CN102832887B - 高保真d类音频放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及音频功率放大器。本发明针对现有技术的无滤波D类音频放大器存在的缺点，公开了一种高保真D类音频放大器，通过改进反馈网络和电路的优化设计，提高无滤波D类音频放大器的性能指标。本发明的高保真D类音频放大器，包括前置放大器、二级放大器，PWM调制电路、驱动电路、功率放大器和反馈网络。其反馈网络采用有源RC滤波网络，较之传统的电阻反馈网络有效抑制了调制过程中PWM信号相位和占空比误差，实现了优越的总谐波失真（THD）和噪声性能指标，具有更低的互调失真（IMD）。本发明兼备了高效率，低功耗和高PSRR的特点，并且保证了整个放大器的稳定性，非常适合移动通信设备等便携式系统的要求。

Description

高保真D类音频放大器

技术领域

本发明涉及音频功率放大器，特别涉及一种脉宽调制(PWM)D类音频放大器电路及其构成的单片集成电路。

背景技术

D类放大器也称为数字式放大器，与模拟放大器的主要差别在于功放管的工作状态。传统模拟放大器有甲类、乙类、甲乙类和丙类等。一般的小信号放大都是甲类功放，即A类，放大器件需要偏置，放大输出的幅度不能超出偏置范围，所以，能量转换效率很低，理论效率最高才25％。乙类放大器，也称B类放大器不需要偏置，靠信号本身来导通放大管，理想效卒高达78.5％。但因为这样的放大，小信号时失真严重实际电路都要略加一点偏置，形成甲乙类(AB类)放大器，这么一来效率也就随之下降。虽然高频发射电路中还有一种丙类，即C类放大器，效率可以更高，但电路复杂、失真大，音频放大中一般都不采用。这几种模拟放大电路的共同特点是晶体管都工作在线性放大区域中，它按照输入音频信号的大小控制输出的大小，就像串在电源与输出间的一只可变电阻，控制输出，但同时自身也在消耗电能。D类放大器采用脉宽调制原理设计，其功放管工作在开关状态。

近年来，便携式音频设备等低功耗应用的兴起使得D类放大器备受关注。其中，由于无滤波D类音频放大器(放大器功率输出级没有通常的滤波电容、电感等构成的滤波电路)具有高效率、小尺寸的优点，其对包括手机，笔记本电脑等在内的消费类电子产品具有极大的吸引力，因为无滤波D类音频放大器对于延长这些产品的电池寿命和减小热损耗具有重要意义。

在无滤波D类音频放大器结构中，相比于其他的调制方式，传统的PWM调制形式放大器具有相对高的信号失真。这种程度的失真可以归因于高频互调失真(inter-modulationdistortion，IMD)，互调失真是对由两个或两个以上频率分量构成的输入信号失真的度量，如公式(1)所示：

$\%\mathrm{IMD}=\frac{\sqrt{{[V_o({\mathrm{mf}}_1+{\mathrm{nf}}_2)+V_o({\mathrm{mf}}_1-{\mathrm{nf}}_2)]}^2+...}}{V_o\left(f_2\right)}\×100\%---\left(1\right)$

其中m，n＝1，2，3…，当两个输入频率f₁＝60Hz且f₂＝7kHz时，输出电压Vo(f₁)＝4Vo(f₂)。通常情况下，占据主导地位的三阶互调分量在2f₁±f₂和f₁±2f₂处对无滤波D类放大器具有重要意义。

近年来对D类音频放大器的多音响应有越来越高的要求，因为多音响应使得音乐听起来刺耳和不舒服，而它主要是由互调失真(IMD)来量化和评价。近年来，随着技术的进步，半导体功率管性能和电感电容线性度都有大幅度的提升，传统的无滤波D类音频放大器的性能已经得到了极大的改善。现有技术以电阻等无源反馈网络构成的无滤波D类音频放大器，基本结构包括前置放大器、二级放大器，PWM调制电路、驱动电路、功率放大器和反馈网络等，如图1所示。PWM调制电路通常由PWM比较器等构成，反馈网络通常由电阻等无源元件构成，其中放大器工作在开关状态，属于D类放大器。这类放大器由于反馈网不能对非线性调制模式产生的PWM信号相位和占空比误差进行有效抑制，产生的失真已经变得非常明显，主要表现就是IMD(互调失真)和PSRR(电源抑制比)指标的恶化。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是针对现有技术的无滤波D类音频放大器存在的上述缺点，提供一种高保真D类音频放大器，通过改进反馈网络和电路的优化设计，提高无滤波D类音频放大器的性能指标。

本发明解决所述技术问题采用的技术方案是，高保真D类音频放大器，包括前置放大器、二级放大器，PWM调制电路、驱动电路、功率放大器和反馈网络；

所述前置放大器用于对输出信号进行前置放大，所述前置放大器输入端分别连接第一输入信号和第二输入信号，其输出端与二级放大器连接；

所述二级放大器用于对信号进一步放大，其输出的两路信号分别与PWM调制电路连接；

所述PWM调制电路用于对信号进行PWM调制，其输出信号与驱动电路连接；

所述驱动电路对PWM调制电路输出信号进行放大，驱动功率放大器；

所述功率放大器工作在开关状态，用于对信号进行功率放大；

所述反馈网络连接在所述功率放大器输出端和二级放大器输入端之间；

其特征在于，所述反馈网络为有源RC滤波网络。

具体的，所述反馈网络包括低通滤波器、全差分运算放大器及其反馈电路，所述低通滤波器输入端连接功率放大器的输出端，所述低通滤波器输出端与全差分运算放大器输入端连接，所述全差分运算放大器输出端与放大器输入端连接。

具体的，所述功率放大器由H桥功率输出级构成。

具体的，所述前置放大器由全差分运算放大器构成。

进一步的，所述二级放大器由全差分运算放大器构成。

进一步的，所述高保真D类音频放大器为单片集成电路。

优选的，所述有源RC滤波网络的传递函数为二阶函数，具有第一极点p1和第二极点p2，所述第一极点p1和第二极点p2与所述功率放大器的开关频率fclk相近。

推荐的，p2≥fclk≥p1，2fclk≥p2，2.4p1≈p2。

推荐的，所述开关频率fclk为240～360KHz。

本发明的有益效果是，有源RC滤波网络构成的多环路滤波器架构，有效抑制了调制过程中PWM信号相位和占空比误差，实现了优越的总谐波失真(THD)和噪声性能指标，具有更低的互调失真(IMD)。本发明的无滤波D类音频放大器兼备了高效率，低功耗和高PSRR的特点，并且保证了整个放大器的稳定性，非常适合移动通信设备等便携式系统的要求。

附图说明

图1是传统的无滤波D类音频放大器结构示意图；

图2是传统的闭环D类放大器一阶环路和二阶环路典型的频率响应

图3是实施例的无滤波D类音频放大器结构示意图；

图4是图3所示无滤波D类音频放大器环路增益频率响应示意图；

图5是全差分运算放大器OP3电路结构示意图；

图6全差分运算放大器OP3的幅度和相位波特图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例，详细描述本发明的技术方案。

在高保真音频应用中，IMD常常被当作是和THD同等重要的相关参数。在闭环的无滤波D类放大器中，IMD主要由负反馈决定。由于PWM调制电路通过扩频技术来减小EMI(电磁干扰)，使得载波频率是变化的。载波频率变化产生了围绕该环路不同频率的时钟谐波，进一步恶化了IMD。

从系统的角度来看，环路滤波器可以解决这种失真现象。通常，为了在PWM时钟频率下滤除电源电压噪声和反馈回来的轨到轨信号，环路滤波器需要提供高的带宽内增益和高的带外衰减。图2表明了传统的闭环D类放大器的典型的频率响应曲线，其中f_o为环路增益带宽(GBW)，f_clk是PWM波的时钟频率。对于二阶环路，f_zero是引入的保证环路稳定性的带宽内零点，f_psrr是在音频频带内满足环路增益(LG)所需的PSRR的频率范围。

带内增益和开关频率附近的带外衰减是彼此关联的，在某种意义上说增加带宽内增益将会减少开关频率附近的带外衰减。因此此处存在一个折中设计：高的带宽内增益以实现高的PSRR和低THD等，同时高的带外衰减能够减少高频的轨到轨反馈信号。如图2所示，滤波级有限的下降程度限制了对时钟噪声的限制程度。实际上，在环路滤波器的输出端会有一些剩余的、高频的与输入信号相关的信号纹波。对于一个全差分的环路滤波器，剩余的高频纹波是在2f_clk，因为每一个差分输出是独立于脉宽调制，所以在每一个周期，4个开关沿被加到负载端。纹波互调放大器的调制频率f_clk和输入的音频信号。互调结果产生了与输入信号相关的信号同时输入音频的谐波交叠到音频带宽内，当输入幅度较大的高频信号，这些谐波控制了开关模式放大器的线性性能。然而，传统的脉宽调制D类放大器以电阻作为反馈网络，由于功率管总是处于开关状态，将会产生开关噪声，这种情形下应用反馈的主要困难是反馈网络中残留的载波信号。

实施例

本发明的高保真D类音频放大器，属于PWM型D类放大器，包括前置放大器、二级放大器，PWM调制电路、驱动电路(包括驱动器1和驱动器2)、功率放大器和反馈网络G。如图3所示。本例反馈网络G采用有源RC滤波网络，连接在功率放大器输出端和二级放大器输入端之间。图中二级放大器由全差分运算放大器OP2构成，前置放大器由全差分运算放大器OP1构成。全差分运算放大器OP1输入端分别连接第一输入信号V_IN1和第二输入信号V_IN2，其输出端与全差分运算放大器OP2连接。全差分运算放大器OP2输出的两路信号V_i+和V_i-分别接入PWM调制电路，完成音频信号的PWM调制。PWM调制电路输出的2路调制信号分别经过驱动器1和驱动器2进行放大，然后输入功率放大器进行功率放大，推动扬声器发声。本例电路结构如图3所示。图中，Ri 1、Ri2为输入电阻，R1、R7为反馈电阻，R2、R8为输出电阻，C1、C4为反馈电容。场效应管T11、T12、T21、T22连接成H桥功率输出级，构成本例的功率放大器。扬声器连接在功率放大器的输出端。

本例反馈网络G包括低通滤波器、全差分运算放大器PO3及其反馈电路。低通滤波器分别由电阻R12、R11、电容C6和电阻R6、R5、电容C3构成。电阻R10、电容C5和电阻R4、电容C2分别构成全差分运算放大器PO3的反馈电路。低通滤波器输入端连接功率放大器的输出端，低通滤波器输出端与全差分运算放大器PO3输入端连接。全差分运算放大器PO3输出端分别通过电阻R3、R9与二级放大器输入端连接。该反馈网络的传递函数为二阶函数，具有第一极点p₁和第二极点p₂。第一极点p₁和第二极点p₂与功率放大器的开关频率f_clk相近。反馈网络G被设计成一个有源的RC两极点结构，在音频频带内它的幅频响应是常数，此后将会衰减(因此，f_clk很低)。通过反馈网络G的作用，剩余的载波能够进一步衰减，IMD和THD的性能将会有很大提高。

图3中，假定所有的运算放大器有有限的增益A，PWM调制电路中三角波峰峰电压是ΔV_SAW，因此环路增益能被近似表达为

$\mathrm{LG}\left(s\right)=\frac{A_{v0}}{(1+\frac{R_5{R}_6{C}_{3}s}{R_5+R_6})(1+R_4{C}_{2}s)(1+\frac{{\mathrm{AR}}_2{R}_3{C}_{1}s}{R_2+R_3})}---\left(2\right)$

其中 $A_{v0}=\frac{{\mathrm{AR}}_2{R}_2{V}_{\mathrm{DD}}}{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{SAW}}\·(R_2+R_3)\·(R_5+R_6)}---\left(3\right)$

$p_1=\frac{R_2+R_3}{{\mathrm{AR}}_2{R}_3{C}_1},p_2=\frac{1}{R_4{C}_2},p_3=\frac{R_5+R_6}{R_5{R}_6{C}_3}---\left(4\right)$

$\mathrm{GBW}=\frac{R_4{V}_{\mathrm{DD}}}{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{SAW}}{R}_3(R_5+R_6)C_1}---\left(5\right)$

因为ΔV_SAW和V_DD有线性关系，这样保证了较好的PSRR性能，故环路增益将不会被噪声电源电压所影响。图4显示了本例电路环路增益频率响应。电路通常会设置成一个单极点系统(由OP2，R2，R3和C1实现)来滤除音频频带外的噪声同时保证内部稳定性。反馈网络G的传递函数为二阶函数，具有两个极点p₁和p₂，都被设置在功率放大器开关频率fclk附近，满足：p2≥fclk≥p1，2fclk≥p2，2.4p1≈p2。从图4可以看出，由于反馈网络G的加入，在功率放大器开关频率fclk附近环路增益(LG)明显下降，可以更好地滤除开关噪声和保证更好的保真度。本例fclk取值范围为240～360KHz。

通过调制和前置驱动级产生的时间延迟将会产生相位滞后并影响环路稳定性，相位裕度通常设置超过45度来保证一个稳定的系统，同时也决定了增益带宽。匹配的电阻比例对于实现好的共模抑制比(CMRR)和PSRR是非常重要的，本发明用于制造单片集成电路时，版图设计采用共质心版图结构，并使用非最小线宽的，非硅化物的高电阻率多晶硅电阻。这是由于在输出端的共模电压和电源电压直接相关。在比例上的失配将会使得输出端的共模电压作为差分信号耦合到输入，从而导致了电源电压抑制比的下降。

本发明上述方案中，反馈网络G中的全差分运算放大器OP3电路结构如图5所示，OP3由两级结构组成，同时具有密勒补偿网络和共模反馈电路CMFB_A。在音频频率范围内实现高的电压增益，从而满足好的线性度和高的PSRR。它们的连接关系为PMOS管M3的栅端连接到外部差分输入信号IN+、PMOS管M3的漏端和NMOS管M5的漏端连接到NMOS管M6的源端、PMOS管M3的源端和PMOS管M4的源端连接到PMOS管M2的漏端、PMOS管M4的栅端连接到外部差分输入信号IN-、PMOS管M4的漏端和NMOS管M8的漏端连接到NMOS管M7的源端、PMOS管M2的栅端连接到外部偏置输入信号VB2、PMOS管M2的源端连接到PMOS管M1的漏端、PMOS管M1的栅端连接到外部偏置输入信号VB1，PMOS管M1的源端连接到电源电压VDD、NMOS管M5的栅端和NMOS管M8的栅端连接到CMFB_A的同相输出端、NMOS管M5的源端和NMOS管M8的源端连接到地、NMOS管M6的栅端和NMOS管M7的栅端连接到外部偏置输入信号VB3、NMOS管M6的漏端连接到PMOS管M9的漏端和PMOS管M10、PMOS管M13的栅端、PMOS管M9的栅端连接到外部输入偏置信号VB2、PMOS管M9的源端连接到PMOS管M10的漏端、PMOS管M10的源端和PMOS管M13的源端连接到电源电压VDD、NMOS管M7的漏端连接到PMOS管M12的漏端和PMOS管M11、M19的栅端、PMOS管M12的栅端连接到外接偏置输入信号VB2、PMOS管M12的源端连接到PMOS管M11的漏端、PMOS管M11的源端和PMOS管M19的源端连接到电源电压VDD、PMOS管M13的漏端连接到PMOS管M14的源端、PMOS管M14的栅端连接到外部偏置输入信号VB2、PMOS管M14的漏端连接到NMOS管M15的漏端、PMOS管M16的源端和PMOS管M29的栅端、、PMOS管M16的栅端和PMOS管M21的栅端连接到栅漏短接PMOS管M28的漏端和外接电流源I₂的输入端、NMOS管M15的栅端和NMOS管M22的栅端连接到栅漏短接NMOS管M25的漏端和外接电流源I₁的输出端、NMOS管M15的源端和PMOS管M16的漏端连接到NMOS管M17的漏端和NMOS管M30的栅端、NMOS管M17的栅端连接到外部偏置输入信号VB3、NMOS管M17的源端连接到NMOS管M18的漏端、NMOS管M18的栅端和NMOS管M24的栅端连接到CMFB_A反相输出端、NMOS管M18的源端和NMOS管M24的源端连接到地、PMOS管M19的漏端连接到PMOS管M20的源端、PMOS管M20的栅端连接到外接偏置输入信号VB2、PMOS管M20的漏端连接到PMOS管M21的源端、NMOS管M22的漏端和PMOS管M31的栅端、PMOS管M21的漏端和NMOS管M22的源端连接到NMOS管M23的漏端和NMOS管M32的栅端、NMOS管M23的栅端连接到外接输入偏置信号VB3、NMOS管M23的源端连接到NMOS管M24的漏端、NMOS管M25的源端连接到栅漏短接NMOS管M26的漏端、NMOS管M26的源端连接到地、PMOS管M28的源端连接到栅源短接的PMOS管M27的漏端、PMOS管M27的源端连接到电源电压VDD、PMOS管M29的漏端连接NMOS管M30的漏端、PMOS管M29的源端连接到电源电压VDD、NMOS管M30的源端连接到地、PMOS管M31的漏端连接到NMOS管M32的漏端、PMOS管M31的源端连接到电源电压VDD、NMOS管M32的源端连接到地、电阻R_C1连接在PMOS管M29的栅端和电容C_C1正极板之间，电容C_C1连接在电阻R_C1一端和PMOS管M29的漏端之间、电阻R_C2连接在PMOS管M31的栅端和电容C_C2正极板之间，电容C_C2连接在电阻R_C2一端和PMOS管M31的漏端、电阻R_C3连接在NMOS管M30的栅端和电容C_C3正极板之间，电容C_C3连接在电阻R_C3一端和NMOS管M30的漏端、电阻R_C4连接在NMOS管M32的栅端和电容C_C4正极板之间，电容C_C4连接在电阻R_C4一端和NMOS管M32的漏端、PMOS管M29的漏端作为全差分运放的反相输出端VO-、PMOS管M31的漏端作为全差分运放的同相输出端VO+、电阻R_C5连接在全差分运放的反相输出端VO-和CMFB_A的同相输入端之间、电阻R_C6连接在全差分运放的反相输出端VO+和CMFB_A的同相输入端之间、CMFB_A的反相输入端连接到外接输入信号VCM。

图6显示了全差分运算放大器幅度和相位特性，仿真条件是VDD＝3.6V，温度是27℃。低频增益时115.5dB，并且单位增益带宽是5.5MHz，它能够很大程度的简化D类放大器的设计。

本发明高保真D类音频放大器的反馈网络G中的全差分放大器OP3具有耦合前馈AB类输出级。对于输出级，在移动设备中要满足一些特殊的要求。第一，在可接受的低水平信号失真下，能够传输特定数量的信号功率到负载端；第二，最大化输出摆幅；第三，尽量低的静态功耗，同时不会限制放大器频率响应。

本发明的高保真D类音频放大器能实现更高的效率，更低的失真和更小的功率损耗，可以满足手机和其他众多移动设备的要求，并且其总体性能要比传统的AB类和D类放大器具有更大的吸引力，尤其是在低功耗和复杂的SOC(片上系统)系统中。

Claims (6)

1.高保真D类音频放大器，包括前置放大器、二级放大器，PWM调制电路、驱动电路、功率放大器和反馈网络；

所述前置放大器用于对输出信号进行前置放大，所述前置放大器输入端分别连接第一输入信号和第二输入信号，其输出端与二级放大器连接；

所述二级放大器用于对信号进一步放大，其输出的两路信号分别与PWM调制电路连接；

所述PWM调制电路用于对信号进行PWM调制，其输出信号与驱动电路连接；

所述驱动电路对PWM调制电路输出信号进行放大，驱动功率放大器；

所述功率放大器工作在开关状态，用于对信号进行功率放大；

所述反馈网络连接在所述功率放大器输出端和二级放大器输入端之间；

其特征在于，所述反馈网络为有源RC滤波网络；

所述有源RC滤波网络的传递函数为二阶函数，具有第一极点p1和第二极点p2，所述第一极点p1或第二极点p2与所述功率放大器的开关频率fclk相近，且满足关系式：p2≥fclk≥p1，2fclk≥p2，2.4p1≈p2。

2.根据权利要求1所述的高保真D类音频放大器，其特征在于，所述开关频率fclk为240～360KHz。

3.根据权利要求1所述的高保真D类音频放大器，其特征在于，所述功率放大器由H桥功率输出级构成。

4.根据权利要求1所述的高保真D类音频放大器，其特征在于，所述前置放大器由全差分运算放大器构成。

5.根据权利要求1所述的高保真D类音频放大器，其特征在于，所述二级放大器由全差分运算放大器构成。

6.根据权利要求1所述的高保真D类音频放大器，其特征在于，所述高保真D类音频放大器为单片集成电路。