TWI818579B - 脈衝寬度調變方法 - Google Patents

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Abstract

一種脈衝寬度調變方法，用以將一輸入訊號轉換為對應的一輸出脈寬調變訊號。脈衝寬度調變方法包括以下步驟：產生一第一線性週期波及一第二線性週期波，該第一線性週期波之振幅大於該第二線性週期波之振幅，其中該第一線性週期波及該第二線性週期波為一三角波或一鋸齒波。判斷該輸入訊號之位準是否低於一輕載閾值，其中當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，根據該輸入訊號與該第二線性週期波之比較而產生該輸出脈寬調變訊號；當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，根據該輸入訊號與該第一線性週期波之比較而產生該輸出脈寬調變訊號。

Description

脈衝寬度調變方法
本發明係有關一種調變方法，特別是指一種脈衝寬度調變方法。
請參照圖1，圖1是先前技術之多階脈衝寬度調變(Multilevel PWM)訊號的波形圖。如圖1所示，波形W1為一輸入訊號，波形W2為先前技術之多階脈衝寬度調變訊號，其中波形W2係根據波形W1而產生。先前技術之多階脈衝寬度調變訊號具有三個特徵：每一個階層中的訊號具有相同的振幅、訊號在閒置(idle)時的占空比為50%以及訊號的切換頻率為一固定值，其中訊號在閒置時即輸入訊號之位準為0時。然而，所述三個特徵係使得先前技術之多階脈衝寬度調變訊號具有多項缺點。
首先，多階脈衝寬度調變訊號於提供給負載之前會藉由濾波電感器與濾波電容器進行濾波，由於先前技術之多階脈衝寬度調變訊號在每一個階層中的振幅皆相同，因此，在輕載時無法適應性降低振幅，其仍會具有較大的漣波電流，而造成相對較大的導通損耗，另一方面，於重度負載(以下稱重載)時，先前技術之多階脈衝寬度調變訊號由於無法適應性提高振幅，因此其導通電流較高，會造成較高的導通損耗。此外，先前技術之多階脈衝寬度調變訊號在閒置時的占空比為50%，因此具有較大的閒置電流(idle current)而導致較高的功率損耗。再者，由於先前技術之多階脈衝寬度調變訊號的切換頻率為一固定值而無法適應性調整，使得先前技術之多階脈衝寬度調變訊號在輕載時仍會具有較大的漣波電流，因而具有較大的功率損耗。前述的重載、輕載與閒置係指輸入訊號之振幅或交流位準之絕對值(特別是指電壓位準)為相對高、相對低，以及為0時之狀態。
有鑑於此，本發明即針對上述先前技術之不足，提出一種脈衝寬度調變方法以適應性地產生的一輸出脈寬調變訊號，使得所述輸出脈寬調變訊號在輕載、重載與閒置時之電源轉換效率皆可獲得改善。
本發明提供了一種脈衝寬度調變方法，用以將一輸入訊號轉換為對應的一輸出脈寬調變訊號，包含：產生一第一線性週期波及一第二線性週期波，該第一線性週期波之振幅大於該第二線性週期波之振幅，其中該第一線性週期波及該第二線性週期波為一三角波或一鋸齒波；判斷該輸入訊號之位準是否低於一輕載閾值；當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，根據該輸入訊號與該第二線性週期波之比較而產生該輸出脈寬調變訊號；以及當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，根據該輸入訊號與該第一線性週期波之比較而產生該輸出脈寬調變訊號；其中，該第二線性週期波之共模位準與該輸入訊號之共模位準之間具有不為0之一共模偏移量，使得當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，該輸出脈寬調變訊號之方均根功率小於當該共模偏移量為0時所對應的該輸出脈寬調變訊號之方均根功率。
在一些實施例中，上述脈衝寬度調變方法更包括：比較該輸入訊號與該第一線性週期波而產生一第一中繼脈寬調變訊號，並比較該輸入訊號與該第二線性週期波而產生一第二中繼脈寬調變訊號；當該輸入訊 號之位準低於該輕載閾值時，根據該第二中繼脈寬調變訊號而產生該輸出脈寬調變訊號；以及當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，根據該第一中繼脈寬調變訊號而產生該輸出脈寬調變訊號。
在一些實施例中，上述脈衝寬度調變方法更包括：當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，選擇該第一線性週期波作為一選擇線性週期波；當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，選擇該第二線性週期波作為該選擇線性週期波；以及比較該輸入訊號與該選擇線性週期波而產生一選擇脈寬調變訊號，進而根據該選擇脈寬調變訊號而產生該輸出脈寬調變訊號。
在一些實施例中，上述輸入訊號之值為0時，該輸出脈寬調變訊號之占空比不為50%。
在一些實施例中，上述第二線性週期波之頻率為該第一線性週期波之頻率的X倍，其中該X為大於或等於1之一有理數。
在一些實施例中，上述X為大於1之一非整數。
在一些實施例中，上述第一線性週期波與該第二線性週期波之間具有不為0之一預設相位差。
在一些實施例中，上述預設相位差為2π與一有理數之乘積。
在一些實施例中，上述第一線性週期波之振幅為該第二線性週期波之振幅的Y倍，其中該Y為大於1之一非整數。
在一些實施例中，當上述輸入訊號之位準高於該輕載閾值時之該輸出脈寬調變訊號之振幅大於當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時之該輸出脈寬調變訊號之振幅。
在一些實施例中，上述脈衝寬度調變方法更用以控制一功率級電路產生該輸出脈寬調變訊號，其中該功率級電路包括複數開關，該複數 開關包括一第一開關、一第二開關及一第三開關，其中該第一開關耦接於一輕載供應電壓及一切換節點之間，該第二開關耦接於一重載供應電壓及該切換節點之間，該第三開關耦接於該切換節點與一接地電位之間，其中該重載供應電壓高於該輕載供應電壓；其中，當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，該功率級電路根據該輸入訊號與該第二線性週期波之比較，以控制該第一開關與該第三開關週期性互補切換而於該切換節點產生該輸出脈寬調變訊號，其中該輸出脈寬調變訊號於該輕載供應電壓與該接地電位之間切換；當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，該功率級電路根據該輸入訊號與該第一線性週期波之比較，以控制該第二開關與該第三開關週期性互補切換而於該切換節點產生該輸出脈寬調變訊號，其中該輸出脈寬調變訊號於該重載供應電壓與該接地電位之間切換。
在一些實施例中，當上述輸入訊號之位準高於該輕載閾值時之該輸出脈寬調變訊號之振幅為當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時之該輸出脈寬調變訊號之振幅的Z倍，其中該Z為大於1的一非整數。
在一些實施例中，上述判斷該輸入訊號之位準是否低於該輕載閾值的步驟包括：比較一偏移線性週期波與該輸入訊號而產生一偏移脈寬調變訊號，其中該偏移線性週期波係將該第一線性週期波疊加不為0之一共模偏移量而得，該共模偏移量相關於該輕載閾值；以及根據該偏移線性週期波之一操作週期而週期性地判斷該偏移脈寬調變訊號之同相子訊號與該偏移脈寬調變訊號之反相子訊號，於前一操作週期內是否皆具有一脈波，進而判斷該輸入訊號之位準是否低於該輕載閾值；其中，該輸入訊號之同相子訊號與該輸入訊號之反相子訊號彼此互補，該偏移脈寬調變訊號之同相子訊號係比較該偏移線性週期波與該輸入訊號之同相子訊號而得，該偏移脈 寬調變訊號之反相子訊號係比較該偏移線性週期波與該輸入訊號之反相子訊號而得。
以下將藉由具體實施例詳加說明，以更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
100:D類放大器
110A:脈衝寬度調變電路
110B:脈衝寬度調變電路
111A:線性週期波產生器
111B:線性週期波產生器
112A:比較器
112B:比較器
120:脈衝產生電路
121:邏輯驅動電路
122:功率級電路
130:判斷電路
200:D類放大器
210:脈衝寬度調變電路
211A:線性週期波產生器
211B:線性週期波產生器
212:選擇電路
213:比較器
220:脈衝產生電路
221:邏輯驅動電路
222:功率級電路
230:判斷電路
Cout:輸出電容器
CLK1:第一時脈訊號
CLK2:第二時脈訊號
CLKs:時脈訊號
G1-G6:控制訊號
Lout:輸出電感器
LD:外部負載
LX:切換節點
MS:中繼脈寬調變電路
MS1:第一中繼脈寬調變訊號
MS2:第二中繼脈寬調變訊號
MSS:選擇脈寬調變訊號
POI:輕載指示訊號
PSOn:偏移脈寬調變訊號之反相子訊號
PSOp:偏移脈寬調變訊號之同相子訊號
Q1-Q6:開關
S100-S130:步驟
S200-S240:步驟
S300-S340:步驟
t1-t2:時點
T1-T7:操作週期
Ts:操作週期
TR1:第一線性週期波
TR2:第二線性週期波
TRO:偏移線性週期波
TRS:選擇線性週期波
Vcm1:第一共模位準
Vcm2:第二共模位準
Vcmo:偏移共模位準
Vinn:輸入訊號之反相子訊號
Vinp:輸入訊號之正相子訊號
Vos:共模偏移量
Vthl:輕載閾值
VH:重載供應電壓
VIN:輸入訊號
VL:輕載供應電壓
VLX:輸出脈寬調變訊號
VOUT:輸出訊號
W1-W2:波形
圖1是先前技術之多階脈衝寬度調變訊號的波形圖。
圖2是本發明之一實施例中，脈衝寬度調變方法的流程圖。
圖3A是本發明之一實施例中，D類放大器的模組方塊圖。
圖3B是本發明之一實施例中，脈衝產生電路的電路示意圖。
圖4是本發明之一實施例中，D類放大器操作於脈衝寬度調變方法時的流程圖。
圖5A是本發明之另一實施例中，D類放大器的模組方塊圖。
圖5B是本發明之另一實施例中，脈衝產生電路的電路示意圖。
圖6是本發明之另一實施例中，D類放大器操作於脈衝寬度調變方法時的流程圖。
圖7是本發明之一實施例中，判斷電路的訊號波形圖。
圖8是本發明之一些實施例中，第一線性週期波與第二線性週期波的波形比較圖。
圖9是本發明之另一些實施例中，第一線性週期波與第二線性週期波的波形比較圖。
圖10是本發明之另一實施例中，脈衝寬度調變電路的訊號波形圖。
圖11A是本發明之一實施例中，D類放大器的訊號波形圖(一)。
圖11B是本發明之一實施例中，D類放大器的訊號波形圖(二)。
本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。為明確說明起見，許多實務上的細節將在以下敘述中一併說明，但這並不旨在限制本發明的申請專利範圍。
請參照圖2，圖2是本發明之一實施例中，脈衝寬度調變方法的流程圖。如圖2所示，所述脈衝寬度調變方法包括以下步驟：首先，產生一第一線性週期波及一第二線性週期波，所述第一線性週期波之振幅大於所述第二線性週期波之振幅，其中所述第一線性週期波及所述第二線性週期波為一三角波或一鋸齒波(步驟S100)。接著，判斷所述輸入訊號之位準是否低於一輕載閾值(步驟S110)。當所述輸入訊號之位準低於所述輕載閾值時，根據所述輸入訊號與所述第二線性週期波之比較而產生一輸出脈寬調變訊號(步驟S120)；當所述輸入訊號之位準高於所述輕載閾值時，根據所述輸入訊號與所述第一線性週期波之比較而產生一輸出脈寬調變訊號(步驟S130)，其中所述第二線性週期波之共模位準與所述輸入訊號之共模位準之間具有不為0之一共模偏移量，使得當所述輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，所述輸出脈寬調變訊號之方均根功率小於當所述共模偏移量為0時所對應的所述輸出脈寬調變訊號之方均根功率。
需注意的是，判斷所述輸入訊號之位準低於一輕載閾值，特別是指輸入訊號的交流位準之絕對值。此外，本發明所提及之輕載不僅可以代表輸入訊號的位準較低，亦可以代表輸入訊號或輸出訊號的功率較低。
在一些實施例中，D類放大器(class-D amplifier)係可實現所述脈衝寬度調變方法的流程。請參照圖3A，圖3A是本發明之一實施例中，D類放大器100的模組方塊圖。如圖3A所示，D類放大器100包含複數脈衝寬度調變電路110A、110B、一脈衝產生電路120以及一判斷電路130，其中脈衝產生電路120耦接脈衝寬度調變電路110A、110B以及判斷電路130。以下將詳細解釋脈衝寬度調變電路110A、110B、脈衝產生電路120以及判斷電路130各自的結構與功能。
在一些實施例中，脈衝寬度調變電路110A用以根據一輸入訊號VIN與一第一線性週期波TR1而產生一第一中繼脈寬調變訊號MS1，脈衝寬度調變電路110B用以根據輸入訊號VIN與一第二線性週期波TR2而產生一第二中繼脈寬調變訊號MS2，其中當輸入訊號VIN之值高於第一線性週期波TR1之值(第二線性週期波TR2之值)時，第一中繼脈寬調變訊號MS1(第二中繼脈寬調變訊號MS2)為一第一狀態，例如為一高電位狀態；當輸入訊號VIN之值低於第一線性週期波TR1之值(第二線性週期波TR2之值)時，第一中繼脈寬調變訊號MS1(第二中繼脈寬調變訊號MS2)為一第二狀態，例如為一低電位狀態。
在一些實施例中，脈衝寬度調變電路110A包括一線性週期波產生器111A以及一比較器112A，脈衝寬度調變電路110B包括一線性週期波產生器111B以及一比較器112B，其中線性週期波產生器111A用以根據一第一時脈訊號CLK1而產生第一線性週期波TR1，線性週期波產生器111B用以 根據一第二時脈訊號CLK2而產生第二線性週期波TR2。比較器112A用以比較輸入訊號VIN與第一線性週期波TR1而產生第一中繼脈寬調變訊號MS1，比較器112B用以比較輸入訊號VIN與第二線性週期波TR2而產生第二中繼脈寬調變訊號MS2。在一些實施例中，線性週期波產生器111A、111B為一三角波產生器或一鋸齒波產生器，第一線性週期波TR1以及第二線性週期波TR2為一三角波或一鋸齒波。所述三角波產生器、所述鋸齒波產生器以及比較器112A、112B之結構與功能係為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知，故不贅述。
在一些實施例中，脈衝產生電路120用以根據一輕載指示訊號POI、第一中繼脈寬調變訊號MS1、第二中繼脈寬調變訊號MS2、一重載供應電壓VH以及一輕載供應電壓VL而產生一輸出脈寬調變訊號VLX，其中當輕載指示訊號POI處於一禁能狀態時，示意輸入訊號VIN處於重載狀態，此時脈衝產生電路120會根據第一中繼脈寬調變訊號MS1與重載供應電壓VH而產生輸出脈寬調變訊號VLX；當輕載指示訊號POI處於一致能狀態時，輸入訊號VIN處於輕載狀態，此時脈衝產生電路120會根據第二中繼脈寬調變訊號MS2與輕載供應電壓VL而產生輸出脈寬調變訊號VLX。在一些實施例中，重載供應電壓VH之值高於輕載供應電壓VL之值。
在一些實施例中，判斷電路130用以判斷輸入訊號VIN之位準是否低於一輕載閾值，其中判斷電路130會根據輸入訊號VIN與所述輕載閾值而產生輕載指示訊號POI。當輸入訊號VIN之位準低於所述輕載閾值時，輕載指示訊號POI處於所述致能狀態，代表此時輸入訊號VIN處於輕載狀態；當輸入訊號VIN之位準高於所述輕載閾值時，輕載指示訊號POI處於所述禁能狀態，代表此時輸入訊號VIN處於重載狀態。
請參照圖3B，圖3B是本發明之一實施例中，脈衝產生電路120的電路示意圖。如圖3B所示，在一些實施例中，脈衝產生電路120包括一邏輯驅動電路121以及一功率級電路122，其中邏輯驅動電路121耦接功率級電路122。在一些實施例中，邏輯驅動電路121用以根據輕載指示訊號POI、第一中繼脈寬調變訊號MS1以及第二中繼脈寬調變訊號MS2而產生複數控制訊號G1-G3，進而驅動功率級電路122之運作。功率級電路122用以根據複數控制訊號G1-G3而產生輸出脈寬調變訊號VLX。在一些實施例中，功率級電路122係為一Y型橋式電路(Y-bridge circuit)，其中功率級電路122包括複數開關Q1-Q3，控制訊號G1用以控制開關Q1，控制訊號G2用以控制開關Q2，控制訊號G3用以控制開關Q3。本實施例中，該開關Q2耦接於輕載供應電壓VL及一切換節點LX之間，開關Q1耦接於重載供應電壓VH及切換節點LX之間，開關Q3耦接於切換節點LX與一接地電位之間。
當輕載指示訊號POI處於所述禁能狀態時，邏輯驅動電路121會根據第一中繼脈寬調變訊號MS1而產生複數控制訊號G1-G3，此時功率級電路122會根據控制訊號G1-G3以分別控制開關Q1-Q3之導通狀態，進而於切換節點LX產生輸出脈寬調變訊號VLX，其中開關Q2恆不導通，開關Q1與開關Q3週期性地且互補地切換於導通狀態與不導通狀態之間，使得輸出脈寬調變訊號之振幅為重載供應電壓VH之位準；當輕載指示訊號POI處於所述致能狀態時，邏輯驅動電路121會根據第二中繼脈寬調變訊號MS2而產生複數控制訊號G1-G3，此時功率級電路122會根據控制訊號G1-G3以分別控制開關Q1-Q3之導通狀態，進而產生輸出脈寬調變訊號VLX，其中開關Q1恆不導通，開關Q2與開關Q3週期性地且互補地切換於導通狀態與不導通狀態之間，使得輸出脈寬調變訊號VLX之振幅為輕載供應電壓VL之位準。
在一些實施例中，功率級電路122更耦接一輸出電感器Lout，使得功率級電路122所產生之輸出脈寬調變訊號VLX通過輸出電感器Lout與輸出電容器Cout之濾波而產生一輸出訊號VOUT，進而將輸出訊號VOUT供應給一外部負載LD使用。
請同時參照圖3A與圖4，圖4是本發明之一實施例中，D類放大器100操作於脈衝寬度調變方法時的流程圖。如圖4所示，首先，D類放大器100之線性週期波產生器111A、111B會分別產生第一線性週期波TR1及第二線性週期波TR2，其中第一線性週期波TR1之振幅大於該第二線性週期波TR2之振幅(步驟S200)。接著，D類放大器100之比較器112A會比較輸入訊號VIN與第一線性週期波TR1而產生一第一中繼脈寬調變訊號MS1，D類放大器100之比較器112B會比較輸入訊號VIN與第二線性週期波TR2而產生一第二中繼脈寬調變訊號MS2(步驟S210)。隨後，D類放大器100之判斷電路130會判斷輸入訊號VIN之位準是否低於一輕載閾值(步驟S220)。若是，D類放大器100之脈衝產生電路120會根據第二中繼脈寬調變訊號MS2而產生輸出脈寬調變訊號VLX(步驟S230)；若否，D類放大器100之脈衝產生電路120會根據第一中繼脈寬調變訊號MS1而產生輸出脈寬調變訊號VLX(步驟S240)。
請參照圖5A，圖5A是本發明之另一實施例中，D類放大器200的模組方塊圖。如圖5A所示，D類放大器200包含一脈衝寬度調變電路210、一脈衝產生電路220以及一判斷電路230，其中脈衝產生電路220耦接脈衝寬度調變電路210以及判斷電路230。以下將詳細解釋脈衝寬度調變電路210、脈衝產生電路220以及判斷電路230各自的結構與功能。
在一些實施例中，脈衝寬度調變電路210用以根據輸入訊號VIN與選擇線性週期波TRS而產生選擇脈寬調變訊號MSS，其中脈衝寬度調變電路210係根據輕載指示訊號POI之狀態而選擇第一線性週期波TR1或第 二線性週期波TR2作為選擇線性週期波TRS。在一些實施例中，脈衝寬度調變電路210包括複數線性週期波產生器211A、211B、一選擇電路212以及一比較器213，其中線性週期波產生器211A用以根據第一時脈訊號CLK1而產生第一線性週期波TR1，線性週期波產生器211B用以根據第二時脈訊號CLK2而產生第二線性週期波TR2。選擇電路212用以根據輕載指示訊號POI之狀態而選擇第一線性週期波TR1或第二線性週期波TR2作為選擇線性週期波TRS，其中當輕載指示訊號POI處於所述禁能狀態時(示意重載)，選擇電路212選擇第一線性週期波TR1作為選擇線性週期波TRS；當輕載指示訊號POI處於所述致能狀態時(示意輕載)，選擇電路212選擇第二線性週期波TR2作為選擇線性週期波TRS。比較器213用以比較輸入訊號VIN與選擇線性週期波TRS而產生選擇脈寬調變訊號MSS。在一些實施例中，線性週期波產生器211A、211B為所述三角波產生器或所述鋸齒波產生器，第一線性週期波TR1以及第二線性週期波TR2為所述三角波或所述鋸齒波，選擇電路212為一多工器(Multiplexer)。所述多工器以及比較器213之結構與功能係為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所習知，故不贅述。
在一些實施例中，脈衝產生電路220用以根據輕載指示訊號POI、選擇脈寬調變訊號MSS、重載供應電壓VH以及輕載供應電壓VL而產生輸出脈寬調變訊號VLX，其中當輕載指示訊號POI處於所述禁能狀態時，示意輸入訊號VIN處於重載狀態，此時脈衝產生電路220會根據選擇脈寬調變訊號MSS與重載供應電壓VH而產生輸出脈寬調變訊號VLX；當輕載指示訊號POI處於所述致能狀態時，示意輸入訊號VIN處於輕載狀態，此時脈衝產生電路220會根據選擇脈寬調變訊號MSS與輕載供應電壓VL而產生輸出脈寬調變訊號VLX。在一些實施例中，重載供應電壓VH之值高於輕載供應電壓VL之值。
在一些實施例中，判斷電路230用以判斷輸入訊號VIN之位準是否低於一輕載閾值，其中判斷電路230會根據輸入訊號VIN與所述輕載閾值而產生輕載指示訊號POI。當輸入訊號VIN之位準低於所述輕載閾值時，代表輕載指示訊號POI處於所述致能狀態，此時輸入訊號VIN處於輕載狀態；當輸入訊號VIN之位準高於所述輕載閾值時，代表輕載指示訊號POI處於所述禁能狀態，此時輸入訊號VIN處於重載狀態。
請參照圖5B，圖5B是本發明之另一實施例中，脈衝產生電路220的電路示意圖。如圖5B所示，在一些實施例中，脈衝產生電路220包括一邏輯驅動電路221以及一功率級電路222，其中邏輯驅動電路221耦接功率級電路222。在一些實施例中，邏輯驅動電路221用以根據輕載指示訊號POI、選擇脈寬調變訊號MSS而產生複數控制訊號G4-G6，進而驅動功率級電路222之運作。功率級電路222用以根據複數控制訊號G4-G6而產生輸出脈寬調變訊號VLX。在一些實施例中，功率級電路222係為一Y型橋式電路(Y-bridge circuit)，其中功率級電路222包括複數開關Q4-Q6，控制訊號G4用以控制開關Q4，控制訊號G5用以控制開關Q5，控制訊號G6用以控制開關Q6。本實施例中，該開關Q5耦接於輕載供應電壓VL及一切換節點LX之間，開關Q4耦接於重載供應電壓VH及切換節點LX之間，開關Q6耦接於切換節點LX與一接地電位之間。
當輕載指示訊號POI處於所述禁能狀態時，邏輯驅動電路221會根據選擇脈寬調變訊號MSS而產生複數控制訊號G4-G6，此時功率級電路222會根據控制訊號G4-G6以分別控制開關Q4-Q6之導通狀態，進而於切換節點LX產生輸出脈寬調變訊號VLX，其中開關Q5恆不導通，開關Q4與開關Q6週期性地且互補地切換於導通狀態與不導通狀態之間，使得輸出脈寬調變訊號VLX之振幅為重載供應電壓VH之位準；當輕載指示訊號POI處於所 述致能狀態時，邏輯驅動電路221亦根據選擇脈寬調變訊號MSS而產生複數控制訊號G4-G6，此時功率級電路222會根據控制訊號G4-G6以分別控制開關Q4-Q6之導通狀態，進而產生輸出脈寬調變訊號VLX，其中開關Q4恆不導通，開關Q5與開關Q6週期性地且互補地切換於導通狀態與不導通狀態之間，使得輸出脈寬調變訊號VLX之振幅為輕載供應電壓VL之位準。
請同時參照圖5A與圖6，圖6是本發明之另一實施例中，D類放大器200操作於脈衝寬度調變方法時的流程圖。如圖6所示，首先，D類放大器200之線性週期波產生器211A、211B會分別產生第一線性週期波TR1及第二線性週期波TR2，其中第一線性週期波TR1之振幅大於該第二線性週期波TR2之振幅(步驟S300)。接著，D類放大器200之判斷電路230會判斷輸入訊號VIN之位準是否低於一輕載閾值(步驟S310)。若是，D類放大器200之選擇電路212會選擇第二線性週期波TR2作為選擇線性週期波TRS(步驟S320)；若否，D類放大器200之選擇電路212會選擇第一線性週期波TR1作為選擇線性週期波TRS(步驟S330)。隨後，D類放大器200之比較器213會比較輸入訊號VIN與選擇線性週期波TRS而產生選擇脈寬調變訊號MSS。最後，D類放大器200之脈衝產生電路220會根據選擇脈寬調變訊號MSS而產生輸出脈寬調變訊號VLX(步驟S340)。
請參照圖7，圖7是本發明之一實施例中，判斷電路130、230的訊號波形圖。如圖7所示，當判斷電路130、230判斷輸入訊號之位準是否低於一輕載閾值時，判斷電路130、230會先比較一偏移線性週期波TRO與輸入訊號(包括彼此互補的正相子訊號Vinp及反相子訊號Vinn)而產生偏移脈寬調變訊號之正相子訊號PSOp(對應輸入訊號之正相子訊號Vinp)及偏移脈寬調變訊號之反相子訊號PSOn(對應輸入訊號之反相子訊號Vinn)，其中偏移線性週期波TRO係將第一線性週期波TR1疊加不為0之一共模偏移量Vos 而得，且共模偏移量Vos相關於所述輕載閾值。以本實施例來說，輸入訊號與第一線性週期波TR1之共模位準同為第一共模位準Vcm1，偏移線性週期波TRO之共模位準為偏移共模位準Vcmo，其中偏移共模位準Vcmo之值高於第一共模位準Vcm1之值一共模偏移量Vos。
接著，判斷電路130、230會根據偏移線性週期波TRO之操作週期Ts而週期性地判斷，偏移脈寬調變訊號之正相子訊號PSOp與偏移脈寬調變訊號之反相子訊號PSOn於前一操作週期Ts內是否皆具有一脈波。若是，則判斷輸入訊號之位準低於所述輕載閾值並致能輕載指示訊號POI；若否，則判斷輸入訊號之位準高於所述輕載閾值並禁能輕載指示訊號POI。以圖7為例，偏移脈寬調變訊號之正相子訊號PSOp與偏移脈寬調變訊號之反相子訊號PSOn於操作週期T3-T5內皆具有一脈波，因此輕載指示訊號POI在操作週期T4-T6被致能。
請參照圖8，圖8是本發明之一些實施例中，第一線性週期波TR1與第二線性週期波TR2的波形比較圖，其中第一線性週期波TR1之共模位準為第一共模位準Vcm1，第一共模位準Vcm1同時亦為輸入訊號之共模位準，將詳述於後，本實施例中，根據第一線性週期波TR1與輸入訊號為零(AC振幅為0)時所產生之第一中繼脈寬調變訊號MS1的占空比為50%。如圖8之(a)所示，在本實施例中，第二線性週期波TR2之共模位準為第一共模位準Vcm1，使得根據第二線性週期波TR2與輸入訊號為零(AC振幅為0)時所產生之第二中繼脈寬調變訊號MS2在閒置時的占空比為50%。在一些實施例中，第二線性週期波TR2之共模位準為第二共模位準Vcm2，且第二共模位準Vcm2與輸入訊號VIN之共模位準之間具有不為0之共模偏移量Vos。如圖8之(b)所示，在本實施例中，共模偏移量Vos為一正值，使得根據第二線性週期波TR2與輸入訊號為零(AC振幅為0，亦即閒置)時所產生之第二中繼脈寬調 變訊號MS2在閒置時的占空比小於50%；又如圖8之(c)所示，在本實施例中，共模偏移量Vos為一負值，使得根據第二線性週期波TR2與輸入訊號為零(AC振幅為0)時所產生之第二中繼脈寬調變訊號MS2在閒置時的占空比大於50%。
請參照圖9，圖9是本發明之另一些實施例中，第一線性週期波TR1與第二線性週期波TR2的波形比較圖。在一些實施例中，第二線性週期波TR2之頻率為第一線性週期波TR1之頻率的X倍，其中X為大於或等於1之一有理數。如圖9之(a)-(d)所示，在一些實施例中，第二線性週期波TR2之頻率為第一線性週期波TR1之頻率的2倍。如圖9之(e)所示，在本實施例中，第二線性週期波TR2之頻率為第一線性週期波TR1之頻率的3/2倍。
在一些實施例中，第一線性週期波TR1與第二線性週期波TR2之間具有不為0之一預設相位差。如圖9之(b)所示，在本實施例中，第一線性週期波TR1與第二線性週期波TR2之間的預設相位差為2π*(1/6)。如圖9之(d)所示，在本實施例中，第一線性週期波TR1與第二線性週期波TR2之間的預設相位差為2π*k，其中k為一有理數。
在一些實施例中，第一線性週期波TR1之振幅為第二線性週期波TR2之振幅的Y倍，其中Y為大於1之一非整數。如圖9之(a)-(d)所示，在這些實施例中，第一線性週期波TR1之振幅為第二線性週期波TR2之振幅的2倍。如圖9之(e)所示，在本實施例中，第一線性週期波TR1之振幅為第二線性週期波TR2之振幅的3/2倍。
請參照圖10，圖10是本發明之一實施例中，脈衝寬度調變電路110A、110B的訊號波形圖，其中本實施例之第一線性週期波TR1及第二線性週期波TR2係對應圖8之(c)中的三角波訊號，脈衝寬度調變電路110A係根據輸入訊號VINP與第一線性週期波TR1而產生第一中繼脈寬調變訊號 MS1，脈衝寬度調變電路110B係根據輸入訊號VINP與第二線性週期波TR2而產生第二中繼脈寬調變訊號MS2，其中第一中繼脈寬調變訊號MS1在閒置時的占空比為50%。如圖10所示，輸入訊號VINP之共模位準與第一線性週期波TR1之共模位準為第一共模位準Vcm1，第二線性週期波TR2之共模位準為第二共模位準Vcm2，其中第一共模位準Vcm1與第二共模位準Vcm2之間相差共模偏移量Vos，且共模偏移量Vos相關於一輕載閾值。在本實施例中，由於共模偏移量Vos為一負值，因此根據第二線性週期波TR2所產生之第二中繼脈寬調變訊號MS2在閒置時(如週期T4所示)的占空比大於50%。
請參照圖11A及圖11B，圖11A及圖11B是本發明之一實施例中，D類放大器100、200的訊號波形圖，其中圖11B為圖11A的放大圖(zoom in)。如圖11A所示，當輸入訊號VIN之位準低於輕載閾值Vthl時，輸入訊號VIN處於輕載狀態且輕載指示訊號POI處於所述致能狀態(以本實施例來說，所述致能狀態為一高電位狀態)，此時輸出脈寬調變訊號VLX之振幅為輕載供應電壓VL之值，亦即，此時輸出脈寬調變訊號VLX於輕載供應電壓VL與0之間切換；當輸入訊號VIN之位準高於輕載閾值Vthl時，輸入訊號VIN處於重載狀態且輕載指示訊號POI處於所述禁能狀態(以本實施例來說，所述禁能狀態為一低電位狀態)，此時輸出脈寬調變訊號VLX之振幅為重載供應電壓VH之值，亦即，此時輸出脈寬調變訊號VLX於重載供應電壓VH與0之間切換。輸出訊號VOUT為輸出脈寬調變訊號VLX經輸出電感器Lout與輸出電容器Cout濾波後之波形。如圖11B所示，在一些實施例中，輸入訊號VIN之值為0時，輸出脈寬調變訊號VLX之占空比不為50%。以本實施例來說，輸入訊號VIN之值為0時，輸出脈寬調變訊號VLX之占空比為25%。
在一些實施例中，輸入訊號VIN之位準高於輕載閾值Vthl時之輸出脈寬調變訊號VLX之振幅大於當輸入訊號VIN之位準低於輕載閾值 Vthl時之輸出脈寬調變訊號VLX之振幅。在另一些實施例中，輸入訊號VIN之位準高於輕載閾值Vthl時之輸出脈寬調變訊號VLX(以下稱重載脈寬訊號)之振幅為當輸入訊號VIN之位準低於輕載閾值Vthl時之輸出脈寬調變訊號VLX(以下稱輕載脈寬訊號)之振幅的Z倍，其中Z為大於1的一非整數。以圖11A為例，重載脈寬訊號之振幅為重載供應電壓VH之位準，例如為12伏特；輕載脈寬訊號之振幅為輕載供應電壓VL之位準，例如為1.8伏特，因此重載脈寬訊號之振幅大於輕載脈寬訊號之振幅，且重載脈寬訊號之振幅為輕載脈寬訊號之振幅的20/3倍。
綜上所述，本發明之脈衝寬度調變方法係透過調整線性週期波的共模偏移量等特徵以產生具有不同占空比之中繼脈寬調變訊號，進而產生具有適應性的一輸出脈寬調變訊號，使得所述輸出脈寬調變訊號在閒置時的占空比不等於50%以產生較小的閒置電流，進而降低功率損耗。再者，本發明之脈衝寬度調變方法亦可以適應性調整所述輸出脈寬調變訊號之切換頻率與振幅，使得所述輸出脈寬調變訊號之切換頻率在輕載與重載時得以適應性調整，例如於輕載時提高切換頻率或及或降低振幅，以降低漣波電流，或於重載時降低切換頻率或提高振幅，進而降低功率損耗，提高轉換效率。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身， 亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及/或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
S100-S130:步驟

Claims (13)

  1. 一種脈衝寬度調變方法，用以將一輸入訊號轉換為對應的一輸出脈寬調變訊號，包含：產生一第一線性週期波及一第二線性週期波，該第一線性週期波之振幅大於該第二線性週期波之振幅，其中該第一線性週期波及該第二線性週期波為一三角波或一鋸齒波；判斷該輸入訊號之位準是否低於一輕載閾值；當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，根據該輸入訊號與該第二線性週期波之比較而產生該輸出脈寬調變訊號；以及當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，根據該輸入訊號與該第一線性週期波之比較而產生該輸出脈寬調變訊號；其中，該第二線性週期波之共模位準與該輸入訊號之共模位準之間具有不為0之一共模偏移量，使得當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，該輸出脈寬調變訊號之方均根功率小於當該共模偏移量為0時所對應的該輸出脈寬調變訊號之方均根功率。
  2. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，更包括：比較該輸入訊號與該第一線性週期波而產生一第一中繼脈寬調變訊號，並比較該輸入訊號與該第二線性週期波而產生一第二中繼脈寬調變訊號；當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，根據該第二中繼脈寬調變訊號而產生該輸出脈寬調變訊號；以及當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，根據該第一中繼脈寬調變訊號而產生該輸出脈寬調變訊號。
  3. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，更包括：當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，選擇該第一線性週期波作為一選擇線性週期波；當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，選擇該第二線性週期波作為該選擇線性週期波；以及比較該輸入訊號與該選擇線性週期波而產生一選擇脈寬調變訊號，進而根據該選擇脈寬調變訊號而產生該輸出脈寬調變訊號。
  4. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，其中當該輸入訊號之值為0時，該輸出脈寬調變訊號之占空比不為50%。
  5. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，其中該第二線性週期波之頻率為該第一線性週期波之頻率的X倍，其中該X為大於或等於1之一有理數。
  6. 如請求項5所述之脈衝寬度調變方法，其中該X為大於1之一非整數。
  7. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，其中該第一線性週期波與該第二線性週期波之間具有不為0之一預設相位差。
  8. 如請求項7所述之脈衝寬度調變方法，其中該預設相位差為2π與一有理數之乘積。
  9. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，其中該第一線性週期波之振幅為該第二線性週期波之振幅的Y倍，其中該Y為大於1之一非整數。
  10. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，其中當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時之該輸出脈寬調變訊號之振幅大於當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時之該輸出脈寬調變訊號之振幅。
  11. 如請求項10所述之脈衝寬度調變方法，更用以控制一功率級電路產生該輸出脈寬調變訊號，其中該功率級電路包括複數開關，該複數開關包括一第一開關、一第二開關及一第三開關，其中該第一開關耦接於一輕載供應電壓及一切換節點之間，該第二開關耦接於一重載供應電壓及該切換節點之間，該第三開關耦接於該切換節點與一接地電位之間，其中該重載供應電壓高於該輕載供應電壓；其中，當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時，該功率級電路根據該輸入訊號與該第二線性週期波之比較，以控制該第一開關與該第三開關週期性互補切換而於該切換節點產生該輸出脈寬調變訊號，其中該輸出脈寬調變訊號於該輕載供應電壓與該接地電位之間切換；當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時，該功率級電路根據該輸入訊號與該第一線性週期波之比較，以控制該第二開關與該第三開關週期性互補切換而於該切換節點產生該輸出脈寬調變訊號，其中該輸出脈寬調變訊號於該重載供應電壓與該接地電位之間切換。
  12. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，其中當該輸入訊號之位準高於該輕載閾值時之該輸出脈寬調變訊號之振幅為當該輸入訊號之位準低於該輕載閾值時之該輸出脈寬調變訊號之振幅的Z倍，其中該Z為大於1的一非整數。
  13. 如請求項1所述之脈衝寬度調變方法，其中判斷該輸入訊號之位準是否低於該輕載閾值的步驟包括：比較一偏移線性週期波與該輸入訊號而產生一偏移脈寬調變訊號，其中該偏移線性週期波係將該第一線性週期波疊加不為0之一共模偏移量而得，該共模偏移量相關於該輕載閾值；以及 根據該偏移線性週期波之一操作週期而週期性地判斷該偏移脈寬調變訊號之同相子訊號與該偏移脈寬調變訊號之反相子訊號，於前一操作週期內是否皆具有一脈波，進而判斷該輸入訊號之位準是否低於該輕載閾值；其中，該輸入訊號之同相子訊號與該輸入訊號之反相子訊號彼此互補，該偏移脈寬調變訊號之同相子訊號係比較該偏移線性週期波與該輸入訊號之同相子訊號而得，該偏移脈寬調變訊號之反相子訊號係比較該偏移線性週期波與該輸入訊號之反相子訊號而得。
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