CN107210049B - 光学介质再现装置和光学介质再现方法 - Google Patents

光学介质再现装置和光学介质再现方法 Download PDF

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Abstract

提供了一种光学介质再现装置，用于对形成有多个轨道的光学介质执行光学再现，所述光学介质再现装置包括：光学滤波器，用于接收入射的来自于所述光学介质的返回光束，并且在切线方向和径向方向上空间地和光学地形成具有不同频带的多个信号；运算单元，用于对通过所述光学滤波器形成的多个第一信号执行运算，以形成多个信道的第二信号；电学滤波器，用于分别地接收所述第二信号，并对所述第二信号执行处理以获得再现信号。

Description

光学介质再现装置和光学介质再现方法
技术领域
本发明涉及对诸如光盘之类的光学介质执行再现的光学介质再现装置以及光学介质再现方法。
背景技术
使光盘高密度化的方法的示例包括通过缩短信道位长(即标记长度)在线密度方向上实现高密度化的方法、以及缩窄轨道间距的方法。然而，在线密度方向上实现高密度化会导致码间干扰增大的问题。另外，缩窄轨道间距会增大来自于相邻轨道的信息泄漏(相邻轨道串扰)。已经提出了一种减少相邻轨道串扰(在下文中，适当地简称为串扰)的方法。
例如，专利文献1描述了通过将所要再现的轨道及其两侧轨道的再现信号提供至自适应均衡器单元、以及控制自适应均衡器单元的抽头系数来消除干扰。
此外，专利文献2和3分别描述了通过沿轨道宽度方向将来自于光学记录介质的反射光空间地划分为三个、分别地检测已经被划分为三个的所述光、对检测信号执行常数倍的乘法(加权)、并且执行加法，来减少串扰的影响。另外，专利文献2提出了一种构思，其中通过进一步在光束传播方向上执行加权，可强调和再现小记录标记的再现信号。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利未审公开号2012-079385
专利文献2：日本专利未审公开号8-249664
专利文献3：日本专利未审公开号5-242512
发明内容
本发明要解决的问题
专利文献1中描述的技术需要三条光束以便同时地读取所要再现的轨道及两侧轨道，需要将利用三条光束读取的再现信号的相位同步化。也可以通过一条光束顺序地再现三个轨道，以使再现信号同步化。需要存储器实现所述同步化。因此，专利文献1中描述的技术存在以下问题：光学拾取头的构造复杂，相位同步化复杂，电路规模增大。此外，专利文献1中描述的技术不涉及在线密度方向上实现高密度化。
另外，专利文献2和3中描述的技术对区域进行划分、对一部分区域执行常数倍乘法(加权)、并且执行加法，以便消除串扰。然而，两者均未描述在自适应均衡之前执行像本发明这样的对于瑕疵的应对措施。另外、也没有描述使用部分响应最大似然解码处理(部分响应最大似然(PRML)检测方法，partial response maximum likelihood(PRML)detectionmethod)的系统中的最佳构造、以及通过自适应性地改变划分图案而实现的良好再现。
本申请人先前已经提出一种“自适应性电光(AERO)多功能滤波器(AdaptiveLector Optical(AERO)Multi-Function Filter)”。该技术可以实现与专利文献1至3相比更好的信号特性。此外，在所述技术中，优选的是在利用自适应均衡器执行处理后，获得包含尽可能少的瑕疵之类的干扰的信号。
因此，本发明的目的是提供一种光学介质再现装置以及光学介质再现方法，能够通过对多个区域之间的信号执行运算防止诸如瑕疵之类的干扰影响。
问题的解决方案
根据本发明，提供了一种光学介质再现装置，构造为对形成有多个轨道的光学介质执行光学再现，所述光学介质再现装置包括：光学滤波器，用于接收入射的来自于所述光学介质的返回光束，并且空间地和光学地形成在切线方向和径向方向上具有不同频带的多个信号；运算单元，用于对通过所述光学滤波器形成的多个第一信号执行运算，以形成多个信道的第二信号；电学滤波器，用于分别地接收所述第二信号，并对所述第二信号执行处理以获得再现信号。
根据本发明，提供了光学介质再现方法，对形成有多个轨道的光学介质执行光学再现，所述光学介质再现方法包括：通过光学滤波器，在切线方向和径向方向上将入射的来自于所述光学介质的返回光束空间地和光学地形成为具有不同频带的多个信号；通过运算单元，对通过所述光学滤波器形成的多个第一信号执行运算，以形成多个信道的第二信号；以及通过电学滤波器，对输入的所述第二信号执行处理以获得再现信号。
发明效果
根据至少一个实施方式，在对具有大量诸如瑕疵之类的干扰的盘执行再现的情形中，可以通过执行获得各区域之间的差的运算来降低误码率。应注意的是，这里描述的效果不是必要限制的，而可以提供本发明中描述的效果中的任一种。
附图说明
[图1]是示出根据本发明一个实施方式的光盘装置的构造的方框图。
[图2]是示出根据本发明一个实施方式的光学拾取头的构造的概略图。
[图3]是示出根据一个实施方式的数据检测处理单元的一个示例的方框图。
[图4]是数据检测处理单元中的多输入自适应均衡器的一个示例的方框图。
[图5]是自适应均衡器单元的一个示例的方框图。
[图6]是均衡误差运算单元的一个示例的方框图。
[图7]是用于执行再现的构造的一个示例的方框图。
[图8]是用于描述区域划分图案的多个示例的概略图。
[图9]是示出线密度和e-MLSE之间的关系的图表。
[图10]是示出线密度和e-MLSE之间的关系的图表。
[图11]是示出线密度和e-MLSE之间的关系的图表。
[图12]是示出抽头系数以及与抽头系数对应的电学滤波器的频率振幅特性的图表。
[图13]是示出频率振幅特性的图表。
[图14]是示出抽头系数和频率相位特性的图表。
[图15]是示出频率振幅特性的图表。
[图16]是示出抽头系数和频率相位特性的图表。
[图17]是示出线密度和e-MLSE之间的关系的图表。
[图18]是用于描述光盘的再现信号的概略图。
[图19]是示出线密度和e-MLSE之间的关系的图表。
[图20]是示出线密度和e-MLSE之间的关系的图表。
[图21]是示出线密度和e-MLSE之间的关系的图表，以及划分图案IVT4的概略图。
[图22]是示出线密度和e-MLSE之间的关系的图表，以及划分图案IVT4H的概略图。
[图23]是示出自适应均衡目标的频率特性的图表
[图24]是用于描述区域划分图案的多个示例的概略图。
[图25]是示出抽头系数的示例的概略图。
[图26]是示出PR-TL(4T)和e-MLSE之间的关系的图表。
[图27]是示出PR-TL(4T)和e-MLSE之间的关系的图表。
[图28]是示出PR-TL(4T)和e-MLSE之间的关系的图表。
[图29]是示出最佳的PR-TL(4T)和线密度之间的关系的图表。
[图30]是示出在选择了最佳的PR类别的情形中线密度和e-MLSE之间的关系的图表以及线密度和i-MLSE之间的关系的图表。
[图31]是示出PR-TL(4T)和e-MLSE之间的关系的图表。
[图32]图是示出划分图案的一个示例的细节的概略图。
[图33]是示出过程信道位长和e-MLSE之间的关系的图表。
[图34]是示出过程信道位长和e-MLSE之间的关系的图表。
[图35]是用于更详细地描述图案IVNST6的概略图。
[图36]是用于描述执行和差型运算的情形的图表。
[图37]是误码率的测量示例的图表。
[图38]是误码率的测量示例的图表。
[图39]是误码率的测量示例的图表。
[图40]是误码率的测量示例的图表。
[图41]是用于描述图案VHT4的概略图。
[图42]是示出区域间运算的第一示例的系数和e-MLSE之间的关系的图表。
[图43]是示出区域间运算的第二示例的系数和e-MLSE之间的关系的图表。
[图44]是示出区域间运算的第三示例的系数和e-MLSE之间的关系的图表。
具体实施方式
下文中将描述的实施方式是本发明的优选具体示例，包括技术上优选的各种限定。然而，在以下的描述中，只要不是特别描述了意图限定本发明的记载，本发明的范围不局限于这些实施方式。在描述本发明的实施方式之前，将描述与本发明相关的“自适应性电光多功能滤波器(AERO(Adaptive Electro Optical)Multi-Function Filter)”。
[光盘装置]
如图1中所示，可以应用本发明的光盘装置包括对作为光学记录介质的光盘100执行信息记录和再现的光学拾取头101，以及旋转光盘100的主轴电机(Spindle Motor)102。提供螺纹机构(进给电动机)103，以用于沿着光盘100的径向方向移动光学拾取头101。
作为光盘100，可以使用高密度光盘，比如BD(蓝光(注册商标)盘)等。BD是一种在单面/单层上具有大约25GB的记录容量、以及在单面/双层上具有大约50GB的记录容量的高密度光盘。在BD标准中，光源波长为405nm，物镜的NA(数值孔径)大到0.85，以使得光束光点直径很小。在CD标准中，光源波长为780nm，NA为0.4，光点直径为2.11μm；在DVD标准中，光源波长为650nm，NA为0.6，光点直径为1.32μm。在BD标准中，光点直径可以变窄至0.58μm。
另外，近年来，针对于BD(蓝光(注册商标)盘)，BDXL(注册商标)已经投入实际使用，BDXL(注册商标)通过缩短信道位长(即，标记长度)、并在线密度方向上执行高密度化，已经实现了三层中的100GB的大容量以及四层中的128GB的大容量。
另外，为了进一步增大记录容量，优选的是采用在槽轨道(groove track)和岸轨道(land track)两者中记录数据的方法(在需要时称为岸/槽记录方法)的光盘。应注意的是，沟型部分称为槽，由槽构成的轨道称为槽轨道。槽被定义为在制造光盘时用激光束照射的部分。介于相邻槽之间的区域称为岸。由岸构成的轨道称为岸轨道。另外，通过层叠多个信息记录层而形成的多层光盘可以进一步增加记录容量。为了实现这样的大容量化，优选的是一种即使利用等于或者小于BD的浅沟构造(shallow structure)也能够减少相邻轨道之间的串扰的构造。并不是像DVD-RAM那样通过使用在由槽引起的±1阶衍射光发生重叠的范围内的宽轨道间距、并将槽深度加深至大约λ/6来光学地减少相邻轨道之间的串扰，而是采用其中由槽引起的±1阶衍射光不发生重叠的窄轨道间距，并且如本发明这样，即使是采用多层光盘，也不会使得由于槽结构导致的不良影响波及到其他层。
当具有这种构造的能够高密度记录的光盘100被插入到光盘装置中时，在记录/再现时通过主轴电机102以恒线速度(CLV)或者恒角速度(CAV)旋转驱动。在再现时，通过光学拾取头(光学头)101读取在光盘100上的轨道中记录的标记信息。在对光盘100执行数据记录时，通过光学拾取头101将用户数据以相位变化标记或者色素变化标记的方式记录到光盘100上的轨道中。
在可记录型盘的情形中，在通过摆动槽形成的轨道上记录使用相位变化标记的记录标记。所述相位变化标记是通过使用RLL(1，7)PP调制方法(RLL：游程长度受限(RunLength Limited)；PP：奇偶保留/禁止rmtr(Paritypreserve/Prohibit rmtr)；rmtr：最小跳变游程重复控制((repeated minimum transition runlength)，在每层具有23.3GB的BD的情形中，以0.12μm/位、0.08μm/信道位的线密度记录的。类似地，根据盘分类，利用与信道位长对应的密度执行记录。例如在具有25GB/层的BD的情形中，以0.0745μm/信道位的线密度执行记录；在32GB/层的BDXL(注册商标)的情形中，以0.05826μm/信道位的线密度执行记录；以及在33.4GB/层的BDXL(注册商标)的情形中，以0.05587μm/信道位的线密度执行记录。当信道时钟周期被定义为“T”时，标记长度在2T至8T的范围内。在专用于再现的盘的情形中，不形成槽，而是以压坑串(emboss pit train)的方式，记录同样通过使用RLL(1，7)PP调制方法调制后的数据。
在光盘100的例如内圆周区域上，例如通过压坑或者摆动槽记录盘的物理信息等等，以作为专用于再现的管理信息。所述信息也是通过光学拾取头101读取的。另外，还通过光学拾取头101读取作为槽轨道摆动而嵌入光盘100中的ADIP信息。
在光学拾取头101内，例如包括作为激光源的激光二极管、用于在线密度方向(切线方向)和轨道密度方向(径向方向)上将反射光空间地和光学地分离为具有不同频带的多个信号的光学滤波器、用于检测被所述光学滤波器分离的多个信号的的光检测器、作为激光束的输出端的物镜、和经由物镜将激光束照射至盘的记录面并将其反射光引导至光检测器的光学系统等。在光学拾取头101内，通过双轴机构保持所述物镜，以使得所述物镜可在轨道方向和聚焦方向上移动。通过螺纹机构103，使得整个光学拾取头101可以在盘径向方向上移动。从激光驱动器113向光学拾取头101中的激光二极管提供驱动电流，以使得所述激光二极管产生激光。
通过光检测器检测来自光盘100的反射光，使得所述反射光成为与接收光光量对应的电信号，从而将所述电信号提供到矩阵电路104。矩阵电路104例如包括电流电压转换电路和矩阵运算/放大电路等，用于根据来自于用作光检测器的多个光接收元件的电流，通过执行矩阵运算处理，产生需要的信号。考虑到信号传输质量，所述电流电压转换电路和矩阵运算/放大电路的一部分也可以形成在光检测器元件内。例如，矩阵电路104产生与再现数据相对应的再现信息信号(RF信号)、用于伺服控制的聚焦误差信号、跟踪误差信号等等。另外，产生推挽信号，以作为基于槽摆动的信号，即用于检测摆动的信号。
从矩阵电路104输出的的再现信息信号被提供到数据检测处理单元105。所述聚焦误差信号和跟踪误差信号被提供到光学块伺服电路111。所述推挽信号被提供到摆动信号处理电路106。
数据检测处理单元105对再现信息信号执行二进制化处理。例如，数据检测处理单元105执行RF信号的A/D转换处理、使用PLL的再现时钟生成处理、PR(部分响应)均衡处理、维特比解码(最大似然解码)等等，以便通过使用部分响应最大似然解码处理(PRML检测方法：部分响应最大似然(Partial Response Maximum Likelihood)检测方法)获得二进制数据序列。数据检测处理单元105将作为从光盘100中读出的信息的所述二进制数据序列，提供到后续级中的编码/解码单元107。
编码/解码单元107在再现的时候执行再现数据的解调处理，并在记录的时候执行记录数据的调制处理。即，编码/解码单元107在再现的时候执行数据解调、去交织、ECC解码、地址解码等，而在记录的时候执行ECC编码、交织、数据调制等。
在再现的时候，通过数据检测处理单元105解码后的二进制数据序列被提供到编码/解码单元107。编码/解码单元107对二进制数据序列执行解调处理，并获得来自光盘100的再现数据。即，例如，编码/解码单元107对已执行了诸如RLL(1，7)PP调制之类的游程长度受限码调制、并记录在光盘100上的数据执行解调处理，并执行用于纠错的ECC解码处理，从而获得来自光盘100的再现数据。
已由编码/解码单元107解码成为再现数据的数据被传送到主机接口108，并基于来自系统控制器110的指令，传送到主机设备200。主机设备200的范例包括计算机或者AV(音频-视频)系统设备。
当对光盘100执行记录/再现的时候，执行对于ADIP信息的处理。即，从矩阵电路104输出的作为基于槽摆动的信号的推挽信号，在摆动信号数据处理电路106中被转换为数字化摆动数据。通过PLL处理产生与所述推挽信号同步的时钟。通过ADIP解调处理单元116，所述摆动数据被解调为构成ADIP地址的数据流，以提供到地址解码器109。地址解码器109对所提供的数据执行解码，以获得地址值，然后将所述地址值提供到系统控制器110。
在记录的时候，从主机设备200传送来记录数据。所述记录数据经由主机接口108被提供到编码/解码单元107。编码/解码单元107例如执行纠错码添加(ECC编码)、交织和子代码添加等等，作为记录数据的编码处理。编码/解码单元107对已经过这些处理的数据执行游程长度受限码调制，比如RLL(1-7)PP方法。
由编码/解码单元107处理后的记录数据被提供到写入策略单元114。作为记录补偿处理，写入策略单元114例如对记录层的特性、激光束的光点形状、记录线速度等执行激光驱动脉冲波形调整。然后，写入策略单元114将激光驱动脉冲输出到激光驱动器113。
激光驱动器113基于已经过所述记录补偿处理后的激光驱动脉冲，使电流流入光学拾取头101内的激光二极管，以执行激光发射。通过这一方案，在光盘100中形成与记录数据对应的标记。
光学块伺服电路111根据从矩阵电路104提供的聚焦误差信号和跟踪误差信号，产生聚焦、寻轨和螺纹驱动的各种伺服驱动信号，以执行伺服操作。即，根据聚焦误差信号和跟踪误差信号产生聚焦驱动信号和寻轨驱动信号，以使得驱动器118驱动光学拾取头101内的双轴机构中的聚焦线圈和寻轨线圈。通过这一方案，形成了光学拾取头101、矩阵电路104、光学块伺服电路111、驱动器118、以及由所述双轴机构获得的寻轨伺服回路和聚焦伺服回路。
另外，光学块伺服电路111响应于来自系统控制器110的轨道跳变命令，关闭寻轨伺服回路，并输出跳变驱动信号，以执行轨道跳变操作。另外，光学块伺服电路111基于作为跟踪误差信号的低频分量而获得的螺纹误差信号、以及来自系统控制器110的存取执行控制等，产生螺纹驱动信号，以通过螺纹驱动器115驱动螺纹机构103。
主轴伺服电路112控制主轴电机102以执行CLV旋转或者CAV旋转。主轴伺服电路112获得通过PLL产生的关于摆动信号的时钟来作为主轴电机102的当前的旋转速度信息，并通过将该旋转速度信息与预定的参考速度信息比较来产生主轴误差信号。另外，由于在数据再现的时候，通过数据检测处理单元105内的PLL产生的再现时钟成为主轴电机102的当前的旋转速度信息，因此将所述旋转速度信息与预定的参考速度信息比较，以产生主轴误差信号。然后，主轴伺服电路112输出根据所述主轴误差信号产生的主轴驱动信号，以使得主轴驱动器117执行主轴电机102的CLV旋转或者CAV旋转。
主轴伺服电路112根据从系统控制器110提供的主轴启动/制动(kick/brake)控制信号产生主轴驱动信号，从而还执行主轴电机102的诸如起动、停止、加速、和减速之类的操作。
迄今为止描述的伺服系统以及记录和再现系统中的各种操作是通过由微型计算机构成的系统控制器110来控制的。系统控制器110根据从主机设备200经由主机接口108给出的命令，执行各种处理。例如，当主机设备200输出写入命令时，系统控制器110首先将光学拾取头101移动到将要写入的地址。然后，编码/解码单元107对从主机设备200传送来的数据(例如，视频数据或者音频数据)执行上述的编码处理。然后，激光驱动器113根据编码后的数据驱动激光发射，以执行记录。
另外，在其中例如主机设备200提供了读取命令以请求传送记录在光盘100上的某段数据的情形中，系统控制器110首先执行以所指示的地址为目的的寻道(seek)操作控制。即，通过向光学块伺服电路111发出命令，执行以寻道命令所指定的地址为目标的光学拾取头101的存取操作。其后，执行将所指示的数据区间中的数据传送到主机设备200所需要的操作控制。即，从光盘100中读出数据，并且在数据检测处理单元105和编码/解码单元107中执行再现处理，以传送所请求的数据。
应注意的是，在图1中的示例中已经描述了连接到主机设备200的光盘装置，但是，也可以提供不连接到其他设备的光盘装置的形式。在该情况下，可提供操作单元和显示单元，并且用于数据输入/输出的接口单元的构造不同于图1中所示构造。即，至少响应于用户操作来执行记录和再现，并且还至少形成用于输入和输出各种数据的终端单元。毫无疑问，还可以构思出包括各种不同类型的光盘装置的构造示例。
[光学拾取头]
接下来，将参考图2说明上述光盘装置中使用的光学拾取头101。光学拾取头101使用例如波长λ为405nm的激光束，将信息记录到光盘100上以及从光盘100中再现信息。所述激光束是从半导体激光器(激光二极管(LD))1发射的。
所述激光束穿过准直透镜2、偏振化光束分离器(PBS，Polarizing BeamSplitter)3、和物镜4，然后照射到光盘100上。偏振化光束分离器3具有分离面，所述分离面例如透射基本上100％的P偏振光，并且反射基本上100％的S偏振光。来自光盘100的记录层的反射光通过相同的光路返回，然后入射到偏振化光束分离器3上。通过插入λ/4元件(未示出)，入射的激光束被偏振化光束分离器3基本上100％反射。
光学滤波器7利用在光盘100的径向方向(盘径向方向)和切线方向(轨道方向)上延伸的分割线，在线密度方向和轨道密度方向上将从偏振化光束分离器3反射的激光束空间地和光学地划分为包含具有不同频带的信号的多个区域，使得划分后的光束经由透镜5而会聚到光检测器6的光接收表面上。例如，以类似于稍后描述的图案IVT4(参看图8A)的方式划分光学滤波器7的区域。光检测器6包括对入射在光接收表面上的光束进行光电转换的光接收单元。光接收单元被布置为分别地接收被光学滤波器7划分为多个区域的光束。光检测器6根据在所述光接收单元的各个区域中的光接收量，输出多个信道的电信号。
作为一个例子，光学滤波器7在线密度方向和轨道密度方向上，将光通量空间地和光学地划分为包含具有不同频带的信号的四个区域。四个区域中的信号分别用A、C、E和F表示。应注意的是，区域的表示、以及从所述区域中获得的再现信号是以相同的附图标记表示的。矩阵电路104对光接收信号进行运算以产生四个信道的信号Ch1至Ch4，然后将四个信道的信号Ch1至Ch4输入至数据检测处理单元105。
应注意的是，图2中的光学拾取头101的构造示出了用于说明本发明的最少组成元件，并且例如省略了用于产生经由矩阵电路104输出到光学块伺服电路111的聚焦误差信号和跟踪误差信号、以及经由矩阵电路104输出到摆动信号处理电路106的推挽信号的信号。除此之外，也可以提供除图2中所示构造以外的各种不同构造。
根据本发明，从光盘100返回的光束的光通量的剖面被划分为多个区域，从而获得与所述各区域相对应的多个信道的再现信号。可以使用的用于获得每一区域的再现信息信号的方法的示例除了使用光学滤波器7执行划分的方法之外，还可以包括通过划分光检测器6而为光检测器提供光学滤波器功能的方法。当使用光学滤波器7执行划分时，例如，可以使用如下方法：将用于分离多个区域的光路转换元件布置在穿过物镜4并到达光检测器6的光路上，并将通过所述光路转换元件分离开的多个光束提供到不同的光检测器。可以使用的所述光路转换元件的示例包括诸如全息光学元件之类的衍射元件、以及诸如微透镜阵列或微棱镜之类的折射元件等等。
[数据检测处理单元]
如上所述，由光学拾取头101从光盘100中再现的、与各区域相对应的检测信号被提供到矩阵电路104，以成为多个信道的信号，所述多个信道的信号的数目等于运算之前的信号的数目。正如图3所示出的，数据检测处理单元105包括A/D转换器11，从矩阵电路104提供的所述再现信息信号被提供到所述A/D转换器11。应注意的是，图3和图4示例性地示出：从光盘100返回的光束的光通量的剖面被划分为四个区域，并且从矩阵电路104获得四个信道的再现信号Ch1至Ch4。
PLL 12形成用于A/D转换器11的时钟。A/D转换器11将从矩阵电路104提供的再现信号转换为数字数据。将矩阵电路104所产生的四个信道的再现信号Ch1至Ch4数字化而得到的再现信息信号由S1至S4表示。通过加法电路17将再现信息信号S1至S4相加而得到的信号被提供到PLL 12。
另外，数据检测处理单元105包括多输入自适应均衡器单元13、二进制化检测器14、PR卷积单元15、和均衡误差运算单元16。多输入自适应均衡器单元13基于再现信息信号S1至S4执行PR自适应均衡处理。即，再现信息信号S1至S4经由自适应均衡器单元输出、并相加而得到的均衡信号y0被均衡化，以近似目标的PR波形。
应注意的是，所述多输入自适应均衡器单元的输出也可以用作输入到PLL 12的信号。在这种情形下，所述多输入自适应均衡器单元的初始系数被预先设置为一预定值。另外，即使在使用来自加法电路17的信号的情形中，也可以提供在利用例如FIR滤波器改变再现信息信号S1至S4的相位频率特性和振幅频率特性之后进行相加的构造，而不是简单地将再现信息信号S1至S4相加。在该情况下，所述FIR滤波器的抽头系数也被预先设置为一预定值。
例如，二进制化检测器14是维特比解码器，并且对已执行过PR均衡的均衡信号y0执行最大似然解码处理，以获得二进制数据DT。所述二进制数据DT被提供到图1中示出的编码/解码单元107，以对所述二进制数据DT执行再现数据解调处理。对于维特比解码，使用如下维特比检测器：所述维特比检测器包括包含具有预定长度的连续位作为单位的多个状态、以及通过各状态之间的迁移来表示的分支。并且所述维特比检测器构造为高效率地检测所有可能位序列之中的期望位序列。
在实际电路中，为每一状态提供两个寄存器，包括称为路径量度寄存器的寄存器和称为路径存储寄存器的寄存器。所述路径量度寄存器用于存储直到所述状态为止的部分响应序列和信号的路径量度。所述路径存储寄存器用于存储直到所述状态为止的位序列流。另外，为每一分支提供称为分支量度单元的运算单元，所述运算单元计算每一分支的在所述位中的部分响应序列和信号的路径量度。
所述维特比解码器能够以一对一的关系，将各个位序列与穿过每一状态的路径之一相关联。此外，通过将构成这些路径的状态间迁移(即每一分支的所述分支量度)顺序相加，以获得穿过上述路径的部分响应序列与实际信号(再现信号)之间的路径量度。
另外，可以通过对到达每一状态的两个或更少分支中包括的路径量度的大小进行比较、并且顺序选择具有小路径量度的路径，来实现使路径量度最小化的路径的选择。通过将该选择信息传送到路径存储寄存器，来存储利用位序列表示到达每一状态的路径的信息。路径存储寄存器中的值被顺序更新，并最终收敛为使路径量度最小化的位序列，从而输出该结果。
如以下表达式所表示的，PR卷积器15对二进制化结果执行卷积处理，以产生目标信号Zk。所述目标信号Zk是对二进制检测结果执行卷积后得到的信号，因此是没有噪声的理想信号。例如，在PR(1，2，2，2，1)的情形中，每一信道时钟的值P是(1，2，2，2，1)。约束长度是5。另外，在PR(1，2，3，3，3，2，1)的情形中，每一信道时钟的值P是(1，2，3，3，3，2，1)。约束长度是7。另外，在PR(1，2，3，4，4，4，3，2，1)的情形中，每一信道时钟的值P是(1，2，3，4，4，4，3，2，1)。约束长度是9。在当激光束波长λ为405nm、物镜的NA为＝0.85、轨道间距恒定为0.32μm时记录密度被提高至超过大约35GB的容量的情形中，检测难以执行，除非是通过将部分响应的约束长度从5延长至7来提高检测能力。另外，在当记录密度被提高至超过大约45GB左右的容量的情形中，需要通过将约束长度从7延长至9来提高检测能力。应注意的是，在下式中，d表示二进制数据。
[数式1]
Figure GDA0002482750520000131
均衡误差计算单元16根据来自多输入自适应均衡器单元13的均衡信号y0、以及目标信号Zk，获得均衡误差ek，并将所述均衡误差ek提供到多输入自适应均衡器单元13以控制抽头系数。如图6所示，均衡误差计算单元16包括减法器26和系数乘法器27。减法器26从均衡信号y0中减去目标信号Zk。系数乘法器27将所述减法的结果乘以预定系数“a”，以产生所述均衡误差ek。
正如图4所示出的，多输入自适应均衡器单元13包括自适应均衡器单元21、22、23、24和加法器25。上文所述的再现信息信号S1至S4被分别输入到自适应均衡器单元21至24。所示出的多输入自适应均衡器单元13的构造是在从矩阵电路输出的再现信息信号包括四个信道的情形下的构造。与所输入的信号的信道数目相对应地提供自适应均衡器单元。
每一个自适应均衡器单元21、22、23和24包括FIR(有限脉冲响应，Finite ImpulseResponse)滤波器抽头数目、运算精度(位分辨率)、和自适应运算的更新增益这些参数。每一参数包括设置的最佳值。将均衡误差ek作为用于自适应控制的系数控制值，提供到每一个自适应均衡器单元21、22、23和24。
通过加法器25，将自适应均衡器单元21、22、23和24的输出y1、y2、y3和y4相加，并输出作为多输入自适应均衡器单元13的均衡信号y0。所述多输入自适应均衡器单元13的输出目标是将二进制检测结果卷积成为部分响应(PR)从而获得的理想PR波形。
自适应均衡器单元21例如包括如图5中所示的FIR滤波器。自适应均衡器单元21是包括n+1级抽头的滤波器，包括延迟元件30-1至30-n、系数乘法器31-0至31-n、和加法器34。系数乘法器31-0至31-n将各个时间点处的输入x分别乘以抽头系数C0至Cn。系数乘法器31-0至31-n的输出通过加法器34相加，并提取出作为输出y0。抽头系数被预先设置为初始值。
为了执行自适应均衡处理，对抽头系数C0至Cn进行控制。因此，提供了运算单元32-0至32-n，每一运算单元32-0至32-n接收均衡误差ek和各个抽头输入，并且执行运算。提供对各个运算单元32-0至32-n的输出分别执行积分的积分器33-0至33-n。此外，每一运算单元32-0至32-n执行例如运算-1*ek*x。积分器33-0至33-n对所述运算单元32-0至32-n的输出执行积分，并基于所述积分的结果，可变地控制系数乘法器31-0至31-n的抽头系数C0至Cn。应注意的是，每一积分器33-0至33-n执行积分，是为了调整自适应系数控制的响应性。
在具有上述构造的数据检测处理单元105中，在执行了减少诸如串扰之类的不必要信号的处理之后，对二进制数据进行编码。
自适应均衡器单元22、23和24中的每一个也具有与自适应均衡器单元21的构造相似的构造。共用的均衡误差ek被提供到自适应均衡器单元21、22、23和24，以执行自适应均衡。即，自适应均衡器单元21、22、23和24对再现信息信号S1-S4的输入信号频率分量的误差和相位畸变进行优化，即执行自适应PR均衡。即，根据运算单元32-0至32-n中的-1*ek*x的运算结果，分别调整抽头系数C0至Cn。这意味着，朝着消除均衡误差的方向来调整抽头系数C0至Cn。
以这样的方式，自适应均衡器单元21、22、23和24朝着实现目标频率特性的方向，使用均衡误差ek对抽头系数C0至Cn执行自适应控制。通过使用加法器25将自适应均衡器单元21、22、23和24的输出y1、y2、y3和y4相加而获得的多输入自适应均衡器单元13的均衡信号y0，是减少了例如串扰和码间干扰等等的信号。
[电光滤波器]
相对于理想信号，由于线方向上的高密度化导致的码间干扰增加、以及由于轨道方向上的高密度化导致的来自相邻轨道的信号泄漏增加，从光盘中再现出的信号显著偏离了理想信号。以前，该问题是通过电学滤波器来解决的。例如，BDXL(注册商标)已经实现了33.4GB/L。
图7示出根据本发明的对高密度记录的信号进行再现的构造。即，再现信号被提供到光学滤波器131，光学滤波器131在线密度方向(切线方向)和轨道密度方向(径向方向)上将所述再现信号空间地和光学地分离为具有不同频带的多个第一信号，例如n个第一信号x11，x12，…，x1n。已被分离的n个第一信号x11，x12，…，x1n被提供到运算单元132。运算单元132对第一信号x11，x12，…，x1n执行运算，以形成n个第二信号x21，x22，…，x2n。所述第二信号x21，x22，…，x2n被提供到电学滤波器1331至133n。电学滤波器1331至133n的输出被相加在一起，以获得再现信号。可考虑以如下方式执行所述运算。
[数式2]
Figure GDA0002482750520000151
接收从光盘100反射的光束的光通量，然后光学滤波器7使用分别在径向方向和切线方向上延伸的分割线，在线密度方向和轨道密度方向上将所述光通量空间地和光学地划分为具有不同频带的多个区域。使用与分别入射在所述多个区域上的光量对应的多个光接收信号形成多个信道的再现信息信号，并分别提供到电学滤波器。每一个上文所述的自适应均衡器单元对应于一个电学滤波器。在单个光接收元件接收到已经被区域性划分的信号光束之后，矩阵电路104对所述信号光束执行运算，以实现光学滤波器的一部分功能。
[区域划分图案的一个示例]
首先，将参考图8A至8G描述本说明书中的区域划分图案的示例。应注意的是，图中的圆形表示光束光通量的剖面的外圆周。正方形表示例如是用于分离多个区域的、由诸如全息光学元件之类的衍射元件或者诸如微透镜阵列或者微棱镜之类的折射元件构成的光路转换元件即光学滤波器的区域，或者是用于检测的光检测器的光接收单元的区域。应注意的是，所述区域划分图的上下方向对应于返回光通量的切线方向，左右方向对应于返回光通量的径向方向。另外，图8中示出的区域划分图案仅是一个示例，因此除图8中示出的图案以外的图案也是可行的。例如，分割线不限于直线，也可以是曲线，比如圆弧。
(图案IVT4)
图8A中示出的图案IVT4是包括4个区域的示例。即，光束被划分为径向方向上的外侧区域A(＝A1+A2)，中央部分的区域C，切线方向上的上部区域E(E1+E2+E3)，和下部区域F(F1+F2+F3)。获得与每一区域相对应的检测信号。这里，当光瞳半径是1.0时，径向方向上的区域划分位置被定位为±0.5和±0.7。当光瞳半径是1.0时，切线方向上的区域划分位置被定位为±0.45和±0.65。
可以基于来自于分别与所述区域A、C、E和F对应的四个光接收单元的输出，产生与所述划分图案IVT4对应的四个信道的信号；或者可以基于来自于与五个区域A1、A2、C、E和F对应的五个光接收单元的输出，利用矩阵电路产生四个信道的信号。在第二种方式中利用矩阵电路并根据五个信号产生四个信道的情形中，可以利用相同的划分作为基本形式，实现以下各个划分图案。
IVT4：Ch1＝A1+A2,Ch2＝C,Ch3＝E,Ch4＝F
IVR4：Ch1＝E+F,Ch2＝C,Ch3＝A1,Ch4＝A2
IVi4：Ch1＝E,Ch2＝C+F,Ch3＝A1,Ch4＝A2
(图案IVT4H)
图8B中示出的图案是遵循IVT4的光学滤波器构造，对各个区域的形状和配置进行了变更，以便改善更高线密度下的特性。
(图案IV3)
图8C中示出的图案是将IVT4的外侧信道(E和F)形成为一个信道E。
(图案IV3ts0.2)
图8D中示出的图案IV3ts0.2是在切线方向上将IV3移位，例如移位了20％的光通量半径。
(图案H3A)
在图8E中示出的图案H3A中，利用沿切线方向延伸的两条分割线将光束划分为两个，即径向方向上内侧的区域C和外侧的区域A(＝A1+A2)，此外，利用沿径向方向延伸的分割线划分内侧区域的上部分和下部分，以在切线方向上的上侧和下侧形成区域E1和E2，并且剩余的中央区域被定义为C。即，所述图案被划分为三个区域，所述三个区域包括区域C、区域(A1+A2)和区域E(＝E1+E2)。获得与所述三个区域对应的三个信道的信号。
(图案R2和R3)
图案R2和R3(参看图8F和8G)是为了明确根据本发明的构造的效果而提供的对比图案。示出了利用沿切线方向延伸的两条分割线，在径向方向上将光束划分为两个区域的图案R2，以及在径向方向上划分为三个区域的图案R3。在图案R2的情形中，与区域A1和A2的光接收信号对应的电信号被相加，成为一个信道的信号。换言之，形成了两个信道(R2)，即内侧信道(区域C)和外侧信道(区域A1+A2)。在图案R3的情形中，获得了三个信道的信号，所述三个信道是内侧信道(区域C)和外侧信道(区域A和D)。这里，当光瞳半径是1.0时，径向方向上的区域划分位置被定位为±0.55。另外，稍后，将基于图案R2/R3和图案H3A的划分，描述在组合了专利文献2和3中的技术和PRML检测方法的情形中进行特性比较的结果。
[每一图案的模拟结果]
图9示出了图8中示出的六个图案的模拟结果。在以下模拟中均同样地使用e-MLSE作为信号指标值。在使记录密度高于BDXL(注册商标)的记录密度的情形中，容易导致错误的数据图案变得不同。结果，作为传统信号指标值的i-MLSE的误差成为一个问题。因此，使用其中增加了对于改善更高线密度下的信号指标值的精度来讲必要的新数据图案、并且不同于i-MLSE的信号评估值来描述效果。在下文中，改善了精度的新指标值被称为e-MLSE。
e-MLSE中增加的数据图案是以下三种类型。
图案序列中的标记为1的位表明：相对于检测图案，在错误图案中发生位反转的位置。
增加图案(1)：10111101
增加图案(2)：1011110111101
增加图案(3)：10111100111101
例如，在与i-MLSE精度足够的传统BDXL(注册商标)的线密度相等的线密度下，e-MLSE和i-MLSE基本上彼此一致；而在更高的线密度下，误差改善方面出现差异。对于实用中很重要的误码率而言，两者在指标值的理论上的相关性方面是相同的。因此，尽管在运算方面、以及适用的线密度范围方面存在差异，但是由两者表示的信号质量的评估值可以以相同的方式对待。应注意的是，在本发明中，可以使用除e-MLSE以外的指标。后文将进一步描述由于在线密度变高的情形中容易导致错误的数据图案变得不同而在e-MLSE和i-MLSE之间导致的差异。
下文将基于各个图案的模拟结果进行描述。模拟条件如下：
Tp＝0.225μm(对于岸和槽中的每一个)
NA＝0.85
PR(1233321)
评估指标：e-MLSE
槽深度(1/15)λ
标记宽度＝Tp*0.7
存在盘噪声和安培噪声
抽头：以1T间隔的31个抽头
扰动原点(散焦和歪斜(skew)等全部在原点处的状态)
另外，通过使用当盘具有120mm的直径和0.32μm的轨道间距Tp时的表面容量，线密度表示为LD(Tp＝0.32μm时的表面容量)。
在图9的模拟结果中，以e-MLSE表示的图表是在没有执行区域划分的情形中的结果。可以从图9看出，在未使用本发明的构造的R3中，e-MLSE在LD35GB处基本上没有降低。此外，R2和R3在扰动原点处具有基本上相等的特性。H3A和IV3每一个都具有能够在LD35GB处降低的e-MLSE，但是不具有在切线方向上具有不同中心位置的信道，因此，由高线密度化导致的劣化很大。另外，与具有最佳的光学滤波器形状的IV3相比，H3A在LD35GB处也具有稍高于IV3的e-MLSE，并且当线密度增加时，这种差异扩大。
在从重心的角度考虑切线方向上的外侧信道以及中央信道信道的情况下，通过使图案IV3在切线方向上移位而得到的图案IV3ts0.2可以使各中心位置之间出现差异，因此可以稍微抑制由高线密度化导致的劣化。
具有在切线方向上具有不同中心位置的信道的IVT4能够充分地降低LD35GB处的e-MLSE；并且相对于在径向和切线方向上的划分位置相同的IV3而言，IVT4还具有在线密度方向上与LD3GB对应的高线密度化效果。
相对于IVT4而言，使执行高线密度化时的特性更优先、并且使光学滤波器形状最佳化的IVT4H还能进一步获得与LD1GB对应的高线密度化效果。
这里，除了根据本发明的构造A至E以及对比构造F和G之外，还对组合了专利文献2和3中的技术与PRML检测方法的情形中的特性进行比较。
专利文献2和3中记载了对于与对比构造(参看图8F和8G)中类似的沿径向方向将区域划分为三个而获得的信号，通过对内侧区域的信号执行常数乘法(加权)、然后进行相加来消除串扰的技术。然而，两个专利文献都没有描述像本发明这样的其中最短标记超过光学系统的截止空间频率、在高线密度记录时改善信号特性的方案。因此，图10示出了在假定使用了与PRML检测方法的组合的情形中，在利用类似于本发明构造的包括以1T间隔的31个抽头构成的FIR滤波器以及PR(1，2，3，3，3，2，1)的系统中，相对于LD35GB、LD39GB和LD43GB对执行了常数倍乘法和加法运算后的信号进行模拟的结果。对于LD35GB，当加权系数是0.2时，e-MLSE改善了大约相当于上文所述的图案R3的改善程度；但是对于LD39GB，e-MLSE的改善效果显著地减少；而对于LD43GB，几乎不具有改善效果。
此外，专利文献2提出了一种概念：在光束传播方向上进一步执行加权能够强调和再现小记录标记的再现信号。因此，在e-MLSE改善效果减少的LD39GB的情形中，在与H3A对应的位置处进一步划分中央区域、并且在切线方向上的内侧和外侧进一步执行2倍的加权的结果，成为LD39GB。然而，所提出的高线密度化效果难以发生。
图11示出专利文献2和3中的技术以及PRML检测方法相组合、并且进一步使加权系数随线密度而变化的应用示例的结果被重叠绘制在图9的图表上而得到的图。清楚地呈现了根据本发明的构造的在LD35GB处的底部特性的优越性、以及在执行高线密度化时的IVT4和IVT4H的进一步优越性。
在下文中，将基于每一图案的电光滤波器特性的构造不同，描述导致特性发生不同的机制。
[具有专利文献2和3+PRML的构造和图案R2的电学滤波器特性]
图12示出了采用作为本发明的对比例的上述专利文献应用示例的构造的FIR滤波器、以及采用图案R2的FIR滤波器在LD35GB的情形中的模拟结果中的抽头系数、以及与所述抽头系数对应的电学滤波器的频率振幅特性。在图案R2的情形中的特性L1是与外侧区域A对应的信道的频率振幅特性，特性L2是与内侧区域C对应的信道的频率振幅特性。
在所述频率振幅特性中，横轴表示n/(256T)(n：横轴上的值)。例如，在n是64的情形中，满足：(64/256T)＝(1/4T)。例如，在使用RLL(1，7)PP调制方法的情形中，当信道时钟周期被定义为“T”时，标记长度的范围从2T到8T。(1/4T)是在重复2T标记的情形中的频率。对于LD35GB，2T标记超过了空间光学截止频率，成为无法进行再现的频率区域，因此提供了可以再现3T标记的特性。
可以看出，图11中的在LD35GB处的e-MLSE彼此相等，在抽头系数的形状之间以及在频率振幅特性之间没有大的差别。在LD35GB(扰动原点)处，即使当提供了专利文献应用示例的构造、或者是单独的电学滤波器被分别连接到图案R2中的每一信道的构造的时候，仍获得了基本上相等的特性。在图案R2和R3的情形中，通过分别提供单独的电学滤波器获得的进一步效果受到限制。
[图案H3A中的自适应电光滤波器特性]
与仅仅在径向方向上进行划分的构造相比，图案H3A通过除了径向方向之外还在切线方向上进一步执行区域划分、在线密度方向和轨道密度方向上空间地和光学地划分与具有不同频带的信号对应的三个区域、并且在使得根据各个区域的信号而形成的三个信道的信号分别通过具有不同频率和相位特性的电学滤波器之后进行相加，可以进一步提高再现性能。
图13示出图案H3A(参看图8)在LD35GB的情形中的自适应电光滤波器特性。在频率振幅特性中，横轴表示n/(256T)(n：横轴上的值)。例如，在n是64的情形中，满足：(64/256T)＝(1/4T)。例如，在使用RLL(1，7)PP调制方法的情形中，当信道时钟周期被定义为“T”时，标记长度的范围从2T到8T。(1/4T)是在以2T标记重复的情形中的频率。特性L1是与径向方向上的外侧区域A对应的信道的频率振幅特性，特性L2是与切线方向上的外侧区域E对应的信道的频率振幅特性，特性L3是与中央区域C对应的信道的频率振幅特性。应注意的是，所述特性是扰动原点处的特性示例。
图14A示出图案H3A的每一信道的抽头系数。例如，FIR滤波器的抽头数目是31个抽头。图14B示出每一信道的频率相位特性。频率相位特性表示三个信道中的两个信道之间的相位差。特性L11表示分别与切线方向上的外侧区域E以及径向方向上的外侧区域A对应的信道的再现信息信号之间的相位差。特性L12表示分别与中央区域C以及径向方向上的外侧区域A对应的信道的再现信息信号之间的相位差。特性L13表示分别与切线方向上的外侧区域E以及中央区域C对应的信道的再现信息信号之间的相位差。
如上所述，H3A的滤波器特性具有以下特征。
提供了对于三个信道的每一区域而言在振幅和相位方面具有显著不同的频率特性的滤波器，因此可以实现良好的再现信号再现。
在与3T信号对应的频带(横轴上的值43附近，通过由虚线围绕来表示)中，在中央区域、切线方向上的外侧区域E、以及径向方向上的外侧区域A处，相位偏移了180度。
中央区域具有对与4T信号对应的频带(横轴上的值32附近)进行截止的特性，抑制了由串扰导致的伪信号(aliasing)。
切线方向上的外侧应当有助于短标记再现，对与8T信号对应的频带(横轴上的值16附近)进行截止，并且在低于8T信号的频带中，在中央区域C、径向方向上的外侧区域A和切线方向上的外侧区域E处，相位上偏移了180度。
以这样的方式，为每一区域提供例如高通滤波器、低通滤波器、带通滤波器、或者带阻(或者陷波)滤波器，因此实现了无法仅仅光学或者仅仅电学实现的滤波器特性。
应注意的是，在本说明书的描述中，自适应均衡器单元(FIR滤波器)的抽头系数是被自适应性地控制的。然而，在模拟结果寻求最佳抽头系数的情形中，可以使用包括固定的所述抽头系数的均衡器单元，或者可以使用具有同等特性的除了FIR滤波器以外的模拟滤波器或数字滤波器。即使自适应型在性能方面通常是优越的，但是也可以不执行抽头系数的自适应控制，从而可以简化处理和硬件。另外，还可以为多个信道之中的一部分信道使用固定类型的均衡器单元，并且可以为其他信道使用自适应型的均衡器单元。
[用于图案IVT4的最佳电学滤波器]
可以从图11中看出，IVT4在LD35GB处的e-MLSE特性非常好，并且在执行高线密度化的情形中，与不具有在切线方向上具有不同中心位置的信道的图案R3以及H3A、IV3相比，e-MLSE可保持良好的状态。
将描述用于IVT4的最佳电学滤波器。首先，图16A示出在LD35GB的情形中，与每一区域对应的每一信道的抽头系数(这里，FIR滤波器的抽头数目是31个抽头)，图15示出频率振幅特性，图16B示出频率相位特性。所述频率相位特性表示与切线方向上的外侧区域E对应的信道、以及与切线方向上的外侧区域F对应的信道之间的相位差。
图15和16中示出的IVT4的滤波器特性具有以下特征。
类似于图案H3A，中央区域具有低通特性，切线方向上的外侧区域具有高通特性(这里，高通指的是，在有助于信号再现的频带内，允许与较短标记对应的频带通过的带通特性被相对地表示为高通)。
此外，在图案IVT4中，构成了切线方向上的外侧区域成为独立的两个信道、并且所述两个区域在与3T和4T对应的频带范围(横轴上的值43和32附近)中具有大约120到90度的相位差(可以从抽头系数看出，大约两个时钟)的滤波器。利用这种构造，对于短标记，可以以更高灵敏度检测由于简单的总和信号而产生的再现振幅。对于短标记再现，通过使用区域之间的相位差，可实现良好的再现信号特性，并且有助于在更高线密度化的情形中的良好特性。
在与4T(横轴上的值32附近)和3T(横轴上的值43附近)对应的频带中，几乎不包括上述频带的信号分量的区域C利用低通滤波器特性抑制了上述区域中存在的串扰分量和其他噪声分量。此外，通过E和F之间的相位差减少了串扰分量，并且通过与C之间的频率振幅特性的平衡，消除了残留的串扰分量。结果，没必要将E、F和A的频率振幅特性提高至必要程度以上，即使如此也能实现良好的再现信号特性。
在高线密度化方面，延长PRML的约束长度是很有效的。图17示出例如以约束长度9为例，在PR(1，2，3，4，4，4，3，2，1)的情形中的模拟结果。
模拟条件如下：
Tp＝0.225μm(对于岸和槽中的每一个))
NA＝0.85
PR(123444321)
评估指标：e-MLSE
槽深度(1/15)λ
标记宽度＝Tp*0.7
存在盘噪声和安培噪声
抽头：以1T间隔的31个抽头
扰动原点(散焦和歪斜等全部在原点处的状态)
另外，类似于使用了PR(1，2，3，3，3，2，1)的情形，通过使用当盘具有120mm的直径和0.32μm的轨道间距Tp时的表面容量，线密度表示为LD(Tp＝0.32μm时的表面容量)。
在图17的模拟结果中，以e-MLSE表示的线条是在没有执行区域划分的情形中的结果。可以从图17看出，类似于使用PR(1，2，3，3，3，2，1)的情形，对于不具有在切线方向上具有不同中心位置的信道的IV3而言，由高线密度化引起的劣化很大。能够看出，相对于在径向和切线方向上的划分位置相同的IV3而言，具有在切线方向上具有不同中心位置的信道的IVT4还具有在线密度方向上与LD3GB对应的线性高密度化效果。
还可以确认的是，相对于IVT4而言，使执行高线密度化时的特性更优先、并且使光学滤波器形状最佳化的IVT4H还能进一步获得与LD1GB对应的高线密度化效果。
如上所述，在实现光盘的高密度化的情形中，通过缩短信道位长(即标记长度)而在线密度方向上执行高密度化，并且通过缩窄轨道间距而在轨道密度方向上执行高密度化，从而在信号记录表面上二维地布置记录标记。
为光盘中的再现信号检测当由例如记录标记和槽等周期性结构所导致的衍射光束重叠并且发生干涉时引起的明暗变化。如图18A中所示，在光瞳半径为1的情形中，在由具有周期p的周期性结构所导致的±1阶衍射光束中，中心移位量表示为λ/(NA*p)，并且该衍射光束的重叠越多，再现信号的振幅越大，而重叠越小，并且振幅越小。当重叠消失(即移位量满足：λ/(NA*p)＝2)时，振幅变为零。结果，调制传递函数(MTF，Modulation TransferFunction)的空间频率特性成为图18B中所示。基于λ/(NA*p)＝2，截止空间频率满足：1/p＝2NA/λ。在小于1/p＝2NA/λ的周期性结构是连续的情形中，振幅变为零。
如上文所述，当应用于波长405nm且NA＝0.85的系统时，基于：1/p＝2NA/λ，能够实现再现的最小周期性结构的周期p满足：p＝λ/(2NA)＝238nm。这意味着，在作为低线密度的一个示例描述的采用RLL(1，7)PP的53nm/信道位的系统(LD35.2GB)中，最短2T标记/空间满足：53nm*2*2＝212nm，超过了截止空间频率，从而2T标记/空间的连续性使振幅为零。对于与满足53nm*3*2＝318nm的3T标记/空间对应的周期性结构而言，移位量满足：λ/(NA*p)＝1.50，因此图18C中的零阶光束与±1阶光束重叠的区域有助于信号再现。当稍微执行了高线密度化，从而形成LD41GB 45.47nm/信道位的系统时，最短2T标记/空间满足：45.47nm*2*2＝182nm，超过了截止空间频率，从而对于与满足45.47nm*3*2＝273nm的3T标记/空间对应的周期性结构而言，移位量满足：λ/(NA*p)＝1.75，因此图18D中的零阶光束和±1阶光束重叠的区域有助于信号再现。通过使用PRML，即使在2T标记/空间的振幅成为零的密度下，信号处理也不会被破坏，但是短标记的再现质量成为重要因素。
如上所述，在图案H3A和IVT4的电光滤波器特性中，切线方向上的外侧区域成为对与3T或者4T等短标记对应的频带执行高通的滤波器，而中央区域成为使与5T或更长的长标记对应的频带大量通过的低通滤波器。通过对比图18C和18D可以看出，这意味着，可以通过以下方式来提高自身轨道的再现信号质量：以空间和光学的方式有效地将非常有助于对与短标记对应的频带进行再现的区域、与非常有助于对与长标记对应的频带进行再现的区域划分开，进一步在每一区域中强调自身轨道的再现信号分量的比率预计较高的频率分量，而压制、截断或者在与其他信号相平衡的情况下消除相邻轨道的再现信号分量的比率预计较高的频率分量。此外，在IVT4的情形中，通过使得来自切线方向上的外侧两个区域的信号具有相位差，对于短标记，可以以更高灵敏度检测由于简单的总和信号而产生的再现振幅。通过对比图18C和18D还可以看出，当执行高线密度化时，除了2T标记/空间之外还有助于再现3T标记/空间的区域也减少了。因此，可以看出，即使通过简单的总和信号实现的再现出现非常不利的状况，仍然可以利用通过相位差检测实现的高灵敏度化来抑制特性劣化。
如此，可通过如下方式获得减少了码间干扰以及来自相邻轨道的信号泄漏的良好再现信号：执行在切线方向和径向方向上的区域划分以便在线密度方向和轨道密度方向上空间地和光学地分离具有不同频带的多个信号，将具有分别对于高通滤波器、低通滤波器、带通滤波器或者带阻(或者陷波)滤波器最佳的特性的滤波器应用于来自各个区域的信号，然后再次将所述信号相加。
并不是简单地执行在切线方向和径向方向上的区域划分，而是像IVT4和IVT4H那样，提供有效地以空间和光学方式分离具有不同频带的信号的滤波器，从而可以使得扰动中心位置处的e-MLSE良好，并且能够进一步扩大各种裕度，比如径向彗形失真裕度。作为在图18E中以*表示的、与短标记再现对应的、由轨道结构导致发生的衍射光束，并不仅仅是零阶光束区域的信号，而且对与由轨道结构导致发生的±1阶衍射光束之间的干扰区域(用○表示)的区域信号进行分离也是有效的。
如上文所述的图14和16的特性中所表示的，径向方向上的外侧区域(A1和A2)在很宽的频带上都具有高增益，因而对于噪声敏感。此外，具有切线方向上的外侧信道对于高线密度化是有利的。
[放大器噪声的影响]
图19示出用于表示以放大器噪声为代表的随机噪声的影响的模拟结果。在图19中，使用了采用PR(1233321)的PRML。示出了关于IVT4和IVT4H的模拟结果。IVT4(Na+0)和IVT4(Na+3dB)之间的关系意味着以放大器噪声为代表的随机噪声增大3dB的情形。IVT4H(Na+0)和IVT4H(Na+3dB)之间的关系具有相似的含义。
可以从图19看出，径向方向上的外侧信道的大的面积(光量)以及切线方向上的外侧信道的大的面积(光量)对于对抗以放大器噪声为代表的随机噪声增大(或者以放大器噪声为代表的随机噪声相对于信号光量减小而增大的情形中也是相似的)也是有效的。
图20示出用于表示以放大器噪声为代表的随机噪声的影响的模拟结果。在图20中，使用了采用PR(123444321)的PRML。示出了关于IVT4和IVT4H的模拟结果。在这种情形下，也示出了与上文相似的内容。
图21A示出用于表示以放大器噪声为代表的随机噪声的影响的模拟结果。在图21A中，使用了采用PR(123444321)的PRML。示出了(图21B中示出的)IVT4的模拟结果。这里，为了进一步简化，在除放大器噪声之外的随机噪声足够小、并且放大器噪声在随机噪声中处于支配地位的假设下示出了影响。
在图21A中，(R 2amp)表示其中分别通过不同的检测器接收径向方向上的外侧信道A1和A2的光，并通过IV放大器相加的情形。使用了2个IV放大器，因而放大器噪声增大。(T2amp)表示其中为切线方向上的单侧信道E或者F使用两个放大器的情形，(C 2amp)表示为中央信道使用两个放大器的情形。(Na+3dB)表示四个信道中的每一信道都使用两个放大器的情形。
图22A示出用于表示放大器噪声的影响的模拟结果。在图22A中，使用了采用PR(123444321)的PRML。示出了关于(图22B中示出的)IVT4H的模拟结果。在图22A中，(R2amp)、(T 2amp)、(C 2amp)和(Na+3dB)的含义分别类似于图21A中的那些含义。
可以从上述情形中看出，放大器噪声的增大或者信号量的下降使e-MLSE的值恶化了1至2％(0.01至0.02)，因此能够降低放大器噪声且确保处于记录信号不恶化的范围内的足够再现功率、以及确保足够信号量的盘反射率的设计都是重要因素。
[最佳PR分类]
为简单起见，在上文中，描述了其中将LD35GB至LD45GB的的线密度范围的模拟固定至约束长度为7的PR(1，2，3，3，3，2，1)、以及将LD39GB至LD55GB的线密度范围的模拟固定至约束长度为9的PR(1，2，3，4，4，4，3、2、1)的情形中的模拟结果。
然而，在实践中，最佳PR分类依据光学滤波器形状(特别是，是否提供了与具有切线方向上的不同中心位置的多个区域对应的信道)、或者信号记录密度(特别是，线密度方向上的密度)而变化。
PR分类可以考虑为各种类型。图23示出了考虑为对于本公开内容中所假定的光学滤波器和信号记录密度有效的各种PR分类的自适应均衡目标的频率特性与电学滤波器相同，图23中的横轴为n/(256T)。作为表征每一PR分类的特性的指标值，使用横轴上的32(即与4T标记/空间对应的频率)处的均衡目标(目标级别)的值PR-TL(4T)是有效的。当执行高线密度化时，沿横轴方向向左平移空间和光学的截止频率，因此减小了与最佳PR分类对应的PR-TL(4T)。
利用多个信号记录密度，执行对于在实践中制造的包括单面/三层结构的盘的记录。如下示出了利用包括具有与在切线方向上具有不同中心位置的多个区域对应的信道的光学滤波器的构造、以及包括不具有这种信道的光学滤波器的构造执行信号再现的结果。
实验条件如下：
盘：
记录表面：单面/三层结构
Tp＝0.225μm(对于岸和槽中的每一个)
槽深度大约(1/16)λ
信号记录密度：
在LD35.18GB(53nm/信道位)、50.0GB/层、双面6层时，与300GB对应
在LD41.1GB(45.4nm/信道位)、58.5GB/层、双面6层时，与351GB对应
在LD47.0GB(39.7nm/信道位)、66.8GB/层、双面6层时，与401GB对应
对岸和槽两者执行多轨道记录
再现光学系统：
NA＝0.85
波长405nm
光学滤波器：
图24中示出的两个类型
VHT4：获得了总共四个信道的信号，包括与在切线方向上具有不同中心位置的三个区域C、E和F对应的三个信道，以及与径向方向上的外侧区域A(A1+A2)对应的一个信道。光学滤波器具有非常接近于上文所述的IVT4的特性。这是包括在切线方向上具有不同中心位置的多个区域的“T类型”的代表性示例。
JR4：未提供与在切线方向上具有不同中心位置的多个区域对应的信道。获得了总共四个信道的信号，包括与在径向方向上具有不同中心位置的三个区域C、E和D对应的三个信道，以及与切线方向上的外侧区域(A+B)对应的一个信道。这是包括在径向方向上具有不同中心位置的多个区域的“R类型”的代表性示例。
自适应均衡器：
抽头：以2T间隔的25个抽头(49T宽度)
存在的抽头初始值(图25中示出一个示例)
PR分类
表1中记载的包含PR(1，2，3，3，3，2，1)和PR(1，2，3，4，4，4，3，2，1)、且PR-TL(4T)在0.128至0.471的范围内的PR分类。
评估指标：
e-MLSE
[表1]
PR-TL(4T)
ISI5 PR(2，3，3，3，2) 0.557
ISI7 PR(1，4，7，8，7，4，1) 0.515
ISI7 PR(1，4，6，8，6.4，1) 0.502
ISI7 PR(1，4，6，7，6，4，1) 0.485
ISI7 PR(1，5，6，8，6，5，1) 0.471
ISI7 PR(1，3，4，5，4，3，1) 0.440
ISI7 PR(2，4，6，7，6，4，2) 0.408
ISI7 PR(1，2，3，3，3，2，1) 0.389
ISI7 PR(1，1，2，2，2，1，1) 0.341
ISI9 PR(1，5，6，10，11，10，6，5，1) 0.292
ISI9 PR(2，7，9，14，16，14，9，7，2) 0.274
ISI9 PR(1，3，4，6，7，6，4，3，1) 0.264
ISI9 PR(2，6，8，11，14，11，8，6，2) 0.251
ISI9 PR(1，2，3，4，5，4，3，2，1) 0.233
ISI9 PR(4，7，11，15，17，15，11，7，4) 0.223
ISI9 PR(2，3，5，7，7，7，5，3，2) 0.211
ISI9 PR(1，2，34，4，4，3，2，1) 0.201
ISI9 PR(6，9，15，19，20，19，15，9，6) 0.188
ISI9 PR(6，10，15，20，20，20，15，10.6) 0.181
ISI9 PR(4，6，9，12，12，12，9，6，4) 0.169
ISI9 PR(7，9，14，18，19，18，14，9，7) 0.154
ISI9 PR(7，8，12，15，17，15，12，8，7) 0.128
图26示出在LD35.18GB(53nm/信道位)、50.0GB/层、双面6层时与300GB对应的情形中的实验结果。
图27示出在LD41.1GB(45.4nm/信道位)、58.5GB/层、双面6层时与351GB对应的情形中的实验结果。
图28示出在LD47.0GB(39.7nm/信道位)、66.8GB/层、双面6层时，与401GB对应的情形中的实验结果。
横轴表示在与用于再现的PR分类的4T标记/空间对应的频率处的均衡目标值PR-TL(4T)，纵轴表示在那个时候在足够宽的区间中的e-MLSE的平均值(百分比表示)。
标记为T类型的结果对应于其中使用了VHT4的情形，而标记为R类型的结果对应于其中使用了JR4的情形。(G)表示在对岸和槽两者执行记录的区域中进行槽再现的情形，而(L)表示进行岸再现时的情形。
可以从图26和表1看出，对于LD35.18GB，在R类型JR4的情形中，岸和槽两者的e-MLSE特性在接近于PR(1，1，2，2，2，1，1)、且PR-TL(4T)在0.325至0.33内时都是最佳的，而在T类型VHT4的情形中，岸和槽两者的e-MLSE特性在PR-TL(4T)为0.41或更多时基本上是平坦的。以这样的方式，能够看出最佳PR分类在R类型和T类型之间存在不同。另外，还能够看出，当将模拟时使用的PR(1，2，3，3，3，2，1)作为基准时，R类型的最佳PR-TL(4T)存在于较小侧，而T类型的最佳PR-TL(4T)存在于较大侧，因而与PR固定的情形相比，是适合的PR分类。
可以从图27和表1看出，对于LD41.1GB，在R类型JR4的情形中，岸在大约PR(2，3，5，7，7，7，5，3，2)处e-MLSE最佳，槽在大约PR(4，7，11，15，17，15，11，7，4)处e-MLSE最佳。在T类型VHT4的情形中，岸在大约PR(2，6，8，11，14，11，8，6，2)处e-MLSE最佳，槽在大约PR(1，3，4，6，7，6，4，3，1)处e-MLSE最佳。以这样的方式，最佳PR分类在R类型和T类型之间存在不同，并且最佳PR分类在岸和槽之间也存在不同。
可以从图28和表1看出，对于LD47.0GB，在R类型JR4的情形中，岸在大约PR(7，9，14，18，19，18，14，9，7)处e-MLSE最佳，槽在大约PR(4，6，9，12，12，12，9，6，4)处e-MLSE最佳。在T类型VHT4的情形中，岸和槽每一个在大约PR(6，9，15，19，20，19，15，9，6)处e-MLSE最佳。这里，能够看出，即使当在实验中使用的相同的PR分类处岸和槽具有最佳值的时候，从PR-TL(4T)值方面而言，岸和槽仍存在不同。
这里，还可以看出，当将高线密度条件下的模拟中使用的PR(1，2，3，4，4，4，3，2，1)作为基准时，对于LD41.1GB时的最佳PR-TL(4T)而言，R类型和T类型两者都存在于较大侧，而对于LD47.0GB时的最佳PR-TL(4T)而言，R类型和T类型两者都存在于较小侧，因而与PR固定的情形相比，是适合的PR分类。
图29示出对于R类型的岸和槽以及T类型的岸和槽的各自条件下，绘制的最佳PR-TL(4T)和线密度之间的关系。由于具有e-MLSE最佳值的PR-TL(4T)存在与线密度之间的高相关性，所以当从所述图表中读出R类型的最佳PR-TL(4T)与T类型的最佳PR-TL(4T)相等时的线密度的关系时，所述线密度大约对应于LD35GB附近。因此，能够看出，在实验中也可以确认与在利用PR固定的模拟中确认的T类型的高线密度化效果同等的效果。
在从多个PR分类中选择最佳PR分类时，对应的PR-TL(4T)的值可有效用作基准。为作为候选的与不同PR-TL(4T)对应的多个PR分类确认再现特性，以便至少选择与相对于PR-TL(4T)的裕度中心最接近的PR分类。
图30A和30B分别示出在选择了最佳PR分类的情形中，e-MLSE与线密度之间的关系以及i-MLSE与线密度之间的关系。在选择了最佳PR分类进行再现的情形中，能够看出，对于线密度和e-MLSE之间的关系而言，R类型和T类型都是按照基本上相等的斜率而直线地变化。另外，还能够看出，在LD35.18GB处，R类型和T类型每一个都具有对于e-MLSE和i-MLSE基本上相同的值，但是当执行高线密度化时，e-MLSE和i-MLSE之间的差异扩大了。如上所述，这是因为在执行高线密度化的情形中，容易导致错误的数据图案发生变化，使得在增加了所述图案的e-MLSE和未增加所述图案的i-MLSE之间的差异扩大。
就e-MLSE而言，上文所述的实验结果稍微劣于先前描述的模拟结果。在实验结果中，这种不同，可以例如通过如下内容充分说明：e-MLSE由于测量区间内的记录状态而发生大约1％的变化；先前描述的诸如放大器噪声之类的随机噪声在具有单面/三层结构的实验用盘的情形中大于模拟中的噪声；记录标记不同。
为了理解随机噪声的影响程度，图31示出了在图28中增加了当LD41.1GB时在相对于T类型VHT4的槽将再现功率增加了1.4倍的情形中的e-MLSE的图表。能够看出，通过将再现功率增加1.4倍，可使得e-MLSE改善大约1％。另外，根据再现功率，最佳PR分类(PR-TL(4T))也稍微变化。
[图案选择的一个示例]
图32示出根据本发明一个实施方式的划分图案的一个示例。进行划分，获得分别由A1、A2、B、D、E和F表示的六个区域。根据本发明，形成了在切线方向上分离的第一区域E和第二区域F。随后，通过各个检测器从各个区域接收光束，经过IV放大器后，如表2中所示对每一信道执行运算。
[表2]
IVT4M IVR4M IVL4M
信道1 A1+A2 E+F E+F
信道2 B+D B+D A1+A2
信道3 E A1 B
信道4 F A2 D
如表2中所示，基于所选择的组合图案(在下文中，适当地称为选择图案)，对图32中的划分图案中的各个区域的检测信号进行组合，以便如下分别形成四个信道Ch1至Ch4。形成选择图案IVT4M、IVR4M和IVL4M。例如，根据表2，对每一信道的检测器的检测信号进行合成。
选择图案IVT4M：信道1＝A1+A2，信道2＝B+D，信道3＝E，信道4＝F
选择图案IVR4M：信道1＝E+F，信道2＝B+D，信道3＝A1，信道4＝A2
选择图案IVL4M：信道1＝E+F，信道2＝A1+A2，信道3＝B，信道4＝D
IVT4M对应于先前实验结果中的“T类型”，IVR4M对应于先前实验结果中的“R类型”。
[自适应均衡器的实际收敛终端点]
图33示出了对于表2中示出的每一选择图案，自适应均衡器从均衡误差较大的状态开始、然后收敛的过程的模拟结果。应注意的是，因为附加了放大器噪声和盘噪声增加、但是没有附加诸如瑕疵(defect)之类的突发噪声(burst noise)，所以当过程信道位长增加时，e-MLSE的值得到改善。作为比较例的图案JR4在图24中示出。图33示出在线密度是LD35.18GB(50GB/L)并且PR分类是PR(1233321)的情形中的模拟结果。
在实际设备中，考虑根据盘的基板、记录膜、记录信号质量等，改变图表的横轴可到达哪一阶段。如果例如盘的质量良好并且能够适当地收敛，则IVT4M具有最好的特性。相反地，在例如盘的质量不好且妨碍收敛的信号干扰较多的情形中，可以说初始收敛较早的IVR4M是有利的。此外，可以说IVL4M在收敛性方面是不利的。如果提供适当的抽头系数初始值，可吸收一定程度的收敛性方面的差异。但是，在例如盘的质量不好且妨碍收敛的信号干扰较多的情形中，收敛方面的差异会体现到平均特性的差异上。
图34示出在线密度和PR分类发生改变的情形中的模拟结果。图34示出在线密度是LD44GB(62.5GB/L)并且PR分类是PR(235777532)的情形中的模拟结果。考虑到每一图案的倾向性，与具有低线密度的图26相似，在径向方向上的外侧区域具有不同信道的IVR4M(和JR4)(即R类型)在收敛性方面优越。
应注意的是，如果除去收敛初期，则IVT4M(即T类型)的特性的优越性更显著。能够看出，还能够依据线密度以及例如盘的质量，在依据相同的划分图案可实现的各图案之间切换优越的图案。
例如能够随着例如光电集成电路(OEIC，Opto-Electronic Integrated Circuit)的模式切换，来切换依据原始的相同的划分图案形成的多个图案(光学滤波器)，这对于“对应于各种质量的盘”以及“对应于不同密度”等等而言是有效的。
[图案选择的其他示例]
基于图35中示出的图案IVNST6的划分，可以形成表3中示出的各种光学滤波器。所述IVNST6是以IVT4为基础，并且为了增加在径向方向上空间地和光学地划分具有不同频带的区域的划分数目，所述IVNST6的中央区域B在径向方向上被进一步划分为三个。这里，当光瞳半径是1.0时，径向方向上的区域划分位置被定位为±0.25、±0.5和±0.7，切线方向上的区域划分位置被定位为±0.45和±0.65。
如表3中所示，在提供了四个信道的输出的情形中，有效的是构造为可在例如IVTSM4、IVSP4、IVos4、IVR4(包括左侧和右侧的不同信道的区域A)、再加上上文所述的IVT4之中的至少两个之间切换。例如，在利用OEIC实现的情形中，施加于模式切换引脚的电压可以在高电平、中间电平和低电平三个值之间切换。应注意的是，不限于四个信道的输出，例如在五个信道的输出的情形中，也可以类似地在IVTSP5和IVNS5之间切换。
[表3]
Figure GDA0002482750520000341
[图案选择的其他示例]
还可以使用以下表4中表示的图案作为图案选择。
[表4]
IVT4M(SD) IVT4M IVR4M IVL4M
信道1 A1+A2 A1+A2 E+F E+F
信道2 B+D B+D B+D A1+A2
信道3 E+F E A1 B
信道4 E-F F A2 D
与上文的图案选择(表2)相比，增加了选择图案IVT4M(SD)。
选择图案IVT4M(SD)：信道1＝A1+A2，信道2＝B+D，信道3＝E+F，信道4＝E-F
即，所述选择图案分别形成了区域E和F的和(E+F)以及区域E和F之间的差(E-F)，并将它们视为不同的信道。
[本发明的实施方式]
如上所述，“自适应性电光(AERO)多功能滤波器”可以改善再现特性。在根据本公开内容的技术中，如参考图7所描述的，在自适应均衡的先前阶段中对各区域之间的信号执行执行运算，以减少诸如瑕疵之类的干扰的影响，从而使得信号质量更好。根据本发明，光通量的划分数目(区域数目)以及输入至信号处理单元的输入信号的数目(信道数目)被设置为彼此相等。在该条件下，对来自每一区域的信号执行运算，以形成输入至信号处理单元的输入信号。
作为一个例子，将以上文所述的图案VHT4(参看图24)为例进行描述。在这种情形下，从包括区域A(＝A1+A2)、区域C、区域E以及区域F的四个区域中获得信号。随后，利用以下表5中表示的线性运算形成四个信道的信号。
[表5]
Figure GDA0002482750520000361
表5中示出的运算包括以下类型。
(径向方向内外混合和型：在径向方向上的外侧区域中的信号与内侧区域中的信号相加。K1和K2表示系数。)
信道1＝K1*A+K2*C
信道2＝C(或A)
信道3＝E
信道4＝F
在径向方向内外混合和型的情形中，可以通过选择合适系数，自我消除低频区域中的相邻轨道串扰。
(径向方向内外混合差型：在径向方向上的外侧区域中的信号与内侧区域中的信号相减。K3和K4表示系数。)
信道1＝A(或C)
信道2＝K3*C-K4*A
信道3＝E
信道4＝F
相减运算可以消除诸如激光噪声之类的同相噪声，因此在同相噪声较多的状态下获得再现特性改善效果。
相减运算可以减轻“瑕疵之类的干扰”。
(径向方向内外混合和差型：在径向方向上的外侧区域中的信号与内侧区域中的信号相加和相减。K1至K4表示系数。)
信道1＝K1*A+K2*C
信道2＝K3*C-K4*A
信道3＝E
信道4＝F
包括了和型和差型的特征。
对于切线方向上的区域E和F，类似于径向方向，可以利用以下表6中示出的线性运算形成四个信道的信号。
[表6]
运算方法 切线方向和差型 切线方向增强型 切线方向混合型
信道1 A A A
信道2 C C C
信道3 E+F K5*E-K6*F K7*E+K8*F
信道4 E-F K6*E-K5*F K8*E+K7*F
表6中示出的运算包括以下类型。
切线方向和差型：形成在切线方向上的区域E和F的和以及区域E和F之间的差。K5和K6是系数。)
信道1＝A
信道2＝C
信道3＝E+F
信道4＝E-F
切线方向和差型在检测标记相位状态时的精度很高。
差的信道信道4可以消除诸如激光噪声之类的同相噪声，因此在同相噪声较多的状态下获得再现特性改善效果。如在图36中用虚线表示的，切线方向和差型是优越的。
(切向方向增强型：在切线方向上的两个区域中的信号相减。K5和K6是系数。)
信道1＝A
信道2＝C
信道3＝K5*E-K6*F
信道4＝K6*E-K5*F
切向方向增强型具有增强E和F之间的相位差的效果，并且改善采用标记相位时的再现特性。
(切向方向混合型：在切线方向上的两个区域中的信号相加。K7和K8表示系数。)
信道1＝A
信道2＝C3*C-K4*A
信道3＝K7*E+K8*F
信道4＝K8*E+K7*F
包括了和差型和增强型的特征。
此外，也可以如以下表7中所示获得切线方向上的区域E或者区域F与径向方向上的区域A之间的差。
[表7]
Figure GDA0002482750520000381
表7中示出的运算包括以下类型。
(径向-切向差型：从切线方向上的区域E和F中减去区域A。K9和K10是系数。)
信道1＝A
信道2＝C
信道3＝K9*E-K10*A
信道4＝K9*F-K10*A
(径向方向内外混合和差型+切向-径向差型)
信道1＝K1*A+K2*C
信道2＝K3*C-K4*A
信道3＝K9*E-K10*A
信道4＝K9*F-K10*A
在实际的光盘再现设备中，所要安装的盘的质量不是恒定的，并且可能安装包含大量瑕疵的盘。即，诸如记录表面上的异物、槽成形缺陷、或者记录膜缺陷之类的小干扰，诸如在中间层或者覆盖层中包含的异物或者气泡之类的大干扰，或者附着于盘表面的灰尘或者指纹等等，可以被认为是诸如瑕疵之类的干扰。在包含大量的如上所述的诸如瑕疵之类的干扰的盘中，应用获得区域之间的差的运算，能够防止错误发生。
应注意的是，运算中的系数可以根据标记相位或者瑕疵倾向而变化。系数的值可以基于用于获得所述差的各区域之间的面积比、或者光量比来优化。
在包含大量的诸如瑕疵之类的干扰的盘中，应用获得区域之间的差的运算，能够防止错误发生。
[本发明的效果]
以图案VHT4为例，如下描述本发明的效果。图37示出在没有对各区域的信号执行运算的情形中、以及在对具有少量瑕疵的盘进行再现的情形中的误码率的测量示例的图表。例如，使用图1中示出的盘再现设备。所使用的盘是具有下述的单面/三层结构的盘。应注意的是，实线表示槽再现时的误码率，虚线表示岸再现时的误码率。横轴表示时钟数目，纵轴表示误码率。如图37中所示，在对具有少量瑕疵进行再现的盘的情形中没有出现特别的问题。
记录表面：单面/三层结构
Tp＝0.225μm(对于岸和槽中的每一个)
信号记录密度：
在LD35.18GB(53nm/信道位)、50.0GB/层、双面6层时，与300GB对应
对岸和槽两者执行记录
图38和39示出在对具有大量瑕疵的盘进行再现的情形中的误码率的测量示例的图表。所使用的盘、以及图表的纵轴和横轴类似于图37。图38示出槽再现时的数据，图39示出岸再现时的数据。在图38和39中，实线表示在没有对各区域的信号执行运算的情形中的数据，虚线表示如表8中所示对各区域的信号执行运算的根据本发明的数据。如图38和39中所示，在对具有大量瑕疵的盘进行再现的情形中，根据本发明，可以降低误码率。
即，通过在包含大量诸如瑕疵之类的干扰的盘中应用获得区域之间的差的运算，可以防止发生错误。应注意的是，运算中的系数可以依据标记相位和瑕疵倾向而变化。系数可以基于用于获得所述差的各区域之间的面积比、或者光量比来优化。特别是，在使用来自具有切线方向上的不同中心位置的多个区域中的输出的划分图案(称为T类型)的情形中，上述效果提高。
[表8]
Figure GDA0002482750520000401
表8中示出的运算的类型是径向方向内外混合和差型+切向-径向差型。此外，示出了槽再现时的运算、槽和岸共同的运算、和岸再现时的运算。
槽再现时：
信道1＝A
信道2＝C-2.5*A
信道3＝E-0.5*A
信道4＝F-0.5*A
槽和岸共同的运算：
信道1＝A
信道2＝C-3*A
信道3＝E-0.7*A
信道4＝F-0.7*A
岸再现时：
信道1＝A*0.5C
信道2＝C-5*A
信道3＝E-1.2*A
信道4＝F-1.2*A
如表2中所示，与选择图案IVT4M、IVR4M和IVL4M对应地，对上文所述的图32中示出的划分图案IVT4M的六个区域A1、A2、B、D、E和F执行运算。在这种情形下，也可以应用本发明。下文描述关于每一选择图案的运算示例。这里，提供了获得径向方向上的外侧的各区域的差的构造。例如，提供了径向方向内外混合和差型+切向-径向差型。
表9示出选择图案IVT4M(SD)的运算示例。
[表9]
Figure GDA0002482750520000411
表10表示选择图案IVT4M的运算示例。
[表10]
Figure GDA0002482750520000412
表11表示选择图案IVR4M的运算示例。
[表11]
Figure GDA0002482750520000421
表12表示选择图案IVL4M的运算示例。
[表12]
Figure GDA0002482750520000422
表13表示用于选择图案IVR4M的系数的设置示例。
[表13]
Figure GDA0002482750520000423
图40示出在如表13中所示设定系数、并且对具有大量瑕疵的盘进行再现的情形中的误码率的测量示例。所使用的盘、以及图表的纵轴和横轴类似于图37。图40是槽再现时的数据。在图40中，实线表示在没有对各区域的信号执行运算的情形中的数据，虚线表示如表13所示对各区域的信号执行运算的根据本发明的数据。如图40中所示，在对具有大量瑕疵的盘进行再现的情形中，根据本发明，可以降低误码率。
即，通过在包含大量诸如瑕疵之类的干扰的盘中应用获得区域之间的差的运算，可以防止发生错误。应注意的是，运算中的系数可以依据标记相位和瑕疵倾向而变化。系数可以基于用于获得所述差的各区域之间的面积比、或者光量比来优化。
[即使在执行区域间运算的情形中信号特性也没有显著劣化的理由的说明]
如上所述，根据本发明的实施方式，作为区域间运算，执行使运算之前的信号数目与运算之后的信号数目相等的运算。可以考虑使区域间运算前后的信号数目相等的各种运算来替代上文所述的“和与差”运算。
以图案VHT4为例，描述即使在执行区域间运算的情形中信号特性也没有显著劣化的理由。为了方便说明，如图41中所示，改变了与各区域对应的信号名称。如稍后将描述的，即使在使平均信号电平乘以一倍至大约两倍的增益(系数)然后执行加法和减法的情形中，信号特性也没有显著劣化。
图42示出在执行以下运算作为第一示例的情形中，相对于系数Ktr的e-MLSE变化的模拟结果。
信道1＝R
信道2＝Ta+Ktr*R
信道3＝C
信道4＝Tb+Ktr*R
模拟条件如下：
Tp＝0.225μm(对于岸和槽中的每一个)
信号记录密度LD35.18GB(53nm/信道位)
50GB/层
对岸和槽两者执行记录
在图42中，虚线分别示出Ktr＝-0.6和Ktr＝0.6的的位置。所述虚线对应于切线方向上的外侧区域Ta和Tb与径向方向上的外侧区域R之间的平均光量比。就平均光量比而言，在Ktr＝0.6的情形中的值0.6R基本上等于Ta的值。即，图42的模拟结果示出，相对于与切线方向上的外侧对应的信号Ta和Tb，在(对大约平均光量比的信号R执行加法，直至对大约平均光量比的大致两倍的信号R执行减法)的范围内，信号特性的劣化很小。
图43示出在执行以下运算作为第二示例的情形中，相对于系数Kcr的e-MLSE变化的模拟结果。
信道1＝R
信道2＝Ta
信道3＝C+Kcr*R
信道4＝Tb
模拟条件如下：
Tp＝0.225μm(对于岸和槽中的每一个)
信号记录密度LD35.18GB(53nm/信道位)
50GB/层
对岸和槽两者执行记录
在图43中，虚线分别表示Kcr＝-2和Kcr＝2的位置。介于所述虚线之间的范围对应于切线方向上的外侧区域Ta和Tb与径向方向上的外侧区域R之间的平均光量比。就平均光量比而言，在Kcr＝2的情形中的值2R基本上等于C的值。即，图43的模拟结果示出，相对于与中央区域对应的信号C，在(对大约平均光量比的信号R执行加法和减法)的范围内，信号特性的劣化很小。
图44示出在执行以下运算作为第三示例的情形中，相对于系数Krtct的e-MLSE变化的模拟结果。
信道1＝R+Krtct*(Ta+C+Tb)
信道2＝Ta
信道3＝C
信道4＝Tb
模拟条件如下：
Tp＝0.225μm(对于岸和槽中的每一个)
信号记录密度LD35.18GB(53nm/信道位)
50GB/层
对岸和槽两者执行记录
在图44中，虚线分别表示Krtct＝0.3和Krtct＝-0.3的位置。介于所述虚线之间的范围对应于切线方向上的外侧区域Ta和Tb、中央区域C以及径向方向上的外侧区域R之间的平均光量比。就平均光量比而言，在Krtct＝0.3的情形中的值0.3(Ta+C+Tb)基本上等于R的值。即，图44的模拟结果示出，相对于与径向方向上的外侧对应的信号R，在(对大约平均光量比的信号(Ta+C+Tb)执行加法，直至对大约平均光量比的大致两倍的信号(Ta+C+Tb)执行减法)的范围内，信号特性的劣化很小。
如上所述，本发明执行区域间运算，从而能够提高对于诸如瑕疵之类的干扰的耐受性。可以从上述的模拟结果看出，即使在平均光量比(平均信号电平)乘以一倍至大约两倍范围内的系数之后执行加减法的情形中，信号特性也没有显著劣化。
应注意的是，系数可以固定，或者可以提供至少两个常数，以在所述常数之间执行切换。此外，系数也可以是变量。此外，区域间运算可以在OEIC(PDIC)上利用模拟电路执行，或者可以利用单独提供OEIC输出的矩阵电路(模拟电路)执行，或者可以在A/D转换器将信号转换为数字信号之后利用数字电路执行。
此外，本发明也可以通过在使用用于改善瑕疵耐受性的运算的情形、与不使用运算的情形之间执行切换、然后测量特性之间的差异，检测瑕疵，并且可以使用检测结果来应对瑕疵。此外，对于盘表面上的灰尘，例如通过将风喷射到驱动器(drive)或者盘库(library)内、或者通过擦抹来提供盘清洁机构是非常有用的。执行清洁的机构的操作可以利用盘检测结果来控制。在为了获得大容量而提供双面盘的情形中，因为这种盘特别容易受到灰尘的影响，所述提供清洁盘的机构是很有效的。
<变形例>
已经如上具体描述了本发明的实施方式。然而，本发明不局限于上述各种实施方式，而是可以作出基于本发明的技术构思的各种变形例。例如，上文所述的激光源波长、轨道间距和记录线密度的数值等等都是示例性的，也可以使用其他数值。此外，作为用于评估再现性能的指标，还可以使用除上文所述的指标以外的其他指标。此外，本发明也可以应用于仅仅对光盘执行记录和再现之一的光盘装置。
另外，上文所述的实施方式中的构造、方法、处理、形状和材料以及数值等等可以在不脱离本发明的主旨的情况下互相组合。
应注意的是，本公开内容可以包括以下构造。
(1)
一种光学介质再现装置，用于对形成有多个轨道的光学介质执行光学再现，所述光学介质再现装置包括：
光学滤波器，用于接收入射的来自于所述光学介质的返回光束，并且空间地和光学地形成在切线方向和径向方向上具有不同频带的多个信号；
运算单元，用于对通过所述光学滤波器形成的多个第一信号执行运算，以形成多个信道的第二信号；
电学滤波器，用于分别地接收所述第二信号，并对所述第二信号执行处理以获得再现信号。
(2)
根据(1)所述的光学介质再现设备，其中所述第一信号的数目等于所述第二信号的数目。
(3)
根据(1)或者(2)所述的光学介质再现设备，其中所述光学滤波器将所述返回光束的光通量划分为在切线方向和径向方向上具有不同位置的多个区域，以及与分别入射在所述多个区域上的光量对应的多个检测信号被设为所述第一信号。。
(4)
根据(3)所述的光学介质再现设备，其中所述运算单元将在切线方向上具有不同位置的所述多个区域的所述检测信号相加或者相减，以形成所述第二信号。
(5)
根据(3)所述的光学介质再现设备，其中所述运算单元将在径向方向上具有不同位置的所述多个区域的所述检测信号相加或者相减，以形成所述第二信号。
(6)
根据(3)所述的光学介质再现设备，其中对于在切线方向上具有不同位置的所述多个区域的检测信号、以及在径向方向上具有不同位置的所述多个区域的检测信号，所述运算单元将其中一种检测信号与另一种检测信号相加，或者将其中一种检测信号与另一种检测信号相减，以形成所述第二信号。
(7)
根据(1)至(6)中任一项所述的光学介质再现装置，
其中所述电学滤波器包括：
多输入均衡器单元，包括多个均衡器单元，所述多个信道的信号被分别提供到所述多个均衡器单元中，所述多输入均衡器单元构造为对所述多个均衡器单元的输出执行运算以输出均衡信号；以及
二进制化单元，用于对所述均衡信号执行二进制化处理，以获得二进制数据。
(8)
根据(7)所述的光学介质再现装置，还包括：
多输入自适应均衡器单元，包括所述多输入均衡器单元；以及
均衡误差运算单元，用于根据基于所述二进制化单元的二进制检测结果获得的均衡目标信号、以及从所述多输入自适应均衡器单元输出的均衡信号来获得均衡误差，所述均衡误差运算单元用于将所述均衡误差作为自适应均衡控制信号提供到所述多输入自适应均衡器单元。
(9)
根据(8)所述的光学介质再现装置，
其中所述多输入自适应均衡器单元对输出信号执行部分响应均衡处理，
所述二进制化单元对所述多输入自适应均衡器单元的均衡信号执行作为二进制化处理的最大似然解码处理，以及
所述均衡误差运算单元通过使用均衡目标信号和从所述多输入自适应均衡器单元输出的均衡信号执行运算来获得均衡误差，所述均衡目标信号是通过对通过所述最大似然解码获得的二进制检测结果执行卷积处理而获得的
(10)
根据(1)至(9)中任一项所述的光学介质再现装置，
其中所述光学介质包括交替形成的岸和槽，以及
对包括记录在所述岸和所述槽两者上的信息的所述光学介质执行再现。
(11)
一种光学介质再现方法，对形成有多个轨道的光学介质执行光学再现，所述光学介质再现方法包括：
通过光学滤波器，在切线方向和径向方向上将入射的来自于所述光学介质的返回光束空间地和光学地形成为具有不同频带的多个信号；
通过运算单元，对通过所述光学滤波器形成的多个第一信号执行运算，以形成多个信道的第二信号；以及
通过电学滤波器，对输入的所述第二信号执行处理以获得再现信号。
附图标记列表
13 多输入自适应均衡器
14 二进制化检测器
15PR 卷积器
21至23 自适应均衡器单元
100 光盘
101 光学拾取头
105 数据检测处理单元
131 光学滤波器
132 运算单元
1331至133n 电学滤波器

Claims (11)

1.一种光学介质再现装置，用于对形成有多个轨道的光学介质执行光学再现，所述光学介质再现装置包括：
光源，用于发射激光束；
物镜，用于将所述激光束照射到所述光学介质上；
光学滤波器，用于接收入射的来自于所述光学介质的返回光束，并且利用在切线方向和径向方向上延伸的分割线，在线密度方向和轨道密度方向上将所述入射的返回光束空间地和光学地划分为包含多个具有不同频带的信号的多个区域，所述多个区域在切线方向上具有不同中心位置；
运算单元，用于对通过所述光学滤波器形成的多个第一信号执行运算，以形成多个信道的第二信号；
电学滤波器，用于分别地接收所述第二信号，并对所述第二信号执行处理以获得再现信号，
其中，所述电学滤波器具有相对于根据通过所述光学滤波器分离开的各个区域分别产生的多个信号而分别包括不同的振幅频率特性和/或相位频率特性的滤波器特性，切线方向上的外侧区域成为使与短标记对应的频带通过的高通滤波器，而中央区域成为使与长标记对应的频带通过的低通滤波器。
2.根据权利要求1所述的光学介质再现装置，
其中所述第一信号的数目等于所述第二信号的数目。
3.根据权利要求1所述的光学介质再现装置，
其中所述光学滤波器将所述返回光束的光通量划分为在切线方向和径向方向上具有不同位置的多个区域，以及
与分别入射在所述多个区域上的光量对应的多个检测信号被设为所述第一信号。
4.根据权利要求3所述的光学介质再现装置，
其中所述运算单元将在切线方向上具有不同位置的所述多个区域的所述检测信号相加和相减，以形成所述第二信号。
5.根据权利要求3所述的光学介质再现装置，
其中所述运算单元将在径向方向上具有不同位置的所述多个区域的所述检测信号相加或者相减，以形成所述第二信号。
6.根据权利要求3所述的光学介质再现装置，
其中对于在切线方向上具有不同位置的所述多个区域的检测信号、以及在径向方向上具有不同位置的所述多个区域的检测信号，所述运算单元将其中一种检测信号与另一种检测信号相加，或者将其中一种检测信号与另一种检测信号相减，以形成所述第二信号。
7.根据权利要求1所述的光学介质再现装置，
其中所述电学滤波器包括：
多输入均衡器单元，包括多个均衡器单元，所述多个信道的信号被分别提供到所述多个均衡器单元中，所述多输入均衡器单元构造为对所述多个均衡器单元的输出执行运算以输出均衡信号；以及
二进制化单元，用于对所述均衡信号执行二进制化处理，以获得二进制数据序列。
8.根据权利要求7所述的光学介质再现装置，还包括：
多输入自适应均衡器单元，包括所述多输入均衡器单元；以及
均衡误差运算单元，用于根据基于所述二进制化单元的二进制数据序列检测结果获得的均衡目标信号、以及从所述多输入自适应均衡器单元输出的均衡信号来获得均衡误差，所述均衡误差运算单元用于将所述均衡误差作为自适应均衡控制信号提供到所述多输入自适应均衡器单元。
9.根据权利要求8所述的光学介质再现装置，
其中所述多输入自适应均衡器单元对输出信号执行部分响应均衡处理，
所述二进制化单元对所述多输入自适应均衡器单元的均衡信号执行作为二进制化处理的最大似然解码处理，以及
所述均衡误差运算单元通过使用均衡目标信号和从所述多输入自适应均衡器单元输出的均衡信号执行运算来获得均衡误差，所述均衡目标信号是通过对通过所述最大似然解码获得的二进制数据序列检测结果执行卷积处理而获得的。
10.根据权利要求1所述的光学介质再现装置，
其中所述光学介质包括交替形成的岸和槽，以及
对包括记录在所述岸和所述槽两者上的信息的所述光学介质执行再现。
11.一种光学介质再现方法，对形成有多个轨道的光学介质执行光学再现，所述光学介质再现方法包括以下步骤：
通过物镜，将来自光源的激光束照射到所述光学介质上；
通过光学滤波器，利用在切线方向和径向方向上延伸的分割线，在线密度方向和轨道密度方向上将入射的来自于所述光学介质的返回光束空间地和光学地划分为包含多个具有不同频带的信号的多个区域，所述多个区域在切线方向上具有不同中心位置；
通过运算单元，对通过所述光学滤波器形成的多个第一信号执行运算，以形成多个信道的第二信号；以及
通过电学滤波器，对输入的所述第二信号执行处理以获得再现信号，
其中，所述电学滤波器具有相对于根据通过所述光学滤波器分离开的各个区域分别产生的多个信号而分别包括不同的振幅频率特性和/或相位频率特性的滤波器特性，切线方向上的外侧区域成为使与短标记对应的频带通过的高通滤波器，而中央区域成为使与长标记对应的频带通过的低通滤波器。
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