CN107024954B - 电压电流转换电路和具有电压电流转换电路的开关调节器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供电压电流转换电路和具有电压电流转换电路的开关调节器，可实现启动时间的缩短。该电压电流转换电路具有：第一导电型的第一MOS晶体管，其栅极和漏极被公共连接，源极与第一电源端子连接；第一电阻，其连接在第一MOS晶体管的漏极与第二电源端子之间；以及校正电流生成部，其具有第二电阻，使用第二电阻生成与在将下述电压施加给第一电阻的情况下产生的电流相当的电流作为校正电流，所述电压与第一MOS晶体管的栅极‑源极间电压的绝对值相当，该电压电流转换电路通过将校正电流与流过第一电阻的电流相加而生成转换电流。
Description
技术领域
本发明涉及电压电流转换电路和具有电压电流转换电路的开关调节器。
背景技术
图6示出以往的电压电流转换电路500的电路图。
以往的电压电流转换电路500具有接地端子501、电源端子502、输入端子510、误差放大电路550、电阻552、NMOS晶体管551、PMOS晶体管521、522以及输出端子528。
误差放大电路550的非反转输入端子与输入端子510连接，反转输入端子与电阻552的一端和NMOS晶体管551的源极连接，输出与NMOS晶体管551的栅极连接。电阻552的另一端与接地端子501连接。PMOS晶体管521的源极与电源端子502连接，栅极和漏极与NMOS晶体管551的漏极连接。PMOS晶体管522的源极与电源端子502连接，栅极与PMOS晶体管521的栅极连接，漏极与输出端子528连接。
在该以往的电压电流转换电路500中，通过由误差放大电路550、NMOS晶体管551以及电阻552构成的负反馈电路进行动作，使得电阻552的一端的电压与输入端子510的电压VIN相等。
其结果是，当设电阻552的电阻值为R时，电阻552的路径上的电流I51由下式(1)表示。
【数学式1】
这样，根据以往的电压电流转换电路500，输入电压VIN被电压电流转换成与其成比例的电流I51。此外，通过构成电流镜电路的PMOS晶体管521、522而从输出端子528输出与电流I51成比例的电流I52(例如，参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开2012-200134号公报
在上述以往的电压电流转换电路500中存在如下的问题：从被输入电压VIN到电流I52成为恒定值的时间即启动时间变长。
其原因是误差放大电路通常构成为包含相位补偿电容，因此，需要进行位于误差放大电路550内部的相位补偿电容的充电动作，从而影响到启动时间。另外，误差放大电路内部的相位补偿电容是公知的基本内容，因此省略图示。
图7示出以往的电压电流转换电路500的输出电流I52的波形。
当在时间t0施加电压VIN时，开始进行相位补偿电容的充电，输出电流I52如图7所示按照一定的斜率增加。该斜率与上述的相位补偿电容的电容值成反比例，因此，虽然程度因其电容的大小而不同，但是成为图示的平缓斜率。
因此，从被输入电压VIN的时间t0到电流I52成为恒定值的时间ts的启动时间Ts5变长。
发明内容
本发明正是为了解决以上的课题而完成的，提供能够缩短启动时间的电压电流转换电路。
本发明的电压电流转换电路将第一电源端子与第二电源端子间的电压转换成电流而生成转换电流，其特征在于，该电压电流转换电路具有：第一导电型的第一MOS晶体管，其栅极和漏极被公共连接，源极与所述第一电源端子连接；第一电阻，其连接在所述第一MOS晶体管的所述漏极与所述第二电源端子之间；以及校正电流生成部，其具有第二电阻，使用所述第二电阻生成与在将下述电压施加给所述第一电阻的情况下产生的电流相当的电流作为校正电流，所述电压与所述第一MOS晶体管的栅极-源极间电压的绝对值相当，该电压电流转换电路通过将所述校正电流与流过所述第一电阻的电流相加而生成所述转换电流。
根据本发明的电压电流转换电路，构成为将使用第二电阻而生成的校正电流与流过连接在第一MOS晶体管的漏极与第二电源端子之间的第一电阻的电流相加，由此，使得转换电流不包含与第一MOS晶体管相关的电流成分，能够得到由第一电源端子与第二电源端子间的电压和第一电阻的电阻值决定的转换电流。
这样，能够成为不使用误差放大电路即可得到期望的转换电流的结构，由此，能够缩短启动时间。
附图说明
图1是示出本发明的第一实施方式的电压电流转换电路的电路图。
图2是示出图1的电压电流转换电路的输出电流的波形的图。
图3是示出本发明的第二实施方式的电压电流转换电路的电路图。
图4是示出本发明的第三实施方式的电压电流转换电路的电路图。
图5是示出具有图1、图3或者图4的电压电流转换电路的开关调节器的电路图。
图6是以往的电压电流转换电路的电路图。
图7是示出图6的电压电流转换电路的输出电流的波形的图。
标号说明
100、200、300：电压电流转换电路；400：开关调节器；101：接地端子(第二电源端子)；110：输入端子(第一电源端子)；128：输出端子；129、310校正电流生成部；201：接地端子(第一电源端子)；210：输入端子(第二电源端子)；411、420：比较电路；414：驱动器；415：RS触发器；421：基准电压源。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式。
图1是本发明的第一实施方式的电压电流转换电路100的电路图。
本实施方式的电压电流转换电路100具有输入端子(也称作“第一电源端子”)110、接地端子101(也称作“第二电源端子”)、PMOS晶体管120、121、122、电阻126(也称作“第一电阻”)、输出端子128以及校正电流生成部129。
校正电流生成部129由NMOS晶体管123、124、PMOS晶体管125以及电阻127(也称作“第二电阻”)构成。
这里，为了使说明变得简单，设PMOS晶体管120、121、122、125的尺寸相等。出于相同的理由，设NMOS晶体管123、124的尺寸也相等。此外，设电阻126、127的尺寸也相等，设其电阻值为R。
PMOS晶体管120的源极与输入端子110连接，漏极与校正电流生成部129内的NMOS晶体管123的漏极连接。PMOS晶体管121的源极与输入端子110连接，栅极和漏极被公共连接而与PMOS晶体管120的栅极连接。PMOS晶体管122的源极与输入端子110连接，栅极与PMOS晶体管120的栅极和PMOS晶体管121的栅极连接，漏极与输出端子128连接。电阻126的一端与PMOS晶体管121的漏极连接，另一端与接地端子101连接。
在校正电流生成部129中，NMOS晶体管123的栅极和漏极被公共连接，源极与PMOS晶体管125的源极连接。PMOS晶体管125的栅极和漏极与接地端子101连接。NMOS晶体管124的栅极与NMOS晶体管123的栅极连接，源极与电阻127的一端连接，漏极与电阻126的一端和PMOS晶体管121的漏极连接。电阻127的另一端与接地端子101连接。
接着，对如上构成的电压电流转换电路100的动作进行说明。
当对输入端子110施加电压VIN(即，对第一电源端子110与第二电源端子101间施加电压VIN)时，电流流过PMOS晶体管121与电阻126的串联路径。当设PMOS晶体管121的栅极-源极间电压的绝对值为|VGS|时，流过电阻126的电流I5由下式(2)表示。
【数学式2】
PMOS晶体管120、121、122构成电流镜电路，因此，各自的电流为成比例的值。并且，由于如上所述假定PMOS晶体管120、121、122的尺寸全部相等，因此各自的电流值相等。
PMOS晶体管120向NMOS晶体管123与PMOS晶体管125的串联电路供给电流I3。这里，电流I3作为校正电流生成部129的驱动电流而发挥功能。
PMOS晶体管121和PMOS晶体管125以相同的偏置状态进行动作，因此，PMOS晶体管125的栅极-源极间电压的绝对值与|VGS|相等。即，PMOS晶体管125作为PMOS晶体管121的复制(replica)元件进行动作，源极电压为|VGS|。NMOS晶体管123和NMOS晶体管124彼此的栅极连接，因此，进行动作使得NMOS晶体管124的源极电压与NMOS晶体管123的源极电压大致相等。
另外，大致相等的理由是NMOS晶体管123、124的漏极电流不同，因此严格来说产生差异。近似地，向电阻127的一端施加|VGS|，流过电阻127的电流I4由下式(3)表示。
【数学式3】
即，校正电流生成部129输出与|VGS|成比例的电流I4。根据基尔霍夫定律，流过PMOS晶体管121的电流I1由下式(4)表示。
【数学式4】
I1＝I4+I5…(4)
当在式子(4)中代入式子(3)的电流I4、式子(2)的电流I5时，电流I1由下式(5)表示。
【数学式5】
由此可知输入电压VIN(即，第一电源端子110与第二电源端子101间的电压)被电阻值R进行电压电流转换，生成电流(转换电流)I1。
即，校正电流生成部129使用第二电阻127生成与在将下述电压施加给第一电阻126的情况下产生的电流相当的电流作为校正电流I4，所述电压与PMOS晶体管121的栅极-源极间电压的绝对值相当；通过将校正电流I4与流过电阻126的电流相加而生成转换电流I1。
并且，PMOS晶体管122的电流I2成为与电流I1相等的电流值，作为输出电流从输出端子128输出。
图2示出本实施方式的电压电流转换电路100的输出电流I2的波形。
如图2所示，从在时间t0施加电压VIN到输出电流I2成为恒定值的时间ts的波形的斜率与图7所示的以往的电压电流转换电路500的输出电流I52的波形相比变陡，因此，从时间t0到时间ts的启动时间Ts0与以往的电压电流转换电路500的启动时间Ts5相比成为非常短的时间。即，本实施方式的电压电流转换电路100与以往的电压电流转换电路500相比能够高速地启动。
这样，电压电流转换电路100通过采用不使用误差放大电路的简单结构，能够删除相位补偿电容等延迟要素，因此能够缩短启动时间。
接着，参照图3对本发明的第二实施方式的电压电流转换电路200进行说明。
本实施方式的电压电流转换电路200采用如下的结构：在第一实施方式的电压电流转换电路100中添加PMOS晶体管230、231，连接被部分地变更。
其他的结构与图1的电压电流转换电路100相同，对同一结构要素标注同一标号，适当省略重复的说明。
电压电流转换电路200与第一实施方式的电压电流转换电路100的不同点如下所述。
首先，PMOS晶体管231的源极与输入端子110连接，漏极与PMOS晶体管122的漏极连接。
并且，PMOS晶体管230的源极与输入端子110连接，栅极和漏极与PMOS晶体管231的栅极连接。
并且，NMOS晶体管124的漏极不与电阻126的一端和PMOS晶体管121的漏极连接而与PMOS晶体管230的漏极连接。
这里，为了使说明变得简单，设PMOS晶体管230、231的尺寸相等。
对本实施方式的电压电流转换电路200的动作进行说明。与连接同样地，对与第一实施方式的电压电流转换电路100的不同点进行描述。
由于PMOS晶体管121的漏极和校正电流生成部129的输出已被切断(未连接)，因此，PMOS晶体管121的漏极电流由电流I5决定。电流I5与第一实施方式的电压电流转换电路100的代数式(2)相等。校正电流生成部129的输出电流(校正电流)I4与本发明的第一实施方式的电压电流转换电路100的代数式(3)相等。
PMOS晶体管230、231构成电流镜，由于假定各自的尺寸相等，因此，PMOS晶体管231的漏极电流与电流I4相等。PMOS晶体管121和PMOS晶体管122构成电流镜，由于假定各自的尺寸相等，因此，PMOS晶体管122的漏极电流与电流I5相等。
输出端子128的电流I2成为将PMOS晶体管131的漏极电流与PMOS晶体管122的漏极电流相加的形式，由下式(6)表示。
【数学式6】
I2＝I4+I5…(6)
当代入式子(3)的电流I4和式子(2)的电流I5时，电流I2由下式(7)表示。
【数学式7】
由此可知输入电压被电阻值R进行电压电流转换，生成与第一实施方式的电压电流转换电路100相等的电流(转换电流)I2。即使由校正电流生成部129生成的电流I4经由电流镜相加，也能够得到同等的效果。并且，由于是不使用相位补偿电容等延迟元件的结构，因此，与第一实施方式同样可得到如下的效果：电压电流转换电路200也能够缩短启动时间。
接着，参照图4对本发明的第三实施方式的电压电流转换电路300进行说明。
本实施方式的电压电流转换电路300由接地端子(也称作“第一电源端子”)201、输入端子(也称作“第二电源端子”)210、NMOS晶体管301、302、PMOS晶体管305、306、307、输出端子128、电阻308(也称作“第一电阻”)以及校正电流生成部310构成。
校正电流生成部310由NMOS晶体管303、304和电阻309(也称作“第二电阻”)构成。
这里，为了使说明变得简单，设PMOS晶体管305、306、307的尺寸相等。出于相同的理由，设NMOS晶体管301、302、304的尺寸也相等。此外，设电阻308、309的尺寸也相等，设其电阻值为R。
电阻308的一端与输入端子210连接，另一端与NMOS晶体管301的栅极和漏极连接。
NMOS晶体管301的源极与接地端子201连接。NMOS晶体管302的源极与接地端子201连接，栅极与NMOS晶体管301的栅极连接，漏极与PMOS晶体管305的栅极和漏极以及NMOS晶体管303的漏极连接。
PMOS晶体管305的源极与输入端子210连接。PMOS晶体管306的源极与输入端子210连接，栅极与PMOS晶体管305的栅极和PMOS晶体管307的栅极连接，漏极与NMOS晶体管304的漏极和NMOS晶体管303的栅极连接。
在校正电流生成部310中，NMOS晶体管303的源极与电阻309的一端和NMOS晶体管304的栅极连接。电阻309的另一端与接地端子201连接。NMOS晶体管304的源极与接地端子201连接。
PMOS晶体管307的源极与输入端子210连接，漏极与输出端子128连接。
接着，对本实施方式的电压电流转换电路300的动作进行说明。
当对输入端子210施加电压VIN(即，对第一电源端子201与第二电源端子210间施加电压VIN)时，电流流过电阻308与NMOS晶体管301的串联路径。当设NMOS晶体管301的栅极-源极间电压为VGSN时，电流I8由下式(8)表示。
【数学式8】
NMOS晶体管301、302构成电流镜电路，因此，各自的电流为成比例的值。并且，由于如上所述假定NMOS晶体管301、302的尺寸全部相等，因此，各自的电流I8与电流I10相等。并且，PMOS晶体管305、306、307构成电流镜电路，因此，各自的电流为成比例的值。并且，由于如上所述假定PMOS晶体管305、306、307的尺寸全部相等，因此，各自的电流I9、电流I12和电流I13相等。电流I9为电流I10与校正电流生成部310的输出电流I11之和，由下式(9)表示。
【数学式9】
I9＝I10+I11…(9)
当向校正电流生成部310供给电流I12时，NMOS晶体管303的栅极电压上升。由此，当NMOS晶体管303导通时产生漏极电流，NMOS晶体管304的栅极电压上升。当NMOS晶体管304导通时产生漏极电流，NMOS晶体管303的栅极电压降低。由于NMOS晶体管303、304这样地构成负反馈电路，因此，NMOS晶体管304的栅极电压成为使得其漏极电流为I12的电压VGSN′。由于对电阻309施加电压VGSN′，因此，校正电流生成部310的输出电流(校正电流)I11由下式(10)表示。
【数学式10】
如上所述假定电流I10与电流I8相等，当在代数式(9)的电流I9中代入电流I11和电流I10时，电流I9由下式(11)表示。
【数学式11】
并且，当设漏极电流为IDS，设常数为K，设阈值为VTH时，通常情况下饱和区域中的NMOS晶体管的栅极-源极间电压VGS由下式(12)表示。
【数学式12】
当设NMOS晶体管301、304的阈值VTH和常数K相等，进而考虑各个漏极电流而在代数式(11)的电流I9中代入栅极-源极间电压时，电流I9由下式(13)表示。
【数学式13】
设在式子(13)中电流I8、I12相对于常数K较小，2个平方根的项与阈值VTH相比充分小而可以忽略时，电流I9由下式(14)表示。
【数学式14】
由此可知输入电压VIN(即，第一电源端子201与第二电源端子210间的电压)被电阻值R进行电压电流转换而生成电流I9。电流I13通过电流镜电路而成为与电流I9成比例的电流，从输出端子128输出。
并且，本实施例的电压电流转换电路300在内部存在伴随着负反馈电路的校正电流生成部310，但是通过采用放大级较少的结构，不会增加相位补偿电容等延迟要素，与上述第一实施方式和第二实施方式同样地，也能得到针对缩短启动时间的效果。
并且，在式子导出的过程中使用近似，这是因为NMOS晶体管301与校正电流生成部310内的NMOS晶体管304的漏极电流产生差异。只要NMOS晶体管304的漏极电流至少包含NMOS晶体管301的漏极电流即可，上述的近似成立。
此外，本实施例的NMOS晶体管304兼具校正电流生成部310的功能和相对于NMOS晶体管301的复制元件的功能。
图5是示出将本发明的第一实施方式的电压电流转换电路100用于开关调节器的例子的电路图。
图5所示的开关调节器400具有电源端子401、接地端子402、比较电路411、NMOS晶体管412、电容413、驱动器414、RS触发器415、PMOS晶体管416、NMOS晶体管419、电感器417、电容418、比较电路420以及基准电压源421，还构成为包含上述的电压电流转换电路100。
在电压电流转换电路100中，输入端子110与电源端子401连接，输出端子128与电容413的一端、NMOS晶体管412的漏极以及比较电路411的非反转输入端子连接。电容413的另一端与接地端子402连接。
比较电路411的反转输入端子与电感器417的一端、电容418的一端以及比较电路420的反转输入端子连接，输出与RS触发器415的复位输入R连接。
NMOS晶体管412的栅极与RS触发器415的反转输出QB和驱动器414的输入连接，源极与接地端子402连接。驱动器电路414的第一输出与PMOS晶体管416的栅极连接，第二输出与NMOS晶体管419的栅极连接。
PMOS晶体管416的源极与电源端子401连接，漏极与NMOS晶体管419的漏极和电感器417的另一端连接。电容418的另一端与接地端子402连接。NMOS晶体管419的源极与接地端子402连接。
比较电路420的非反转输入端子与基准电压源421的一端连接，输出与RS触发器415的置位输入S连接。基准电压源421的另一端与接地端子402连接。
对开关调节器400的动作进行说明。
比较电路420对基准电压源421的基准电压VREF和开关调节器400的输出电压VOUT进行比较。当输出电压VOUT低于基准电压VREF时，比较电路420输出HIGH，对RS触发器电路415进行置位。
RS触发器电路415当被置位时从输出QB输出LOW，使NMOS晶体管412截止。与此同时，经由驱动器电路414将PMOS晶体管416导通，将NMOS晶体管419截止。
伴随着NMOS晶体管412的截止，通过电压电流转换电路100的输出电流对电容413进行充电。此时，电容413的一端的电压VRAMP成为相对于时间具有一定斜率的电压波形。
即，电压电流转换电路100在输入端子110接收电源端子401的电源电压VDD，因此，从输出端子128输出与电源电压VDD成比例的电流，由此，在接通电源电压VDD之后，短时间地开始进行从电压电流转换电路410向电容413的电流供给。
比较电路411对电压VRAMP和电压VOUT进行比较，当电压VRAMP高于电压VOUT时输出HIGH。
当向复位输入R输入HIGH时，RS触发器415从输出QB输出HIGH。与此相伴将NMOS晶体管412导通，电压VRAMP成为0V。还经由驱动器电路414将PMOS晶体管416截止，将NMOS晶体管419导通。电感器417和电容418使PMOS晶体管416的漏极电压平滑而生成电压VOUT。
另外，本例示出将第一实施方式的电压电流转换电路100用于开关调节器的例子，但是，也可以取代电压电流转换电路100而使用第二实施方式的电压电流转换电路200或第三实施方式的电压电流转换电路300。
如上所述，本发明的电压电流转换电路还能够作为生成开关调节器的接通时间的定时电路来使用。在该情况下，能得到如下的效果：能够缩短从施加电源电压到开关调节器稳定动作的启动时间。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，但本发明不限于上述实施方式，当然能够在不脱离本发明主旨的范围内进行各种变更。
例如，在上述实施方式中，对使用MOS晶体管作为电压电流转换电路的例子进行了说明，但是，也可以使用双极晶体管等。
并且，在上述实施方式中，也可以使用使PMOS晶体管和NMOS晶体管的极性反转后的电路结构。
并且，在上述第一实施方式～第三实施方式中，也可以使用将由校正电流生成部生成的校正电流与由电流镜电路折返几次之后流过第一电阻的电流相加的电路结构。
Claims (4)
1.一种电压电流转换电路，其将第一电源端子与第二电源端子间的电压转换成电流而生成转换电流，其特征在于，
该电压电流转换电路具有：
第一导电型的第一MOS晶体管，其栅极和漏极被公共连接，源极与所述第一电源端子连接；
第一电阻，其一端连接在所述第一MOS晶体管的所述漏极，另一端连接在所述第二电源端子；以及
校正电流生成部，其具有第二电阻，使用所述第二电阻生成与在将下述电压施加给所述第一电阻的情况下产生的电流相当的电流作为校正电流，所述电压与所述第一MOS晶体管的栅极-源极间电压的绝对值相当，
该电压电流转换电路通过将所述校正电流与流过所述第一电阻的电流相加而生成所述转换电流。
2.根据权利要求1所述的电压电流转换电路，其特征在于，
所述校正电流生成部还具有：
第二导电型的第二MOS晶体管，其栅极和漏极被公共连接；
第一导电型的第三MOS晶体管，其栅极和漏极与所述第二电源端子连接，源极与所述第二MOS晶体管的源极连接；以及
第二导电型的第四MOS晶体管，其栅极与所述第二MOS晶体管的栅极连接，
所述第二电阻连接在所述第四MOS晶体管的源极与所述第二电源端子之间，
驱动电流流过所述第二MOS晶体管与所述第三MOS晶体管的串联电路，
所述校正电流流过所述第四MOS晶体管与所述第二电阻的串联电路。
3.根据权利要求1所述的电压电流转换电路，其特征在于，
所述校正电流生成部还具有第二导电型的第二MOS晶体管和第二导电型的第三MOS晶体管，
所述第二MOS晶体管的栅极与所述第三MOS晶体管的源极连接，所述第二MOS晶体管的漏极与所述第三MOS晶体管的栅极连接，所述第二MOS晶体管的源极与所述第二电源端子连接，
所述第三MOS晶体管的源极经由所述第二电阻而与所述第二电源端子连接，所述校正电流流过所述第三MOS晶体管与所述第二电阻的串联电路。
4.一种开关调节器，其特征在于，
该开关调节器具有权利要求1～3中的任意一项所述的电压电流转换电路。
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Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7034514B2 (en) * | 2003-10-27 | 2006-04-25 | Fujitsu Limited | Semiconductor integrated circuit using band-gap reference circuit |
| WO2015185300A1 (en) * | 2014-06-03 | 2015-12-10 | Osram Gmbh | Boost power factor correction circuit, driving circuit for light-emitting diode and lighting device |
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| US20090025725A1 (en) * | 2007-07-26 | 2009-01-29 | Uti Limited Partnership | Transient intervention for modifying the breathing of a patient |
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Patent Citations (2)
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|---|---|---|---|---|
| US7034514B2 (en) * | 2003-10-27 | 2006-04-25 | Fujitsu Limited | Semiconductor integrated circuit using band-gap reference circuit |
| WO2015185300A1 (en) * | 2014-06-03 | 2015-12-10 | Osram Gmbh | Boost power factor correction circuit, driving circuit for light-emitting diode and lighting device |
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