CN102656799B - 用于降低d类音频放大器的噪音的电路和方法 - Google Patents

用于降低d类音频放大器的噪音的电路和方法 Download PDF

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Abstract

一种用于降低D类放大器的噪音的电路，所述电路具有功率级电压控制器(17、21、22)，用于应答音频信号输入(1)中所定义的信号条件。所述功率级电压控制器在检测到所述音频信号输入中所定义的信号条件后操作，以降低放大器的开关电源输出级(30)的电源电压输入(31)的电压，从而在所定义的音频输入信号条件下，所述D类放大器在降低的电压下操作(“空载”)。

Description

用于降低D类音频放大器的噪音的电路和方法
技术领域
本发明总体上涉及音频放大器，更具体地是D类音频放大器。本发明更特别地涉及D类放大器的噪音问题。在音频再现和加强系统中，将由系统产生但不是音频节目中预定部分的任何声音定义为噪音。噪音是令人讨厌的，当音频声道处于空载状态时噪音尤为明显。
发明背景
D类音频功率放大器(切换放大器)相对于线性AB类功率放大器在效率方面有了实质改进。但是，D类放大器也有缺点，其中包括高噪音。D类放大器只有当输出功率晶体管在低损耗模式下操作时才能达到高效率，这意味着它们主要是全开(饱和状态)或全关，其操作如一个理想的开关。在实践中，不仅在晶体管为开状态时因电阻损耗而导致功率损耗，而且当晶体管在开或关状态之间切换时亦会导致功率损耗。在过渡状态，电压和电流的乘积很高，这也会使晶体管产生功耗。由于电学和物理上的限制，无法在开和关状态之间实现快速过渡，所以D类放大器的切换(时脉)频率不能太高，尤其在高瓦特所需的高电压和高电流的情况时。在实践中，瓦特值高于50瓦的大部分D类放大器的切换频率低于500千赫兹(kHz)。
D类放大器通常使用现代模拟至数字转换器(ADC)。现代高质素音频的模拟至数字转换器利用σ－△转换，这种转换的超采样、滤波和大幅削减(decimating)的程度高，因而它们的输出能实现低量化噪音。脉冲宽度调制器(PWM)产生脉冲，控制D类功率输出晶体管，由于输出晶体管的切换速度限制，脉冲宽度调制器不能如模拟至数字转换器(ADC)那样作高的超采样操作。这是设计用于D类放大器的低噪音数字脉冲宽度调制器(PWM)所面临的挑战，因为降低噪音的超采样、内插值、滤波等技术相比模拟至数字转换器(ADC)和数字至模拟转换器(DAC)更有限。因此，单是由数字脉冲宽度调制器(PWM)所导致的噪音亦可以是明显的。
一般地，具有数字脉冲宽度调制器(PWM)的D类放大器达到90-110分贝(dB)的动态范围，而线性AB类放大器可以更容易地产生110-120分贝(dB)的动态范围。用于D类放大器的最高质素的数字脉冲宽度调制器(PWM)提供约110分贝(dB)，但通常这是上限值。因此，当需要低噪音的音频放大器时，D类放大器是不可取的。
发明内容
本发明提供了用于降低D类放大器的噪音的电路和方法，相比于此处描述的现有技术的方法更效地降低噪音。可以做到在放大器级(即是噪声源的下游)降低D类放大器的噪音，并且实施的成本低。本发明在D类放大器的音频输入信号和输出功率之间运作，有效地提高其动态范围并使得D类放大器可以用于要求更高的专业应用中。本发明提供的装置和方法响应音频信号输入的所定义的信号条件来控制提供给D类放大器的切换输出功率级的电压。在检测到音频信号输入的“空载”状态后和在该“空载”状态期间，降低在放大器的切换功率输出级的电源电压输入端的电压。在音频信号输入的空载状态期间，降低放大器的功率输出级的电源电压，其结果是在这些空载状态期间降低噪音的增益。
附图说明
图1是现有技术的基本D类放大器的功能模块图，所述D类放大器包括具有电源电压输入的切换晶体管功率输出级。
图2是按照本发明的D类放大器的功能模块图，所述D类放大器包括响应音频信号输入的所定义的信号条件的功率输出级电压控制器。
图3是图2的功能模块图形式所示的D类放大器的更详细电路图。
图4是本发明的水平检测器电路的功能模块图。
图5是水平检测器的放大的功能模块图。
具体实施方式
图1是一个现有技术的现代D类音频放大器的模块图，其中输入1是低电压模拟音频信号。一个适当的模拟至数字转换器(ADC)(由模块5代表)将模拟信号转换为数字信号10。一般情况下，模拟至数字转换器(ADC)以有效采样速度(字速度)为48千赫兹(kHz)或96千赫兹(kHz)产生数字信号，在现代音频系统中带宽通常为24位。为了使增加的噪音减至最小，模拟至数字转换器(ADC)通常是超采样σ－△转换器，在这种转换器中由采样产生的量化噪音扩散到音频频带外，经滤波后保持低的音频噪音。然而，模拟至数字转换器(ADC)(5)会将噪音引入系统，根据其性能，可以成为D类放大器的整个动态范围和D类放大器的噪音的限制因素。非常高质素的模拟至数字转换器(ADC)可具有120分贝(dB)的动态范围。
一些D类放大器可以具有数字音频输入10而非模拟音频输入1。在这种情况下，模拟至数字的转换将在整个音频系统或由数字装置直接产生的音频信号的更上游位置实施。当模拟至数字的转换发生在上游或者例如使用数字录音的时候，创立数字信号仍然会产生噪音。
许多D类放大器包括的数字信号处理器(DSP)(由模块15代表)控制增益、音量、音调、均衡化等。虽然数字信号处理器(DSP)(15)对D类放大器的操作不是必要的，但有时它与脉冲宽度调制器(PWM)(模块20)联用，因为两者均使用类似的数字逻辑硬件，将它们设置在同一个硅集成电路上有利节约成本。
数字脉冲宽度调制器(PWM)(20)产生不同的脉冲宽度，通常这些脉冲具有固定频率，经滤波后，这些脉冲宽度再现模拟音频波形。使用从数字脉冲宽度调制器(PWM)得出的逻辑水平脉冲来切换功率输出级30的功率晶体管的开和关状态。在这种情况下，切换功率输出级是一个H桥式配置的功率晶体管32。为了使电路接口更方便，一些现代脉冲宽度调制器(PWM)提供两个相同但相位相反的数字脉冲信号24、25，以允许直接连接和操作以H桥式配置的功率晶体管。
脉冲宽度调制器(PWM)(20)由于其量子化而将噪音引入信号中。相比于模拟至数字转换器(ADC)(5)，脉冲宽度调制器(PWM)通常具有较小的动态范围，因此脉冲宽度调制器是放大器的可听得见的背景噪音的主要制造者。用于D类放大器的市售高质素脉冲宽度调制器(PWM)通常只提供100-110分贝(dB)的动态范围，相比之下高质素模拟至数字转换器(ADC)提供大于110分贝(dB)的动态范围。然而，如果在D类放大器中采用数字信号处理器(DSP)，为了控制音频水平和均衡化的目的，可将数字信号处理器(DSP)设定为增加数字增益，使模拟至数字转换器(ADC)(5)的背景噪音超过脉冲宽度调制器(PWM)(20)的背景噪音，进一步降低放大器的动态范围和增加背景噪音。
切换功率输出级30是一个以H桥式设置、具有由模块36表示的电压水平转换器的功率晶体管32，该切换功率输出级30的两个输出节点34、35的电压为相反逻辑脉冲24、25的复制，但具有高电压和高电流能力，能在较高的瓦特值驱动低阻抗负载。接着参见输出滤波器40，它设在图1的信号路径中。输出滤波器使音频频带的频率衰减，以致于扬声器负载45只接收基带音频频谱。H桥功率输出级30的直接输出34、35包含广宽的高于或低于D类切换频率的能量频谱。有需要使用滤波器来减少这种能量，防止扬声器负载发出射频(RF)和产生额外的热。当频谱经过滤波后，信号与原本的模拟音频波形极其类似。由公知的离散时间采样理论可理解H桥功率输出级的输出34、35直接包含的能量频率频谱。
H桥功率输出级30的输出34、35在高电压(由有时也被称为“轨道”电压的主电压电源V+确定)和接地之间切换。由于切换晶体管存在电阻损耗，输出34、35略低于V+但高于接地。电阻损耗一般是很小的，通常小于1伏特(V)，而且受负载阻抗影响。因此，在任一节点(34或35)的峰值电压与V+成正比。类似地，在滤波器40后的输出电压也与V+成正比。因此，如图1所示的整个放大器的电压增益是V+的函数。
一些D类放大器使用斜波发生器和比较器直接在输入级产生脉冲宽度调制器(PWM)信号。这些设计有效地将模块5和20组合起来，如图1所示。
如上所述，在图1所示的D类放大器中，由放大器产生并施加于扬声器的噪音来自两个主要来源：模拟至数字转换器(ADC)(5)(及其相关的输入电路)和脉冲宽度调制器(PWM)(20)。这些电路的质量和复杂性决定了放大器的背景噪音。当数字增益被施加至数字信号处理器(DSP)(15)时，背景噪音有时会恶化，这是因为数字增益增加了由模拟至数字转换器(ADC)产生的噪音。
由于噪音是D类放大器众所周知的限制，所以一些D类放大器的设计包括在数字信号处理器(DSP)(15)中设置动态静音功能。然而，这种方法产生令人讨厌的可听得见的人工噪音(artifacts)，其使用也有所限制。把数字信号处理器(DSP)的音频静音并不能消除在脉冲宽度调制器(PWM)产生的噪音。另一种减轻D类放大器噪音问题的已知方法是利用数字信号处理器(DSP)动态地暂停在脉冲宽度调制器(PWM)的调制，从而有效地关闭脉冲宽度调制器(PWM)和把输出静音。这种方法有类似的缺点，停止和重新启动脉冲宽度调制器(PWM)都会产生同样的令人讨厌的可听得见的人工噪音(artifacts)。
图2是根据本发明的降低D类放大器的噪音的D类放大器模块图。此处，在图1所示的D类放大器的基本设计中加入了电路，所达到的噪音减低程度比迄今为止所达到的更大。如下文所述，此电路应答是否存在音频输入信号而自动地控制供给放大器的切换功率输出级的电压。
参照图2，根据本发明的D类音频放大器的基本电路元件包括脉冲宽度调制器(PWM)(由模块20代表)、和具有脉冲输出功率33的切换功率输出级30。较佳地，基本电路元件包括输出滤波器级40，其对功率输出级30的脉冲功率输出进行滤波，以产生驱动声学换能器的放大模拟音频信号。然而，应该理解的是，输出滤波器级可以是不需要的。无需对功率输出级的脉冲功率输出进行滤波也可驱动所述换能器。在该示范性最佳模式中，也可采用数字脉冲宽度调制器(PWM)(模块15和20)，其需要增添模拟到数字转换器(ADC)(由模块5代表)。然而，这不是意味本发明限于采用具有数字脉冲宽度调制器(PWM)的D类放大器。此外，虽然示范性最佳模式中切换功率输出级30是H桥式配置的切换功率输出晶体管32，但这不是意味本发明限于这样一种切换功率输出电路配置。
根据本发明，提供的功率输出级电压控制器是响应音频信号输入1的信号水平，以控制施加到切换晶体管功率输出级30的电压(“电源电压”)。在示范性实施例中，功率输出级电压控制器包括功率控制晶体管22，所述功率控制晶体管22被增添在示范性D类放大器电路30的主电源电压或轨道电压V+和H桥功率输出级30之间的路径。功率控制晶体管的输出31为功率输出级30提供电源电压，并由栅斜坡控制电路21控制。当栅斜坡控制电路降低功率输出级的电源电压时，它主要通过减少脉冲宽度调制器(PWM)(20)后的增益来减少由放大器产生的多个噪声源。为了简单控制和实现低成本，功率控制晶体管22较适合是N-声道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，其操作为电压跟随器。
栅斜坡控制21产生特定的栅极电压(施加到MOSFET晶体管22的栅极上)和栅极电压的变化率。功率控制晶体管的栅极电压和栅极电压的变化率较佳地使得功率控制晶体管实现以下各点：
1)适当地快速降低控制晶体管输出31的电源电压，以便实现迅速控制，但这种过渡是听不见的，即扬声器没有卡嗒声(clicks)或噪音。
2)电源电压增加的速度要适当，以使功率控制晶体管22的散热最小化和使连接到输出31的储能电容器的浪涌电流最小化。
3)电源电压增加的速度要适当，以允许实现听不见的增益过渡。
4)将电源电压提升至高于V+，使MOSFET晶体管22处于全开状态，以致于输出31的电压基本上与V+相同。
5)输出31设有最小默认电压。
6)逻辑水平控制输入19启动输出31的高电压或低电压，或通过接收可变宽度的快速脉冲在输出31设定中间电压。
功率输出级电压控制器的示范性实施方式还包括音频输入水平检测器电路17，为栅斜坡控制电路21产生逻辑水平控制输入19。水平检测器电路17较佳地包含水平检测器以及相关的定时和平均电路。水平检测器可操作以下任一个信号：数字音频输入信号10、模拟输入信号3、或由数字信号处理器15均衡化、滤波、处理过的信号12。水平检测器电路的功能是监测输入音频水平，并且当该水平足够低和被确定为处于空载状态时，改变逻辑水平控制输入19，从而启动降低通过栅斜坡控制电路21和功率控制晶体管20施加到H桥功率输出级30的电压。
所述示范性电路的操作首先检测放大器的音频输入水平何时是足够低(根据经验或实验通过阈值设定)。然后，它降低放大器功率输出级30的电源电压并藉此平滑地减少放大器功率输出级30内的输出增益，从而减少放大器输出的噪音。降低电源电压并藉此减少输出增益是在放大器在空载状态和没有音频经过的时候(这个时候噪音是可听得见的)实现的。由于输出增益只是减少，但不是降低至零或者静音，当音频信号恢复时，波形的初始启动边缘被最大限度地保存起来，而通过控制电路可迅速地和平滑地恢复全电源电压和全增益，使得电压和增益的恢复基本上检测不到。
值得注意的是，所述示范性D类放大器电路是一个开环电路，其中降低输出31至H桥功率输出级30的电源电压减少了放大器的总增益。然而，可以预料的是，根据本发明的D类放大器的实施方式也可以是一个闭环电路配置。在闭环电路的实施方式中，降低切换功率输出级的电源电压减少了功率输出级(和噪音增益)的增益，但由于存在系统反馈，所以不会减少放大器的总增益。
本发明的降低噪音的电路可以此处描述和图标以外的电路实现。然而，一般地电路预计包括以下部分：
·输入阈值，其根据经验或实验设定，略高于音频输入电路或模拟到数字转换器(ADC)的背景噪音;
·启动降低放大器功率部分的电压之前延迟几秒;
·当音频信号恢复，快速检测(较适合为小于1毫秒(ms))和触发是否存在输入音频信号;
·在空载状态时，电压的降低相当于全电源电压的20％-50％(噪音减少6-14分贝(dB));
·以50-100毫秒的速率降低电压。
·以100-200毫秒的速率增加电压。
图3示出了如图2所示的电路的一个实施方式的例子。几个闭合电路18、30、40均基于市售集成电路(IC)和IC制造商建议的电路连接。电路模块18描述的电路将在图2中以模块15和16表示的D类放大器的脉冲宽度调制器(PWM)和数字信号处理器(DSP)结合起来。在图3中，模块18包含数字集成电路U8(部件编号TAS5518)、以及由其制造商德州仪器建议的无源电路组件(passivecircuitcomponents)。U8为可编程装置，其具有各种数字信号处理器(DSP)的功能进行音频处理、控制和路由。U8允许4个立体声输入，并为D类放大器功率级提供8个脉冲宽度调制器(PWM)的声道。电路模块18接收来自合适的模拟至数字转换器(ADC)的串行数字音频输入信号(10)。该串行数字信号(10)的有效采样速度为48千赫兹(kHz)。串行数字信号(10)以工业格式I2S表示，其中串行数据以二补制(two’scompliment)编码。数字音频信号被施加到U8的声道1(SDIN1)。如制造商所建议，在TAS5518内适当地对内部信号处理编程，差分脉冲宽度调制器(PWM)信号在节点24和25输出。差分脉冲宽度调制器(PWM)信号被施加到H桥功率输出级(由模块30代表)。
H桥功率输出级(模块30)所包含的详细电路按照购自德州仪器的H桥集成电路PNTAS5261的制造商的建议。H桥电路30接收来自脉冲宽度调制器(PWM)级输出的节点24、25的脉冲宽度调制器(PWM)信号，并在功率输出级的输出31的输出节点34、35以较高电压和电流输出那些脉冲宽度调制器(PWM)信号的复制。
节点34、35的切换输出施加到输出滤波器40。输出滤波器是一个截止频率为70千赫兹(kHz)的二阶低通滤波器。电感器L9和L10以及电容器C78具有TAS5261的制造商所建议的适当的额定电流和结构，以处理由D类放大器产生的功率。滤波器的输出连接到扬声器45。
H桥30的主电源电压供给节点31，此处称为VH+。由主电源电压VH+由栅斜坡控制电路模块21内的功率晶体管22的源极引线提供。放大器的主电压或轨道电压V+(23)施加到功率控制晶体管22的源极引线。在示范性实施例中，V+(轨道电压)可以是固定不变的，并选定在30至50VDC之间。为了提供高电流峰值，主V+电压轨道可以包括一个大的储能电容C1。从V+至H桥集成电路(U21)的导电路径的阻抗要适当地低，近似于印刷电路板利用铜粉平面所做到的那样。电路模块21所示的余下电路控制功率晶体管22的栅极引线。
如果逻辑控制输入19处于低状态(<0.5VDC)之中，Q2仍处于关闭状态，而系统初始通电时，电压从D10经过R70和R125提供给Q1的栅极引线。在系统起始通电期间，栅极引线的电压为V+减去通过D10的小量损耗。由于Q1的栅极至源极的开启阈值(VGSth)约3伏特(V)，在源极引线即节点31的电压比V+低约4伏特(V)。一旦H-桥输出开始在接地电压和VH+之间切换，Q1的栅极引线会增加到比V+高约10伏特(V)。这个增加是当电流从+12VD流过D8和R7，节点34处于接地状态，从而在C1产生电荷所导致。由于节点31切换至VH+状态，在C51的电荷引致BST的摆动比V+高，导致D9导电并对C52充电，从而将R70和R125接合点的电压上升至比V+高10V。H桥输出34需要作几个切换循环，将C52充电至其最终电荷，这是因为电荷会从C51转移过来。因为R125没有电压降，所以Q1的栅极引线的电压也会增大。在Q1的栅极电压的增大导致Q1全开，因此VH+和V+的电位相同，除了因为导通电阻(适当地为23毫欧)引致的小量损耗之外。
在放大器的正常操作期间，当音频信号存在时，Q1保持在全开状态。将Q1引入到H桥集成电路的电源路径中，通常会导致音频性能变差，特别是总谐波失真(THD)。在本发明中，MOSFETQ1在全开状态下操作的具体特性，以及H桥内使用电容C90和C92，都允许D类放大器的THD性能几乎不受影响。VH+上的电容值小于100uF，会表现较高的THD。VH+上的电容值大于300uF，会导致Q1缓慢加速(ramping)产生新的问题。需注意的是，为了防止MOSFET中的乱真振荡和在缓慢加速中保持MOSFET稳定，在栅斜坡控制电路21提供在图3以R124和C137表示的电路元件(MOSFETQ1的右面)。
如果栅斜坡控制21接收来自逻辑控制输入19的高状态(>2V)，Q2导通并以相反方向通过R126把C52充电。由于时间常数与R70、R126和C52相关，充电需要约50-100毫秒。在R70和R125接合处的最终电压大约为V+的一半。这个电压可以通过简单计算调节R126而调整，该电压的选择可以通过观察当放大器在空载状态且没有音频通过以及控制逻辑输入为高时放大器所需的降低噪音程度而定。
当控制逻辑输入19为高时，在R70和R125的接合处的电压降也会施加到Q1的栅极引线。这导致VH+的电压平滑地降低。当控制逻辑输入切换至高时，在R70和R125接合处的持续时间和指数斜率使得增益和噪音的变化是平滑的，一旦音频信号下降至低于预定的输入阈值时也不会有卡嗒声(clicks)或人工噪音(artifacts)。
当控制逻辑输入切换回至低状态时，Q2关闭，C52的下方插脚沿Q1的栅极引线上升到比V+高10伏特。因为时间常数与R70和C52相关，这种电压上升需要大约100-200毫秒。栅极电压的指数上升及其持续时间被认为对本发明的性能至关重要。已观察到，栅极电压的上升必须足够快地来恢复放大器的增益，从而将对恢复音频波形、恢复峰值电压和能量可利用性的影响减至最小。然而，电压上升也必须是平滑的，不会引起卡嗒声和人工噪音，或者不会在Q1、C89和C92消耗大量能量。
虽然水平检测器的示例(图2的模块17)中没有提供控制逻辑输入19，但可以预见的是，可在水平检测器中配置脉冲予控制逻辑输入19，利用脉冲在Q1的栅极引线设置不同的电压，或改变电压上升或下降时的斜坡特性。脉冲宽度和频率将根据电路组件数值而确定栅极引线的电压。脉冲频率应该大于300赫兹(Hz)，以允许C52将电压平均化而没有明显的波动，否则这会在放大器输出听得到。使用不同的电压和斜坡速度对特定类型的音频信号有利，在进入或离开空载状态或在低水平流通时可以改善降低噪音的性能。
音频水平探测器和信号状态决定
如上所述，本发明的一个重要方面是包括水平检测器电路(由图2的模块17代表)。水平检测器电路提供了一个手段来检测音频信号输入的状况，特别是音频信号水平，从而准确地评估音频节目何时存在或不存在，即，音频声道是否处于空载状态。现在更详细描述地水平检测器电路的操作。
术语“水平探测器”的“水平”是指音频信号幅度的适当平均化量度。水平检测器监测音频信号的水平，当该水平降到低于足够低的阈值L1以下时，表明信号空载状态并降低D类放大器输出的增益。当该水平再次上升至高于L1时，表明信号工作状态并把增益恢复至正常。水平检测器电路的设计涉及以下设计考虑和参数：
音频背景噪音-假设探测器输入有音频信号的背景噪音。这不是D类放大器的空载声道噪音。相反，它是在水平检测器输入上伴随着音频信号的任何噪音，而且通常是处于或多或少的恒定水平，而不管音频节目信号本身的水平。如果探测器输入的背景噪音高于音频节目的最低水平，该最低水平是音频节目需要通过而不受影响的，那么有可能无法准确地区分空载状态和工作状态的信号；没有低于最低音频水平但高于背景噪音的阈值L1。下文假设足够低的背景噪音。
音频信号源-在一个典型的音频系统中，水平检测器的信号源从信号路径的输入到输出有很多选择。选择受多种因素影响，其中有如上所述的背景噪音、实施上的方便和成本、或者其他许多因素之一，例如，可能希望基于感知原因而限制输入水平探测器的信号频带。确定水平探测器的动作和性能主要考虑音频节目素材的感知和适用性。
阈值–使用两个阈值Lon和Loff在信号状态之间提供一些滞后。当信号降至低于Loff时表明处于空载状态，当信号上升至高于Lon时表明处于工作状态。这种滞后动作防止探测器在水平接近单个阈值时切换信号状态。
暂停–在音频中应该预留短的暂停，这在演说和音乐中经常出现，这样，音频听起来比较自然，不会察觉到增益切换。只有当几秒都不存在信号时，才表明声道为空载状态。为此，只有当水平低于LoffF并持续保持指定时间(通常是几秒)，才表明信号为空载状态。当信号处于空载状态时，增益降低。在音频恢复之后，音频路径应尽快恢复全增益，避免任何可感知的“开启切换”。
平滑的过渡-除了要考虑音频暂停之外，也要使增益平滑地变化，防止噪音水平突然过渡，这种突然过渡会被察觉到，因而令人讨厌。在本发明的当前实施例中，如此处所述，在切换增益本身就可实现这种平滑。
平均化-音频信号的水平可以以不同方式定义，但都需要一定程度的时间平均化，这是因为瞬时信号(电压或样本值)可以在非常大和非常小的幅度之间变化得非常快，但始终被感知为恒定的水平。通过对瞬时信号的幅度作低通滤波来进行平均化。对滤波器的时间常数的要求有两方面：i)平滑总波动的幅度，及ii)在实施离散时间时允许减少采样速度，以降低计算速度要求。应当注意，由于滞后阈值彼此非常接近，为了防止短期波动而造成假的状态转换，滤波器应该采用较大的时间常数。
图2所示为水平探测器的实施示例，其中水平探测器是由模块17代表。音频信号源是模拟至数字转换器(ADC)的数字输出10。水平探测器的输出是信号状态决定，它表现为单逻辑信号19，该单逻辑信号被送至包括栅斜坡控制模块21和功率控制晶体管(FET)22的增益控制电路。如上所述，栅斜坡控制电路21提供平滑的增益过渡。功率控制晶体管(FET)22被用来调节供给H桥输出级30的电源电压，后者的作用是改变出现在换能器45中的信号的增益。
如图4所示，水平探测器17的实施示例可以做成数字硬件。参见图4可以看出，模拟至数字转换器(ADC)5的信号输出10被送至特制编程的逻辑器件(PLD)101。逻辑器件(PLD)101进行初始处理。信号10是传入的音频信号输入1的数字版本，适合的采样速度为每秒48kilosamples秒(ks/s)。这个信号经过低通滤波，采样速度被逻辑器件(PLD)101降低(“大幅削减”)至3ks/s。降低采样速度后的输出102被送至市售微控制器单元(MCU)103。MCU执行以固件代码编写的水平探测器算法的余下部分，并在数字输出19提供二进制状态决定：信号工作或信号空载。栅斜坡控制21使用此信息来控制功率输出级30的电源电压31。
市售微控制器包括一个或多个脉冲宽度调制器(PWM)输出，这些输出不可用于高质素音频;但是，它们可被用来建立模拟增益控制信号。栅斜坡控制21及其附属功率控制晶体管(FET)22可由微控制器单元(MCU)的脉冲宽度调制器(PWM)输出驱动，允许在全增益范围内控制输出水平。此外，可由微控制器单元(MCU)的脉冲宽度调制器(PWM)输出确定栅极斜坡的轮廓，定制所希望的增益过渡。
接着，在不参照所使用的物理硬件情况下描述水平检测器的功能。图5显示了算法的主要功能模块。信号源10被送至对数幅度计算模块110，该模块提供的输出大约等于信号的绝对值的比例对数(scaledlogarithm)。使用对数对于这算法不是必需的，但它有利于实施，也方便实现。
来自对数幅度计算模块的信号被送至平均器111，该平均器的作用是使快速波动的输入水平被低通滤波至变化非常缓慢的平均水平。这样会产生一种效果，即大致接近人感知的“水平”。
平均器的输出被送至阈值比较器112，该比较器将它的输入与上述两个阈值之一进行比较。比较阈值的选择由当前所处的状态决定所控制，如信号19所示，信号19反馈到阈值比较器112。阈值比较器的输出是一个信号，其表示下一个模块113的阈值交叉事件。
在信号上升阈值交叉事件(signal-risingthresholdcrossingevent)之后，状态更新逻辑模块113会立即向状态储存器模块114表示信号工作状态，之后不再作任何动作。在信号下降阈值交叉事件(signal-fallingthresholdcrossingevent)之后，状态更新逻辑模块113不会将事件传送至状态储存器。反而，它向定时器模块115施加启动信号。定时器115响应该启动信号，进入等待状态，该等待状态会维持一段固定时间，然后定时器回复至空载状态。
将定时器的状态送回状态更新逻辑，后者连续地监测阈值比较器输出的状态和定时器等待状态信号。如果在有任何信号上升阈值交叉之前定时器回复到空载状态，状态更新逻辑向下一个状态储存器模块114表示信号空载状态。如果当定时器处于等待状态时有信号上升阈值交叉事件，状态更新逻辑将关闭定时器，之后不再作任何动作，这样做的效果是让状态储存器模块处于信号工作状态。
状态储存器模块114保持信号状态，通过信号19将自身状态发送回到阈值比较器112并输出至图2的栅斜坡控制电路21。
虽然上面已详细描述本发明的示范性实施例，但本技术领域的技术人员应容易想到，可以对本发明做出各种变型，这些变型均落在本发明的范围和精神内。本发明不限于以上详细描述的示范性实施例，以下权利要求所必需的除外。

Claims (20)

1.一种D类音频放大器电路，其包括：
音频信号输入，
脉冲宽度调制器级，其用于将音频输入信号转换为一系列脉冲，其中所述一系列脉冲的脉冲宽度代表所述音频输入信号，
切换功率输出级，其具有电源电压输入，并可响应所述脉冲宽度调制器级产生的所述一系列脉冲而在“开”状态和“关”状态之间切换，产生对应于所述脉冲宽度调制器级所产生的所述一系列脉冲的一系列放大的功率输出脉冲，
主电压电源，其为所述切换功率输出级的所述电源电压输入提供电压，其中所述D类音频放大器具有由所述电源电压输入确定的增益，以及
功率输出级电压控制器，其响应所述音频信号输入中所定义的信号条件，所述功率输出级电压控制器在检测到所述音频信号输入中所定义的信号条件后操作，以降低所述切换功率输出级的所述电源电压输入的电压，从而降低所述D类音频放大器的增益，并且在所述电源电压输入处保持电压在低的电压条件一段时间，其中在所定义的音频信号输入条件下，所述D类音频放大器在降低的电压下操作。
2.根据权利要求1所述的D类音频放大器电路，其中所定义的信号条件包括第一选定信号阈值水平，当低于所述第一选定信号阈值水平时，所述功率输出级电压控制器将所述音频信号输入视为空载状态，其中在检测到空载状态信号条件后，所述功率输出级电压控制器降低所述切换功率输出级的所述电源电压输入的电压。
3.根据权利要求2所述的D类音频放大器电路，其中所述功率输出级电压控制器在所述音频输入信号低于所述第一选定信号阈值水平之后的一段时间后，将所述音频信号输入视为所述空载状态，所述一段时间的选择使得能保留在所述音频信号输入的音频内容中的自然停顿。
4.根据权利要求2所述的D类音频放大器电路，其中所定义的信号条件包括第二选定信号阈值水平，当高于所述第二选定信号阈值水平时，所述功率输出级电压控制器将所述音频信号输入视为工作状态，其中在检测到工作状态信号条件后，所述功率输出级电压控制器将所述切换功率输出级的所述电源电压输入的电压恢复到由所述主电压电源提供的电压。
5.根据权利要求4所述的D类音频放大器电路，其中所述第一选定信号阈值水平低于所述第二选定信号阈值水平，藉此在所定义的信号条件之间提供滞后。
6.根据权利要求4所述的D类音频放大器电路，其中所述功率输出级电压控制器包括在所述切换功率输出级的所述电源电压输入的电压水平之间提供平滑过渡的装置，所述电压即是检测到所述音频信号输入为空载状态后所述电源电压输入的所述降低的电压与检测到所述音频信号输入为工作状态后所述电源电压输入的恢复的电压。
7.根据权利要求1所述的D类音频放大器电路，其中所述切换功率输出级为具有单一电源电压输入的H桥功率晶体管电路。
8.根据权利要求1所述的D类音频放大器电路，其中所述功率输出级电压控制器安排在所述D类音频放大器电路的所述主电压电源和所述切换功率输出级的所述电源电压输入之间。
9.根据权利要求8所述的D类音频放大器电路，其中所述功率输出级电压控制器包括具有栅极输入的功率控制晶体管、以及音频信号输入水平检测器电路，所述音频信号输入水平检测器电路检测所述音频输入信号的所定义的信号条件并为所述功率控制晶体管的所述栅极输入产生逻辑水平输入，所述功率控制晶体管响应由所述音频信号输入水平检测器电路产生的所述逻辑水平输入而降低和恢复所述切换功率输出级的所述电源电压输入的电压。
10.根据权利要求9所述的D类音频放大器电路，其中所述功率输出级电压控制器还包括栅斜坡控制电路，其用于控制由所述功率控制晶体管产生的在所述切换功率输出级的电源电压输入的电压水平之间的过渡。
11.根据权利要求1所述的D类音频放大器电路，其中还包括输出滤波器级，所述输出滤波器级把所述一系列放大的功率输出脉冲转换至放大的模拟音频信号，以驱动扬声器。
12.根据权利要求1所述的D类音频放大器电路，还包括提供数字脉冲宽度调制器的数字信号处理装置。
13.根据权利要求12所述的D类音频放大器电路，其中所述音频信号输入为模拟输入，并进一步包括模拟数字转换器，将模拟音频信号输入转换为数字音频信号。
14.一种D类音频放大器电路，其包括：
音频信号输入，
脉冲宽度调制器级，其用于将音频输入信号转换为一系列脉冲，其中所述一系列脉冲的脉冲宽度代表所述音频输入信号，
切换晶体管功率输出级，其具有电源电压输入，并可响应所述脉冲宽度调制器级产生的所述一系列脉冲而在“开”状态和“关”状态之切换，产生对应于所述脉冲宽度调制器级所产生的所述一系列脉冲的一系列放大的功率输出脉冲，
主电压电源，其为所述切换功率输出级的所述电源电压输入提供电压，
功率输出级电压控制器，其设置在所述D类音频放大器电路的所述主电压电源和所述切换晶体管功率输出级的所述电源电压输入之间，所述功率输出级电压控制器响应所述音频信号输入的所定义的信号条件如下:
●所定义的信号条件包括第一选定信号阈值水平，
●所述音频输入信号低于所述第一选定信号阈值水平之后的一段时间后，所述功率输出级电压控制器将所述音频信号输入视为空载状态，
●所述音频输入信号低于所述第一选定信号阈值水平之后而所述音频信号被视为所述空载状态之前的一段时间，所述一段时间的选择使得能保留在所述音频信号输入的音频内容中的自然停顿，以及
●在检测到所述音频信号输入的所述空载状态信号条件后，所述功率输出级电压控制器降低所述切换功率输出级的所述电源电压输入的所述电压，以及，
输出滤波器级，其把所述一系列放大的功率输出脉冲转换为放大的模拟音频信号，以驱动扬声器。
15.根据权利要求14所述的D类音频放大器电路，其中所定义的信号条件包括第二选定信号阈值水平，当高于第二选定信号阈值水平时，所述功率输出级电压控制器将所述音频信号输入视为工作状态，其中在检测到工作状态信号条件后，所述功率输出级电压控制器将所述切换功率输出级的所述电源电压输入的电压恢复到由所述主电压电源提供的电压。
16.根据权利要求15所述的D类音频放大器电路，所述第一选定信号阈值水平低于所述第二选定信号阈值水平，藉此在所定义的信号条件之间提供滞后。
17.根据权利要求16所述的D类音频放大器电路，其中所述功率输出级电压控制器包括在所述切换功率输出级的所述电源电压输入的电压水平之间提供平滑过渡的装置，空载所述电压即是检测到所述音频信号输入为所述空载状态后所述电源电压输入的所述降低的电压与检测到所述音频信号输入为工作状态后所述电源电压输入的恢复的电压。
18.根据权利要求17所述的D类音频放大器电路，其中所述切换晶体管功率输出级为具有单一电源电压输入的H桥功率晶体管电路。
19.一种降低D类音频放大器的噪音的方法，所述D类音频放大器具有：
具有信号水平的音频信号输入，
脉冲宽度调制器级，其用于将音频输入信号转换为一系列脉冲，其中所述一系列脉冲的脉冲宽度代表所述音频输入信号，
切换功率输出级，其具有电源电压输入，并可响应所述脉冲宽度调制器级产生的所述一系列脉冲而在“开”状态和“关”状态之间切换，产生对应于所述脉冲宽度调制器级所产生的所述一系列脉冲的一系列放大的功率输出脉冲，以及
主电压电源，其为所述切换功率输出级的所述电源电压输入提供电压，
所述方法包括以下步骤:
基于所述音频信号输入的信号水平而确立所述音频信号输入何时为空载状态，
检测所述D类音频放大器的所述音频信号输入的所述水平，以确定所述音频信号输入何时为空载状态，
在检测到所述音频信号输入为所述空载状态后，降低所述D类音频放大器的所述切换功率输出级的所述电源电压输入的电压。
20.根据权利要求19所述的方法，其中确立空载所述音频信号输入何时为所述空载状态的步骤包括在所述音频输入信号低于第一选定信号阈值水平后等候一段时间，所述一段时间能保留在所述音频信号输入的音频内容中的自然停顿。
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