TW201720031A - 一種具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器 - Google Patents

一種具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器 Download PDF

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Abstract

一種雙向直流-直流轉換器，具有：一全橋式轉換電路，耦接於一直流電壓源與一電池單元之間且受一第一控制信號、一第二控制信號、一第三控制信號、以及一第四控制信號之控制；一第一信號處理電路，依該直流電壓源產生一第一電壓信號；一第二信號處理電路，依該電池單元產生一第二電壓信號及一電流信號；以及一控制單元，與該第一信號處理電路及該第二信號處理電路耦接以執行一充電程序或一放電程序，該充電程序和該放電程序均包含一比例-積分-微分運算以調整該第一控制信號和該第三控制信號間之一相移角，俾以提高轉換效率。

Description

一種具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器
本發明係有關於雙向直流-直流轉換器，特別是關於一種具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器。
能源短缺是全球面臨的重要問題，為解決這個問題，再生能源的開發是不可或缺的。但再生能源容易受天候因素影響，使得供電不穩定且發電量難以預估，為解決這個問題，微電網系統(Micro-Grid System)乃被提出。圖1為微電網系統架構圖，微電網系統能在負載需求低於再生能源所提供的能量時，將多餘的能量透過雙向轉換器儲存在電池中，或是將能量饋回市電，而在負載需求高於再生能源所提供的能量時，也能將電池的能量透過雙向轉換器提供給負載使用，若是電池儲能不足，也可以從市電饋入能量以滿足負載所需。如此一來，不但增加了能量的可用性，同時也解決了能源的供需問題，故雙向轉換器在微電網系統內為重要元件。
另外，自1973年後世界經歷了三次的石油危機，國際原油的價格常居高不下。有鑑於此，各車廠開始研發各式油電混合車(Hybrid electric vehicle, HEV)、插電式油電混合車(Plug-in Hybrid electric vehicle, PHEV)以及純電動車(Battery electric vehicle, BEV)，以達到環保及降低燃料成本之目的。圖2為電動車的電力介面，油電混合車在剛起步或是低速行駛時，車輛動力會由電池供給以減少燃油的使用，在一般行駛時，車輛動力則會由燃油給予，而在上坡或是高速行駛時，車輛動力會由燃油和電池合併給予，使車輛有更大的動力，在車輛煞車時，則會回收剩餘動能為電池充電。若由電動車內部電力介面來看，電池係透過雙向升降壓直流-直流轉換器與直流匯流排連接。車輛加速時，如果電池端電壓高於直流匯流排端電壓，電池為降壓放電；反之，電池為升壓放電。而車輛煞車時，如果電池端電壓高於直流匯流排端電壓，電池為升壓充電；反之，電池為降壓充電。另外，車輛到電網(Vehicle to Grid, V2G)模式是指當電動汽車長時間靜置，車載電池所儲存電能可銷售給電網，而當車載電池需要充電，充電所需電能則需由電網提供。在V2G充電模式，如果整流匯流排端電壓高於電池端電壓，電池為降壓充電；反之，電池為升壓充電。在V2G放電模式，如果整流匯流排端電壓高於電池端電壓，電池為升壓放電；反之，電池為降壓放電。由此可知雙向升降壓直流-直流轉換器亦為電動車重要裝置之一。
一般的雙向直流-直流轉換器係以功率開關取代二極體，如圖3所示。由於傳統的雙向直流-直流轉換器只能在一方向升壓而在另一方向降壓，其使用的範圍會受到限制。有些文獻分析比較了傳統雙向轉換器、C’uk轉換器與SEPIC轉換器，其架構如圖4(a)-4(c)所示。傳統雙向轉換器的電路架構簡單且電路被動元件少，而效率也優於C’uk轉換器與SEPIC轉換器。若要將雙向直流-直流轉換器運用在電動車上，除了要克服體積與重量的限制，也要有在雙向靈活傳遞能量的能力。有些文獻提出非隔離型雙向直流-直流轉換器，如圖5所示，非隔離型雙向直流-直流轉換器改善了傳統型雙向直流-直流轉換器只能單向升降壓的缺點，另外有文獻提出的雙向直流-直流轉換器的電壓增益是傳統直流-直流轉換器的兩倍，而且開關上的電壓應力只有輸入電壓的一半，因而有更寬的電壓轉換範圍。有的文獻除了提出具零電壓切換能力之雙向直流-直流轉換器電路架構，也推導出功率與電路規格的關係式，更探討了在不同負載的情況下，相移控制機制對整體電路效率的影響。而且非隔離型雙向直流-直流轉換器相較於如圖6所示之隔離型雙向直流-直流轉換器，不僅電路架構簡單而且體積較小，更加適合應用在電動車上。
本發明之主要目的在於提供一雙向升降壓直流-直流轉換器以應用在一微電網系統或一電動車中。
為達到上述目的，一種具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器乃被提出，其具有：
一全橋式轉換電路，具有一第一半橋開關電路、一第二半橋開關電路、及耦接於該第一半橋開關電路和該第二半橋開關電路之間之一電感器，其中，該第一半橋開關電路具有二通道端以與一直流電壓源耦接、一第一控制端以與一第一控制信號耦接、以及一第二控制端以與一第二控制信號耦接，該第二半橋開關電路具有二通道端以與一電池單元耦接、一第三控制端以與一第三控制信號耦接、以及一第四控制端以與一第四控制信號耦接，以及該第一控制信號係與該第二控制信號電位互補且該第三控制信號係與該第四控制信號電位互補；
一第一信號處理電路，依該直流電壓源之一電壓產生一第一電壓信號；
一第二信號處理電路，依該電池單元之一電壓產生一第二電壓信號以及依該電池單元之一電流產生一電流信號；以及
一控制單元，儲存有一韌體程式，用以執行一充電程序或一放電程序，該充電程序和該放電程序均包含藉由一比例-積分-微分運算調整該第一控制信號和該第三控制信號間之一相移角以對該全橋式轉換電路進行一電壓轉換操作，其中，該充電程序係依該第二電壓信號及該電流信號調整該相移角，且該放電程序係依該第一電壓信號調整該相移角。
在一實施例中，該充電程序係一降壓程序或一升壓程序。
在一實施例中，該放電程序係一降壓程序或一升壓程序。
在一實施例中，該充電程序和該放電程序均包含一類比至數位轉換運算。
在一實施例中，該充電程序和該放電程序均進一步包含一濾波運算。
為使　貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如后。
在雙向直流-直流轉換的應用中，能量的傳遞都需要透過一雙向升/降壓直流-直流轉換器，而電池端電壓的高低將會決定該雙向升/降壓直流-直流轉換器的操作模式。在電池充電時，假若電池端電壓低於匯流排端電壓，則該雙向升/降壓直流-直流轉換器會操作在降壓型充電模式；反之，則操作在升壓型充電模式。在電池放電時，假若電池端電壓低於匯流排端電壓，則該雙向升/降壓直流-直流轉換器會操作在升壓型放電模式；反之，則操作在降壓型放電模式。
本發明之雙向升/降壓直流-直流轉換器主要分為兩部分，第一部分為硬體架構，其具有架構簡單、被動元件數少且可藉由一橋式功率開關組的切換改變能量傳輸方向等優點，使轉換器可操作於升/降壓型充/放電模式。第二部分為控制架構，因傳統類比轉換器控制元件容易受到工作環境溫度及濕度影響，造成元件特性老化，因此本發明使用一微處理器(例如Microchip公司針對切換式電源應用場合所開發之dsPIC33FJ16GS502微處理器)作為控制核心，將輸出電壓及電流經由信號處理電路回授至該微處理器，再經由該微處理器內部運算產生控制訊號來驅動該橋式功率開關組，達到雙向直流-直流轉換器數位化控制。本發明之轉換器可以適應性地調整該橋式功率開關組之對應驅動信號間的相移角以達到柔切(soft switching)驅動的效果，從而減少切換損耗、提高系統效率。
請參照圖7，其繪示本發明之具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器之一實施例。如圖7所示，該雙向直流-直流轉換器具有一全橋式轉換電路100、一第一信號處理電路110、一第二信號處理電路120、以及一控制單元130。
全橋式轉換電路100具有一第一半橋開關電路101、一第二半橋開關電路102、及耦接於該第一半橋開關電路101和該第二半橋開關電路102之間之一電感器103，其中，該第一半橋開關電路101具有二通道端A、B以與一直流電壓源VDC 耦接、一第一控制端以與一第一控制信號S1 耦接、以及一第二控制端以與一第二控制信號S2 耦接，該第二半橋開關電路102具有二通道端C、D以與一電池單元200耦接、一第三控制端以與一第三控制信號S3 耦接、以及一第四控制端以與一第四控制信號S4 耦接，以及該第一控制信號S1 係與該第二控制信號S2 電位互補且該第三控制信號S3 係與該第四控制信號S4 電位互補，亦即，一控制信號為高電位/低電位時，另一控制信號為低電位/高電位。
第一信號處理電路110係依該直流電壓源VDC 之一電壓V1 產生一第一電壓信號SV1 。
第二信號處理電路120係依該電池單元200之一電壓V2 產生一第二電壓信號SV2 以及依該電池單元200之一電流I產生一電流信號SI 。
控制單元130，儲存有一韌體程式，用以執行一充電程序或一放電程序。該充電程序和該放電程序均包含一類比至數位轉換單元131、一濾波運算單元132、一比例-積分-微分運算單元133、以及一脈衝寬度調變運算單元134、以及一驅動單元135。另外，該充電程序可為一降壓程序或一升壓程序，且該放電程序可為一降壓程序或一升壓程序。
類比至數位轉換單元131係用以對第一電壓信號SV1 或第二電壓信號SV2 、電流信號SI 執行一類比-數位轉換運算；濾波運算單元132係用以對類比至數位轉換單元131之輸出執行一濾波運算；比例-積分-微分運算單元133係用以調整該第一控制信號S1 和該第三控制信號S3 間之一相移角，以經由脈衝寬度調變運算單元134及驅動單元135輸出第一控制信號S1 、第二控制信號S2 、第三控制信號S3 、以及第四控制信號S4 ，從而對該全橋式轉換電路100進行一電壓轉換操作，其中，該充電程序係依該第二電壓信號SV2 及該電流信號SI 調整該相移角，且該放電程序係依該第一電壓信號SV1 調整該相移角。
以下將對本發明雙向升/降壓直流-直流轉換器的原理做詳細說明：
I.硬體架構與電路操作分析
1.1硬體架構
本發明之全橋式轉換電路100，如圖8之示意圖所示，是由一顆電感、兩顆電容和四顆功率開關所組成。本發明係經由比較判斷電池端電壓與匯流排端電壓後，控制四顆功率開關切換，改變能量傳遞方向，讓所有功率開關均可操作在零電壓切換，以提升電路整體效率。
1.2充放電等效電路分析電路操作分析
圖9為全橋式轉換電路100之等效模型，以下將對其充電模式與放電模式進行分析。
1.2.1充電模式等效模型
充電模式有四個主要操作狀態：
充電模式狀態(一)：S1 、S4 導通，S2 、S3 截止；
充電模式狀態(二)：S1 、S3 導通，S2 、S4 截止；
充電模式狀態(三)：S2 、S3 導通，S1 、S4 截止；
充電模式狀態(四)：S2 、S4 導通，S1 、S3 截止。
接下來將針對充電模式四個狀態進行分析。
充電模式狀態(一)：
如圖10(a)所示，在充電模式狀態(一)中，經由克希荷夫電壓及電流定律可得到以下之狀態方程式：
(1)
(2)
(3)
充電模式狀態(二)：
如圖10(b)所示，在充電模式狀態(二)中，經由克希荷夫電壓及電流定律可得到以下之狀態方程式：
(4)
(5)
(6)
充電模式狀態(三)：
如圖10(c)所示，在充電模式狀態(三)中，經由克希荷夫電壓及電流定律可得到以下之狀態方程式：
(7)
(8)
(9)
充電模式狀態(四)：
如圖10(d)所示，在充電模式狀態(四)中，經由克希荷夫電壓及電流定律可得到以下之狀態方程式：
(10)
(11)
(12)
充電模式狀態由(1)至(12)式，可推導出、、在一個週期內之平均值分別如(13)至(15)式所示，其中為、為、為、為、、為開關S1 與S3 的責任週期。
(13)
(14)
(15)
根據電感的伏特-秒平衡定律，可推導出(16)式。
(16)
整理(16)式後，可得電池端電壓與匯流排端電壓之關係式為
(17)
在充電模式中，開關S1 、S2 及S3 、S4 均為互補訊號，開關S3 與S4 責任週期為固定50 %，由(17)式可知，若要達成降壓之功能，開關S1 責任週期必須小於50 %，亦即S3 和S1 之間須有一相移角fCD 使開關S1 的責任週期小於50 %；若要達成升壓之功能，開關S1 責任週期必須大於50 %，亦即S3 和S1 之間須有一相移角fCU 使開關S1 的責任週期大於50 %。
1.2.2放電模式等效模型
放電模式有四個主要操作狀態：
放電模式狀態(一)：S2 、S3 導通，S1 、S4 截止；
放電模式狀態(二)：S1 、S3 導通，S2 、S4 截止；
放電模式狀態(三)：S1 、S4 導通，S2 、S3 截止；
放電模式狀態(四)：S2 、S4 導通，S1 、S3 截止。
接下來將針對放電模式四個狀態進行分析。
放電模式狀態(一)：
如圖11(a)所示，在放電模式狀態(一)中，經由克希荷夫電壓及電流定律可得到以下之狀態方程式：
(18)
(19)
(20)
放電模式狀態(二)
如圖11(b)所示，在放電模式狀態(二)中，經由克希荷夫電壓及電流定律可得到以下之狀態方程式：
(21)
(22)
(23)
放電模式狀態(三)
如圖11(c)所示，在放電模式狀態(三)中，經由克希荷夫電壓及電流定律可得到以下之狀態方程式：
(24)
(25)
(26)
放電模式狀態(四)
如圖11(d)所示，在放電模式狀態(四)中，經由克希荷夫電壓及電流定律可得到以下之狀態方程式：
(27)
(28)
(29)
放電模式由(18)至(29)式，可推導出、、在一週期內之平均值為(30)至(32)式，其中為、為、為、為、、為開關S1 與S3 的責任週期。
(30)
(31)
(32)
根據電感的伏特-秒平衡定律，可推導出(33)式。
(33)
整理(33)式後，可得匯流排端電壓與電池端電壓之關係式。
(34)
在放電模式中，開關S1 、S2 及S3 、S4 均為互補訊號，開關S1 與S2 的責任週期為固定50 %，由(34)式可得知，若要達成降壓之功能，開關S3 的責任週期必須小於50 %，亦即S1 和S3 之間須有一相移角fDD 使開關S3 的責任週期小於50 %；若要達成升壓之功能，開關S3 責任週期必須大於50 %，亦即S1 和S3 之間須有一相移角fDU 使開關S3 的責任週期大於50 %。
1.3雙向升降壓直流-直流轉換器動作分析
1.3.1充電模式動作分析
為防止開關同時導通造成電路誤動作，因此在開關切換時加入延遲時間(Dead Time)，而藉由S1 ～S４ 導通切換以達成充電動作。充電模式可細分成十二個時序狀態。
狀態一 (t0 ≤ t ＜ t1 )：
在t=t0 時，等效電路如圖12(a)所示，由於上一狀態Db-s1 導通，開關S1 零電壓導通，S4 則是延續上一狀態持續導通，S2 、S3 截止，電感上的跨壓為Vbus ，匯流排端提供能量對電感儲能，電感電流呈線性上升，負載端能量由Cbat 提供。當S4 截止則進入下一狀態。
狀態二 (t1 ≤ t ＜ t2 )：
在t­=t1 時，等效電路如圖12(b)所示，開關S1 導通，S2 、S3 、S4 截止。依據楞次定律，電感電流必須保持連續性，故電感電流延續上一狀態之電流方向持續流動，因此電感電流對Coss3 放電、對Coss4 充電，直到Coss3 兩端電壓放至零、Coss4 兩端電壓充至Vbat ，開關S3 的本體二極體Db-s3 才會導通。當Db-s3 導通則進入下一個狀態。
狀態三 (t2 ≤ t ＜ t3 )：
在t=t2 時，等效電路如圖12(c)所示，開關S1 導通，S2 、S3 、S4 截止。由於開關S3 的本體二極體Db-s3 導通，S3 上的跨壓箝位在接近零電位，若能立即導通開關S3 ，S3 會操作在零電壓切換，若開關S3 未立即導通，將會造成額外的開關損耗，使電路整體效率降低。當S3 導通則進入下一狀態。
狀態四 (t3 ≤ t ＜ t4 )：
在t­=t3 時，等效電路如圖12(d)所示，開關S1 延續上一狀態持續導通、S3 零電壓導通，S2 、S4 截止，電感上的跨壓為Vbus -Vbat ，若是降壓型，Vbus 電壓大於Vbat ，因此電感繼續儲能，電感電流呈線性上升。若是升壓型，Vbus 電壓小於Vbat ，因此電感開始釋能，電感電流呈線性下降。而匯流排端能量經由S1 及S3 對Cbat 充電，並提供能量給負載。當S1 截止則進入下一狀態。
狀態五 (t4 ≤ t ＜ t5 )：
在t­=t4 時，等效電路如圖12(e)所示，開關S3 導通，S1 、S2 、S4 截止，電感電流需保持連續性，故電感電流延續上一狀態之電流方向持續流動，因此電感電流對Coss1 充電、Coss2 放電，直到Coss1 兩端電壓充至Vbus 、Coss2 兩端電壓放至零，開關S2 的本體二極體Db-s2 才會導通。當Db-s2 導通則進入下一狀態。
狀態六 (t5 ≤ t ＜ t6 )：
在t­=t5 時，等效電路如圖12(f)所示，開關S3 導通，S1 、S2 、S4 截止，由於開關S2 的本體二極體Db-s2 導通，S2 上的跨壓箝位在接近零電位，若能立即導通開關S2 ，S2 會操作在零電壓切換，若開關S2 未立即導通，將會造成額外的開關損耗，使電路整體效率降低。當S2 導通則進入下一狀態。
狀態七 (t6 ≤ t ＜ t7 )：
在t­=t6 時，等效電路如圖12(g)所示，開關S2 零電壓導通、S3 則是延續上一個狀態導通，S1 、S4 截止，電感上的跨壓為-Vbat ，因此電感開始釋能，電感電流呈線性下降，並提供能量給負載端使用。在此狀態必須有足夠的時間讓電感電流持續下降到負，讓電感電流改變方向，否則無法讓下一狀態開關達到零電壓切換。當S3 截止則進入下一狀態。
狀態八 (t7 ≤ t ＜ t8 )：
在t­=t7 時，等效電路如圖12(h)所示，開關S2 導通，S1 、S3 、S4 截止。電感電流在上一狀態改變電流方向，為保持連續性，因此電感電流對Coss3 充電、Coss4 放電，直到Coss3 兩端電壓充至Vbat 、Coss4 兩端電壓放至零，開關S4 的本體二極體Db-s4 才會導通。當Db-s4 導通則進入下一狀態。
狀態九 (t8 ≤ t ＜ t9 )：
在t­=t8 時，等效電路如圖12(i)所示，開關S2 導通，S1 、S3 、S4 截止。由於開關S4 的本體二極體Db-s4 導通，S4 上的跨壓箝位在接近零電位，若能立即導通開關S4 ，S4 會操作在零電壓切換，若開關S4 未立即導通，將會造成額外的開關損耗，使電路整體效率降低。當S4 導通則進入下一狀態。
狀態十 (t9 ≤ t ＜ t10 )：
在t­=t9 時，等效電路如圖12(j)所示，開關S2 延續上一狀態持續導通、S4 零電壓導通，S1 、S3 截止。此時電感上的跨壓為零，電感電流方向保持不變，負載端能量由Cbat 提供。當S2 截止則進入下一狀態。
狀態十一 (t10 ≤ t ＜ t11 )：
在t­=t10 時，等效電路如圖12(k)所示，開關S4 導通，S1 、S2 、S3 截止。電感電流需保持連續性，故電感電流延續上一狀態之電流方向持續流動，因此電感電流對Coss1 放電、Coss2 充電，直到Coss1 兩端電壓放至零、Coss2 兩端電壓充至Vbus ，開關S1 的本體二極體Db-s1 才會導通。當Db-s1 導通則進入下一狀態。
狀態十二 (t11 ≤ t ＜ t12 )：
在t­=t11 時，等效電路如12(l)所示，開關S4 導通，S1 、S2 、S3 截止。由於開關S1 的本體二極體Db-s1 導通，S1 上的跨壓箝位在接近零電位，若能立即導通開關S1 ，S1 會操作在零電壓切換，若開關S1 未立即導通，將會造成額外的開關損耗，使電路整體效率降低。當t­=t12 時，完成充電模式一個切換週期，並回到t­=t1 ，持續循環相同電路動作。在充電模式一個切換週期內，四個功率開關均可達到零電壓切換。
1.3.2放電模式動作分析
為防止開關同時導通造成電路誤動作，因此在開關切換時加入延遲時間，而藉由S1 ～S４ 導通切換以達成放電動作。放電模式可細分成十二個時序狀態。
狀態一 (t0 ≤ t ＜ t1 )：
在t=t0 時，等效電路如圖13(a)所示，開關S2 延續上一狀態持續導通，由於上一狀態Db-s3 導通，S3 零電壓導通，S1 、S4 截止，電感上的跨壓為Vbat ，電池端提供能量對電感儲能，電感電流呈線性上升，負載端能量由Cbus 提供。當S2 截止則進入下一狀態。
狀態二 (t1 ≤ t ＜ t2 )：
在t­=t1 時，等效電路如圖13(b)所示，開關S3 導通，S1 、S2 、S4 截止。依據楞次定律，電感電流必須保持連續性，故電感電流延續上一狀態之電流方向持續流動，因此電感電流對Coss1 放電、對Coss2 充電，直到Coss1 兩端電壓放至零、Coss2 兩端電壓充至Vbus ，開關S1 的本體二極體Db-s1 才會導通。當Db-s1 導通則進入下一狀態。
狀態三 (t2 ≤ t ＜ t3 )：
在t=t2 時，等效電路如圖13(c)所示，開關S3 導通，S1 、S2 、S4 截止。由於開關S1 的本體二極體Db-s1 導通，S1 上的跨壓箝位在接近零電位，若能立即導通開關S1 ，S1 會操作在零電壓切換，若開關S1 未立即導通，將會造成額外的開關損耗，使電路整體效率降低。當S1 導通則進入下一狀態。
狀態四 (t3 ≤ t ＜ t4 )：
在t­=t3 時，等效電路如圖13(d)所示，開關S3 延續上一狀態持續導通、S1 零電壓導通，S2 、S4 截止，電感上的跨壓為Vbat -Vbus ，若是降壓型，Vbat 電壓大於Vbus ，因此電感繼續儲能，電感電流呈線性上升。若是升壓型，Vbat 電壓小於Vbus ，因此電感開始釋能，電感電流呈線性下降。而電池端能量經由S3 及S1 對Cbus 充電，並提供能量給負載。當S3 截止則進入下一狀態。
狀態五 (t4 ≤ t ＜ t5 )：
在t­=t4 時，等效電路如圖13(e)所示，開關S1 導通，S2 、S3 、S4 截止，電感電流需保持連續性，故電感電流延續上一狀態之電流方向持續流動，因此電感電流對Coss3 充電、Coss4 放電，直到Coss3 兩端電壓充至Vbat 、Coss4 兩端電壓放至零，開關S4 的本體二極體Db-s4 才會導通。當Db-s4 導通則進入下一狀態。
狀態六 (t5 ≤ t ＜ t6 )：
在t­=t5 時，等效電路如圖13(f)所示，開關S1 導通，S2 、S3 、S4 截止，由於開關S4 的本體二極體Db-s4 導通，S4 上的跨壓箝位在接近零電位，若能立即導通開關S4 ，S4 會操作在零電壓切換，若開關S4 未立即導通，將會造成額外的開關損耗，使電路整體效率降低。當S4 導通則進入下一狀態。
狀態七 (t6 ≤ t ＜ t7 )：
在t­=t6 時，等效電路如圖13(g)所示，S1 是延續上一個狀態導通、開關S4 零電壓導通，S2 、S3 截止，電感上的跨壓為-Vbus ，因此電感開始釋能，電感電流呈線性下降，並提供能量給負載端使用。在此狀態必須有足夠的時間讓電感電流持續下降到負，讓電感電流改變方向，否則無法讓下一狀態開關達到零電壓切換。當S1 截止則進入下一狀態。
狀態八 (t7 ≤ t ＜ t8 )：
在t­=t7 時，等效電路如圖13(h)所示，開關S4 導通，S1 、S2 、S3 截止。電感電流在上一狀態改變電流方向，為保持連續性，因此電感電流對Coss1 充電、Coss2 放電，直到Coss1 兩端電壓充至Vbus 、Coss2 兩端電壓放至零，開關S2 的本體二極體Db-s2 才會導通。當Db-s2 導通則進入下一狀態。
狀態九 (t8 ≤ t ＜ t9 )：
在t­=t8 時，等效電路如圖13(i)所示，開關S4 導通，S1 、S2 、S3 截止。由於開關S2 的本體二極體Db-s2 導通，S2 上的跨壓箝位在接近零電位，若能立即導通開關S2 ，S2 會操作在零電壓切換，若開關S2 未立即導通，將會造成額外的開關損耗，使電路整體效率降低。當S2 導通則進入下一狀態。
狀態十 (t9 ≤ t ＜ t10 )：
在t­=t9 時，等效電路如圖13(j)所示，開關S2 零電壓導通、S4 則是延續上一狀態持續導通，S1 、S3 截止。此時電感上的跨壓為零，電感電流方向保持不變，負載端能量由Cbus 提供。當S4 截止則進入下一狀態。
狀態十一 (t10 ≤ t ＜ t11 )：
在t­=t10 時，等效電路如圖13(k)所示，開關S2 導通，S1 、S3 、S4 截止。電感電流需保持連續性，故電感電流延續上一狀態之電流方向持續流動，因此電感電流對Coss3 放電、Coss4 充電，直到Coss3 兩端電壓放至零、Coss4 兩端電壓充至Vbat ，開關S3 的本體二極體Db-s3 才會導通。當Db-s3 導通則進入下一狀態。
狀態十二 (t11 ≤ t ＜ t12 )：
在t­=t11 時，等效電路如圖13(l)所示，開關S2 導通，S1 、S3 、S4 截止。由於開關S3 的本體二極體Db-s3 導通，S3 上的跨壓箝位在接近零電位，若能立即導通開關S3 ，S3 會操作在零電壓切換，若開關S3 未立即導通，將會造成額外的開關損耗，使電路整體效率降低。當t­=t12 時，完成放電模式一個切換週期，並回到t­=t1 ，持續循環相同電路動作，在放電模式一個切換週期內，四個功率開關均可達到零電壓切換。
II相移機制
根據前面所描述之模式分析可得知，在降壓型充電模式，功率開關信號S3 會對S1 相移固定角度fCD ；在升壓型充電模式，功率開關信號S3 則是對S1 相移固定角度fCU 。在降壓型放電模式，功率開關信號S1 會對S3 相移固定角度fDD ；在升壓型放電模式，功率開關信號S1 則是對S3 相移固定角度fDU 。而最佳相移角度f的大小則可由雙向升降壓直流-直流轉換器輸出功率計算得到。
2.1相移原理與分析
在相同輸入電壓、輸出電壓但不同負載情況下，令iLL (t)為輕載電感電流、iLH (t)為滿載電感電流。由於相移角度f固定，因此輕載電感電流與滿載電感電流的峰對峰值及有效值相同。然而固定相移角度會造成轉換器在輕載效率不佳，其主因為輕載時，過大的電感電流有效值會使得電感損耗和功率開關導通損變大，使得電路在輕載狀況下效率不彰。
在相同輸入電壓、輸出電壓與負載狀況下，相移角度越大，可傳輸功率、電感電流的峰對峰值及有效值越大。然而過大的相移角度會使得電感損耗和功率開關導通損變大，改善此損耗的方法有兩種，其一為增加電感量，使電感的峰對峰值及有效值降低，但電感值增加，電感銅損及成本也隨之提升；另一種方法為隨著輸出負載改變而調變相移角度，使功率開關流過較低的電感電流有效值，降低電感損耗和功率開關導通損。當輸出負載增加，電感電流直流準位向上提升，使得電感電流無法下降到負值，讓電感電流改變方向，導致開關無法達到零電壓切換，因此可採取隨著輸出負載改變而調變相移角度，除了可以解決無法零電壓切換之問題，也可以提升轉換器在各種負載情況的整體效率。
2.2相移角度與電感值設計
從2.1節可得知相移角度和電感值會影響轉換器的整體效率，因此需要推導相移角度與電感關係式，並進行電路分析及控制最佳化設計。根據前面之模式分析，在一個週期Ts 的每個區間的電感電流變化量如下所示。
(35)
平均功率Paverage 之定義如(36)式所示，再將(35)式代入(36)式，經由電感電流積分後，可計算出輸入平均功率Pin 以及輸出平均功率Pout ，如(37)式所示。
(36)
(37)
從(37)式可發現，輸入功率、輸出功率與開關時間t1 、t2 、t3 有關，故求出開關時間t1 、t2 、t3 的最大值，即可求出最大平均功率。假設在理想狀態下，轉換器無任何損耗，因此輸入、輸出功率會等於平均功率，如(38)式所示。
(38)
由(35)式可得知在t=t3 時，電感電流為-Io ，如(39)式所示。整理(39)式後，可得到t1 、t2 之關係式，如(40)式所示。
(39)
(40)
將(40)式代入(37)式後，可得到Paverage (t1 )和Paverage (t2 )，令、，即可得到t1,max 與t2,max ，如(41)式所示。
(41)
將(41)式代入(37)式，即可得最大平均功率Paverage,max (42)式。
(42)
根據(42)式，可藉由所定義之最大平均功率反推導出電感的感值。另外，t3 跟f的關係式，如(43)式所示。
(43)
根據(42)式與(43)式，可得知隨著需求負載功率的改變，調整t3 的大小便可達到升降壓充電模式與升降壓放電模式之最佳化相移角度控制。
2.3零電壓切換條件
電感儲能必需大於兩個MOSFET的寄生電容儲能，才能在開關截止時達到開關零電壓切換，如(44)式所示。
(44)
將(44)式整理後，可得零電壓切換條件式。若MOSFET的寄生電容為100 pF，則將Vbus 為380 V、電感為1.5 mH、MOSFET的寄生電容為100 pF代入(45)式，可計算出Io 只要大於108 mA，在每個操作點都可以達到零電壓切換。
(45)
2.4相移角度設計
雙向升降壓轉換器會操作於降壓型充電模式、升壓型充電模式、降壓型放電模式與升壓型放電模式共四種操作模式。根據1.2節可得知，當電路啟動時需給予一個初始相移角度f，電路才可以正常動作。
在降壓型充電模式部分，由(17)式電池端電壓與匯流排端電壓的關係式可得到(46)式。若在一例子中，將一電池端電壓與匯流排端電壓規格代入(46)式，得知功率開關S1 的責任週期最少要42 %才能達到本案所需降壓比，則將(46)式代入(47)式即可得初始相移角度需大於28.8度。
(46)
(47)
根據2.2節所推導之(42)式與(43)式，將所需之雙向升降壓直流-直流轉換器之設計規格代入，可得降壓型充電之最大平均功率與相移角度之關係。本發明之相移調整機制會隨著不同的負載功率需求調變相移角度，直到最大額定功率為止。
在升壓型充電模式部分，由(17)式電池端電壓與匯流排端電壓的關係式可得到(48)式。若在一例子中，將一電池端電壓與匯流排端電壓規格代入(48)式，可得知功率開關S1 的責任週期最少要55 %才能達到本發明所需升壓比，則將(48)式代入(49)式即可得初始相移角度需大於18度。
(48)
(49)
根據2.2節所推導之(42)式與(43)式，將一雙向升降壓直流-直流轉換器之設計規格代入，可得升壓型充電之最大平均功率與相移角度之關係。本發明之相移調整機制會隨著不同的負載功率需求調變相移角度，直到最大額定功率為止。
在降壓型放電模式部分，由(34)式匯流排端電壓與電池端電壓的關係式可得到(50)式。在一例子中，將一匯流排端電壓與電池端電壓規格代入(50)式，得知功率開關S3 的責任週期最少要45 %才能達到本案所需降壓比，則將(50)式代入(51)式即可得初始相移角度需大於18度。
(50)
(51)
根據2.2節所推導之(42)式與(43)式，將一雙向升降壓直流-直流轉換器之設計規格代入，可得降壓型放電之最大平均功率與相移角度之關係。本發明之相移調整法會隨著不同的負載功率需求調變相移角度，直到最大額定功率為止。
在升壓型放電模式部分，由(34)式匯流排端電壓與電池端電壓的關係式可得到(52)式。在一例子中，將一匯流排端電壓與電池端電壓規格代入(52)式，得知功率開關S3 的責任週期最少要59 %才能達到本案所需升壓比，則將(52)式代入(53)式即可得初始相移角度需大於32.4度。
(52)
(53)
根據2.2節所推導之(42)式與(43)式，將一雙向升降壓直流-直流轉換器之設計規格代入，可得降壓型放電之最大平均功率與相移角度之關係。本發明之相移調整法會隨著不同的負載功率需求調變相移角度，直到最大額定功率為止。
III.韌體設計
韌體程式設計流程
圖14-18為本發明所採用控制程式其一實施例之相關流程圖。
如圖14所示，主程式部分一開始會先設定資料記憶體初始值、堆疊指標設定、初始工作暫存器、暫存器初始值設定、內部振盪器初始值設定、輸出輸入埠設定、模組致能(PWM、ADC等)及中斷向量設定，接著進入無窮迴圈等待中斷向量旗標發生。當中斷向量旗標發生，會先讀取輸入電壓Vbus 、輸出電壓Vbat 與輸出電流值Ibat ，分別送入FIR濾波器進行濾波，接著判斷是否進入充電模式，為避免過於頻繁切換模式，造成電路損壞，因此加入了遲滯區間(hystersis)進行判斷，其中心點為380V、正膝點(positive trip point)為382V、負膝點(negative trip point)為378V，當匯流排電壓低於378V，代表負載需求大於能量供給，因此電池進行放電模式以提供能量給負載使用，接下來判斷電池端電壓大小，若大於380V則進入降壓型放電模式，反之則進入升壓型放電模式。若匯流排電壓高於382V，代表再生能源過剩，因此必須將多餘能量存入電池，進行充電模式，接下來判斷電池端電壓大小，若大於380V則進入升壓型充電模式，反之則進入降壓型充電模式。
如圖15-18所示，進入升降壓充放電模式後，會先設定四個開關的責任週期，接著判斷輸出電流Io 位於哪一設定範圍，給予相對應的相移角度，接著進入增量型PID運算，算出新的開關週期。
IV. 實驗結果
圖19為本發明之自適應相移調整機制與固定相移100度之作法之一效率曲線比較圖。從圖19中可觀察出，本發明在任何負載情況下的效率皆大於等於固定相移100度之作法，因此可驗證本發明之技術可提升轉換電路之效率。
亦即，本發明之雙向升降壓直流-直流轉換器具有電路硬體架構簡單、被動元件數少、藉由功率開關的切換可改變能量傳輸方向、使轉換器均可操作於升/降壓型充放電模式、且其控制方式係數位控制方式等優點。此外，本發明亦提出一相移調整機制，可隨著不同負載功率需求調變相移角度，除有效降低導通損耗，亦可大幅提升輕載時的轉換效率，並採取開關柔切方式，減少切換損耗以提高系統效率。
本案所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。
綜上所陳，本案無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請　貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。
100‧‧‧全橋式轉換電路
110‧‧‧第一信號處理電路
120‧‧‧第二信號處理電路
200‧‧‧電池單元
130‧‧‧控制單元
101‧‧‧第一半橋開關電
102‧‧‧第二半橋開關電
103‧‧‧電感器
131‧‧‧類比至數位轉換單元
132‧‧‧濾波運算單元
133‧‧‧比例-積分-微分運算單元
134‧‧‧脈衝寬度調變運算單元
135‧‧‧驅動單元
圖1為一微電網系統架構圖。     圖2繪示一電動車的電力介面。     圖3繪示以功率開關取代二極體的一般雙向直流-直流轉換器。     圖4(a)-4(c)分別繪示一傳統雙向轉換器、一C’uk轉換器與一SEPIC轉換器。     圖5繪示一非隔離型雙向直流-直流轉換器。     圖6繪示一隔離型雙向直流-直流轉換器。     圖7繪示本發明之具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器之一實施例。     圖8繪示圖7所示之全橋式轉換電路之一示意圖。     圖9繪示圖7所示之全橋式轉換電路之一等效模型。     圖10(a)-10(d)繪示本發明之充電模式狀態(一)至充電模式狀態(四)。     圖11(a)-11(d)繪示本發明之放電模式狀態(一)至放電模式狀態(四)。     圖12(a)-12(l)繪示本發明在充電模式之十二個時序狀態下的等效電路。     圖13(a)-13(l)繪示本發明在放電模式之十二個時序狀態下的等效電路。     圖14-18為本發明所採控制程式其一實施例之相關流程圖。     圖19為本發明之自適應相移調整機制與固定相移100度之作法之一效率曲線比較圖。
100‧‧‧全橋式轉換電路
110‧‧‧第一信號處理電路
120‧‧‧第二信號處理電路
200‧‧‧電池單元
130‧‧‧控制單元
101‧‧‧第一半橋開關電路
102‧‧‧第二半橋開關電路
103‧‧‧電感器
131‧‧‧類比至數位轉換單元
132‧‧‧濾波運算單元
133‧‧‧比例-積分-微分運算單元
134‧‧‧脈衝寬度調變運算單元
135‧‧‧驅動單元

Claims (6)

  1. 一種具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器，其具有：     一全橋式轉換電路，具有一第一半橋開關電路、一第二半橋開關電路、及耦接於該第一半橋開關電路和該第二半橋開關電路之間之一電感器，其中，該第一半橋開關電路具有二通道端以與一直流電壓源耦接、一第一控制端以與一第一控制信號耦接、以及一第二控制端以與一第二控制信號耦接，該第二半橋開關電路具有二通道端以與一電池單元耦接、一第三控制端以與一第三控制信號耦接、以及一第四控制端以與一第四控制信號耦接，以及該第一控制信號係與該第二控制信號電位互補且該第三控制信號係與該第四控制信號電位互補；     一第一信號處理電路，依該直流電壓源之一電壓產生一第一電壓信號；     一第二信號處理電路，依該電池單元之一電壓產生一第二電壓信號以及依該電池單元之一電流產生一電流信號；以及     一控制單元，儲存有一韌體程式，用以執行一充電程序或一放電程序，該充電程序和該放電程序均包含藉由一比例-積分-微分運算調整該第一控制信號和該第三控制信號間之一相移角以對該全橋式轉換電路進行一電壓轉換操作，其中，該充電程序係依該第二電壓信號及該電流信號調整該相移角，且該放電程序係依該第一電壓信號調整該相移角。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器，其中該充電程序係一降壓程序或一升壓程序。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器，其中該放電程序係一降壓程序或一升壓程序。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器，其中該充電程序和該放電程序均包含一類比至數位轉換運算。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器，其中該充電程序和該放電程序均進一步包含一濾波運算。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之具自適應相移角控制機制之雙向直流-直流轉換器，其中該充電程序和該放電程序均係依一需求的負載功率適應性地決定該相移角的範圍。
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