CN101847968B - 高阶多路反馈结构的高性能d类音频功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种采用高阶多路反馈结构的高性能D类音频功率放大器，它包括前置可变增益放大器，积分器，PWM(脉宽调制)调制电路，三态调节电路，栅极驱动电路和功率输出级。积分器为两级积分器级联组成的二阶结构，并引入两路反馈构成高阶的双反馈回路，有效增加环路增益和带外衰减，显著改善音频频带(22Hz-22KHz)范围内总谐波失真加噪声和电源抑制比等主要性能。引入两路电压负反馈，并综合考虑输入动态范围、信噪比和稳定性因素，通过调节两级积分器的输入电阻和反馈电阻比例，即可调节两级反馈系数比例，从而保证系统的稳定性。该结构D类音频功率放大器具有高集成度高性能的特点，可广泛应用于便携设备、消费电子等领域。

Description

高阶多路反馈结构的高性能D类音频功率放大器

技术领域

本发明涉及一种D类音频功率放大器，特别是涉及采用高阶多路反馈回路结构的高性能D类音频功率放大器。

背景技术

相比于传统线性放大器，D类放大器功率输出级工作在开关模式，因此理论上不消耗静态电流，具有高效率的优点，在便携电子设备的音频放大领域得到广泛应用。D类放大器最主要也是应用最广泛的调制方式是PWM(脉冲宽度调制)，由其引入的固有失真和系统非理想因素引入的失真及噪声使得普通D类放大器很难获得与传统线性放大器相同的性能。衡量D类放大器性能的主要参数包括总谐波失真加噪声、电源抑制比和效率。其中，实际应用中，其效率通常可达80％以上。

在工程应用领域，开环PWM结构D类放大器由于无法抑制失真加噪声和提高电源抑制比而较少采用，结构如图1所示。为了改善系统性能，通常采用闭环和高阶结构来降低总谐波失真、提高信噪比和电源抑制比。Salahddine Krit等人在International Symposium on Computational Intelligenceand Intelligent Informatics，2007：发表“Class D Audio Amplifier DesignTheory and Design Implementation for Portable Applications”论文，提出采用低阶闭环结构D类放大器。目前，低阶闭环结构D类放大器由于较低的环路增益而很难达到较高的性能。Huey Chian Foong Meng Tong Tan.在IEEEAsia Pacific Conference on Circuits and Systems，2006：发表题为“An Analysisof THD in Class D Amplifiers”的论文，提出采用高阶闭环结构D类放大器为改善性能以及其他学者提出保证系统稳定性的方法，多采用片外无源元件，增加了成本，降低了集成度。

发明内容

本发明目的是为了克服已有技术的缺陷，在于实现一种高集成度和高性能的D类音频功率放大器。本发明目的是通过以下的技术方案来实现。

为实现上面目的，提出一种由两级积分器和双反馈回路构成的闭环结构。闭环结构可以有效抑制失真，增大电源抑制比，其性能的改善直接由环路增益决定。环路增益包括积分器增益，PWM级增益和反馈系数。

高阶多路反馈结构的高性能D类音频功率放大器，它包括前置可变增益放大器，积分器，PWM调制电路，三态调节电路，栅极驱动电路和功率输出级，其特征在于，积分器为两级积分器级联构成的级联二阶积分器，并引入两路反馈构成高阶的双反馈回路；

高阶多路反馈结构的高性能D类音频功率放大器简称D类音频功率放大器采用全差分结构，前置可变增益放大器连接级联二阶积分器，级联二阶积分器的差分输出分别连接两个PWM调制电路的一输入端，载波通常采用三角波，发生电路的输出端分别连接两个PWM调制电路的另一输入端，两个PWM调制电路的输出端分别连接三态调节电路的两个差分输入端，三态调节电路的两个差分输出端分别连接两个栅极驱动电路的输入端，每个栅极驱动电路的输出端和功率输出级的输入端相连，每个栅极驱动电路的输出端和功率输出级的输入端相连，功率输出级的两个输出端接片外扬声器构成全桥输出形式。

在前置可变增益放大器和三态调节电路级联插入二阶积分器，对经前置可变增益放大器增益控制的输出信号进行二阶积分处理，再送到三态调节电路，用于减小无输入信号状态下电磁干扰，栅极驱动电路用于控制死区时间和功率输出级转换特性，以减小该级引入的非线性失真。

由两级积分器和双反馈回路构成的闭环结构。闭环结构可以有效抑制失真，增大电源抑制比，其性能的改善直接由环路增益决定。环路增益包括积分器增益，PWM级增益和反馈系数。

所述级联二阶积分器是由两级高增益高摆率运算放大器组成的二阶积分器，通过两级积分器级联使环路获得高增益和高阶滤波特性滤除带外噪声和谐波分量，以便改善D类音频功率放大器的性能。

所述级联二阶积分器的两级积分器的差分输入端都接有一个反馈电阻，反馈电阻的另一端连接功率输出级的输出端，组成多路反馈网络；通过反馈电阻从功率输出级引入两路电压负反馈信号，调节两级积分器反馈系数，便能保证该非线性的D类音频功率放大器的稳定性。

所述高阶多路反馈结构的高性能D类音频功率放大器为一单片芯片，单片上的可变增益放大器和级联二阶积分器的积分器为线性模块，PWM调制电路、三态调制电路、栅极驱动电路和功率输出级为非线性模块。

所述的积分器是高增益高摆率运算放大器，要求其增益高于60dB，摆率高于1V/μs，以便获得高性能。

所述的积分器的差分输入端各连接一个反馈电阻，调节反馈电阻与输入电阻的比值实现反馈系数的调整，为减小积分电容面积，输入电阻和反馈电阻阻值不宜过小，通常大于100KΩ。反馈系数由积分器输入电阻和反馈电阻决定，增加反馈系数可以增大环路增益，但同时在积分器输出级引入更多的载波频率分量，减小输入动态范围和降低信噪比。所以，反馈系数的取值不能过大，通常设计值不超过0.25。

PWM级增益与电源电压载波幅度比值相关，提高PWM增益可以增大环路增益从而改善性能，但载波幅度的减小会限制积分器输出范围，从而减小D类放大器输入动态范围。

系统环路增益主要取决于积分器增益。提高积分器中放大器增益和增大积分器带宽可以增加积分器增益，同时，增加积分器带宽将引入音频带内更多的噪声和信号谐波分量，更重要的是，会增大积分器输出波形的幅度，对于PWM调制器，信号幅度不应超过载波幅度，否则会引起过调制，使得系统失真迅速增加。因此，积分器带宽不宜过大。

所述的三态调制电路为由逻辑门和触发器组成的数字电路，对PWM电路输出信号进行调制，输出的调制信号控制栅极驱动电路，实现在无音频信号输入情况下，D类音频功率放大器全桥形式输出时负载两端电平确定为高电平，消除了传统四态模式无信号输入时负载两端电平不确定而带来的电磁干扰问题。

根据系统模型仿真结果，在PWM级增益为4时，积分器带宽取67KHz可以得到较小总谐波失真加噪声THD+N。

本发明的实质性效果是：

构造高阶系统通过增加环路增益来有效改善系统性能。本发明提出两级积分器级联组成二阶系统，并引入双反馈结构，避免单反馈二阶系统无法保证稳定性，通过调整两级反馈系数的比例使得系统保持稳定。

本发明采用反馈电阻和积分器组成二阶双反馈回路，与采用高阶滤波器的单级系统、由滤波器构成反馈网络的闭环系统和通过片外LC引入零点保证系统稳定性的高阶闭环系统相比，该结构的D类放大器具有集成度高，结构简单的特点，同时实现高性能。

附图说明

图1为已有技术的开环PWM方式D类放大器单片组成框图。

图2为本发明实施例的高阶多路反馈结构D类音频功率放大器单片组成框图。

图3为本发明实施例的D类音频功率放大器的谐波失真模型框图。

图4为本发明实施例的D类音频功率放大器的加性噪声模型框图。

图5为本发明实施例的D类音频功率放大器模型框图。

图6为本发明实施例的信号/噪声传递函数仿真结果曲线。

图7为本发明实施例的10WD类音频功率放大器的THD+N测量值与输入信号频率的关系曲线。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的计算方案作进一步的说明。

图2为本发明实施例的D类音频功率放大器单片电路结构图。其中，可变增益放大器21和级联二阶积分器22的积分器221、222为线性模块，PWM调制电路的比较器231、232和载波发生电路233、三态调制电路24、栅极驱动电路251、252和功率输出级26为非线性模块。

可调增益放大器21的差分输出端连接级联二阶积分器22中第一级积分器221的差分输入端，第二级积分器222差分输出端分别连接PWM调制电路23中的两个比较器231和232的一个输入端，231和232的另一个输入端连接载波发生电路233的输出端，比较器231和232的输出端接到三态调制电路24的两输入端，三态调制电路24的两输出端分别接栅极驱动电路251和252的输入端，栅极驱动电路输出信号接功率输出级26的功率管栅极。功率输出级的两路输出信号分别通过电阻反馈到级联二阶积分器22中两级积分器221和222的差分输入端。功率输出级接片外扬声器27。

本发明实施例的D类音频功率放大器的谐波失真模型框图如图3所示，其中，∑301、∑302和∑308为减法电路，在实际电路中通过积分器输入端的反馈电阻引入电压-电流负反馈来实现，302G1和304G2表示两级积分器的低频增益，图中305α₁χ’(t)～α_nχ’ⁿ(t)表示各次谐波分量，α₁和α_n分别表示对信号基频分量和n次谐波分量的增益，306和307分别表示两路反馈的反馈系数f₁和f₂，χ(t)为输入信号，y(t)为输出信号。

图4为本发明D类音频功放的加性噪声模型框图。其中，H₁和H₂分别表示两级积分器输入端信号放大系数，A_DC1、A_DC2分别表示两级积分器的低频增益，ω₁、ω₂分别表示两级积分器的主极点频率，F₁、F₂分别表示两路反馈的反馈系数，G_PWM表示PWM调制级和包括栅极驱动电路、功率输出级在内的后级电路总增益。En(s)表示系统的总噪声409，Vin(s)、Vo(s)分别表示频域输入信号和输出信号。

图5为D类放大器结构模型框图。图中，前级线性模块501表示D类放大器结构中的线性电路，它主要包括可调前置放大器、级联二阶积分器，延迟单元502表示D类放大器结构中的非线性电路，它主要包括PWM调制电路、三态调制电路、栅极驱动电路和功率输出级，延迟单元引入的时间延迟用为δ，用503表示。

结合图3、图4和图5进一步说明获得高性能的具体实施方案。

D类音频功率放大器的谐波失真主要来源于PWM调制引入的失真、线性电路失调电压和有限摆率等非理想特性引入的失真以及由载波非线性、非线性模块延迟、输出级有限导通电阻、死区时间等引入的失真。将这些失真等效成统一的失真源，总谐波失真模型如图3所示。由推导得到高阶多路反馈结构D类音频功率放大器总谐波失真表达式为：

$\mathrm{THD}=\frac{1}{{[1+{\mathrm{\α}}_1{G}_1(G_1{f}_1+f_2)]}^2}{\mathrm{THD}}_{\mathrm{OLP},1\mathrm{st}}=\frac{1}{{(1+{\mathrm{LG}}_{\mathrm{inner}}+{\mathrm{LG}}_{\mathrm{outer}})}^2}{\mathrm{THD}}_{\mathrm{OLP},1\mathrm{st}},$

式中，LG_inner和LG_outer分别为反馈环路中外环和内环环路增益，THD_OLP，1st为图1所示一阶开环结构D类放大器总谐波失真。由表达式可知：高阶多路反馈结构D类音频功率放大器总谐波失真THD远小于THD_OLP，1st，表明本发明提出的高阶多路反馈结构能极大抑制总谐波失真。

本发明提出的高阶多路反馈结构通过积分器和反馈实现噪声抑制具有过采样调制器的噪声整形类似功能。噪声来源同样有PWM调制方式引入的固有量化噪声和线性及非线性模块引入的噪声，将其等效为统一加性噪声源，加性噪声模型如图4所示。推导得到，信号传递函数为：

$\mathrm{STF}=\frac{H_1{H}_2{A}_{V1}{A}_{V2}{G}_{\mathrm{PWM}}}{{(1+s/{\mathrm{\ω}}_1)(1+s/{\mathrm{\ω}}_2)+F}_2{A}_{V2}{G}_{\mathrm{PWM}}(1+s/{\mathrm{\ω}}_1)+F_1{H}_2{A}_{V1}{A}_{V2}{G}_{\mathrm{PWM}}},$

噪声传递函数为：

$\mathrm{NTF}=\frac{1(1+s/{\mathrm{\ω}}_1)(1+s/{\mathrm{\ω}}_2)}{(1+s/{\mathrm{\ω}}_1)(1+s/{\mathrm{\ω}}_2)+F_2{A}_{V2}{G}_{\mathrm{PWM}}(1+s/{\mathrm{\ω}}_1)+F_1{H}_2{A}_{V1}{A}_{V2}{G}_{\mathrm{PWM}}},$

其中，Av₁，Av₂分别为两级积分器低频增益，ω₁、ω₂分别为两级积分器主极点频率，H₁、H₂分别为两级积分器输入端信号放大系数，G_PWM为后级包括PWM调制电路、栅极驱动电路和功率输出级在内的非线性模块的总增益。

依据本发明的高阶多路反馈结构的信号传递函数STF和噪声传递函数NTF对推算，本发明的高阶多路反馈结构的电源抑制比也有20log(LG)dB的改善。其中LG＝1+LG_inner+LG_outer，而G_inner和G_outer分别为反馈环路中内环和外环环路增益。

根据上面所述的谐波失真模型、加性噪声模型、结构模型以及推导出的总谐波失真表达式、信号传递函数和噪声传递函数可以得到，该闭环结构在低频范围内系统无损通过信号同时抑制噪声，对本发明实施例的信号/噪声传递函数进行仿真实验，仿真结果曲线如图6所示。仿真结果表明：在音频频带内22Hz～22KHz范围，对噪声实现约-120dB～-20dB的抑制，从而降低了THD+N。

为保证系统的稳定性，需要精确调节两级积分器反馈系数的比例。反馈环路在音频范围包含两个极点和引入的一个零点。通过调整反馈系数比，可以调整两个极点和一个零点这三者的位置，使之具有足够的相位裕度。反馈系数还与两级积分器输入共模电平相关，反馈系数比例过大，会使一级共模电平偏移，导致输入动态范围减小。同时，增加第二级反馈系数会通过输出PWM波引入更多载波成分，而降低系统信噪比。所以，需要在仿真的基础上综合考虑稳定性和性能参数，确定合理的取值。非线性模块在时域可以等效为时间延迟，在频域可以等效为相位滞后，在仿真系统线性模型的基础上需要考虑非线性模块的影响，以保证整体系统的稳定性。如图5所示，则整体系统相位裕度为：

PM＝PM_linear-360×δ×f_0dB，

式中，PM_linear为系统线性模型仿真得到的相位裕度，δ为非线性模块时间延迟，f_0dB为单位增益带宽。

通过设计时调节片上电阻来调整反馈比例，满足高阶多路反馈结构高性能D类音频功率放大器的稳定性。本发明集成度高，无片外电感电容类元件。具有低THD+N以及高电源抑制比PSRR等特点，实现了高性能。同时结构简单，便于实现。

本发明实施例，采用该结构实现的大功率10WD类音频功率放大器可达到THD+N低于0.07％，PSRR高于82dB，效率为90％。本发明实施例实现的大功率10WD类音频功率放大器的THD+N测量值与输入信号频率的关系曲线如图7所示。根据系统模型仿真结果，在PWM级增益为4时，积分器带宽取67KHz可以得到较小总谐波失真加噪声THD+N。

本发明结构D类音频功率放大器具有高集成度高性能的特点，可广泛应用于便携设备、消费电子等领域。

本领域技术人员可以理解，在不背离本发明广义范围的前提下，对上述实施例作出若干改动。因而，本发明并不仅限于所公开的特定实施例。其范围应当涵盖所附权利要求书限定的本发明核心及保护范围内的所有变化。

Claims (8)

1.高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，其特征在于，它包括前置可变增益放大器、积分器、脉宽调制(PWM)调制电路、三态调节电路、栅极驱动电路和功率输出级；所述的积分器为两级积分器级联构成的级联二阶积分器，并引入两路反馈构成高阶的双反馈回路；

高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，采用全差分结构，前置可变增益放大器连接级联二阶积分器，PWM调制电路包括两个比较器和载波发生电路，级联二阶积分器的差分输出分别连接PWM调制电路的两个比较器一输入端，载波发生电路的输出端分别连接两个比较器的另一输入端，两个比较器的输出端分别连接三态调节电路的两个差分输入端，三态调节电路的两个差分输出端分别连接两个栅极驱动电路的输入端，每个栅极驱动电路的输出端和功率输出级的输入端相连，功率输出级的两个输出端接片外扬声器构成全桥输出形式；

前置可变增益放大器和三态调节电路之间接入一个级联二阶积分器，对经前置可变增益放大器增益控制的输出信号作二阶积分处理，再接到三态调节电路；

级联二阶积分器由两级积分器和双反馈回路构成闭环结构，其积分性能的改善直接由环路增益决定，环路增益包括积分器增益，PWM级增益和反馈系数。

2.根据权利要求1所述的高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，其特征在于，所述级联二阶积分器是由两级高增益高摆率运算放大器组成的二阶积分器，通过两级积分器级联使环路获得高增益和高阶滤波特性滤除带外噪声和谐波分量。

3.根据权利要求1或2所述的高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，其特征在于，所述级联二阶积分器的两级积分器的差分输入端都接有一个反馈电阻，反馈电阻的另一端连接功率输出级的输出端，组成多路反馈网络；通过反馈电阻从功率输出级引入两路电压负反馈信号，调节两级积分器反馈系数。

4.根据权利要求1或2所述的高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，其特征在于，所述高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器为一单片芯片，芯片上的前置可变增益放大器和级联二阶积分器的积分器为线性模块，PWM调制电路的比较器和载波发生器、三态调节电路、栅极驱动电路以及功率输出级为非线性模块。

5.根据权利要求3所述的高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，其特征在于，所述高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器为一单片芯片，芯片上的前置可变增益放大器和级联二阶积分器的积分器为线性模块，PWM调制电路的比较器和载波发生器、三态调节电路、栅极驱动电路以及功率输出级为非线性模块。

6.根据权利要求1或2或5所述的高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，其特征在于，所述的积分器是高增益高摆率运算放大器，其增益高于60dB，摆率高于1V/μs。

7.根据权利要求1或2或5所述的高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，其特征在于，所述的积分器的差分输入端各连接一个反馈电阻和输入电阻，通过调节反馈电阻与输入电阻的比值实现反馈系数的调整，反馈系数的取值小于0.25，输入电阻和反馈电阻阻值大于100KΩ，积分电容取值通过为减小积分电容面积的模型仿真确定，以实现系统最小失真和保证反馈环路稳定性。

8.根据权利要求1或2或5所述的高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器，其特征在于，所述的三态调节电路为由逻辑门和触发器组成的数字电路，对PWM电路输出信号进行调制，输出的调制信号控制栅极驱动电路，实现在无音频信号输入情况下，高阶多路反馈结构的D类音频功率放大器全桥形式输出时负载两端电平确定为高电平。

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