CN107046404B - D类放大器及用于执行d类放大的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种D类放大器，该D类放大器包括：回路滤波器、脉宽调制(PWM)电路、输出电路，以及共模控制电路。回路滤波器用于接收所述D类放大器的输入信号，以产生滤波信号。脉宽调制电路用于将非脉宽调制信号转换成脉宽调制信号，其中，所述非脉宽调制信号是至少由所述滤波信号得到的。输出电路用于根据所述脉宽调制信号产生所述D类放大器的输出信号。共模控制电路用于监测所述输出信号的共模电平，以产生用于脉宽调制共模控制的共模控制信号。相应地，本发明还提供了一种用于执行D类放大的方法。采用本发明，可以提高电源抑制比和线性度。

Description

D类放大器及用于执行D类放大的方法
技术领域
本发明涉及一种放大器的设计，更特别地，涉及一种具有脉宽调制(pulse-widthmodulation，PWM)共模(common-mode，CM)控制的D类(class-D)放大器及用于执行D类放大的方法。
背景技术
D类放大器基本上是一个开关放大器。它具有接近100％的功率效率。也就是说，被供应给D类放大器的绝大多数功率均被传送至负载。通常，采用具有高电源抑制比(powersupply rejection ratio，PSRR)的低压差(low-dropout，LDO)稳压器来供应清洁电力(clean power)给D类放大器。此LDO稳压器用于减轻通过电源管理电路或者由电源管理电路产生的噪声耦合，该电源管理电路可以包括降压/升压转换器。然而，此LDO稳压器会造成额外的功率损耗以及降低整个系统的能量效率。因此，为了避免这种不希望的功率损耗，D类放大器的供给电压优选为由电源(例如，电池)供电，而不使用LDO稳压器供电，其中，LDO稳压器重点强调D类音频放大器的电源抑制比(PSRR)。因此，对于音频应用的高性能来说，需要一种具有高电源抑制比(PSRR)和高线性度(例如，低的总谐波失真与噪声(TotalHarmonic Distortion with Noise，THD+N))的新颖的D类放大器(class-D amplifier，CDA)的设计。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种D类放大器及用于执行D类放大的方法，以解决上述问题。
根据本发明的第一方面，公开了一种示例性的D类放大器。该示例性的D类放大器包括：回路滤波器、脉宽调制(PWM)电路、输出电路，以及共模控制电路。回路滤波器用于接收所述D类放大器的输入信号，以产生滤波信号。脉宽调制电路用于将非脉宽调制信号转换成脉宽调制信号，其中，所述非脉宽调制信号是至少由所述滤波信号得到的。输出电路用于根据所述脉宽调制信号产生所述D类放大器的输出信号。共模控制电路用于监测所述输出信号的共模电平，以产生用于脉宽调制共模控制的共模控制信号。其中，所述脉宽调制共模控制体现在用于控制所述脉宽调制信号的共模电平上。
根据本发明的第二方面，公开了一种示例性的D类放大器。该示例性的D类放大器包括：回路滤波器、组合电路、输入前馈电路、脉宽调制(PWM)电路，以及输出电路。回路滤波器用于接收所述D类放大器的输入信号，以产生滤波信号。组合电路用于至少组合所述滤波信号和所述输入信号，以产生非脉宽调制信号，其中，所述组合电路仅由无源元件构成。输入前馈电路用于将所述输入信号馈送给所述组合电路。脉宽调制电路用于将所述非脉宽调制信号转换成脉宽调制信号。输出电路用于根据所述脉宽调制信号产生所述D类放大器的输出信号。
根据本发明的第三方面，公开了一种用于执行D类放大的示例性方法，所述执行D类放大的方法用于D类放大器。该示例性方法包括以下步骤：对所述D类放大器的输入信号执行回路滤波操作，以产生滤波信号；执行脉宽调制操作，以将非脉宽调制信号转换成脉宽调制信号，其中，所述非脉宽调制信号是至少从所述滤波信号得到的；根据所述脉宽调制信号产生所述D类放大器的输出信号；以及，监测所述输出信号的共模电平，以产生用于脉宽调制共模控制的共模控制信号。其中，所述脉宽调制共模控制体现在用于控制所述脉宽调制信号的共模电平上。
根据本发明的第四方面，公开了一种用于执行D类放大的示例性方法。该示例性方法包括以下步骤：对所述D类放大的输入信号执行回路滤波操作，以产生滤波信号；利用组合电路至少组合所述滤波信号和所述输入信号，以产生非脉宽调制信号，其中，所述组合电路仅由无源元件构成；执行脉宽调制操作，以将所述非脉宽调制信号转换成脉宽调制信号；以及，根据所述脉宽调制信号产生所述D类放大器的输出信号。
上述技术方案提供了一种具有脉宽调制(PWM)共模控制的新颖的D类放大器及相关的方法，采用本发明，通过该脉宽调制(PWM)共模控制可以提高电源抑制比和线性度。
本领域技术人员在阅读附图所示优选实施例的下述详细描述之后，可以毫无疑义地理解本发明的这些目的及其它目的。
附图说明
图1是根据本发明实施例示出的一种不具有所提出的脉宽调制共模控制的D类放大器的示意图；
图2是根据本发明实施例示出的图1中的D类放大器的线性模型的示意图；
图3是根据本发明实施例示出的具有所提出的脉宽调制共模控制的D类放大器的示意图；
图4是根据本发明实施例示出的图3中的D类放大器的线性模型的示意图；
图5是根据本发明实施例示出的一种共模控制电路的示意图；
图6是根据本发明实施例示出的一种脉宽调制电路的示意图；
图7A是根据本发明实施例示出的由图6中的脉宽调制电路所执行的脉宽调制操作的示意图；
图7B示出了图7A中的两种示例信号的DC电平；
图8是根据本发明实施例示出的一种用于产生回路滤波器的滤波信号的运算放大器的示意图；
图9是根据本发明实施例示出的一种位于回路滤波器和脉宽调制电路之间的组合电路的示意图；
图10是根据本发明实施例示出的另一脉宽调制电路的示意图；
图11A是根据本发明实施例示出的一种由图10中的脉宽调制电路所执行的脉宽调制操作的示意图；
图11B示出了图11A中的两种示例信号的DC电平；
图12是根据本发明实施例示出的具有所提出的脉宽调制共模控制的另一D类放大器的示意图；
图13是根据本发明实施例示出的一种组合电路的示意图。
具体实施方式
以下描述为本发明实施的较佳实施例，其仅用来例举阐释本发明的技术特征，而并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件，所属领域技术人员应当理解，制造商可能会使用不同的名称来称呼同样的元件。因此，本说明书及权利要求书并不以名称的差异作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“系统”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。
其中，除非另有指示，各附图的不同附图中对应的数字和符号通常涉及相应的部分。所绘制的附图清楚地说明了实施例的相关部分且并不一定是按比例绘制。
图1是根据本发明实施例示出的一种不具有所提出的脉宽调制(PWM)共模控制的D类放大器的示意图。D类放大器100可以是全差分闭环D类放大器，但应当说明的是，这仅用于说明目的，而并不是对本发明的限制。如图1所示，D类放大器100包括回路滤波器(loopfilter，LF)102(由“LF”表示)、脉宽调制(PWM)电路104、输出电路106，以及反馈电路108。回路滤波器102用于接收D类放大器100的输入信号VI，以产生滤波信号VLF，其中，输入信号VI是由正信号(positive signal)VIP和负信号(negative signal)VIN构成的全差分信号，以及，滤波信号VLF是由正信号VLFP和负信号VLFN构成的全差分信号。PWM电路104用于将非脉宽调制信号VSUM转换成脉宽调制信号VPWM。非脉宽调制信号VSUM可以是由滤波信号VLF直接或间接得到的，换言之，非脉宽调制信号VSUM是从滤波信号VLF衍生出来的。例如，滤波信号VLF可以被直接馈送给PWM电路104，以作为所述非脉宽调制信号VSUM。再例如，滤波信号VLF可以在被馈送给PWM电路104之前被处理(例如，与输入前馈信号组合，可参见图12或图13所示的实施例)。非脉宽调制信号VSUM由正信号VSUMP和负信号VSUMN构成，以及，脉宽调制信号VPWM由正信号VPWMP和负信号VPWMN构成。输出电路106用于根据脉宽调制信号VPWM产生D类放大器100的输出信号VOUT，其中，输出信号VOUT由正信号VOP和负信号VON构成。例如，输出电路106可以包括非重叠时钟发生器(non-overlapping clock generator)和H桥输出驱动器(H-bridgeoutput driver)。反馈电路108耦接在输出电路106的输出与回路滤波器102的输入之间，且包括多个反馈路径(例如，反馈电阻)109_1和109_2。在实际的实现中，反馈路径109_1和109_2具有增益失配(gain mismatch)δ，从而在差分输出(VOP-VON)中导致非期望项(例如，失真和噪声)。
图2是根据本发明实施例示出的图1中的D类放大器100的线性模型的示意图。由于脉宽调制(PWM)开关频率远高于信号带宽，因此，D类放大器100可以被线性建模。电源噪声(supply noise)和/或偶次谐波失真(even harmonic distortion)可用eC来表示。差分噪声(differential noise)和/或奇次谐波失真(odd harmonic distortion)可用eD来表示。D类放大器100的回路增益可用HD(s)来表示。差分输出(VOP-VON)可以用下面的公式来表示。
Figure BDA0001112287340000051
其中，HD(s)＞＞1 (1)
电源噪声和/或偶次谐波失真eC与差分反馈路径的增益失配δ在差分输出(VOP-VON)中体现为δ×eC。差分噪声和/或奇次谐波失真eD可被回路增益HD(s)抑制。电源抑制比(PSRR)只能通过降低增益失配δ得到改善。例如，为了实现PSRR>100dB，需要δ＜0.001％的严格匹配要求。然而，在现实世界中，难以满足δ＜0.001％的严格匹配要求。因此，本发明提出一种将脉宽调制(PWM)共模(CM)控制应用至D类放大器，以抑制D类放大器输出上的电源噪声和/或偶次谐波失真δ×eC。
图3是根据本发明实施例示出的一种具有所提出的脉宽调制(PWM)共模控制的D类放大器的示意图。D类放大器300可以是全差分闭环D类放大器，但应当说明的是，这仅用于说明目的，而并不是对本发明的限制。如图3所示，D类放大器300包括共模控制电路302和前面提及的回路滤波器102、PWM电路104、输出电路106以及反馈电路108。换言之，通过将共模控制电路302添加至图1中所示的D类放大器100，可以创建出图3中所示的D类放大器300。在本实施例中，共模控制电路302用于监测(monitor)输出信号VOUT(输出信号VOUT由正信号VOP和负信号VON构成)的共模电平，以产生用于脉宽调制(PWM)共模(CM)控制的共模控制信号VCM_CTRL。其中，所述脉宽调制共模控制体现在用于控制所述脉宽调制信号的共模电平上。例如，比较输出信号VOUT的共模电平与参考共模电压VCM，以设置/产生共模控制信号VCM_CTRL。
图4是根据本发明实施例示出的图3中的D类放大器300的线性模型的示意图。由于脉宽调制(PWM)开关频率远高于信号带宽，因此，D类放大器300可以被线性建模。电源噪声和/或偶次谐波失真可用eC来表示。差分噪声和/或奇次谐波失真可用eD来表示。D类放大器300的回路增益可用HD(s)来表示。共模控制电路302所提供的脉宽调制(PWM)共模控制回路能够进一步地抑制D类放大器输出上的电源噪声和/或偶次谐波失真δ×eC。脉宽调制(PWM)共模控制回路的回路增益可以用HC(s)来表示。差分输出(VOP-VON)可以用下面的公式来表示。
Figure BDA0001112287340000061
其中，HD(s)＞＞1以及Hc(s)＞＞1(2)
公式(2)表明电源噪声和/或偶次谐波失真eC被脉宽调制(PWM)共模控制回路的回路增益HC(s)进一步抑制。因此，D类放大器输出上的电源噪声和/或偶次谐波失真可以从δ×eC改善为
Figure BDA0001112287340000062
差分反馈路径的匹配要求可以被引入的脉宽调制(PWM)共模控制回路放宽。简单地说，所提出的脉宽调制(PWM)共模控制回路有助于提高电源抑制比(PSRR)以及降低全差分闭环D类放大器的总谐波失真与噪声(THD+N)。差分反馈路径的增益失配δ与参考共模电压VCM在差分输出(VOP-VON)中体现为δ×VCM。在一示范性设计中，高电源抑制比(PSRR)的带隙基准电压产生器(bandgap reference voltage generator)可用来提供用于设置/产生参考共模电压VCM的带隙基准电压，从而减轻或避免D类放大器输出上的参考共模电压VCM所造成的噪声。
图5是根据本发明实施例示出的一种共模控制电路的示意图。例如，图3中所示的共模控制电路302可以使用图5中所示的共模控制电路500来实现。共模控制电路500包括运算放大电路(operational amplifier circuit)502和参考共模电压产生器504。在本实施例中，运算放大电路502可以由1阶有源电阻电容(RC)积分器来实现，其中，所述1阶有源RC积分器可以包括运算放大器OP、电容C1，以及多个电阻(如两个)R1。运算放大电路502用于检测D类放大器输出的平均值(即，正信号VOP和负信号VON的共模电压VOCM)，并将所检测到的共模电压VOCM与参考共模电压VCM相比较，以输出用于脉宽调制(PWM)共模控制的共模控制信号VCM_CTRL。在一示例性实施例中，PWM电路104和输出电路106均可以直接从电池(未示出)处获得供给电压VBAT。因此，参考共模电压VCM可被设定为
Figure BDA0001112287340000071
以增大输出摆幅。如图5所示，参考共模电压产生器504包括多个电路，比如分压器(如由两个电阻R2构成)、比较器CMP和数字至模拟转换器(digital-to-analog converter，DAC)。所述分压器由两个电阻R2来实现，用于对电池所直接提供的供给电压VBAT进行分压。比较器CMP用于比较所述分压器的电压输出
Figure BDA0001112287340000072
和数字至模拟转换器(DAC)的电压输出VCM，并产生比较结果至数字至模拟转换器(DAC)的控制电路CTRL。数字至模拟转换器(DAC)可以是操作在低频时钟信号fCLK(例如，fCLK远小于217Hz)下的低速率的数字至模拟转换器，以及，数字至模拟转换器(DAC)具有高电源抑制比(PSRR)的带隙基准电压产生器BG，用于提供带隙基准电压。数字至模拟转换器(DAC)根据带隙基准电压提供电压输出(即，参考共模电压VCM)。换言之，参考共模电压VCM是在比较器CMP所产生的比较结果的控制下由带隙基准电压设置的。特别地，控制电路CTRL参考比较器CMP所产生的比较结果，以动态地调整参考共模电压VCM。这样，可以使得
Figure BDA0001112287340000073
在一实施例中，所提出的脉宽调制(PWM)共模控制被实施，以控制PWM电路104所产生的脉宽调制信号VPWM的共模电平(脉宽调制信号VPWM由正信号VPWMP和负信号VPWMN构成)，其中，所产生的脉宽调制信号VPWM被提供给输出电路106。PWM电路104用于将非脉宽调制信号VSUM(非脉宽调制信号VSUM由正信号VSUMP和负信号VSUMN构成)转换成脉宽调制信号VPWM(脉宽调制信号VPWM由正信号VPWMP和负信号VPWMN构成)。图6是根据本发明实施例示出的一种PWM电路的示意图。图3中所示的PWM电路104可以利用图6中所示的PWM电路600来实现。PWM电路600包括比较电路(例如，2个比较器602和604)和锯齿波信号发生器(或三角波信号发生器)606。锯齿波信号发生器606是被设计为用于产生锯齿波信号VSAW至比较器602和604中的每一个的电路。比较器602用于比较非脉宽调制信号VSUM的正信号VSUMP与锯齿波信号VSAW，以产生脉宽调制信号VPWM的正信号VPWMP。比较器604用于比较非脉宽调制信号VSUM的负信号VSUMN与锯齿波信号VSAW，以产生脉宽调制信号VPWM的负信号VPWMN。图7A是根据本发明实施例示出的由图6中的PWM电路600所执行的PWM操作的示意图。以负信号VPWMN的产生为例，下面给出两种示例性的情形。假设VCM,SAW是锯齿波信号VSAW的共模电平(即，锯齿波信号VSAW的峰-峰值电压的中间点所处的电平)。在负信号VPWMN由固定电压电平VSUMN1设置的情形中，负信号VPWMN1是通过比较锯齿波信号VSAW与固定电压电平VSUMN1产生的。在负信号VPWMN由固定电压电平VSUMN2设置的另一情形中，负信号VPWMN2是通过比较锯齿波信号VSAW与固定电压电平VSUMN2产生的。由于固定电压电平VSUMN2小于固定电压电平VSUMN1，因此，负信号VPWMN1的占空比大于负信号VPWMN2的占空比。从而，分别由低通滤波器(Low-Pass Filter，LPF)滤波后，负信号VPWMN1的直流(DC)电平高于负信号VPWMN2的直流(direct current，DC)电平，如图7B所示，图7B示出了图7A中的两种示例信号的共模(DC)电平。从图7B中可以看出，通过调整将被进行脉宽调制的非脉宽调制信号的幅度，可以调整脉宽调制信号的共模电平(DC电平)。因此，脉宽调制信号VPWM的共模电平(DC电平)受非脉宽调制信号VSUM的共模电平的影响。
非脉宽调制信号VSUM(非脉宽调制信号VSUM由正信号VSUMP和负信号VSUMN构成)是至少由滤波信号VLF(滤波信号VLF由正信号VLFP和负信号VLFN构成)得到的。换言之，非脉宽调制信号VSUM可以由滤波信号VLF直接或间接地设置。因此，非脉宽调制信号VSUM的共模电平受滤波信号VLF的共模电平的影响。因此，脉宽调制信号VPWM的共模电平(DC电平)受滤波信号VLF的共模电平的影响。
在第一示例性的脉宽调制(PWM)共模控制的设计中，所提出的共模控制电路302用于产生共模控制信号VCM_CTRL至回路滤波器102，以便调整用于实现脉宽调制(PWM)共模控制的滤波信号VLF的共模电平。回路滤波器102可以包括一个或多个用于执行回路滤波操作的积分器。例如，回路滤波器102可以由三阶回路滤波器来实现，该三阶回路滤波器具有一阶积分器和被级联到该一阶积分器的二阶积分器。在一示例性的实现中，一阶积分器可以是一阶有源RC积分器，而二阶积分器可以是二阶滤波器，该二阶滤波器采用单放大器双二阶技术(single-amplifier-biquad technique)，以节省一个运算放大器及其相关的功率消耗。由于二阶积分器在回路滤波器中是级联积分器的最后一个，因此，二阶积分器(特别地，二阶积分器的单运算放大器)负责产生滤波信号VLF(滤波信号VLF由正信号VLFP和负信号VLFN构成)。二阶积分器的单运算放大器可以被配置为具有共模反馈(common-modefeedback，CMFB)电路，该共模反馈电路响应于共模控制信号VCM_CTRL，其中，该共模控制信号VCM_CTRL用于脉宽调制(PWM)共模控制。
图8是根据本发明实施例示出的一种用于产生回路滤波器的滤波信号的运算放大器的示意图。运算放大器800可以是前面提及的二阶积分器的单运算放大器，其中，该二阶积分器采用单放大器双二阶技术。如图8所示，运算放大器800包括第一级电路、第二级电路，以及共模反馈(CMFB)电路。第一级电路从前面的电路接收输入信号(如VIP2，VIN2)(例如，回路滤波器中的一阶积分器的输出信号)。第二级电路产生并输出滤波信号VLF的正信号VLFP和负信号VLFN。第二级电路所产生的滤波信号VLF的共模电平被共模反馈(CMFB)电路控制。在本实施例中，共模反馈(CMFB)电路接收来自于共模控制电路302的共模控制信号VCM_CTRL，并根据共模控制信号VCM_CTRL自适应地调整滤波信号VLF的共模电平。
如上所述，非脉宽调制信号VSUM(非脉宽调制信号VSUM由正信号VSUMP和负信号VSUMN构成)是从滤波信号VLF(滤波信号VLF由正信号VLFP和负信号VLFN构成)衍生出来的，以及，脉宽调制信号VPWM的共模电平受非脉宽调制信号VSUM的共模电平的影响。在第二示例性的脉宽调制(PWM)共模控制的设计中，所提出的共模控制电路302被配置为产生共模控制信号VCM_CTRL至位于回路滤波器102和PWM电路104之间的组合电路，以便调整用于实现脉宽调制(PWM)共模控制的非脉宽调制信号VSUM的共模电平。
图9是根据本发明实施例示出的一种位于回路滤波器和PWM电路之间的组合电路的示意图。例如，图3中所示的D类放大器300可具有组合电路900，组合电路900位于回路滤波器102的输出和PWM电路104的输入之间。在本实施例中，组合电路900接收来自于共模控制电路302的共模控制信号VCM_CTRL，以及，组合滤波信号VLF(滤波信号VLF由正信号VLFP和负信号VLFN构成)和共模控制信号VCM_CTRL，以产生非脉宽调制信号VSUM(非脉宽调制信号VSUM由正信号VSUMP和负信号VSUMN构成)，从而使得非脉宽调制信号VSUM的共模电平受共模控制信号VCM_CTRL的调整或改变。例如，在图9所示的示例中，组合电路900将滤波信号VLF的正信号VLFP与共模控制信号VCM_CTRL相组合(如相减)，以产生非脉宽调制信号VSUM的正信号VSUMP；以及，组合电路900还将滤波信号VLF的负信号VLFN与共模控制信号VCM_CTRL相组合(如相减)，以产生非脉宽调制信号VSUM的负信号VSUMN。
如图6所示，PWM电路600比较非脉宽调制信号VSUM的正信号VSUMP与锯齿波信号VSAW，以产生脉宽调制信号VPWM的正信号VPWMP，以及，比较非脉宽调制信号VSUM的负信号VSUMN与锯齿波信号VSAW，以产生脉宽调制信号VPWM的负信号VPWMN。在以上示范性设计中，脉宽调制信号VPWM的共模电平可以通过直接或间接地调整非脉宽调制信号VSUM的共模电平而被调整。由于锯齿波信号VSAW也参与了脉宽调制信号VPWM的产生，因此，通过调整锯齿波信号VSAW的共模电平(即，锯齿波信号VSAW的峰-峰电压的中间点所对应的电平)，可以实现调整脉宽调制信号VPWM的共模电平的相同目的。在第三示例性的PWM共模控制设计中，所提出的共模控制电路302被配置为产生共模控制信号VCM_CTRL至PWM电路104的锯齿波信号发生器，以便调整用于实现脉宽调制(PWM)共模控制的锯齿波信号的共模电平(即，锯齿波信号的峰-峰电压的中间点所对应的电平)。
图10是根据本发明实施例示出的另一PWM电路的示意图。在图3中所示的PWM电路104可以使用图10中所示的PWM电路1000来实现。PWM电路600和1000之间的主要区别在于，PWM电路1000包括锯齿波信号发生器1006，其中，锯齿波信号发生器1006响应于共模控制电路302产生的共模控制信号VCM_CTRL，以根据共模控制信号VCM_CTRL调整锯齿波信号VSAW的共模电平。
图11A是根据本发明实施例示出的一种由图10中的PWM电路1000所执行的PWM操作的示意图。以负信号VPWMN的产生为例。假设负信号VPWMN由固定电压电平VSUMN2设置，下面给出两种示例性的情形。在锯齿波信号VSAW的共模电平(例如，锯齿波信号VSAW的峰-峰电压的中间点所对应的电平)由VCM,SAW设置的情形中，通过比较锯齿波信号VSAW与固定电压电平VSUMN2，产生负信号VPWMN2。在锯齿波信号VSAW的共模电平(例如，锯齿波信号VSAW的峰-峰电压的中间点所对应的电平)由V’CM,SAW设置的另一情形中，通过比较锯齿波信号VSAW与固定电压电平VSUMN2，产生负信号VPWMN1。由于共模电平V’CM,SAW小于共模电平VCM,SAW，因此，负信号VPWMN1的占空比大于负信号VPWMN2的占空比。从而，分别由低通滤波器(Low-Pass Filter，LPF)滤波后，负信号VPWMN1的直流(DC)电平高于负信号VPWMN2的直流(DC)电平，如图11B所示，图11B示出了图11A中的两种示例信号的共模(DC)电平。从图11B可以看出，脉宽调制信号的共模电平(DC电平)可以通过调整用于脉宽调制的锯齿波信号的幅度而被调整。因此，脉宽调制信号VPWM的共模电平(DC电平)受锯齿波信号VSAW的共模电平的影响。基于以上观察，锯齿波信号发生器1006可以根据共模控制信号VCM_CTRL自适应地调整/改变锯齿波信号VSAW的共模电平。这样，PWM电路1000所产生的脉宽调制信号VPWM的共模电平(DC电平)被相应地调整。
图3中所示的具有脉宽调制(PWM)共模控制的D类放大器300只是为了说明的目的，而不意味着是本发明的限制。例如，D类放大器300可被修改成包括输入前馈(input feed-forward)电路来降低内部摆动和信号依赖性(signal-dependent terms)，以进一步提高线性度。更特别地，当D类放大器采用所述输入前馈电路时，内部节点的信号与的输入信号没有关联，以及回路滤波器的非线性对D类放大器的影响较小。图12是根据本发明实施例示出的具有所提出的脉宽调制(PWM)共模控制的另一D类放大器的示意图。D类放大器1200可以是全差分闭环D类放大器，包括输入前馈电路(例如，两个输入前馈路径1203和1204)、组合电路1202，以及前面提及的共模控制电路302、回路滤波器102、PWM电路104、输出电路106和反馈电路108。换言之，通过将输入前馈电路(例如，输入前馈路径1203和1204)以及组合电路1202添加至图3中所示的D类放大器300，可以创建图12中所示的D类放大器1200。在本实施例中，输入前馈电路(例如，输入前馈路径1203和1204)用于将输入信号VI馈送给组合电路1202，以及，组合电路1202用于组合输入信号VI和滤波信号VLF，以产生非脉宽调制信号VSUM。
在一示范性的实施例中，组合电路1202可以仅由无源元件(passive components)构成。应当说明的是，在一些实施例中，输入前馈与无源电阻性求和(passive resistivesumming)也可一并由组合电路1202来实现。图13是根据本发明实施例示出的一种组合电路的示意图。在图12中所示的组合电路1202可使用图13所示的组合电路1300来实现。组合电路1300只有无源元件，包括电阻R7、R8和可选的电容C7、C8。电阻R7、R8用来实现输入前馈无源电阻性求和，即组合输入信号VI(输入信号VI由正信号VIP和负信号VIN构成)和滤波信号VLF(滤波信号VLF由正信号VLFP和负信号VLFN构成)，以产生非脉宽调制信号VSUM(非脉宽调制信号VSUM由正信号VSUMP和负信号VSUMN构成)。例如，第一组合子电路1301用于组合输入信号VI的正信号VIP与滤波信号VLF的正信号VLFP，以产生非脉宽调制信号VSUM的正信号VSUMP；以及，第二组合子电路1302用于组合输入信号VI的负信号VIN与滤波信号VLF的负信号VLFN，以产生非脉宽调制信号VSUM的负信号VSUMN。由于组合电路1300不需要有源的加法放大器(active summingamplifier)，因此，可以减少功率损耗和/或放大器感应噪声。可以添加电容C7和C8来促进低通函数沿信号路径滤除高频噪声。低通滤波器可被适当地设计为拒绝带外噪声，而不影响D类放大器的噪声传递函数(noise transfer function，NTF)。
类似地，前面提及的脉宽调制(PWM)共模控制设计中的其中一个可被D类放大器1200采用，以提供共模增益HC(s)来有效地抑制差分输出(VOP-VON)中所体现的δ×eC。当采用第一示范性的脉宽调制(PWM)共模控制的设计时，所提出的共模控制电路302被配置为产生共模控制信号VCM_CTRL至回路滤波器102，以便调整用于实现脉宽调制(PWM)共模控制的滤波信号VLF的共模电平。当采用第二示范性的脉宽调制(PWM)共模控制的设计时，所提出的共模控制电路302被配置为产生共模控制信号VCM_CTRL至位于回路滤波器102和PWM电路104之间的组合电路，以便调整用于实现脉宽调制(PWM)共模控制的非脉宽调制信号VSUM的共模电平。例如，组合电路1202可以被配置为组合输入信号VI、共模控制信号VCM_CTRL以及滤波信号VLF，以产生非脉宽调制信号VSUM。然而，这仅是为了说明的目的，而不意味着是本发明的限制。当采用第三示例性的脉宽调制(PWM)共模控制的设计时，所提出的共模控制电路302被配置为产生共模控制信号VCM_CTRL至PWM电路104的锯齿波信号发生器，以便调整用于实现脉宽调制(PWM)共模控制的锯齿波信号的共模电平。
在上述实施例中，所提出的脉宽调制(PWM)共模控制机制被应用至全差分闭环D类放大器。然而，这些仅用于说明目的，并不意味着是本发明的限制。使用所提出的脉宽调制(PWM)共模控制机制的任意D类放大器设计(所述任意D类放大器可监测放大器输出的共模电平，以产生共模控制信号至回路滤波器内部的共模反馈(CMFB)电路、PWM电路的输入或PWM电路内部的锯齿波信号发生器)均落入本发明的范围内。
在不脱离本发明的精神以及范围内，本发明可以其它特定格式呈现。所描述的实施例在所有方面仅用于说明的目的而并非用于限制本发明。本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。本领域技术人员皆在不脱离本发明之精神以及范围内做些许更动与润饰。

Claims (16)

1.一种D类放大器，其特征在于，所述D类放大器为全差分D类放大器，且包括：
第一组合电路，用于组合所述D类放大器的输入信号和反馈信号，以产生组合信号；
回路滤波器，用于接收所述第一组合电路的所述组合信号，以产生滤波信号；
脉宽调制电路，用于将非脉宽调制信号转换成脉宽调制信号，其中，所述非脉宽调制信号是至少由所述滤波信号得到的；
输出电路，用于根据所述脉宽调制信号产生所述D类放大器的输出信号；反馈电路，用于根据所述输出信号产生所述反馈信号；以及
共模控制电路，用于监测所述输出信号的共模电平，以产生用于脉宽调制共模控制的单端共模控制信号，以抑制所述D类放大器输出上的电源噪声和/或偶次谐波失真，其中，所述脉宽调制共模控制体现在用于控制所述脉宽调制信号的共模电平上。
2.如权利要求1所述的D类放大器，其特征在于，所述回路滤波器包括：
共模反馈电路；
所述共模控制电路用于输出所述单端共模控制信号至所述回路滤波器的所述共模反馈电路；以及，
所述回路滤波器的所述共模反馈电路用于根据所述单端共模控制信号来调整所述滤波信号的共模电平。
3.如权利要求1所述的D类放大器，其特征在于，所述D类放大器还包括：
第二组合电路，位于所述回路滤波器的输出和所述脉宽调制电路的输入之间；
其中，所述共模控制电路用于输出所述单端共模控制信号至所述第二组合电路；以及，所述第二组合电路用于组合所述滤波信号和所述单端共模控制信号，以调整所述非脉宽调制信号的共模电平，其中，所述非脉宽调制信号是至少由所述滤波信号和所述单端共模控制信号得到的。
4.如权利要求1所述的D类放大器，其特征在于，所述脉宽调制电路包括：
锯齿波信号发生器，用于产生锯齿波信号；以及
比较电路，用于比较所述非脉宽调制信号与所述锯齿波信号，以产生所述脉宽调制信号；
其中，所述共模控制电路用于输出所述单端共模控制信号至所述锯齿波信号发生器；以及，所述锯齿波信号发生器还用于根据所述单端共模控制信号来调整所述锯齿波信号的共模电平。
5.如权利要求1所述的D类放大器，其特征在于，所述共模控制电路包括：
参考共模电压产生器，用于监测所述D类放大器的供给电压，以产生参考共模电压；以及
运算放大电路，用于根据所述输出信号的共模电平和所述参考共模电压输出所述单端共模控制信号。
6.权利要求5所述的D类放大器，其特征在于，所述参考共模电压产生器包括：
带隙基准电压产生器，用于提供带隙基准电压；
其中，所述参考共模电压产生器根据所监测到的供给电压，由所述带隙基准电压得到所述参考共模电压。
7.如权利要求1所述的D类放大器，其特征在于，所述D类放大器还包括：
第二组合电路，位于所述回路滤波器的输出和所述脉宽调制电路的输入之间；以及
输入前馈电路，用于将所述输入信号馈送给所述第二组合电路；
其中，所述第二组合电路用于至少组合所述滤波信号和所述输入信号，以产生所述非脉宽调制信号，以及，所述第二组合电路仅由无源元件构成。
8.权利要求7所述的D类放大器，其特征在于，所述无源元件包括电阻，用于执行输入前馈电阻性求和，以通过组合所述滤波信号和所述输入信号而产生所述非脉宽调制信号。
9.一种用于执行D类放大的方法，所述用于执行D类放大的方法用于D类放大器，其特征在于，所述D类放大器为全差分D类放大器，且所述方法包括：
组合所述D类放大器的输入信号和反馈信号，以产生组合信号；
对所述组合信号执行回路滤波操作，以产生滤波信号；
执行脉宽调制操作，以将非脉宽调制信号转换成脉宽调制信号，其中，所述非脉宽调制信号是至少从所述滤波信号得到的；
根据所述脉宽调制信号产生所述D类放大器的输出信号；
根据所述输出信号产生所述反馈信号；以及
监测所述输出信号的共模电平，并产生用于脉宽调制共模控制的单端共模控制信号，以抑制所述D类放大器输出上的电源噪声和/或偶次谐波失真，其中，所述脉宽调制共模控制体现在用于控制所述脉宽调制信号的共模电平上。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将所述单端共模控制信号馈送给用于执行所述回路滤波操作的装置，以使得所述装置根据所述单端共模控制信号调整所述滤波信号的共模电平。
11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述非脉宽调制信号是至少由所述滤波信号和所述单端共模控制信号得到的，以及，所述方法还包括：
组合所述滤波信号和所述单端共模控制信号，以调整所述非脉宽调制信号的共模电平，其中，所述非脉宽调制信号是至少组合所述滤波信号和所述单端共模控制信号得到的。
12.如权利要求9所述的方法，其特征在于，执行所述脉宽调制操作的步骤包括：
产生锯齿波信号；
根据所述单端共模控制信号调整所述锯齿波信号的共模电平；以及
比较所述非脉宽调制信号与所述锯齿波信号，以产生所述脉宽调制信号。
13.如权利要求9所述的方法，其特征在于，监测所述输出信号的共模电平，以产生所述用于脉宽调制共模控制的单端共模控制信号的步骤包括：
监测所述D类放大器的供给电压，以产生参考共模电压；以及
比较所述输出信号的共模电平与所述参考共模电压，以输出所述单端共模控制信号。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，监测所述供给电压，以产生所述参考共模电压的步骤包括：
提供带隙基准电压；以及
根据所监测到的供给电压，由所述带隙基准电压得到所述参考共模电压。
15.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
利用组合电路至少组合所述滤波信号和所述输入信号，以产生所述非脉宽调制信号；
其中，所述组合电路仅由无源元件构成。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述无源元件包括电阻，用于执行输入前馈电阻性求和，以通过组合所述滤波信号和所述输入信号而产生所述非脉宽调制信号。
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