图4所示。

因此以脉冲电压发生器的形式使用电压调制级3，脉冲电压发生器能够响应于控制脉冲流V₁，以电压脉冲流的形式传送在输出端连接的喷射器的超声压电级1的励磁电压V_E，经驱动器级30以适当频率在开关晶体管M的控制电极接收上述控制脉冲流V₁，该开关晶体管例如是MOSFET型晶体管。

更具体而言，该脉冲电压发生器包括电感线圈L_P和与该线圈并联的电容器C_P，该电感线圈连接到中间直流电压V_inter(升压级2的输出端)并且由晶体管M来控制，该电容器的接线端连接到谐振超声压电级1。

该谐振超声压电级喷射器可以由串联谐振器来建模，该串联谐振器包括串联到电感器的电阻器和电容器。对谐振超声压电喷射器的充电进行建模的脉冲电压(tension)发生器和串联谐振器的组合通常被本领域技术人员称为“伪E类放大器”。

因此，在施加到晶体管M的门极的控制脉冲流V₁的作用下，该晶体管的漏极可以传送电压V_E的脉冲流，其能够激励连接到调制级3的输出端的谐振超声压电级1。

作为变型，参照图5，该脉冲电压发生器包括并联连接在中间直流电压V_inter和开关晶体管M的漏极之间的变压器T和电容器C_P的组件。更具体而言，开关晶体管M的漏极经变压器T连接到谐振超声压电级1，该变压器的初级绕组并联连接到中间直流电压V_inter和开关晶体管M的漏极之间的电容器C_P，且该变压器的次级绕组连接到谐振超声压电级1。

该E类放大器的操作周期基于两个操作相位，这两个相位以控制流限定的频率恒定重复，对应于充电谐振器的谐振频率：

-充电相位：晶体管M闭合；充电谐振器短路并且“自身”谐振(其在自身的耗能元件中消耗了少许能量)，同时由于受V_inter供电，电感器L_P充电。

-传送相位：晶体管断开；储存在电感器中的能量流回到充电谐振器，并补偿充电谐振器的耗能。

这种类型拓扑结构的放大因数(也就是，V_inter和输出电压V_E的峰值到峰值振幅之间的比值)是3至4级的结构。具体来说，无法控制储存在电感器中的能量数量，然后流回每个周期充电的谐振器。电压调制级的输出端的励磁电压V_E的振幅因此主要由升压级的输出电压V_inter的数值来指定。

图6于是示出调制级的一种新拓扑结构，它对“E类”类型的调制级的操作进行修改，以便能够非常快速地改变该级输出端(也就是相关喷射器的输入端)提供的励磁信号V_E的振幅。根据本发明的电压调制级3基于“具有串联电感器的半桥”型结构。该半桥结构包括串联安装在接地端和电感器线圈L_P之间的两个晶体管M和M′，该电感器线圈由中间直流电压V_inter来供电。

因此，相对于图4或5所示的拓扑结构，形成电压调制级3的脉冲电压发生器包括例如MOSFET型晶体管的第二开关晶体管M′，其串联连接在晶体管M(其源极接地)的漏极(图6中的点C)和电感器线圈L_P的一个接线端(点B)之间，电感器线圈L_P的另一个接线端(点A)连接到中间直流电压源V_inter(升压级2的输出端)。

经驱动器30和40由相应控制脉冲流V1和V2来冲击晶体管M和M′，从而可以分别控制晶体管M和M′的断开和闭合，下面将对此进行详细说明。

此外，可以设想到半桥结构下游的无源电路50的若干结构。

因此，图7详细示出能够直接振幅调制的拓扑结构，也就是说，在该拓扑结构中喷射器的谐振超声压电级直接连接到包括半桥结构的晶体管M和M′。该拓扑结构具有简便、成本低廉的优点。另一方面，不可能控制具有高于机动车环境中可以使用的晶体管类型的最大绝缘特征值的输出振幅的喷射器(对于IGBT即“绝缘门极双极晶体管”的晶体管而言，它大约为1200伏)。

为了在电压调制级3的输出端获得更大的喷射器励磁电压V_E，可以采用具有如图8和9所示的那些变压器T的拓扑结构。

根据图8，第二开关晶体管M′的漏极经变压器T连接到谐振超声压电级1。更具体而言，变压器的初级绕组连接到中间直流电压V_inter和第二开关晶体管M′的漏极之间，电感器线圈L_P则由变压器T的初级绕组组成，且次级绕组连接到谐振超声压电级的接线端。电容器C_P也连接在中间直流电压V_inter和第一开关晶体管M的漏极之间。

作为变型，根据图9，变压器T和电容器C_P的组件并联连接在第一开关晶体管M的漏极和接地端之间。更具体而言，第一开关晶体管M的漏极经变压器T连接到谐振超声压电级1，变压器的初级绕组并联连接到晶体管M的漏极和接地端之间的电容器C_P，变压器的次级绕组连接到谐振超声压电级1。

这两个变型可以产生比所使用晶体管的绝缘特征值大得多的振幅，这也可以以更高效率、更低成本在变压器的变压系数和适合的晶体管特征值之间寻求折衷方案。

无论半桥型结构下游的无源电路的实施例如何，该半桥型结构的价值实质上在于，不同于“严格”E类拓扑结构(图4和5)，它可以短路对谐振超声压电级1进行建模的充电谐振器，而不系统地对连接到中间直流电压V_inter(升压级2的输出端)的串联电感器L_P进行充电。

具体来说，如果在一段时间内第二开关晶体管M′断开，则可以闭合第一开关晶体管M，从而使得喷射器的谐振超声压电级1谐振，而不对电感器L_P进行充电，该电感器然后通过第二开关晶体管M′与接地分开，从而在其断开状态下可以将第一开关晶体管M的漏极与电感器L_P断开。

因此，根据第二开关晶体管M′的断开时间，可以显著地减小在级3的输出端传送的信号的振幅，从而控制施加到所涉及的喷射器的励磁信号V_E的包络线振幅。

这种基于半桥型结构的拓扑结构因此可以改变电压调制级3的E类类型的操作周期，从而能够在输出端产生可变振幅的励磁电压V_E，其中上述半桥型结构由两个开关晶体管M和M′组成，它们分别由控制脉冲流V₁和V₂来控制。

具体来说，在E类放大器的操作周期中，除了充电和传送相位之外，还可以引入一个新的相位，也就是不对串联到由晶体管M和M′组成的半桥的电感器进行充电的谐振相位，从而能够产生可变振幅的输出。

为此，如上所述，控制形成半桥的两个晶体管的方法主要是基于控制脉冲流V₂的特性，其控制着第二开关晶体管M′的断开和闭合。

在新提出的拓扑结构中，控制着开关晶体管M的断开和闭合的控制脉冲流V₁相对于参照图4或5所述的“严格”E类拓扑结构中采用的控制流而言没有变化。

在图10中以矩形信号的形式示出了这种控制脉冲流V₁。

有利地的是，它具有以下特征：

-50％的占空比；

-第一控制脉冲要比后面的脉冲短大约两倍。

第一个脉冲的宽度减小具体地能够最小化第一峰值的过电压，该过电压在喷射的第一个瞬间可能会非常大(并且因此对于晶体管会造成潜在损害)。

因此，喷射控制期间的每个操作周期包括将高电平的控制脉冲流V₁施加到晶体管M(闭合的晶体管)的门极，控制充电相位，其中在该相位对由V_inter供电的电感器L_P进行充电，以及将低电平的控制脉冲流V₁施加到晶体管M(断开的晶体管)的门极，控制传送相位，其中在该相位将储存在电感器中的能量传送到谐振超声压电级。

另一方面，需要使用该控制脉冲流V₁作为第二开关晶体管M′的第二控制脉冲流V₂的相位参考。

第二控制脉冲流V₂例如是PWM(“脉宽调制”)信号，也就是矩形信号，该信号的占空比可以变化，从而能够控制第二开关晶体管M′的断开和闭合时间。更具体而言，它用于控制晶体管M′的断开瞬间，在此期间希望限制串联电感器L_P的充电，同时第一开关晶体管M闭合。

在至少一部分充电相位期间(也就是说第一开关晶体管M闭合)第二开关晶体管M′的这种断开配置具体地可以限制在每个操作周期存储在串联电感器L_P的能量，以及因此在稳定状态下E类调制级3的输出端提供的信号总振幅。

在级3的输出端产生的励磁电压V_E的振幅基本依赖于每个周期第二开关晶体管M′的断开时间D。这种断开的时间越长，周期性存储在串联电感器中的能量就越弱，以及励磁电压V_E的振幅减小量就越大。

该断开时间可以通过改变控制脉冲流V₂的占空比来调节。

从图10可以看出，还必须考虑控制脉冲流V₁和V₂的以下特征：

-在喷射开始之前，控制第一开关晶体管M处于断开状态(控制脉冲流V₁的低电平)，以及

-在喷射开始之前，控制第二开关晶体管M′处于闭合状态(控制脉冲流V₂的高电平)。

具有调制级3的串联电感器的半桥配置可以识别两种操作情况：

-称为“全振幅”的操作，在该操作中，始终控制第二开关晶体管M′处于闭合状态。这种情况下的操作等同于参照图4或5所述的基本E类调制级的操作，以及

-称为“部分振幅”的操作，根据已经陈述的上述本原理，在该操作中，控制第二开关晶体管M′在充电相位期间处于断开状态(也就是说当第一开关晶体管M闭合时)，以及控制第二开关晶体管M′在传送相位期间处于闭合状态(也就是说当第一开关晶体管M断开时)。

基于第二开关晶体管M′的周期性断开，该第二种操作模式因此可以在整个喷射过程中控制级3的输出端信号V_E的包络线振幅。

因此可以利用调制的控制包络线来执行喷射。在图11中示出这种包络线的调制方式。在喷射控制开始时，通过将晶体管M′始终控制在闭合状态来获得电压V_E的最大振幅。然后，在喷射控制的第二部分中，将PWM信号形式的控制脉冲流V₂施加到开关晶体管M′的门极，从而可以限制电压V_E的振幅值。

Claims (10)

1.一种用于控制喷射器的至少一个谐振超声压电级(1)的装置，所述喷射器通过控制计算机(10)和直流电压源(V_BATT)来进行电子控制，该装置包括：

第一级(2)，该第一级对直流电压(V_BATT)进行升压，以便产生中间直流电压(V_inter)，以及

第二级(3)，该第二级用于调制中间直流电压，包括连接到中间直流电压的电感器(L_P)和第一开关晶体管(M)，该第一开关晶体管适于响应第一控制脉冲流(V₁)选择性控制电感器充电的相位和传送电感器中存储的能量的相位，从而产生谐振超声压电级(1)的励磁电压(V_E)，

其特征在于，第二级包括第二开关晶体管(M′)，其串联连接在第一开关晶体管(M)的漏极和电感器(L_P)的接线端之间，适于响应第二控制脉冲流(V₂)在充电相位中限制电感器中存储的能量，从而减小励磁电压的振幅。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于第一开关晶体管(M)的漏极通过电容器(C_P)连接到谐振超声压电级(1)。

3.根据权利要求1或2所述的控制装置，其特征在于第一开关晶体管(M)的漏极通过变压器(T)连接到谐振超声压电级(1)。

4.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于变压器(T)的初级绕组经一个接线端连接到第一开关晶体管(M)的漏极，以及经另一个接线端接地，该初级绕组与电容器(C_P)并联连接。

5.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于第二开关晶体管(M′)的漏极通过变压器(T)连接到谐振超声压电级(1)。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于变压器(T)的初级绕组经一个接线端连接到中间直流电压(V_inter)，以及经另一个接线端连接到第二开关晶体管(M′)的漏极，电容器(C_P)连接在中间直流电压和第一开关晶体管(M)的漏极之间。

7.根据前述任意一项权利要求所述的控制装置，其特征在于第二控制脉冲流(V₂)是PWM信号，其适于将第二开关晶体管(M′)控制为断开状态持续达充电相位的至少一部分，在充电相位的至少一部分期间将第一开关晶体管(M)控制为闭合状态。

8.根据前述任意一项权利要求所述的控制装置，其特征在于第一级(2)包括升压型电压转换器。

9.一种用于控制喷射器的至少一个谐振超声压电级(1)的方法，该喷射器通过控制计算机(10)和直流电压源(V_BATT)来进行电子控制，该方法包括以下步骤：

-放大直流电压，以产生中间直流电压(V_inter)；

-通过中间直流电压产生谐振超声压电级的励磁电压(V_E)，包括以控制频率将第一开关晶体管(M)控制为闭合状态，从而控制连接到中间直流电压的电感器(L_P)的充电相位，以及将第一开关晶体管(M)控制为断开状态，从而控制将存储在电感器中能量传送至谐振超声压电级的相位，

所述方法的特征在于，其包括在充电相位限制存储在电感器中的能量以减小励磁信号振幅的步骤，包括在充电相位的至少一部分中将串联放置在第一开关晶体管的漏极和电感器之间的第二切换开关(M′)控制为断开状态。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于谐振超声压电级的励磁电压振幅的减小量依赖于每个充电相位中第二开关晶体管的断开时间(D)。

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