CN106936134A - 有源阻尼lcl滤波器、有源阻尼控制装置、方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了有源阻尼LCL滤波器、有源阻尼控制装置、方法和系统。有源阻尼LCL滤波器包括：网侧电抗；桥侧电抗；支路电容；与网侧电抗连接的第一电流互感器，用于检测网侧三相电流；与支路电容连接的第二电流互感器，用于检测支路电容三相电流。

Description

有源阻尼LCL滤波器、有源阻尼控制装置、方法和系统

技术领域

本发明涉及电力系统自动化技术领域，特别是涉及有源阻尼LCL滤波器、有源阻尼控制装置、方法和系统。

背景技术

伴随着电力电子变流技术的发展，电压源型换流器(比如，基于全控型功率开关器件的三相脉宽调制(PWM)换流器)因具有输入电流为正弦波、功率因数可调、低谐波畸变率(THD)和实现功率可双向流动等优点，已被广泛应用于直流输电、并网发电、超导储能与电动汽车等领域和行业。近年来国内外专家学者对换流器控制策略进行了大量研究，尽管控制目标均为实现电流正弦化的低THD以及快速动态响应地单位功率因数高效运行，但各算法过程迥异。

为减少换流器开关频率附近的高次谐波，通常在换流器和电网之间加入三阶LCL滤波器。而且，为抑制三阶LCL滤波器的并联谐振，传统的无源阻尼策略在大功率应用场合(如光伏和风电并网中)获得了广泛应用。在传统的无源阻尼策略中，在滤波电容上串联电阻以增加系统阻尼，从而提高系统稳定性。

然而，无源阻尼策略的不足之处在于：串联电阻引起的阻尼损耗及阻尼电阻对谐波电流的衰减能力均导致较高的功率损耗。

发明内容

本发明实施方式提出一种有源阻尼LCL滤波器、有源阻尼控制装置、方法和系统，从而降低功率损耗。

根据本发明的一个实施方式，一种有源阻尼LCL滤波器，包括：

网侧电抗；

桥侧电抗；

支路电容；

与网侧电抗连接的第一电流互感器，用于检测网侧三相电流；

与支路电容连接的第二电流互感器，用于检测支路电容三相电流。

在一个实施方式中，所述第二电流互感器的容量为第一电流互感器的容量的百分之五到百分之三十。

在一个实施方式中，所述第二电流互感器的容量为第一电流互感器的容量的百分之十。

根据本发明的一个实施方式，一种三相电压源型换流器的有源阻尼控制装置，包括：

如上所述的有源阻尼LCL滤波器；

控制模块，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定输入值；基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；基于所述静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器。

在一个实施方式中，所述控制模块包括：

第一转换单元，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；

第二转换单元，用于将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；

第一加法器，用于基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定比例谐振控制器的输入值；

比例谐振控制器，用于基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；

第二加法器，用于基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；

第三转换单元，用于将静止坐标系的电流误差信号转换为用于控制三相电压源型换流器的三相电流误差信号。

根据本发明的一个实施方式，一种三相电压源型换流器的有源阻尼控制方法，包括：

检测网侧三相电流和支路电容三相电流；

将网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值，将支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；

基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定比例谐振控制器的输入值；

使能比例谐振控制器基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；

基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号，并基于所述静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器。

在一个实施方式中，

其中s为复频域因子；ω_c为比例谐振控制器带宽；ω₀为谐振频率，K_p为比例增益系数；K_R为谐振增益系数；G_PR(s)为比例谐振控制器的复频域传递函数。

在一个实施方式中，

所述静止坐标系的网侧电流参考值为和其中：

P^*为瞬时有功功率给定值，Q^*为瞬时无功功率给定值；u_α和u_β为静止坐标系的网侧电压矢量。

在一个实施方式中，

所述Q^*为零；

根据本发明的一个实施方式，一种三相电压源型换流器的控制系统，包括：

三相电网，用于提供三相电；

如上所述的有源阻尼LCL滤波器，与所述三相电网连接，用于滤除所述三相电中的高频谐波，并检测网侧三相电流和支路电容三相电流；

控制模块，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定输入值；基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；基于所述静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器；

三相电压源型换流器，用于基于静止坐标系的电流误差信号执行开关通断。

从上述技术方案可以看出，相比较现有技术的无源阻尼策略，本发明提出的三相电压源型换流器有源阻尼控制方案，可以避免串联电阻引起的阻尼损耗及阻尼电阻对谐波电流的衰减能力，因此本发明可以显著降低功率损耗，并提高系统效率和稳定性。

而且，本发明所提出的LCL滤波器中，与支路电容连接的第二电流互感器容量可以显著小于与网侧电抗连接的第一电流互感器的容量，因此还降低了LCL滤波器的成本。而且，本发明的LCL滤波器的结构紧凑，为冷却系统设计提供了便利。

另外，本发明采用电容支路直接电流采样，采样和计算误差显著降低，为精确控制提供了基础。还有，本发明的有源阻尼可以实现较佳的谐波衰减率。

附图说明

图1为根据本发明实施方式有源阻尼LCL滤波器的示范性结构图；

图2为根据本发明实施方式三相电压源型换流器的有源阻尼控制装置的示范性结构图；

图3为根据本发明实施方式三相电压源型换流器的有源阻尼控制方法流程图；

图4为根据本发明实施方式基于电流环PR控制器的有源阻尼控制拓扑结构示意图；

图5示例性地示出本发明实施方式的αβ静止坐标系下电流内环控制结构框图；

图6示例性地示出了本发明实施方式的延时因子对电流环幅频特性影响的伯德图；

图7示例性地示出本发明实施方式的有源阻尼增益系数变化对电流环幅频特性影响的伯德图；

图8示例性地示出本发明实施方式的K_w、L、∑T_i作为参变量时系统闭环极点轨迹示意图；

图9示例性地示出本发明实施方式的K_P、K_R作为参变量时系统闭环极点轨迹示意图；

图10示例性地示出本发明实施方式的控制系统电流环闭环伯德图；

图11示例性地示出本发明实施方式的换流器交流侧相电流给定与输出跟踪波形的仿真图；

图12示例性地示出本发明实施方式的换流器交流侧相电流运动轨迹图；

图13示例性地示出采用本发明控制策略的换流器侧A相电压/电流波形的实测图；

图14示例性地示出采用本发明控制策略的网侧A相电压/电流波形的实测图；

图15示例性地示出采用本发明控制策略的网侧和换流器侧A相电流频谱的对比实测图；

图16示例性地示出采用本发明控制策略的直流母线电压实测图，其中直流电压由93V跳变到106V；

图17示例性地示出采用本发明控制策略的网侧电流突变时的瞬态响应实测图。

具体实施方式

为了使本发明的技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施方式，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施方式仅仅用以阐述性说明本发明，并不用于限定本发明的保护范围。

为了描述上的简洁和直观，下文通过描述若干代表性的实施方式来对本发明的方案进行阐述。实施方式中大量的细节仅用于帮助理解本发明的方案。但是很明显，本发明的技术方案实现时可以不局限于这些细节。为了避免不必要地模糊了本发明的方案，一些实施方式没有进行细致地描述，而是仅给出了框架。下文中，“包括”是指“包括但不限于”，“根据……”是指“至少根据……，但不限于仅根据……”。由于汉语的语言习惯，下文中没有特别指出一个成分的数量时，意味着该成分可以是一个也可以是多个，或可理解为至少一个。

图1为根据本发明实施方式有源阻尼LCL滤波器的示范性结构图。

如图1所示，虚线框所示的有源阻尼LCL滤波器10分别与三相电网(U_g)11和三相电压源型换流器(VSC)12连接。有源阻尼LCL滤波器10包括：

三个网侧电抗L_g，与三相电网连接；

三个桥侧电抗L_r，分别与各自的网侧电抗L_g连接；

三个支路电容C_f；

电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3，分别与各自的网侧电抗L_g连接，用于检测网侧三相电流；

电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6，分别与各自的支路电容C_f连接，用于检测支路电容三相电流。

本发明所涉的换流器控制系统的网侧主电路设置有三个电流互感器(即电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3)，而且在支路电容设置有另外的三个电流互感器(即电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6)，通过引入电容电流内环反馈增益，不但可以避免无源阻尼策略所产生的功率损耗，还可以降低采样误差。

电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3属于相同的规格型号。而且，电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6属于相同的规格型号。

在一个实施方式中，电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6所属规格型号的容量为电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3所属规格型号的百分之五到百分之三十。优选地，电流互感器4，电流互感器5和电流互感器6所属规格型号的容量为电流互感器1，电流互感器2和电流互感器3所属规格型号的百分之十。

基于图1所示的LCL滤波器，本发明提出一种三相电压源型换流器控制方案，相比较现有技术的无源阻尼策略，本发明可以显著降低功率损耗。

图2为根据本发明实施方式三相电压源型换流器的有源阻尼控制装置的示范性结构图。

如图2所示，该装置包括：

如图1所示的有源阻尼LCL滤波器10；

控制模块20，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定输入值；基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；基于静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器。

具体地，控制模块20包括：

第一转换单元21，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；

第二转换单元22，用于将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；

第一加法器23，用于基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定比例谐振控制器的输入值；

比例谐振(PR)控制器24，用于基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；

第二加法器25，用于基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；

第三转换单元26，用于将静止坐标系的电流误差信号转换为用于控制三相电压源型换流器的三相电流误差信号。

基于上述描述，本发明还提出了一种三相电压源型换流器的有源阻尼控制方法。

图3为根据本发明实施方式三相电压源型换流器的有源阻尼控制方法流程图。

如图3所示，该方法包括：

步骤301：检测网侧三相电流和支路电容三相电流。

在这里，有源阻尼LCL滤波器分别与三相电网和三相电压源型换流器连接。而且，有源阻尼LCL滤波器，包括：网侧电抗；桥侧电抗；支路电容；与网侧电抗连接的第一电流互感器；与支路电容连接的第二电流互感器。第一电流互感器检测网侧三相电流；第二电流互感器检测支路电容三相电流。

步骤302：将网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值，将支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值。

步骤303：基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定比例谐振控制器的输入值。

步骤304：使能比例谐振控制器基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值。

步骤305：基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号，并基于所述静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器。

在一个实施方式中，

其中s为复频域因子；ω_c为比例谐振控制器带宽；ω₀为谐振频率，K_p为比例增益系数；K_R为谐振增益系数；G_PR(s)为比例谐振控制器的复频域传递函数。

在一个实施方式中，静止坐标系的网侧电流参考值为和其中：

P^*为瞬时有功功率给定值，Q^*为瞬时无功功率给定值；u_α和u_β为静止坐标系的网侧电压矢量。

在一个实施方式中，Q^*为零；

可见，通过将Q^*为零，可以实现网侧单位功率因数。

下面结合示范性的有源阻尼控制拓扑结构，对本发明进行更加具体的说明。

图4为根据本发明实施方式基于电流环PR控制器的有源阻尼控制拓扑结构示意图。

图4示出了三相电压型PWM换流器主电路拓扑。如图4所示，换流器通过网侧电抗L_g、桥侧电抗L_r和支路电容C_f组成三阶有源阻尼LCL滤波器与电网相连。三阶有源阻尼LCL滤波器起到滤除高频谐波的作用。

PWM换流器可以包括6个组成三相桥结构的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)功率模块。C_dc为直流母线电容，i_g、i_r和i_c为网侧、换流器侧和电容支路电流，u_g为三相网侧电压，“abc/αβ”为三相到两相坐标变换。

传统功率计算方法一般基于系统处于稳态条件下，为了提高换流器功率调节响应速度，可利用瞬时功率理论对瞬时有功、无功功率实时控制。

运用“等量”坐标变换，系统的瞬时复功率S被定义为电压矢量u与电流矢量共轭i的乘积，即：

(公式1)

由上式，在αβ静止坐标系下，PWM换流器瞬时功率模型可表示为如下：

(公式2)

定义P*和Q*为瞬时有功和瞬时无功功率给定值，为实现网侧单位功率因数，Q*设为零，可得静止坐标系下网侧输入电流给定值：

(公式3)

由公式3可看出，内环电流给定和网侧电压具有线性映射，通过对αβ静止坐标系下i_α与i_β直接调节，即可完成PWM变流器瞬时无功、有功功率地调节。

利用外环调节器输出和换流器母线电压相乘求得瞬时有功功率参考值，内环是被控对象为交变信号的电流环，并且采用滤波电容电流反馈有源阻尼控制，进而比例谐振(PR)控制器被引入以显著减少控制系统稳态误差。

图5示例性地示出本发明实施方式的αβ静止坐标系下电流内环控制结构，图5为不考虑电网电压前馈补偿项的电流内环模型框图。

利用Mason公式，并考虑到控制系统在谐振频率点处增益远大于1，根据电流内环模型可以推出系统电流环传递函数表达式为：

(公式4)

针对矢量旋转坐标系中电流内环被控量为交流信号的控制系统，变换器电压/电流与电网频率相同，导致传统PI控制器无法实现零稳态误差跟踪和消除误差电流ΔI，为解决此问题，PR控制器被提出。

(公式5)

式(5)中ω₀为谐振频率，K_P、K_R为比例与谐振增益系数，PR控制器在跟踪信号频率处增益无穷大，在其他非基频处增益非常小，当电网频率和阻抗产生摄动时，就无法有效抑制电网产生的谐波。

为了提高有选择地抗电网电压干扰的能力，从而有效减小电网参数摄动对变换器网侧电流的影响，利用内模原理得到改进的PR控制器s域传递函数：

(公式6)

控制器带宽ω_c体现了跟踪输入信号的能力，为了提高响应速度，系统应具有较大的带宽。但随着带宽的增加，开关频率等高频干扰噪声将对系统产生影响，故须折中考虑加以选取。

为实现对PWM换流器进行离散化，同时A/D采样保持和与传输将导致一拍计算延时滞后，并且PWM环节波形占空比更新亦带来半拍延时引起-ωT_s/2的相位延迟。由泰勒级数展开对上述一阶小惯性环节进行近似逼近：

(公式7)

基于此，信号采样和PWM环节等效延时因子∑T_i为采样周期的1.5倍，它的取值对电流内环产生较大影响。同时，SVM环节起到调制出和参考电压V^*等效的矢量V，故桥路等效增益K_D具有单位增益系数。

图6示例性地示出了本发明实施方式的延时因子对电流环幅频特性影响的伯德图，其中曲线a为无延时因子的情形，曲线b为具有延时因子的情形。在图6中，示出了考虑到延时因子对电流控制影响。因此，系统设计时需保证足够的裕度以有效避免延时环节的不利影响，增强控制鲁棒性。

图7示例性地示出本发明实施方式的有源阻尼增益系数变化对电流环幅频特性影响的伯德图，其中曲线d示意相位滞后的情形；曲线c示意ζ逐渐增加的情形。

当系统进入欠阻尼状态时，其谐振点处将产生很大的过冲，导致谐振频率处谐波幅值增加，从而高次谐波被注入线电流中，恶化电流THD。传统的无源阻尼策略在大功率应用场合(尤其如光伏和风电并网)其不足之处在于因串联电阻引起的阻尼损耗和阻尼电阻对谐波电流的衰减能力两者同系统稳定性间的矛盾。本申请采用基于虚拟阻尼电阻的电容电流反馈有源阻尼策略以显著抑制网侧三阶LCL并联谐振，即通过引入滤波电容电流i_C进行反馈采样，K_w为反馈系数。

可得输入电流至桥侧电流等效传递函数：

(公式8)

由上述可以得出，引入滤波电容内环电流反馈有源阻尼控制的LCL滤波器等效传递函数的分母项存在一个典型的二阶振荡环节，使得系统阻尼系数得以提高，谐振尖峰实现衰减。其中阻尼比可表示为：

(公式9)

通过上述理论分析，进而可得到公式4的等效解析表达式：

(公式10)

其中，

b₅＝ΣT_iL_gC_fK_w+(2ω_cΣT_i+1)L_gL_rC_f，b₆＝ΣT_iL_gL_rC_f。

图8示例性地示出本发明实施方式的K_w、L、∑T_i作为参变量时系统闭环极点轨迹示意图；图9示例性地示出本发明实施方式的K_P、K_R作为参变量时系统闭环极点轨迹示意图。

在PWM变换器工作过程中，伴随着温度、老化以及检测精度等因素的影响，系统关键参数亦随之发生变化，从而导致闭环极点偏移影响系统稳定性，故须计及系统工作过程的鲁棒性与稳定性。

基于图8和图9所示电流环闭环零极点轨迹，伴随着L逐渐增大，系统中两组共轭极点迅速靠近左半平面，同时极点阻尼亦随之增大，控制系统轨迹移至稳定增强区。当反馈比例因子K_w递增时，主导极点由不稳定区域穿越并移离虚轴，然后迅速逼近虚轴直至再次返回不稳定区域，同时极点阻尼先增大后减小，故需确保闭环极点均分布于s域左半平面，从而显著克服了参数变化对系统鲁棒性的不利。与此同时，伴随着控制延时∑T_i逐渐增大，从图8和图9可看出，由谐振环节与LCL滤波器引入的极点随之向虚轴移动，即延长延时环节将使得引起系统不稳定的变化范围变宽，从而增加了控制器参数优化匹配难度。

综合考虑图8和图9所示轨迹，利用零极点配置法选取系统最优极点P_1,2＝-124±1125j，P_3,4＝-736±1257j，可看出两对共轭极点距离虚轴相差5倍以上，且由于K_R>>K_P，其取值对系统稳定裕度和带宽产生影响，当增益值K_P变大时，尽管带宽随之变大，但是稳定裕度先增加后减少，须选取最优增益系数以获得最大稳定裕量。

图10示例性地示出本发明实施方式的控制系统电流环闭环伯德图。

图10表明系统幅值裕度h＝-20lg|G(jω_cs)|＝9.8dB，相位裕度γ＝π+∠G(jω_s)＝54.6°。考虑到实际系统和物理模型间存在参数偏差，对稳定裕度的一般要求为系统相角裕度PM＝30°～60°，幅值裕度GM>6dB。

由闭环传递函数环伯德图可知，系统幅值裕度为-3dB时对应带宽约为426.3Hz，故对于工频50Hz电网，本发明所涉电流环带宽较宽，在更为宽泛的范围内变化亦满足系统稳定裕量要求。

综上分析，闭环系统是稳定的。

图11示例性地示出本发明实施方式的换流器交流侧相电流给定与输出跟踪波形的仿真图；图12示例性地示出本发明实施方式的换流器交流侧相电流运动轨迹图。

图11和图12表示本发明所提方法对应变换器交流输入侧相电流跟踪指令电流情况及其运动轨迹，图示的三段轨迹表示：[I]整流状态，[II]逆变状态，[III]达到限幅值状态。

图11描述了实际输入电流跟踪参考电流的响应曲线，可以看出，网侧电流参考值和实际输出波形在相位和幅值上基本吻合，说明所设计控制系统可以达到无静差跟踪。图12为变换器网侧电流空间矢量运动轨迹，其中横、纵坐标为相电流运动轨迹的瞬时值，当参考电流发生跳变时，其矢量运动轨迹较为快速平滑调节，避免了较“硬”的动态过渡和较大的系统超调冲击。

图13示例性地示出采用本发明控制策略的换流器侧A相电压/电流波形的实测图；图14示例性地示出采用本发明控制策略的网侧A相电压/电流波形的实测图。

图13-14给出了A相电网电压与交流进线电流的时域波形，系统实现了电网电压与电流同相位的快速零稳态误差跟踪，电能质量得到明显改善，这得益于图4框图中电流内环对输入电流的直接控制，以及PR控制器在谐振频率下的高增益跟踪。同时LCL电力滤波器支路交流薄膜电容C_f对高频开关频率次谐波电流起到低阻抗旁路吸收作用，而对于工频及其它低频次电流呈现高阻抗特性，从而高频谐波被支路电容C_f以无功功率的形式吸收，达到良好的谐波消除和单位功率因数的有机统一。

图15示例性地示出采用本发明控制策略的网侧和换流器侧A相电流频谱的对比实测图。

如图15所示，利用电能质量分析仪对网侧和变换器侧电流幅值频谱分析，可看出网侧电流THD约为2.8％，满足IEEE519标准的限值要求。

图16示例性地示出采用本发明控制策略的直流母线电压实测图，其中直流电压由93V跳变到106V；图17示例性地示出采用本发明控制策略的网侧电流突变时的瞬态响应实测图。

图16和17示出了直流母线电压和网侧电流跟踪给定跳变的波形。当母线参考电压突变时，超调量均低于5％，同时，网侧电流给定值突变亦能快速跟踪且对网侧电压引起较小的瞬时畸变，具有良好的动态响应和稳态精度。

综上所述，相比较现有技术的无源阻尼策略，本发明提出的三相电压源型换流器有源阻尼控制方案，可以避免串联电阻引起的阻尼损耗及阻尼电阻对谐波电流的衰减能力，因此本发明可以显著降低功率损耗，并提高系统效率和稳定性。

而且，本发明所提出的LCL滤波器中，与支路电容连接的第二电流互感器容量可以显著小于与网侧电抗连接的第一电流互感器的容量，因此还降低了LCL滤波器的成本。而且，本发明的LCL滤波器的结构紧凑，为冷却系统设计提供了便利。

另外，本发明采用电容支路直接电流采样，采样和计算误差显著降低，为精确控制提供了基础。还有，本发明的有源阻尼可以实现较佳的谐波衰减率。

总之，本发明具有较小的电流、电压谐波畸变率和较高的电能转换效率，实现单位功率运行，在额定负载下效率能达到98％，THD仅为3％左右，符合IEEE519-2014等电能质量标准要求。本发明电流内环引入电容电流反馈有源阻尼策略和PR控制器，省去了派克(Park)变换、锁相环(PLL)相角实时检测和前馈解耦等环节，提供了一种有效降低控制器运算量、具有良好的动态响应和强鲁棒性的调制策略。而且，本发明在αβ静止坐标系下利用零极点轨迹和频域响应分析工具，探讨和总结了系统主要参数与稳定裕度的内在机理，运用控制理论判据对分析和解决此类问题给出规律探讨。另外，本发明为三相电压源型换流器提供了一套新颖而卓有成效的理论计算与设计方法，仿真和实验结果表明，本发明所提出的控制策略具有优良的稳定运行性能和对参数变化的鲁棒性，有效兼顾系统稳态裕度和暂态性能，满足系统性能指标的要求。

以上所述，仅为本发明的较佳实施方式而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种有源阻尼LCL滤波器，其特征在于，包括：

网侧电抗；

桥侧电抗；

支路电容；

与网侧电抗连接的第一电流互感器，用于检测网侧三相电流；

与支路电容连接的第二电流互感器，用于检测支路电容三相电流。

2.根据权利要求1所述的有源阻尼LCL滤波器，其特征在于，所述第二电流互感器的容量为第一电流互感器的容量的百分之五到百分之三十。

3.根据权利要求2所述的有源阻尼LCL滤波器，其特征在于，所述第二电流互感器的容量为第一电流互感器的容量的百分之十。

4.一种三相电压源型换流器的有源阻尼控制装置，其特征在于，包括：

如权利要求1的有源阻尼LCL滤波器；

控制模块，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定输入值；基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；基于所述静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器。

5.根据权利要求4所述的三相电压源型换流器的有源阻尼控制装置，其特征在于，所述控制模块包括：

第一转换单元，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；

第二转换单元，用于将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；

第一加法器，用于基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定比例谐振控制器的输入值；

比例谐振控制器，用于基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；

第二加法器，用于基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；

第三转换单元，用于将静止坐标系的电流误差信号转换为用于控制三相电压源型换流器的三相电流误差信号。

6.一种三相电压源型换流器的有源阻尼控制方法，其特征在于，包括：

检测网侧三相电流和支路电容三相电流；

将网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值，将支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；

基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定比例谐振控制器的输入值；

使能比例谐振控制器基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；

基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号，并基于所述静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，

$G_{PR}\left(s\right)=K_p+\frac{2K_R{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_0^2};$

其中s为复频域因子；ω_c为比例谐振控制器带宽；ω₀为谐振频率，K_p为比例增益系数；K_R为谐振增益系数；G_PR(s)为比例谐振控制器的复频域传递函数。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，

所述静止坐标系的网侧电流参考值为和其中：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\frac{1}{(u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2)}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& -u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}^{*}\\ Q^{*}\end{array}\right];$

P^*为瞬时有功功率给定值，Q^*为瞬时无功功率给定值；u_α和u_β为静止坐标系的网侧电压矢量。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述Q^*为零；

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\frac{P^{*}}{(u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2)}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right].$

10.一种三相电压源型换流器的控制系统，其特征在于，包括：

三相电网，用于提供三相电；

如权利要求1的有源阻尼LCL滤波器，与所述三相电网连接，用于滤除所述三相电中的高频谐波，并检测网侧三相电流和支路电容三相电流；

控制模块，用于将第一电流互感器所检测的网侧三相电流检测值转换为静止坐标系的网侧电流检测值；将第二电流互感器所检测的支路电容三相电流检测值转换为静止坐标系的支路电容电流检测值；基于静止坐标系的网侧电流检测值与静止坐标系的网侧电流参考值确定输入值；基于所述输入值执行比例谐振控制处理，以确定静止坐标系的支路电容电流参考值；基于静止坐标系的支路电容电流检测值与静止坐标系的支路电容电流参考值，确定静止坐标系的电流误差信号；基于所述静止坐标系的电流误差信号控制三相电压源型换流器；

三相电压源型换流器，用于基于所述静止坐标系的电流误差信号执行开关通断。