CN107026686A - 一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法 - Google Patents

一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法 Download PDF

Info

Publication number
CN107026686A
CN107026686A CN201610065179.8A CN201610065179A CN107026686A CN 107026686 A CN107026686 A CN 107026686A CN 201610065179 A CN201610065179 A CN 201610065179A CN 107026686 A CN107026686 A CN 107026686A
Authority
CN
China
Prior art keywords
array
factor
area
matrix
figuration
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201610065179.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107026686B (zh
Inventor
马晓峰
陆乐
盛卫星
季凯波
韩玉兵
张仁李
周晓静
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Science and Technology
Original Assignee
Nanjing University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Science and Technology filed Critical Nanjing University of Science and Technology
Priority to CN201610065179.8A priority Critical patent/CN107026686B/zh
Publication of CN107026686A publication Critical patent/CN107026686A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107026686B publication Critical patent/CN107026686B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

本发明提供一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法，该方法设计一组循环过程，采用FFT和IFFT实现天线阵元激励和波束方向图之间高效转换，采用方向图和电流激励系数动态交替修正实现了阵列效率可控的零陷跟踪干扰的低旁瓣任意形状波束赋形。本发明涉及的方法具有高效快速、零陷跟踪干扰速度快和精度高、方向图性能好且稳定性强，天线效率可控，旁瓣电平低的特点。

Description

一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法
技术领域
本发明涉及一种卫星通信技术，特别是一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法。
背景技术
随着有源相控阵和数字波束形成技术的应用，低轨道(LEO)卫星通信多波束天线不仅可以同时形成多个对地等通量覆盖的低旁瓣赋形波束，实现大张角覆盖区域的等灵敏度通信，还具备通信过程中实时调整方向图零陷位置动态抑制干扰的能力。
对于LEO星载阵列天线抑制角度动态变化的有源干扰，当存在强干扰情况下，方向图低旁瓣特性不足以抑制干扰，需要在快速定位干扰源位置的前提下形成该角度区域的较深零陷，实现强干扰的空域抑制。基于加权最小均方误差(WLMS)方法，可以在干扰位置生成零陷，但是零陷深度有限，并且较大的零陷比重下主瓣增益和旁瓣电平都会受到比较严重的影响。另外，还有以激励系数逼近作为优化代价函数的波束赋形方法，通过施加零陷约束在指定位置生成干扰零陷，在此基础上还可以增加激励系数幅度的动态范围(DRR)控制。但是这种方法仅关心零陷的生成和DRR条件的满足，而对主瓣覆盖区域的形状和旁瓣电平都缺乏有效控制，优化得到的方向图难免与期望的方向图差距较大。
对于LEO星载阵列天线阵元激励电流和远场方向图阵因子之间转换问题，可以通过快速傅里叶变换的方法进行算法加速。当阵元间距大于半波长时，利用IFFT计算得到的单周期的阵列方向图不能完全覆盖所有可见空间，这可能导致未覆盖的可见空间旁瓣电平升高。另外，IFT技术在矩形栅格的平面阵列天线方向图综合中的应用较多，而针对三角栅格平面阵列的IFT快速方向图综合以及可见空间等均没有详细的分析。
发明内容
本发明针对强有源干扰动态变化的中低轨道通信卫星系统，零陷方向图赋形算法的运算量大、算法收敛时间不确定的问题，在保证阵列天线效率的基础上，提出一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法，具有运算量小、零陷跟踪速度快和精度高、方向图性能好且稳定性强，天线效率可控，旁瓣电平低的特点。
一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法，包括以下步骤：
步骤1，确定任意形状波束的赋形要求；
步骤2，设置各阵元的初始电流激励系数向量w0为指向赋形区中心角度的导向性矢量a(u0,υ0)；
步骤3，将不规则边界的阵列或稀疏结构的阵列转变为均匀分布的规则栅格阵列，然后通过伸缩变换矩阵A和旋转变换矩阵B转换得到M行N列的新阵列，
步骤4，设置循环参数T，其初始值为0；
步骤5，对wT做J×K点的二维傅里叶逆变换得到变换后阵列的阵因子，根据伸缩变换矩阵A、旋转变换矩阵B和新阵列阵元间距d，将阵因子转换成实际阵列的阵因子，其中J>>M，K>>N；
步骤6，设定可见区内方向图的赋形区ΩM、旁瓣区ΩS和过渡区ΩT，修正实际阵列的阵因子在赋形区的增益和旁瓣电平，设置赋形区增益大小，设置旁瓣区电平为0；
步骤7，对修正后的阵因子做J×K点的二维傅里叶变换，取其中包含在阵列口径内的M×N点作为新的阵元电流激励系数向量wT+1，将原来没有阵元的位置对应的电流激励系数设为0；
步骤8，根据计算干扰导向性矢量矩阵，构建干扰正交投影矩阵Z＝(I-C(CHC)-1CH)，w T+1向该矩阵投影，其中，Ji,(i＝1,2,...,L)为第i个干扰源标号，I为单位矩阵；
步骤9，对wT+1进行归一化，将最大的阵元激励系数的幅度设置为1，相位不变，根据期望的激励系数动态范围因子D，把激励系数幅度小于1/D的所有实际阵元对应的阵元激励的幅度直接设为1/D，相位不变；
步骤10，输出归一化后的激励系数向量wT+1，利用该激励系数向量计算天线方向图并合成数字波束；
步骤11，跳转到步骤4，T←T+1，输出再次循环后的归一化后的激励系数向量wT+1。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：
(1)运算量小，本发明采用快速傅里叶变换(FFT)和快速傅里叶逆变换(IFFT)计算阵元电流激励系数和波束方向图来进行算法加速，非常适用星载系统在线实时计算。
(2)零陷跟踪精度高，本发明采用循环正交投影，能准确地在干扰位置形成较深的零陷，且通过干扰子空间动态更新，不断快速修正零陷位置，避免了干扰位置出现扰动时的输出性能下降问题，实时性较强。
(3)方向图性能好，本发明在循环过程中不仅关心零陷的生成和DRR条件的满足，而对主瓣覆盖区域的形状和旁瓣电平都进行了有效、精确的控制，优化出的方向图具备主瓣区增益波动度可控、旁瓣区电平自适应最小化的特点。
下面结合说明书附图对本发明做进一步描述。
附图说明
图1是本发明的算法实现流程图。
图2是实施例中采用的91阵元三角栅格平面阵列的结构示意图。
图3是采用图2所示的91阵元三角栅格阵列天线对地覆盖的16个期望波束的划分示意图。
图4是采用图2所示的91阵元三角栅格平面阵列经过增加虚拟阵元(*为虚拟阵元位置)、伸缩、旋转等处理转换成标准的行列阵元间距相等的矩形栅格矩形阵列变化图，其中(a)为补上虚拟阵元后的阵列示意图，(b)为伸缩变换后的阵列示意图，(c)为伸缩和旋转后的阵列示意图。
图5是实例中的50次循环后得到的阵元激励系数直接进行256点的二维傅里叶逆变换得到的变换后阵列的阵因子AF(u',v')的俯视图，和由AF(u',v')转化成实际阵列阵因子AF(u,v)的俯视图，其中(a)为二维傅里叶逆变换得到的变换后阵列的阵因子AF(u',v')的俯视图，(b)为变换后阵列的阵因子AF(u',v')的俯视图。
图6是实例中对图3中所示的2号波束赋形时各区域划分示意图，从里到外分别是赋形区、过渡区和旁瓣区。
图7是实例中的方向图修正过后实际阵因子的三维方向图及其俯视图，其中(a)为修正后的阵列方向图侧视图，(b)为修正后的阵列方向图俯视图。
图8是实例中无干扰情况下前60次循环的各参量特性变化曲线示意图，包括激励系数误差、主瓣增益和旁瓣电平高度的变化曲线，其中(a)为激励变化特性曲线示意图，(b)为主瓣增益变化曲线示意图，(c)为归一化旁瓣变化曲线示意图。
图9是实例中无干扰情况时第50次循环输出的激励系数向量w计算出来的天线增益方向图，包括侧视图、俯视图和增益等高线图，其中(a)为增益方向图侧视图，(b)为增益方向图俯视图，(c)为增益等高线图。
图10是本实例中动态干扰抑制过程中最低零陷跟踪误差、赋形区最大角度增益和旁瓣电平随干扰位置的变化曲线示意图，其中(a)为最低零馅跟踪误差曲线示意图，(b)为主瓣增益变化曲线示意图，(c)为归一化旁瓣变化曲线示意图。
图11是本实例中干扰出现且分别落在不同角度时，循环输出的的激励系数向量w计算出来的天线增益方向图，包括侧视图、俯视图和增益等高线图，其中(A)为干扰在+15°(旁瓣区位置)时的天线三维方向图和等高线投影图，(B)为干扰在+20°(刚进赋形区)时的天线三维方向图和等高线投影图，(C)为干扰在+30°(赋形区中心)时的天线三维方向图和等高线投影图，(D)为干扰在+45°(快出赋形区)时的天线三维方向图和等高线投影图，其中(a)为每一角度增益方向图侧视图，(b)为每一角度增益方向图俯视图，(c)为每一角度增益等高线图。
具体实施方式
对于任意结构平面阵列天线，在不考虑阵元间互耦，且认为阵元辐射方向图EF(u,v)相同的情况下，整个阵列的远场辐射方向图F(u,v)可以表示为阵列阵因子AF(u,v)与阵元辐射方向图EF(u,v)乘积，即F(u,υ)＝AF(u,υ)·EF(u,υ)。
计算阵列阵因子AF(u,v)一般采样如下计算：
其中xnm为阵元的电流激励系数，xnm和ynm分别为阵元位置的横纵坐标。对于规则栅格的平面阵列天线，通过伸缩矩阵A和旋转矩阵B的变换，可以将一般的规则栅格的平面阵列转化为标准的行列阵元间距相等的矩形栅格的矩形阵列，即xnm和ynm分别为转换后阵元位置的横纵坐标，则阵列的阵因子AF(u,v)可以表示为：
进一步地，可以将转换后的阵列阵因子AF(u’,v’)表示出来：
可以看出这是一个标准的二维离散傅里叶逆变换的表达形式，即复电流激励系数通过二维傅里叶逆变换(2-IFFT)可以得到转换后阵列的阵因子AF(u’,v’)，AF(u’,v’)是在(u’,v’)平面(-0.5≤u’≤0.5,-0.5≤v’≤0.5)内均匀分布的离散值，选择采样点数量为J×K，要求J>>M，K>>N。J×K点离散化后的阵列阵因子AF(u’,v’)可以通过J×K点二维傅里叶变换(2-FFT)得到复电流激励系数，表达式为
式(4)计算得到的复电流激励系数中除M×N点有效外，其余值均落在阵列天线口径以外，后续处理可以去除。转换后的阵列天线阵因子AF(u’,v’)再经过伸缩变换矩阵A和旋转变换矩阵B处理可以转换成原阵列阵因子AF(u,v)，转换关系为[u’,v’]T＝(d/λ)(AB)T[u,v]T，其中λ为波长，d为转换后的阵元间距。
对于矩形栅格的矩形阵，伸缩变换矩阵A＝diag(dx/d,dy/d)、旋转变换矩阵B＝I(单位矩阵)，其中dx、dy为原来矩形栅格阵列x轴y轴方向的阵元间距；而对于三角栅格的菱形阵伸缩变换矩阵A＝diag(px/p,py/p)、旋转变换矩阵其中px、py为原来三角栅格阵列x轴y轴方向的阵元间距，p＝d·sqrt(2)，α为将伸缩变换后的阵列完全旋转至第一象限所需要的角度。
由上面的分析可以知道，阵列阵因子与复电流激励系数之间满足二维离散傅里叶变化关系，可以通过循环傅里叶变换(IFT)，在两者间不断进行转换。下面采用子集投影模型表示在交替循环过程中对期望的阵列阵因子和电流激励系数所需要进行的调整。
首先，构造阵因子修正投影算子，调整期望阵列阵因子幅度，满足等通量赋形和低旁瓣控制。定义阵因子修正投影算子Ppatt如下：
ΩM表示赋形区，ML、MU分别为期望阵列阵因子赋形区允许的增益下界和上界，每次修正均将旁瓣区全部调整至0。经过Ppatt修正投影算子处理后的阵因子按照公式(4)进行2-FFT，得到电流激励系数。
接下来，构造干扰子空间正交投影算子，对电流激励系数进行修正投影，确保阵列阵因子在干扰角度位置产生较深零陷。定义干扰子空间正交投影算子PJ⊥如下：
PJ⊥:Z＝(I-C(CHC)-1CH) (6)
其中，I为单位矩阵，C为干扰导向性矢量构成的矩阵，维数为MN×L，L为干扰个数，即C＝[a(uJ1,vJ1),a(uJ2,vJ2),...,a(uJL,vJL)]。
最后，构造电流激励系数动态范围修正投影算子，保证阵列效率和控制阵元间互耦对方向图的影响。定义激励系数幅度动态范围修正算子Pamp如下：
其中，系统允许的阵元电流激励系数幅度的动态范围比(DRR)为D，并且电流激励系数向量w已经进行了归一化处理(最大激励系数的幅度为1)。采用类似的方法，还可以限制激励系数相位，假设系统允许的激励系数相位的最大值和最小值分别为Φmin、Φmax(0＜Φmin≤Φmax≤2π)。那么定义激励系数相位动态范围修正算子Pphase如下：
当幅度和相位均需要约束情况下，修正算子即为Pexc＝PampPphase。
在进行期望阵因子投影之前，还需要确定由阵元电流激励系数经过2-IFFT变换和空间关系转换得到的周期性阵列阵因子AF(u,v)的赋形区、旁瓣区和过渡区。具体办法如下：
当阵元间距d≤0.5λ时，AF(u,v)的主周期覆盖全部可见空间，只需要将具有特定增益要求的覆盖范围设为赋形区。过渡区按赋形区的形状选取，向外扩展范围与该阵列天线所能形成的指向该角度的最高增益波束的主波束范围等效。
当阵元间距d>0.5λ时，AF(u,v)的主周期不能完全覆盖可见空间，可见空间将由多个周期的阵列阵因子叠加而成。此时，先按d≤0.5λ的情况设置赋形区和过渡区，若过渡区在主周期内完全落入可见空间的范围，且过渡区在非主周期内都在可见空间之外，则保持赋形区和过渡区不变；若过渡区在主周期内落在了可见空间的范围之外或在非主周期内却进到可见空间内，此时的过渡区会引起不可控旁瓣，适当调整过渡区的形状，减小主周期内落在可见空间外的过渡区，同时减小非主周期内落在可见空间内的过渡区，其他地方适当拓宽，始终保证调整后的过渡区情况下赋形区能够实现既定的增益要求。
结合图1，本发明涉及的方法包括以下步骤：
步骤1，分析规则栅格平面阵列天线的阵列结构，确定规则栅格平面阵列天线转换成标准的行列阵元间距相等的矩形栅格矩形阵列所需要进行的转换，即确定矩形栅格阵列的伸缩变换矩阵A＝diag(dx/d,dy/d)、旋转矩阵B＝I，或三角栅格阵列的伸缩变换矩阵阵A＝diag(px/p,py/p)、旋转矩阵再确定转换后标准的行列阵元间距相等的矩形栅格阵列的阵元间距d。对于不规则边界的阵列或稀疏结构的阵列，通过在边缘位置或其他阵元缺失处补上虚拟的阵元，能够使它变成均匀分布的规则栅格阵列的，补上虚拟阵元后的阵列也可当作规则栅格平面阵列来处理。转换后阵列大小为M行N列，设置阵元的初始电流激励系数向量w＝[w1 w2 … wm … wM]T(其中wm＝[wm1 wm2 … wmn … wmN])，初始电流激励系数可以是已经优化完成或部分优化的阵列电流激励系数，也可以是简单的指向某个方向的阵列导向矢量，对应的虚拟阵元处电流激励系数设置为0；
步骤2，对w作J×K(J>>M，K>>N)点的二维傅里叶逆变换得到变换后阵列的阵因子AF(u',v')，再根据步骤1确定的参数和转换矩阵，将AF(u',v')转换成实际阵列的阵因子AF(u,v)，转换关系为[u',v']T＝(d/λ)(AB)T[u,v]T，分析阵因子AF(u,v)在可见区内的情况；
步骤3，在第一次循环过程中根据赋形需要，确定可见区内方向图的赋形区ΩM、旁瓣区ΩS和过渡区ΩT，接下来每次循环的赋形区、旁瓣区、过渡区都不变。修正阵因子赋形区的增益和旁瓣电平，赋形区增益大小按照赋形的要求设置，而旁瓣区电平均设置为0；
步骤4，对修正后的阵因子做J×K点的二维傅里叶变换，取其中包含在阵列口径内的M×N点作为新的阵元电流激励系数向量w，将原来没有阵元的位置对应的电流激励系数设为0；
步骤5，根据当前零陷位置的需要计算干扰导向性矢量矩阵C＝[a(uJ1,υJ1),a(uJ2,υJ2),...,a(uJL,υJL)]，再构建干扰正交投影矩阵Z＝(I-C(CHC)-1CH)，w向该矩阵投影；
步骤6，对w进行归一化，即将最大的阵元激励系数的幅度设置为1，相位不变，根据期望的激励系数动态范围因子D，修正激励系数动态范围，即把激励系数幅度小于1/D的所有实际阵元对应的阵元激励的模直接设为1/D，相位不变；
步骤7，输出本次循环的激励系数向量w，利用该向量获得天线方向图及数字波束；跳转到步骤2准备继续下个周期的循环。
实施例
示例采用的阵列结构如图2所示，单元天线为各项同性的全向天线，阵元间距为0.6λ(电磁波波长)。假设阵列天线对地波束赋形覆盖采用三圈16个波束的结构，中心波束覆盖俯仰0°～21°的范围，第二圈6个波束覆盖俯仰21°～43°的范围，第三圈9个波束覆盖俯仰43°～55°的范围，各赋形波束赋形区覆盖示意图如图3所示。该实例中，针对2号波束优化的前100次循环不存在干扰，第101次循环出现干扰，假设干扰从旁瓣区逐渐进入主瓣区，且每次循环干扰角度俯仰角度变化0.1°。该零陷跟踪波束赋形方法包括如下步骤：
步骤1，分析规则栅格平面阵列天线的阵列结构，确定将其转换成标准的行列阵元间距相等的矩形栅格阵列所需要的伸缩变换矩阵A、旋转变换矩阵B，再确定转换后阵列的阵元间距d。转换后阵列大小为M行N列，设置阵元的初始电流激励系数向量w＝[w1 w2 … wm … wM]T(其中wm＝[wm1 wm2 … wmn … wmN])，且对应的虚拟阵元处电流激励系数设置为0。本实例中采用的天线是91阵元的三角栅格六边形平面阵列，在边缘位置补上虚拟的阵元将六边形的平面阵列转换成菱形阵列，菱形的对角线分别平行于坐标系的x轴和y轴，虚拟阵元的位置如图4(a)所示，阵列的伸缩矩阵A＝diag(1,sqrt(3))，阵列伸缩变换后的示意图如图4(b)，阵列的旋转矩阵其中α＝45°，阵列旋转变换后的示意图如图4(c)。转换后阵列大小为M＝11行N＝11列，阵元间距d＝0.6λ/sqrt(2)，设置阵元的初始电流激励系数向量w设为指向方向的阵列导向矢量，虚拟阵元处电流激励系数为0。
步骤2，对w作J×K(J>>M，K>>N)点的二维傅里叶逆变换(方法见式(3))得到变换后阵列的阵因子AF(u',v')，再根据步骤1确定的参数和转换矩阵，将AF(u',v')转换成实际阵列的阵因子AF(u,v)，转换关系为[u',v']T＝(d/λ)(AB)T[u,v]T，分析阵因子AF(u,v)在可见区内的情况。本实例中J＝K＝256，图5给出的是50次循环后得到的阵元激励系数直接进行256点的二维傅里叶逆变换得到的变换后阵列的阵因子AF(u',v')的俯视图，并由AF(u',v')转化成实际阵列阵因子AF(u,v)的俯视图，黑色圆为可见区范围。
步骤3，在第一次循环过程中根据赋形需要，确定可见区内方向图的赋形区ΩM、旁瓣区ΩS和过渡区ΩT，接下来每次循环的赋形区、旁瓣区、过渡区都不变。修正阵因子赋形区的增益和旁瓣电平，赋形区增益大小按照赋形的要求设置，而旁瓣区电平均设置为0。本实例中阵元间距d>0.5λ，可见空间将由多个周期的阵列阵因子叠加而成，如图5(b)所示，采用权利3所述方法在第一次循环过程中设置好可见空间内的赋形区、旁瓣区和过渡区，赋形区即图3所示的2号波束覆盖范围：俯仰角21°～43°，方位角60°～120°，过渡区按赋形区的形状向外扩展，范围为：俯仰角6°～50°，方位角46°～134°，剩下部分即为旁瓣区，各区域划分如图6所示，从里到外分别是2号波束的赋形区、过渡区和旁瓣区，之后循环过程各区域大小不变。图7给出了修正过后实际阵因子的三维方向图及其俯视图。
步骤4，对修正后的阵因子做J×K点的二维傅里叶变换(见式(4))，取其中包含在阵列口径内的M×N点作为新的阵元电流激励系数向量w，将原来没有阵元的位置对应的电流激励系数设为0。
步骤5，根据当前零陷位置的需要计算干扰导向性矢量矩阵C＝[a(uJ1,υJ1),a(uJ2,υJ2),...,a(uJL,υJL)]，再构建干扰正交投影矩阵Z＝(I-C(CHC)-1CH)，w向该矩阵投影。本实例中，在前100次循环过程中无干扰，所以直接跳过此步骤；在循环100次之后出现一个干扰，且干扰处在动态变化过程中，那么C就是指向这个干扰角度的天线导向矢量，电流激励系数需要经过干扰子空间正交投影矩阵Z处理后，确保阵列阵因子在干扰角度位置产生较深零陷。
步骤6，对w进行归一化，即将最大的阵元激励系数的幅度设置为1，相位不变，根据期望的激励系数动态范围因子D，修正激励系数动态范围，即把激励系数幅度小于1/D的所有实际阵元对应的阵元激励的模直接设为1/D，相位不变。本实例中，D设为10，则需要按照式(7)将所有实际阵元中激励系数幅度小于0.1的阵元幅度设为0.1，相位不变。
步骤7，输出本次循环的激励系数向量w，并跳转到步骤2继续下个周期的循环。
本实例中，针对2号波束优化的前100次循环不存在干扰，第101次循环出现干扰，干扰从旁瓣区逐渐进入主瓣区，且每次循环干扰角度俯仰角度变化0.1°。图8给出了无干扰情况下前60次循环的各参量特性变化曲线，包括激励系数误差、主瓣增益和旁瓣电平高度的变化曲线，可以看出算法循环到第50次时，激励系数变化量已经很小，主瓣增益和旁瓣电平趋于稳定。图9给出了第50次循环输出的激励系数向量w通过式(1)计算出来的天线增益方向图，包括侧视图、俯视图和增益等高线图。另外图10给出了动态干扰抑制过程中最低零陷跟踪误差、赋形区最大角度增益和旁瓣电平随干扰位置的变化曲线。图11给出了干扰出现且分别落在不同角度(方位角都是90°，而俯仰角分别是15°、20°、30°、45°)时，循环输出的的激励系数向量w通过式(1)计算出来的天线增益方向图，包括侧视图、俯视图和增益等高线图，可以看出能实时在干扰位置产生零陷。

Claims (4)

1.一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，确定任意形状波束的赋形要求；
步骤2，设置各阵元的初始电流激励系数向量w0为指向赋形区中心角度的导向性矢量a(u0,v0)；
步骤3，将不规则边界的阵列或稀疏结构的阵列转变为均匀分布的规则栅格阵列，然后通过伸缩变换矩阵A和旋转变换矩阵B转换得到M行N列的新阵列，
步骤4，设置循环参数T，其初始值为0；
步骤5，对wT做J×K点的二维傅里叶逆变换得到变换后阵列的阵因子，根据伸缩变换矩阵A、旋转变换矩阵B和新阵列阵元间距d，将阵因子转换成实际阵列的阵因子，其中J>>M，K>>N；
步骤6，设定可见区内方向图的赋形区ΩM、旁瓣区ΩS和过渡区ΩT，修正实际阵列的阵因子在赋形区的增益和旁瓣电平，设置赋形区增益大小，设置旁瓣区电平为0；
步骤7，对修正后的阵因子做J×K点的二维傅里叶变换，取其中包含在阵列口径内的M×N点作为新的阵元电流激励系数向量wT+1，将原来没有阵元的位置对应的电流激励系数设为0；
步骤8，根据计算干扰导向性矢量矩阵，构建干扰正交投影矩阵Z＝(I-C(CHC)-1CH)，wT+1向该矩阵投影，其中，Ji,(i＝1,2,...,L)为第i个干扰源标号，I为单位矩阵；
步骤9，对wT+1进行归一化，将最大的阵元激励系数的幅度设置为1，相位不变，根据期望的激励系数动态范围因子D，把激励系数幅度小于1/D的所有实际阵元对应的阵元激励的幅度直接设为1/D，相位不变；
步骤10，输出归一化后的激励系数向量wT+1，利用该激励系数向量计算天线方向图并合成数字波束；
步骤11，跳转到步骤4，T←T+1，输出再次循环后的归一化后的激励系数向量wT+1。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤4中所述的AF(u',v')转换成实际阵列的阵因子AF(u,v)，转换关系为[u',v']T＝(d/λ)(AB)T[u,v]T。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤2具体过程为：
步骤2.1，分析阵列天线的结构：
(1)对于稀疏阵元天线阵列，在稀疏位置处添加虚拟阵元将其转化为规则栅格阵列；
(2)对于不规则边界的规则栅格阵列，在其边缘位置添加虚拟阵元将其转化为规则栅格的四边形阵列；
所述规则栅格四边形阵列包括了矩形栅格的矩形阵和三角栅格的菱形阵；
步骤2.2，在规则栅格四边形阵列平面建立直角坐标系，使矩形栅格矩形阵的行和列分别平行于坐标系的x轴和y轴，或者使三角栅格菱形阵两条对角线分别平行于坐标系的x轴和y轴，在变换之前各阵元位置对应的坐标为(x，y)，变换后各阵元对应的坐标为(x'，y')；
步骤2.3，确定将规则栅格的四边形阵列转换为标准的行列阵元间距相等的矩形阵所要经过的伸缩变换矩阵A和旋转变换矩阵B：
(1)对于矩形栅格的矩形阵伸缩变换矩阵A＝diag(dx/d,dy/d)、旋转变换矩阵B＝I，其中dx、dy为原来矩形栅格阵列x轴y轴方向的阵元间距，d为转换后的阵元间距；
(2)对于三角栅格的菱形阵伸缩变换矩阵A＝diag(px/p,py/p)、旋转变换矩阵xyxy其中px、py为原来三角栅格阵列x轴y轴方向的阵元间距，p＝d·sqrt(2)，α为将伸缩变换后的阵列逆时针完全旋转至第一象限所需要的角度。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤5具体过程为：
步骤5.1，分析阵列结构，判断阵元间距和波长之间的关系；
步骤5.2，当阵元间距d≤0.5λ时，λ为电磁波波长，可见空间内只出现一个周期的二维IFFT变换得到的阵列阵因子；将具有特定增益要求的覆盖范围设为赋形区；按赋形区的形状，向外扩展范围划定过渡区，该范围与该阵列天线所能形成的指向该角度的最高增益波束的主波束范围等效；剩下部分即为旁瓣区；
步骤5.3，当阵元间距d>0.5λ时，可见空间将由多个周期的阵列阵因子叠加而成；此时，赋形区和过渡区先按d≤0.5λ的情况设置；若过渡区在主周期内完全落入可见空间的范围，且过渡区在非主周期内都在可见空间之外，则不会出现不可控旁瓣；若过渡区在主周期内落在了可见空间的范围之外或在非主周期内却进到可见空间内，此时适当调整过渡区的形状，减小主周期内落在可见空间外的过渡区，同时减小非主周期内落在可见空间内的过渡区，其余地方拓宽，始终保证调整后的过渡区情况下赋形区能够实现既定的增益要求，抑制不可控旁瓣区的出现。
CN201610065179.8A 2016-01-29 2016-01-29 一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法 Active CN107026686B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610065179.8A CN107026686B (zh) 2016-01-29 2016-01-29 一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610065179.8A CN107026686B (zh) 2016-01-29 2016-01-29 一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107026686A true CN107026686A (zh) 2017-08-08
CN107026686B CN107026686B (zh) 2021-04-13

Family

ID=59524903

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610065179.8A Active CN107026686B (zh) 2016-01-29 2016-01-29 一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107026686B (zh)

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108197362A (zh) * 2017-12-23 2018-06-22 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 Victs天线方向图和波束指向快速计算方法
CN108736158A (zh) * 2018-05-17 2018-11-02 西安空间无线电技术研究所 一种对地超低副瓣设计方法
CN109088179A (zh) * 2018-08-17 2018-12-25 中国电子科技集团公司第三十八研究所 一种嵌套式不等间距相控阵天线及组阵方法
CN109379124A (zh) * 2018-08-29 2019-02-22 南京理工大学 加权子空间自适应天线方向图旁瓣形状精确控制方法
CN109856606A (zh) * 2019-01-11 2019-06-07 中国船舶重工集团公司第七二四研究所 一种基于三角布阵的二维电子稳定平台实时计算方法
GB2577998A (en) * 2018-10-05 2020-04-15 Secr Defence Method and apparatus for determining the directional frequency response of an arrangement of transducer elements
CN112367103A (zh) * 2020-11-09 2021-02-12 重庆两江卫星移动通信有限公司 一种可扩展稀疏阵列天线布局的获取方法
CN112821090A (zh) * 2020-12-31 2021-05-18 西安黄河机电有限公司 一种稀布阵列天线布局方法及稀布阵列天线
CN113252998A (zh) * 2021-04-30 2021-08-13 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 相控阵天线和差波束信号电平的平坦度优化方法
CN113328263A (zh) * 2021-05-28 2021-08-31 北京邮电大学 一种用于实现线阵天线无零陷落波束的赋形方法及系统
CN115034075A (zh) * 2022-06-22 2022-09-09 电子科技大学 非规则天线阵列矢量增益方向图的快速精准预测方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090233557A1 (en) * 2008-03-14 2009-09-17 Kabushiki Kaisha Toshiba Wireless communications apparatus
CN104793187A (zh) * 2015-04-21 2015-07-22 南京理工大学 一种数字阵列雷达的数字赋形波束设计方法
CN105048112A (zh) * 2015-06-26 2015-11-11 中国船舶重工集团公司第七二四研究所 基于qiwo_ift组合算法的阵列天线唯相位变换波束赋形方法
CN105161860A (zh) * 2015-08-31 2015-12-16 西安电子科技大学 基于机电耦合与傅里叶变换的变形面阵天线电性能补偿方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090233557A1 (en) * 2008-03-14 2009-09-17 Kabushiki Kaisha Toshiba Wireless communications apparatus
CN104793187A (zh) * 2015-04-21 2015-07-22 南京理工大学 一种数字阵列雷达的数字赋形波束设计方法
CN105048112A (zh) * 2015-06-26 2015-11-11 中国船舶重工集团公司第七二四研究所 基于qiwo_ift组合算法的阵列天线唯相位变换波束赋形方法
CN105161860A (zh) * 2015-08-31 2015-12-16 西安电子科技大学 基于机电耦合与傅里叶变换的变形面阵天线电性能补偿方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
WILL P. M. N. KEIZER: "Synthesis of Thinned Planar Circular and Square Arrays Using Density Tapering", 《IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION》 *
YUBING HAN等: "Array Synthesis Using Weighted Alternating Projection and Proximal Splitting", 《IEEE ANTENNAS AND WIRELESS PROPAGATION LETTERS》 *
石力等: "基于FFT的大型平面阵列方向图的综合方法", 《系统工程与电子技术》 *

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108197362B (zh) * 2017-12-23 2019-09-27 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 Victs天线方向图和波束指向快速计算方法
CN108197362A (zh) * 2017-12-23 2018-06-22 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 Victs天线方向图和波束指向快速计算方法
CN108736158A (zh) * 2018-05-17 2018-11-02 西安空间无线电技术研究所 一种对地超低副瓣设计方法
CN108736158B (zh) * 2018-05-17 2020-09-18 西安空间无线电技术研究所 一种对地超低副瓣设计方法
CN109088179A (zh) * 2018-08-17 2018-12-25 中国电子科技集团公司第三十八研究所 一种嵌套式不等间距相控阵天线及组阵方法
CN109379124B (zh) * 2018-08-29 2021-12-10 南京理工大学 加权子空间自适应天线方向图旁瓣形状精确控制方法
CN109379124A (zh) * 2018-08-29 2019-02-22 南京理工大学 加权子空间自适应天线方向图旁瓣形状精确控制方法
GB2577998A (en) * 2018-10-05 2020-04-15 Secr Defence Method and apparatus for determining the directional frequency response of an arrangement of transducer elements
GB2577998B (en) * 2018-10-05 2021-05-05 Secr Defence Method and apparatus for determining the directional frequency response of an arrangement of transducer elements
US11863280B2 (en) 2018-10-05 2024-01-02 The Secretary Of State For Defence Method and apparatus for determining the directional frequency response of an arrangement of transducer elements
CN109856606A (zh) * 2019-01-11 2019-06-07 中国船舶重工集团公司第七二四研究所 一种基于三角布阵的二维电子稳定平台实时计算方法
CN112367103A (zh) * 2020-11-09 2021-02-12 重庆两江卫星移动通信有限公司 一种可扩展稀疏阵列天线布局的获取方法
CN112821090A (zh) * 2020-12-31 2021-05-18 西安黄河机电有限公司 一种稀布阵列天线布局方法及稀布阵列天线
CN113252998A (zh) * 2021-04-30 2021-08-13 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 相控阵天线和差波束信号电平的平坦度优化方法
CN113328263A (zh) * 2021-05-28 2021-08-31 北京邮电大学 一种用于实现线阵天线无零陷落波束的赋形方法及系统
CN113328263B (zh) * 2021-05-28 2022-04-19 北京邮电大学 一种用于实现线阵天线无零陷落波束的赋形方法及系统
CN115034075A (zh) * 2022-06-22 2022-09-09 电子科技大学 非规则天线阵列矢量增益方向图的快速精准预测方法
CN115034075B (zh) * 2022-06-22 2023-11-24 电子科技大学 非规则天线阵列矢量增益方向图的快速精准预测方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN107026686B (zh) 2021-04-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107026686A (zh) 一种零陷跟踪干扰源的任意形状波束快速赋形方法
Prado et al. Efficient crosspolar optimization of shaped-beam dual-polarized reflectarrays using full-wave analysis for the antenna element characterization
Xu et al. Pattern synthesis of conformal antenna array by the hybrid genetic algorithm
Vaskelainen Constrained least-squares optimization in conformal array antenna synthesis
CN106407723B (zh) 面向低副瓣的稀疏排布阵列天线激励电流幅度的确定方法
CN106898884B (zh) 基于混合算法的平面阵列天线和差波束方向图合成方法
CN107729640A (zh) 一种使用最少阵元的稀疏天线阵列综合布阵方法
CN107302140B (zh) 基于量子蜘蛛群演化机制的平面天线阵列稀疏方法
CN106779161B (zh) 一种气动外形约束下分布式三维阵的阵列布局优化方法
CN105956258A (zh) 一种共形天线阵列引导的建模仿真方法
CN106850016A (zh) 基于mift与cp混合算法的仅相位加权阵列天线波束赋形优化方法
Schlosser et al. Particle swarm optimization for antenna arrays synthesis
CN107944133A (zh) 基于多目标量子蜘蛛群演化机制的环形天线阵列稀疏方法
CN102655276B (zh) 一种应用于无人机的共形相控阵天线增益方向图合成方法
Mohammed Rectangular grid antennas with various boundary square-rings array
CN109271735B (zh) 基于量子启发式引力搜索算法的阵列方向图综合方法
Rocca et al. Polyomino subarraying through genetic algorithms
WO2018121174A1 (zh) 基于变换光学构建超材料的本构参数的方法
Bera et al. Non-uniform single-ring antenna array design using wavelet mutation based novel particle swarm optimization technique
Schmalenberg et al. Optimization of planar phased arrays for vehicles
Liu et al. Synthesis technique of array-fed shaped-reflector antenna for DBF-SAR application
CN113691294B (zh) 一种近场稀疏阵列天线波束建立方法及装置
Recioui Application of the spiral optimization technique to antenna array design
Abdulqader et al. A T-shaped polyomino subarray design method for controlling sidelobe level
Hammami et al. Antenna array synthesis with Chebyshev-Genetic Algorithm method

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant