CN106936388A - 通过谐波电平降低来提高占空比的无源混频器 - Google Patents

Abstract

一种信号生成电路包括配置为生成具有幅度的差分振荡器信号的压控振荡器。无源混频器具有耦合到压控振荡器以接收振荡器信号的第一差分输入。无源混频器也包括第二差分输入。滤波器电路被耦合在压控振荡器与无源混频器的第二差分输入之间。滤波器电路被配置为根据差分振荡器信号的幅度对差分振荡器信号进行滤波以由此生成滤波的差分振荡器信号并且向无源混频器的第二差分输入提供滤波的差分振荡器信号。

Description

通过谐波电平降低来提高占空比的无源混频器

技术领域

本公开内容主要地涉及高频信号生成电路，并且更具体地涉及利用无源混频器电路生成高频本地振荡器信号的高频信号生成电路。

背景技术

多数电子设备包括用于在设备内的部件之间以及与外部设备和网络通信的各种有线和无线通信接口。典型的膝上型计算机例如包括一个或者多个通用串行总线(USB)通信端口以及用于与膝上型计算机的视频卡、存储设备和其它部件的外设连接接口(PCI)快速(PCIe)通信端口。这些USB和PCIe通信协议的当前版本在操作中利用甚高频吉赫兹(GHz)时钟信号。用于生成所需时钟信号的常见方式利用压控振荡器(VCO)结合用于倍增来自VCO的信号的频率以生成所需GHz时钟信号的频率倍增电路。例如对于在16Gb/s操作的PCIe 4.0标准而言，可以利用单独8GHz VCO或者与用来生成8GHz时钟信号的频率倍增电路组合的4GHz VCO。

为了在1MHz降低功率消耗并且改善相位噪声以及增加用于时钟信号的调谐范围，一般地认为4GHz至6GHz VCO是用于生成时钟信号以覆盖所有标准的良好选择。在由VCO生成的信号的幅度具有相对高的幅度时，如在一些应用中要求的那样，由VCO生成的信号上的谐波可以具有充分量值以增加由频率倍增电路生成的时钟信号的占空比误差引起的确定性抖动。抖动是从周期性信号的真实周期的偏离，而确定性抖动是并非随机、但是可预测和可再现的抖动。确定性抖动与由这样的占空比误差引起的杂散功率的电平成比例并且必须在这些通信标准中的指定的栅极限电平以下。需要用于生成确定性抖动在指定的栅极限电平以下的高频时钟信号的改进方式。

发明内容

根据本公开内容的一个实施例，一种信号生成电路包括配置为生成具有幅度的差分振荡器信号的压控振荡器。无源混频器具有耦合到压控振荡器以接收振荡器信号的第一差分输入。无源混频器也包括第二差分输入。滤波器电路被耦合在压控振荡器与无源混频器的第二差分输入之间。滤波器电路被配置为根据差分振荡器信号的幅度对差分振荡器信号进行滤波，以由此生成滤波的差分振荡器信号并且向无源混频器的第二差分输入提供滤波的差分振荡器信号。无源混频器可以是由金属氧化物半导体(MOS)晶体管或者双极晶体管形成的Gilbert单元混频器并且也可以是具有不同技术的无源混频器。

附图说明

图1是根据本公开内容的一个实施例的包括滤波器电路装置的高频信号生成电路的示意图，该滤波器电路装置用于减少无源混频器频率倍增电路的栅极输入上的谐波的电平。

图2是图1的无源混频器频率倍增电路的一个实施例的更具体视图。

图3是示出针对图1的滤波器电路装置中的栅极选择信号的不同值的情形在图1和图2的无源混频器频率倍增电路的增益的图形。

图4是示出针对图1的滤波器电路装置中的栅极选择信号的不同值的情形在图2的无源混频器频率倍增电路的栅极输入上的奇次谐波减少的图形。

图5是示出根据由图1的压控振荡器生成的振荡器信号的幅度在图2的无源混频器频率倍增电路的输出生成的偶次谐波的图形。

图6是示出偶次谐波对由图2的无源混频器频率倍增电路生成的输出信号的占空比的影响的图形。

图7是根据本公开内容的另一实施例的包括图1的高频信号生成电路的电子设备的功能框图。

具体实施方式

图1是根据本公开内容的一个实施例的包括滤波器电路装置102(102a和102b)的高频信号生成电路的示意图，该滤波器电路装置用于减少无源混频器频率倍增电路104的差分输入上的谐波的电平。高频信号生成电路100包括压控振荡器(VCO)106，该VCO生成耦合到无源混频器频率倍增电路104的第一差分输入S1、S2的振荡器信号VOUT_OSC。VOUT_OSC信号也通过滤波器电路装置102(102a、102b)施加到无源混频器频率倍增电路104的第二差分输入G1、G2。在一个实施例中，无源混频器频率倍增电路104由MOS晶体管形成，并且在这样的实施例中，第一差分输入是向这些MOS晶体管中的一些MOS晶体管的源极施加的输入。因此，第一差分输入在图1中表示为S1和S2。相似地，在实施例中，第二差分输入是向MOS晶体管中的一些MOS晶体管的栅极施加，因此第二差分输入在图1中表示为G1和G2。如以下将更具体描述的那样，无源混频器频率倍增电路104响应于在第二差分输入G1、G2上接收的VOUT_OSC和经滤波的振荡器信号FVOUT_OSC在VOUT_OSC信号的频率fLO的两倍的希望频率生成时钟信号VOUT_MIX。当前模式逻辑(CML)缓冲器108从无源混频器频率倍增电路104接收VOUT_MIX信号并且在频率2fLO生成向其它电路装置(未示出)分发用于如需要的那样在其中利用的缓冲的时钟信号VOUT_BUF。这一其它电路装置可以例如是通信电路装置，诸如如先前讨论的USB或者PCIe通信电路装置。

由VCO 106生成的VOUT_OSC信号的幅度可以在信号生成电路100的不同应用中显著地变化。例如VOUT_OSC信号可以从0.7Vpp到2.1Vpp变化。随着VOUT_OSC信号的幅度增加，由VOC 106生成的在频率fLO的希望VOUT_OSC信号的谐波的电平或者幅度相应地增加。

VOUT_OSC信号是正弦信号并且可以由下式给出：

其中B是信号的幅度，是信号的角频率(即)，t是时间，并且φ是信号的相移。随着VOUT_OSC信号的幅度增加，第二差分输入G1、G2上的谐波的电平相应地增加，并且第二差分输入上的这些谐波的信号变成方波信号多于变成正弦信号。包括每个第二差分输入G1、G2上的这些谐波的方波信号的傅里叶分解信号f(t)可以由下式给出：

如从式2所见，在第二差分输入G1、G2中的每个第二差分输入的这一傅里叶分解信号仅包括非时变DC分量以及奇次谐波。

由无源混频器频率倍增电路104生成的VOUT_MIX信号可以由下式给出：

其中第一分量是在频率的VOUT_OSC信号的馈通，第二分量是二阶谐波，而第三分量是四阶谐波。为了简洁而可以在本说明书的其余部分中简称为“无源混频器”的无源混频器频率倍增电路104作为频率倍增电路工作，并且因此仅二阶分量在VOUT_MIX信号中是感兴趣的。通过添加LO和LO信号，希望的混合产物是式3的第二项。也有从式3的第三项产生的非期望的混合产物。4LO项是通过添加LO+3LO而获得的混合结果。2LO项是通过添加3LO–LO而获得的混合结果。如以下将更具体描述的那样，这两个非期望的项降低无源混频器104的占空比性能。与VOUT_OSC信号的谐波(LO、2LO、…)混合的方波的附加更高阶项(5LO、7LO…)可能在混频器的输出生成附加非期望的2LO和4LO贡献，但是有更低幅度。

如果由VCO 106生成的VOUT_OSC信号如在常规方式中那样被直接地施加到无源混频器104的第一差分输入S1、S2和第二差分输入G1、G2，这则将成立。取而代之，如以下现在将更具体描述的那样，在信号生成电路100中，滤波器电路装置102通过重新组合在fLO和3fLO的频率分量以及DC分量来减少对由无源混频器104生成的VOUT_MIX信号的占空比的不利效果。

滤波器电路装置102对由VCO 106生成的第一和第二差分信号OSC1、OSC2进行滤波，而VOUT_OSC信号是在这两个差分信号之间的差值(OSC1-OSC2)＝VOUT_OSC。滤波器电路装置102包括对由VCO 106生成的OSC1信号进行滤波的第一滤波器102a并且包括对由VCO生成的OSC2信号进行滤波的第二滤波器102b。第一滤波器102a包括在VCO的对应输出与无源混频器104的第一差分输入S1之间耦合的用于对OSC1信号的DC分量进行滤波的电容器C5。以相同方式，第二滤波器102b包括在VCO 106的对应输出与无源混频器104的第二差分输入S2之间耦合的用于对由VCO生成的OSC2信号的DC分量进行滤波的电容器C6。

滤波器102a、102b的具体特性和由这些滤波器执行的关联谐波失真减少依赖于VOUT_OSC信号的峰峰电压摆幅或者幅度。因此，根据VOUT_OSC信号的幅度控制滤波器102a、102b的具体操作特性。第一滤波器102a包括在VCO 106的第一输出与无源混频器104的第二差分输入G1中的第一个第二差分输入G1之间与反相器IV1串联耦合的电容器C7。反相器IV1操作用于限制或者限幅OSC1信号中的奇次谐波(例如3fLO、5fLO等)的幅度为反相器的供应电压Vdd。因此，在由VCO 106生成的OSC1信号的电压摆幅大于Vdd时，OSC1信号中的奇次谐波的幅度限于反相器IV1的供应电压Vdd的量值。这减少OSC1信号中的向无源混频器104的第二差分输入G1中的第一个第二差分输入G1施加的奇次谐波的电平或者幅度。如以下将更具体讨论的那样，反相器IV1也引入在来自VOC 106的OSC1信号与响应于OSC1信号而向第二差分输入G1施加的信号之间的延迟。第二滤波器102b中的反相器IV2与电容器C8串联耦合并且以相同方式工作以限制OSC2信号中的向无源混频器104的第二差分输入G2中的第二个第二差分输入G2施加的奇次谐波的幅度并且引入在OSC2信号与响应于OSC2信号而向差分输入中的第二差分输入施加的信号之间的延迟。

在操作中，第一滤波器102a和第二滤波器102b减少在无源混频器104的第二差分输入G1、G2处的奇次谐波，以便减少由无源混频器生成的VOUT_MIX信号上的在(3fLO+fLO)和(3fLO-fLO)处的谐波。在滤波器102a中，反相器IV1具有三个主要功能。第一功能用于引入在来自VCO 106的OSC1信号与在无源混频器104的第一差分输入G1上提供的对应信号之间的延迟，从而VOUT_MIX信号具有充分幅度。如本领域技术人员将认识的那样，反相器IV1(在一个实施例中是CMOS反相器)的延迟依赖于形成晶体管的晶体管的沟道的宽度和长度并且与在形成高频信号生成电路100时利用的技术直接地有关。反相器IV1的第二功能用于与开关式电容器组SCB-a组合操作以形成跨导电容滤波器以在来自VCO 106的OSC1信号的幅度相对地大时去除在无源混频器104的差分输入G1的奇次谐波。例如VOUT_OSC信号的峰峰幅度可以是1.5Vpp或者1.9Vpp差分信号，并且在这一情况下，反相器IV1的供应电压Vdd可以是.65V，以由此限制向无源混频器104的差分输入G1施加的对应信号的幅度。最后，反相器IV1的第三功能用于在VOUT_OSC信号的幅度低(诸如小于1Vpp的差分信号)时与反馈电阻器R1组合工作作为OSC1信号的放大器。在反相器IV1的这一第三功能模式中，如以下将更具体说明的那样，从滤波器有效地去除影响滤波器102a的滤波的电容反相器IV2和滤波器102b以与信号OSC2和第二差分输入G2相同的方式操作。

第一滤波器102a还包括在参考电压节点VREF(在一个实施例中是接地节点GND)与无源混频器104的第二差分输入G1之间耦合的开关式电容器组SCB-a。第二滤波器102b相似地包括开关式电容器组SCB-b。如以下将更具体描述的那样，在操作中，这些开关式电容器组SCB-a、SCB-b设置由滤波器102a、102引入的衰减和延迟的数量，以实现在由无源混频器104生成的VOUT_MIX信号的幅度与这一信号的占空比误差之间的最佳折衷。

电容器组SCB-a包括在参考电压节点VREF与无源混频器的第二差分输入G1之间与选择晶体管M1串联耦合的第一电容器C1。第二电容器C2和选择晶体管M2以相同方式被耦合在第二差分输入G2与开关电容器组SCB-b中的VREF节点之间。电容器组SCB-a还包括在参考电压节点VREF与无源混频器的差分输入G1之间与第二选择晶体管M3串联耦合的电容器C3。在滤波器102b中，电容器C4和选择晶体管M4以相同方式被耦合在差分输入G2与开关电容器组SCB-b中的参考电压节点VREF之间。选择晶体管M1、M2由栅极选择信号GS1控制而选择晶体管M2、M4由栅极选择晶体管GS2控制。

在操作中，外部电路装置(未示出)将栅极选择信号GS1、GS2设置成希望的值以向滤波器102a、102b中引入对应数量的电容，以优化或者改善由无源混频器104生成的VOUT_MIX信号的占空比误差。栅极选择信号GS1、GS2中的每个栅极选择信号活跃以接通对应晶体管M1-M4或者不活跃以关断对应晶体管。在每个栅极选择信号GS1、GS2活跃时，对应电容器C1-C4向对应栅极输入G1、G2添加电容以由此影响对应滤波器102a、102b的总滤波特性。反言之，在每个栅极选择信号不活跃时，对应电容器C1-C4从对应滤波器102a、102b被有效地去除并且以这一方式去除对应栅极输入G1、G2上的电容以由此影响对应滤波器102a、102b的总滤波特性。因此，在图1的实施例中，可以通过栅极选择信号GS1、GS2提供用于由开关式电容器组SCB-a、SCB-b提供的电容的四个不同电平，这些栅极选择信号GS1、GS2对应于这两个信号的四个不同状态(即，<00>、<01>、<10>和<11>)。

如以上描述的那样，滤波器102a、102b中的每个滤波器在来自VCO 106的OSC1、OSC2信号的幅度相对地大时去除在无源混频器104的第二差分输入G1、G2的奇次谐波。在这一情形中，反相器IV1、IV2与对应开关式电容器组SCB-a、SCB-b组合操作以形成用于去除在第二差分输入G1、G2的奇次谐波的跨导电容器滤波器。栅极选择信号GS1、GS2基于来自VCO 106的VOUT_OSC信号的峰峰幅度被设置在用于这些信号的四个可能值之一。在VOUT_OSC信号的峰峰幅度相对地小时，反相器IV1、IV2中的每个反相器与对应反馈电阻器R1、R2组合工作以作为来自VCO 106的对应OSC1、OSC2信号的放大器。在与以上描述的第三功能模式对应的这一操作模式中，栅极选择信号GS1、GS2均不活跃<0,0>，从而所有选择晶体管M1-M4被关断以由此从滤波器102a、102b有效地去除所有电容器C1-C4。如本领域技术人员将认识的那样，开关式电容器组SCB-a、SCB-b也可以在开关式电容器组的其它实施例中由不同电路装置和不同类型的晶体管形成。

图2是图1的无源混频器频率倍增电路104的一个实施例的更具体示意图。在图2的实施例中，无源混频器频率倍增电路104是由如图所示连接的MOS晶体管M1-M4形成的Gilbert单元无源混频器。晶体管M1、M2的源极形成无源混频器104的第一源极输入S1，而晶体管M3、M4的源极形成无源混频器104的第二源极输入S2。源极输入S1、S2在图2的实施例中是无源混频器104的第一差分输入。晶体管M1和M4的栅极形成无源混频器104的第一栅极输入G1而晶体管M2和M3的栅极形成第二栅极输入G2。栅极输入G1、G2在图2的实施例中是无源混频器104的第二差分输入。包括电阻器R1和R2的DC偏置网络被连接在接收参考电压DC_REF的参考电压节点与中间输出节点IMO1、IMO2之间。DC阻塞电容器CM1、CM2被连接在中间输出节点IMO1、IMO2与无源混频器104的输出节点MIXOUT_P、MIXOUT_M之间并且工作用于从在输出节点MIXOUT_P、MIXOUT_M两端的VOUT_MIX信号去除在中间输出节点上存在的任何DC分量。以这一方式，VOUT_MIX信号的DC分量(见式3的第一分量)对占空比的影响由混频器电容器CM1、CM2去除。本领域技术人员将认识Gilbert单元混频器(诸如图2中所示混频器)的具体结构和操作，为了简洁而这里将不对其进行更具体描述。另外，虽然图2的无源混频器频率倍增电路104由MOS晶体管M1-M4形成，但是如本领域技术人员将认识的那样当然可以在形成这样的Gilbert单元混频器时利用其它类型的晶体管和其它器件。晶体管M1-M4可以例如双极晶体管。也可以通过具有不同结构或者拓扑(即与图2的Gilbert单元结构不同的结构或者拓扑)的混频器形成无源混频器频率倍增电路104。

图3是示出针对图1的滤波器电路装置中的栅极选择信号的不同值的图1和图2的无源混频器频率倍增电路的增益的图形。水平轴是来自VCO 106(图1)的VOUT_OSC信号的峰峰幅度，而竖轴是由无源混频器提供的VOUT_MIX信号与向无源混频器输入的VOUT_OSC信号相除给出的无源混频器104的增益GMIX(VOUT_MIX/VOUT_OSC)。在图3中，线300、302、304和306示出无源混频器104在栅极选择信号GS1、GS2分别是<00>、<01>、<10>和<11>时的增益G。在栅极选择信号GS1、GS2是<00>并且VOUT_OSC信号的幅度大于1.1Vpp差分时，然后到达无源混频器104的压缩点并且混频器的增益变成非线性。如本领域技术人员将理解的那样，Vpp差分是从正到负的在OSC1与OSC2信号之间的峰峰幅度差值。压缩点是VOUT_OSC信号的最大幅度的测量，无源混频器104为此提供在恒定转换损耗方面的线性操作，其中转换损耗是VOUT_OSC信号的输入功率与VOUT_MIX信号的输出功率的比值。在这一情形中，在无源混频器104的栅极输入G1、G2的三阶谐波相对地大。对照而言，在栅极选择信号GS1、GS2是<11>并且VOUT_OSC信号大于1.6Vpp差分时，无源混频器104的增益GMIX相对于在GS1、GS2是<00>时的增益减少约3.5dB，并且在无源混频器的栅极输入G1、G2上的三阶谐波减少约11dB。

图4是示出针对图1的滤波器电路装置102中的栅极选择信号GS1、GS2的不同值在图2的无源混频器频率倍增电路104的栅极输入G1、G2上的奇次谐波减少的图形。水平轴是来自VCO 106(图1)的VOUT_OSC信号的峰峰幅度，而竖轴是无源混频器104的栅极输入G1、G2上的馈通或者一阶谐波和三阶谐波的电平。针对向滤波器电路装置102施加的栅极选择信号GS1、GS2的四个不同状态<00>、<01>、<10>和<11>，线400-406示出一阶谐波的电平，而线408-414示出在无源混频器104的栅极输入G1、G2上的三阶谐波的电平。在栅极选择信号GS1、GS2是<00>时，然后由线408示出的在无源混频器104的栅极输入G1的三阶谐波在VOUT_OSC信号大于1.1Vpp差分时变成显著。对照而言，在栅极选择信号GS1、GS2是<11>时，然后在无源混频器104的栅极输入G1的三阶谐波即使在VOUT_OSC信号大于1.6Vpp差分时仍然被显著地减少。如图4中指示的那样，在栅极选择信号GS1、GS2是<00>比对<11>时有三阶谐波电平的近似11dB差值。

图5是示出根据由图1的VCO 106生成的VOUT_OSC信号的幅度在图2的无源混频器频率倍增电路104的输出生成的偶次谐波的图形。线500a、500b示出四阶谐波电平，线502a、502b示出六阶谐波电平，线504a、504b示出八阶谐波电平，而线506a、506b示出在由无源混频器104生成的VOUT_MIX信号上包含的十阶谐波电平。如在该图中所见，四阶谐波电平500a-b最显著，因为它们具有最大量值，如在该图中所见，滤波器电路装置102显著地减少所有这些谐波的电平、最显著地减少由线500a-b指示的四阶谐波的电平。线500a示出在栅极选择信号GS1、GS2等于<00>时的四阶谐波电平而500b示出在栅极选择信号GS1、GS2等于<10>时的四阶谐波电平。滤波器电路装置102相应地提供在由无源混频器104生成的VOUT_MIX信号上包含的四阶谐波电平的近似6dB减少。

图6是示出偶次谐波、主要地是四阶谐波对由图2的无源混频器频率倍增电路104生成的输出信号VOUT_MIX的占空比的影响的图形。沿着竖轴示出以皮秒为单位的占空比，而沿着水平轴示出由VCO106生成的VOUT_OSC信号的峰峰差分幅度。线600示出在栅极选择信号GS1、GS2是<00>时VOUT_MIX信号的占空比根据VOUT_OSC信号的幅度而变化。如这一线600所见，随着VOUT_OSC信号的幅度增加，VOUT_OSC信号的占空比变化变成显著。线602示出在栅极选择信号GS1、GS2是<11>时VOUT_MIX信号的占空比根据VOUT_OSC信号的幅度而变化。在这一情形中，滤波器电路装置102如先前参照图1描述的那样将最大电容值耦合到无源混频器104的栅极输入G1、G2。线602示出滤波器电路装置102在栅极选择信号GS1、GS2是<11>时大量地减少VOUT_MIX信号的占空比变化。滤波器电路装置102工作用于减少来自无源混频器104的VOUT_OSC信号上的偶数阶谐波的电平并且以这一方式减少VOUT_OSC信号的占空比甚至随着VOUT_OSC信号的幅度变化而变化。

图7是根据本公开内容的另一实施例的包括图1的高频信号生成电路100的电子系统或者设备700的功能框图。在图7的例子实施例中的电子设备700包括处理电路装置702，该处理电路装置控制电子设备700的总体操作并且也执行应用或者“app”704，应用或者“app”704为电子设备的用户提供具体功能。示出高频信号生成电路100为包含在电子设备700的通信子系统706中并且向通信子系统内的部件以及向电子设备中的其它部件提供生成的缓冲的输出信号VOUT_BUF。

电子设备700可以是任何类型的电子设备，诸如智能电话、平板计算机、膝上型计算机、桌面型计算机、其它类型的便携电子设备如音乐播放器、可穿戴电子设备如心率或者活动监视器等。在一个实施例中，信号生成电路100被包含在作为用于通过串行数据链路在两个点之间传输并行数据的接口工作的串行化器/去串行化器(SERDES)集成电路(IC)中。SERDES IC因此作为收发器工作，在该收发器中，发射器部是串行到并行转换器而接收器部是并行到串行转换器。典型SERDES IC将包括多个这样的接口。在多种不同类型的系统中利用这些类型的SERDES IC。电子设备700的具体部件当然将根据包含信号生成电路100的SERDES IC在其中被利用的系统或者设备类型而变化。在信号生成电路100被包含在SERDES IC中时，电子设备700可以例如是吉比特以太网系统、无线网络路由器、光纤通信系统或者多种不同类型的存储设备中的任何存储设备。

通信子系统706耦合到处理电路装置702并且可以包括用于向电子设备700提供对应功能的Wi-Fi、GPS、蜂窝和蓝牙子系统。在图7的实施例中，通信子系统还包括VCO峰检测器708，该VCO峰检测器控制向在信号生成电路100中包含的滤波器电路装置102供应的栅极选择信号GS1、GS2。在操作中，VCO峰检测器708检测由VCO 106生成的VOUT_OSC信号的峰峰差分电压并且基于VOUT_OSC信号的检测到的电压设置栅极选择信号GS1、GS2。以这一方式，VCO峰检测器708根据由VCO 106生成的VOUT_OSC的峰峰幅度控制滤波器电路装置102的电容和由此控制其滤波特性。VCO峰检测器708的这一控制通过基于从VCO 106向无源混频器104供应的VOUT_OSC的实际峰峰幅度调整栅极选择信号GS1、GS2的值和由此调整滤波器电路装置102的电容为最优值来最小化或者减少VOUT_MIX信号的和由此减少VOUT_BUF信号的占空比误差。如先前提到的那样，VOUT_OSC的幅度将在不同应用中变化并且VCO峰检测器708因此使VOUT_BUF信号的占空比误差无论VOUT_OSC信号的幅度如何都能够被最小化或者减少。

电子设备700还包括耦合到处理电路装置502并且也将通常地耦合到电子设备中的其它电路装置的功率管理子系统710。功率管理子系统710将通常地包括用于向电子设备700供电的电池，并且也包括用于控制电子设备的功率有关操作模式(诸如对电池进行充电、功率节省模式等)的控制电路装置。电子设备500还包括诸如触屏712之类的视频部件，该触屏包括类似液晶显示器(LCD)的触摸显示器(未示出)和附着到触摸显示器或者作为触摸显示器的完整部分而形成的触板(未示出)。在操作中，触屏712感测电子设备700的用户的触摸并且向处理电路装置702提供感测的触摸信息，以由此允许用户与电子设备对接并且控制电子设备的操作。处理电路装置702也控制触屏712以在触屏的触摸显示部分上显示希望的可视内容。

电子设备700还包括耦合到处理电路装置702用于存储和取回数据的数据存储装置或者存储器714，该数据包括app 704和在处理电路装置上执行的和在操作期间由电子设备700利用的其它软件。存储器714的典型类型的例子包括固态存储器、诸如DRAM、SRAM和FLASH、固态设备(SSD)并且可以包括与电子设备700的希望的功能相适的任何其它类型的存储器、包括数字视频盘(DVD)、紧致盘只读(CD-ROM)、紧致盘读-写(CD-RW)、存储器、磁带、硬和软磁盘、带盒等。

输入设备716耦合到处理电路装置702并且可以包括无论通过触屏712或者分离地实施的小键盘、压力传感器、加速度计、麦克风、键盘、鼠标、用于捕获静止和视频图像数字相机以及其它适当输入设备。输出设备718耦合到处理电路装置702并且可以例如包括音频输出设备、诸如扬声器、打印机、振动设备等。输入设备716和输出设备718共同地可以包括用于电子设备700的其它类型的典型通信端口、诸如USB端口、HDMI端口等。输入设备716、输出设备718、通信子系统706的具体类型和数目和甚至功率管理子系统710的具体功能当然将依赖于电子设备700的具体类型和功能。

可以组合以上描述的各种实施例以提供更多实施例。在本说明书中引用和/或在申请数据表中列举的任何美国专利、美国专利申请公开文本、美国专利申请、外国专利、外国专利申请和非专利申请通过引用而完全结合于此。如果必要则可以修改以上描述的实施例的方面以运用各种专利、申请和公开文本的概念以提供进而更多实施例。

可以按照以上具体的描述对实施例做出这些和其它改变。一般而言，不应解释使用的术语使权利要求限于在说明书和权利要求书中公开的具体实施例、但是应当解释这些术语包括所有可能实施例以及这样的权利要求有权具有的等效含义的完全范围。因而，权利要求书不受公开内容限制。

Claims (20)

1.一种信号生成电路，包括：

压控振荡器，被配置为生成具有差分幅度的差分振荡器信号；

无源混频器，具有耦合到所述压控振荡器以接收所述差分振荡器信号的第一差分输入，所述无源混频器还包括第二差分输入；以及

滤波器电路，耦合在所述压控振荡器与所述无源混频器的所述第二差分输入之间，所述滤波器电路被配置为根据所述差分振荡器信号的所述差分幅度对所述差分振荡器信号进行滤波，以由此生成经滤波的差分振荡器信号并且在所述无源混频器的所述第二差分输入上提供经滤波的所述差分振荡器信号。

2.根据权利要求1所述的信号生成电路，其中所述无源混频器包括Gilbert单元混频器。

3.根据权利要求1所述的信号生成电路，其中所述滤波器电路被配置为对在所述无源混频器的所述第二差分输入上施加的经滤波的所述差分振荡器信号的非时变分量和奇次谐波进行滤波。

4.根据权利要求3所述的信号生成电路，

其中所述压控振荡器在第一输出上提供所述差分振荡器信号中的第一差分振荡器信号和在第二输出上提供所述差分振荡器信号中的第二差分振荡器信号；

其中所述滤波器电路包括在所述压控振荡器的所述第一输出与所述无源混频器的所述第二差分输入中的第一个第二差分输入之间耦合的第一滤波器；

其中所述滤波器电路包括在所述压控振荡器的所述第二输出与所述无源混频器的所述第二差分输入中的第二个第二差分输入之间耦合的第二滤波器；以及

其中所述第一滤波器和所述第二滤波器中的每个滤波器被配置为接收具有如下值的选择信号，所述值取决于所述差分振荡器信号的所述差分幅度，所述选择信号设置所述第一滤波器和所述第二滤波器的所述滤波特性。

5.根据权利要求4所述的信号生成电路，其中所述第一滤波器和所述第二滤波器中的每个滤波器包括：

第一滤波器电容器，在所述压控振荡器的对应的所述输出与所述无源混频器的对应的所述第二差分输入之间与反相器串联耦合；

电阻元件，与所述反相器并联耦合；以及

开关式电容器组，耦合在所述无源混频器的对应的所述第二差分输入与参考节点之间，所述开关式电容器组包括多个开关电容器并且被配置为响应于所述选择信号在对应的所述第二差分输入和所述参考节点之间耦合所述开关电容器中选择的开关电容器。

6.根据权利要求5所述的信号生成电路，其中所述开关式电容器组包括：

第一开关电容器，在对应的所述第二差分输入与所述参考节点之间与第一晶体管串联耦合，所述第一晶体管包括被配置为接收两个选择信号中的第一选择信号的控制节点；以及

第二开关电容器，在对应的所述第二差分输入与所述参考节点之间与第二晶体管串联耦合，所述第二晶体管包括被配置为接收所述两个选择信号中的第二选择信号的控制节点。

7.根据权利要求6所述的信号生成电路，其中所述反相器接收供应电压并且被配置为限制在所述无源混频器的对应的所述第二差分输入上施加的对应的所述差分振荡器信号的所述幅度，其中对应的所述差分振荡器信号的峰峰电压大于所述反相器的所述供应电压。

8.根据权利要求7所述的信号生成电路，其中所述反相器还被配置为与所述电阻元件组合操作以放大对应的所述差分振荡器信号，其中对应的所述差分振荡器信号的所述峰峰电压小于阈值。

9.根据权利要求8所述的信号生成电路，其中如果对应的所述差分振荡器信号的所述峰峰电压小于所述阈值，则所述两个选择信号不活跃以关断所述第一晶体管和所述第二晶体管中的每个晶体管。

10.根据权利要求1所述的信号生成电路，还包括耦合到所述无源混频器的输出的电流模式逻辑缓冲器。

11.一种电子设备，包括：

信号生成电路，包括：

压控振荡器，被配置为生成具有差分幅度的差分振荡器信号；

无源混频器，具有耦合到所述压控振荡器以接收所述差分振荡器信号的第一差分输入，所述无源混频器还包括第二差分输入和输出；以及

滤波器电路，耦合在所述压控振荡器与所述无源混频器的所述第二差分输入之间，所述滤波器电路被配置为根据所述差分振荡器信号的所述差分幅度对所述差分振荡器信号进行滤波，以由此生成经滤波的差分振荡器信号并且在所述无源混频器的所述第二差分输入上提供经滤波的所述差分振荡器信号；

峰检测器电路，耦合到所述压控振荡器并且配置为检测所述差分振荡器信号的峰峰差分幅度并且根据所述差分振荡器信号的检测的所述峰峰差分幅度控制所述滤波器电路的滤波特性；以及

电子电路装置，耦合到所述信号生成电路以接收在所述无源混频器的所述输出提供的信号。

12.根据权利要求11所述的电子设备，其中所述电子电路装置包括串行化器/去串行化器电路装置。

13.根据权利要求12所述的电子设备，其中所述电子电路装置还包括Gigabit以太网系统电路装置、无线网络路由器电路装置、光纤通信系统电路装置和存储电路装置之一。

14.一种方法，包括：

生成具有差分幅度的差分振荡器信号；

对所述差分振荡器信号进行滤波以从所述差分振荡器信号中的每个差分振荡器信号去除非时变分量并且由此生成第一经滤波的差分振荡器信号；

向无源混频器的对应第一差分输入提供所述第一经滤波的差分振荡器信号中的每个第一经滤波的差分振荡器信号；

根据所述差分振荡器信号的差分幅度对所述差分振荡器信号进行滤波以生成第二经滤波的差分振荡器信号；以及

向所述无源混频器的对应的第二差分输入提供所述第二经滤波的差分振荡器信号中的每个第二经滤波的差分振荡器信号。

15.根据权利要求14所述的方法，其中根据所述差分振荡器信号的差分幅度对所述差分振荡器信号进行滤波以生成第二经滤波的差分振荡器信号包括：

对在所述无源混频器的所述第二差分输入上施加的所述第二经滤波的差分振荡器信号的非时变分量和奇次谐波进行滤波。

16.根据权利要求15所述的方法，其中对在所述无源混频器的所述第二差分输入上施加的所述第二经滤波的差分振荡器信号的非时变分量和奇次谐波进行滤波包括：

根据所述差分振荡器信号的所述差分幅度控制在所述无源混频器的所述第二差分输入中的每个第二差分输入处的电容。

17.根据权利要求16所述的方法，其中根据所述差分振荡器信号的所述差分幅度控制在所述无源混频器的所述第二差分输入中的每个第二差分输入处的电容包括：

根据所述差分振荡器信号的所述差分幅度选择性地将单独的电容器耦合到所述无源混频器的所述第二差分输入中的每个第二差分输入。

18.根据权利要求15所述的方法，其中根据所述差分振荡器信号的差分幅度对所述差分振荡器信号进行滤波以生成第二经滤波的差分振荡器信号还包括：

引入在每个差分振荡器信号与对应的所述第二经滤波的差分振荡器信号之间的延迟。

19.根据权利要求14所述的方法，其中根据所述差分振荡器信号的差分幅度对所述差分振荡器信号进行滤波以生成第二经滤波的差分振荡器信号包括：

如果所述差分振荡器信号的峰峰电压大于阈值，则限幅每个差分振荡器信号的幅度。

20.根据权利要求19所述的方法，其中根据所述差分振荡器信号的差分幅度对所述差分振荡器信号进行滤波以生成第二经滤波的差分振荡器信号包括：

放大所述差分振荡器信号，其中所述差分振荡器信号的所述峰峰幅度小于所述阈值。