CN113098364A - 无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法及系统，属于变频驱动领域。(1)采集网侧电流信号或母线电压信号，然后对网侧电流信号或母线电压信号进行低通滤波，滤波后的网侧电流或母线电压的平方乘以或除以虚拟电阻得到虚拟阻尼功率；(2)通过锁相环得到网侧电压相位信息，经过处理得到两倍频于电网电压波形的网侧输入功率波形信号；(3)转速环经PI调节器调节输出后与步骤(2)中的网侧输入功率波形信号相乘得到逆变器功率初始量，逆变器功率初始量加上步骤(1)中的虚拟阻尼功率得到逆变器功率给定量；(4)逆变器功率给定量与逆变器功率反馈量做差后经PR调节器调节得到q轴电流给定量；增加系统阻尼，抑制网侧LC谐振。

Description

无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法及系统

技术领域

本发明属于电机驱动技术领域，特别涉及无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法及系统。

背景技术

永磁同步电机运行可靠且结构简单，并且具有功率密度高，调速性能优异的优点，于是得到广泛的应用。传统的变频调速系统中直流侧采用大容量电解电容和PFC电路，电解电容的寿命受温度影响大，大多数空调的故障都是由于电解电容的损坏引起的。可以将大容量电解电容替换成小容量薄膜电容，于是空调驱动系统的寿命得到提高。由于直流母线电容的作用是储存能量，稳定直流母线电压，当直流母线电容替换成小容量薄膜电容后，直流侧储存能量变少，导致直流母线电压波动变大，整流电路导通角增大，系统输入功率因数增大，于是可以去掉PFC电路，节约系统成本，提高系统效率。

但是，由于母线电容较小使得母线电压波动较大，且功率因数校正(PFC)电路的移除也会导致网侧的滤波电抗器与直流母线电容间产生LC谐振现象，这均将导致网侧输入电流谐波较大，功率因数较低，对电网造成污染。

目前提高无电解电容永磁同步电机驱动系统功率因数的方法主要是采用逆变器功率控制策略，但是此控制策略对小功率电机驱动系统网侧功率因数的提高并不明显，且不能抑制网侧LC谐振，网侧电流谐波依然较大。

发明内容

本发明的目的在于提供无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法及系统，以解决上述问题。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，包括以下步骤：

S1，采集网侧输入电流信号i_grid或母线电压u_dc，对网侧输入电流i_grid或母线电压u_dc进行低通滤波，得到滤波后的网侧输入电流信号i_fg或滤波后的母线电压u_fdc；

S2，对滤波后的网侧输入电流信号i_fg或滤波后的母线电压信号u_fdc进行乘法运算，得到滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²或滤波后的母线电压信号的平方u_fdc ²；

S3，假设虚拟电阻为R_d，将滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²乘以虚拟电阻R_d或者滤波后的母线电压信号的平方u_fdc ²除以虚拟电阻R_d，得到虚拟阻尼功率p_damp；

S4，对电网实时电压u_g进行锁相，得到电网电压相角信息，对电网电压相角信息进行处理得到网侧输入功率波形信号k(t)；

S5，对电机给定转速与反馈转速之间的差值进行PI调节生成功率常数

忽略薄膜电容所消耗的功率，此时功率常数

与网侧输入功率波形信号k(t)相乘得到逆变器输入功率初始量p_{inv_0}；逆变器输入功率初始量p_{inv_0}加上虚拟阻尼功率p_damp得到逆变器输入功率给定量p_inv ^*；

S6，给定逆变器输入功率p_inv ^*和反馈逆变器输入功率p_inv的差值为逆变器输入功率误差；这个误差由比例谐振控制器控制，其输出为给定q轴电流指令i_q ^*；给定d轴电流指令i_d ^*为0；

S7，对d、q轴电流指令i_d ^*、i_q ^*与采集实时d、q轴电流i_d、i_q之间误差进行比例、积分运算，得到d、q轴电压指令u_d、u_q；将d、q轴电压指令u_d、u_q和电机交叉解耦电压u_df、u_qf相加后进行坐标变换，得到静止坐标系电压u_αf、u_βf，根据静止坐标系电压u_αf、u_βf与母线电压u_dc，利用空间矢量调制对逆变器和电机进行控制。

进一步的，S3中所述虚拟阻尼功率p_damp的函数表达式为：

p_damp＝R_d*i_fg ²或者

进一步的，S3中所述虚拟电阻R_d的大小可根据电机的实际控制效果而变化调整。

进一步的，S4中所述网侧输入功率波形信号k(t)的函数表达式为：

其中，ω_g为电网电压角频率，

为电网电压初相角。

进一步的，S5中逆变器输入功率初始量p_{inv_0}的函数表达式为：

进一步的，S5中逆变器输入功率给定量p_inv ^*的函数表达式为：

p_inv ^*＝p_{inv_0}+p_damp。

进一步的，S6中反馈逆变器输入功率p_inv的函数表达式为：

p_inv＝1.5*(u_d ^*i_d+u_q ^*i_q)

其中u_d ^*、i_d为d轴电压、d轴电流，其中u_q ^*、i_q为q轴电压、q轴电流。

进一步的，S7中交叉解耦电压u_df、u_qf的函数表达式为：

u_df＝-L_qi_qω_e

其中，L_d、L_q分别表示电机d、q轴电感，

表示永磁体磁链，ω_e表示电机电角度。

进一步的，无电解电容永磁同步电机的阻尼控制系统，包括：

网侧输入电流信号采集模块用于采集网侧输入电流信号i_grid，对网侧输入电流进行低通滤波，得到滤波后的网侧输入电流信号i_fg；

母线电压采集模块用于采集母线电压信号u_dc，对采集到的母线电压进行低通滤波，得到滤波后的母线电压信号u_fdc；

网侧输入电流信号的平方模块用于对滤波后的网侧输入电流信号i_fg进行乘法运算，得到滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²；

母线电压信号的平方模块用于对滤波后的母线电压信号u_fdc进行乘法运算，得到滤波后的网侧输入电流信号的平方u_fdc ²；

虚拟阻尼功率获得模块用于假设虚拟电阻为R_d，将滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²乘以虚拟电阻R_d得到虚拟阻尼功率p_damp或者将滤波后的母线电压信号的平方u_fdc ²除以虚拟电阻R_d得到虚拟阻尼功率p_damp，虚拟电阻R_d的大小可根据电机的实际控制效果而变化调整；

网侧输入功率波形信号获得模块用于对电网实时电压u_g进行锁相，得到电网电压相角信息，对电网电压相角信息进行处理得到网侧输入功率波形信号k(t)；

逆变器输入功率给定量获得模块用于对电机给转速与反馈转速之间的差值进行PI调节生成功率常数

忽略薄膜电容所消耗的功率，此时功率常数

与网侧输入功率波形信号k(t)相乘得到逆变器输入功率初始量p_{inv_0}；逆变器输入功率初始量p_{inv_0}加上步阻尼功率p_damp得到逆变器输入功率给定量p_inv ^*；

逆变器输入功率控制模块用于用比例谐振控制器控制逆变器输入功率p_inv ^*和反馈逆变器输入功率p_inv的差值，比例谐振控制器的输出为给定q轴电流指令i_q ^*；给定d轴电流指令i_d ^*为0；

电机控制模块用于对d、q轴电流指令i_d ^*、i_q ^*与采集实时d、q轴电流i_d、i_q之间误差进行比例、积分运算，得到d、q轴电压指令u_d、u_q；将d、q轴电压指令u_d、u_q和电机交叉解耦电压u_df、u_qf相加后进行坐标变换，得到静止坐标系电压u_αf、u_βf，根据静止坐标系电压u_αf、u_βf与母线电压u_dc，利用空间矢量调制对逆变器和电机进行控制。

与技术相比，本发明有以下技术效果：

基于电流采集的阻尼控制方法可以等效在网侧滤波电感上串联一个实际的阻尼电阻来抑制网侧的LC谐振，从而具有减小网侧电流谐波，提高网侧功率因数作用，且虚拟阻尼功率的注入避免了实际电阻的功率消耗，其控制方法简单，易于实现。基于母线电压采集的阻尼控制方法，可以直接采用矢量控制SVPWM中采样到的母线电压信号，不需要在传统的控制策略中加入额外的采样，此方法可以等效在母线电容上并联一个实际的阻尼电阻来抑制网侧的LC谐振，减小网侧电流谐波，提高网侧功率，且虚拟阻尼功率的注入避免了实际电阻的功率消耗，其控制方法简单，易于实现。

附图说明

图1为本发明的基于电流采集的阻尼控制方案的等效电路图。此图中阻尼电阻与网侧滤波电感串联。

图2为本发明的基于电压采集的阻尼控制方案的等效电路图。此图中阻尼电阻与直流母线上的薄膜电容并联。

图3为本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统的阻尼控制方法的整体控制框图。

图4为采用基于电流采集的阻尼控制方案前后，网侧电流波形的对比情况。

图5为采用基于电压采集的阻尼控制方案前后，网侧电流波形的对比情况。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不限定本发明。

如图1所示，其为阻尼控制法网侧滤波电感串联虚拟阻尼电阻控制策略的实际等效电路图。

如图2所示，其为阻尼控制法母线电容并联虚拟阻尼电阻控制策略的实际等效电路图。

如图3所示，其为无电解电容永磁同步电机驱动系统的阻尼控制方法的整体控制框图，在传统逆变器功率控制的基础上加入了阻尼控制，其中阻尼控制方案对应图1中网侧滤波电感串联虚拟阻尼电阻的控制策略。

基于图3的无电解电容永磁同步电机驱动系统的阻尼控制方法，基于电流采集的阻尼控制方法：

步骤一：采集网侧输入电流信号i_grid，对网侧输入电流进行低通滤波，得到滤波后的网侧输入电流信号i_fg。

步骤二：对步骤一中的滤波后的网侧输入电流信号i_fg进行乘法运算，得到滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²。

步骤三：假设虚拟电阻为R_d，将步骤二中的滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²乘以虚拟电阻R_d得到虚拟阻尼功率p_damp。虚拟阻尼功率p_damp的函数表达式为：

p_damp＝R_d*i_fg ²

步骤四：对电网实时电压u_g进行锁相，得到电网电压相角信息，对电网电压相角信息进行处理可以得到网侧输入功率波形信号k(t)，其函数表达式为：

其中，ω_g为电网电压角频率，

为电网电压初相角。

步骤五：对电机给转速与反馈转速之间的差值进行PI调节生成功率常数

进一步地，由于薄膜电容消耗的功率很小，且在一个周期内平均功率为零，所以可以忽略薄膜电容所消耗的功率。此时功率常数

与步骤四中的网侧输入功率波形信号k(t)相乘得到逆变器输入功率初始量p_{inv_0}，其函数表达式为：

进一步地，逆变器输入功率初始量p_{inv_0}加上步骤三中的阻尼功率p_damp得到逆变器输入功率给定量p_inv ^*。其函数表达式为：

p_inv ^*＝p_{inv_0}+p_damp

进一步地，反馈逆变器输入功率p_inv的表达式为：

p_inv＝1.5*(u_d ^*i_d+u_q ^*i_q)

其中u_d ^*、i_d为d轴电压、d轴电流，其中u_q ^*、i_q为q轴电压、q轴电流。

步骤六：给定逆变器输入功率p_inv ^*和反馈逆变器输入功率p_inv的差值为逆变器输入功率误差。这个误差由比例谐振控制器(PR)控制，其输出为给定q轴电流指令i_q ^*。给定d轴电流指令i_d ^*为0。

步骤七：对d、q轴电流指令i_d ^*、i_q ^*与采集实时d、q轴电流i_d、i_q之间误差进行比例、积分运算，得到d、q轴电压指令u_d、u_q。

进一步地，将d、q轴电压指令u_d、u_q和电机交叉解耦电压u_df、u_qf相加后进行坐标变换，得到静止坐标系电压u_αf、u_βf，根据静止坐标系电压u_αf、u_βf与母线电压u_dc，利用空间矢量调制对逆变器和电机进行控制。

具体地，电机交叉解耦电压u_df、u_qf的计算公式为：

u_df＝-L_qi_qω_e

其中，L_d、L_q分别表示电机d、q轴电感，

表示永磁体磁链，ω_e表示电机电角速度。

基于图3的无电解电容永磁同步电机驱动系统的阻尼控制方法，基于采集电压的阻尼控制方法：

步骤一：采集母线电压u_dc，对母线电压u_dc进行低通滤波，得到滤波后的母线电压u_fdc。

步骤二：对步骤一中的滤波后的母线电压信号u_fdc进行乘法运算，得到滤波后的母线电压信号的平方u_fdc ²。

步骤三：假设虚拟电阻为R_d，将步骤二中的滤波后的母线电压信号的平方u_fdc ²除以虚拟电阻R_d得到虚拟阻尼功率p_damp。虚拟阻尼功率p_damp的函数表达式为：

剩余实施步骤与电流采集的阻尼控制方法完全相同。

图4为采用电流采集的阻尼控制方案前后，网侧电流波形的对比情况。可以看到采用电流采集的阻尼控制方案后，网侧电流谐波明显减少，且波形开通角大大增大，网侧功率因数必然会提高。

图5为采用电压采集的阻尼控制方案前后，网侧电流波形的对比情况。可以看到采用电压采集的阻尼控制方案后，网侧电流谐波明显减少，网侧电流谐波明显减少，且波形开通角大大增大，网侧功率因数必然会提高。

Claims (8)

1.无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1，采集网侧输入电流信号i_grid或母线电压u_dc，对网侧输入电流i_grid或母线电压u_dc进行低通滤波，得到滤波后的网侧输入电流信号i_fg或滤波后的母线电压u_fdc；

S2，对滤波后的网侧输入电流信号i_fg或滤波后的母线电压信号u_fdc进行乘法运算，得到滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²或滤波后的母线电压信号的平方u_fdc ²；

S3，假设虚拟电阻为R_d，将滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²乘以虚拟电阻R_d或者滤波后的母线电压信号的平方u_fdc ²除以虚拟电阻R_d，得到虚拟阻尼功率p_damp；

S4，对电网实时电压u_g进行锁相，得到电网电压相角信息，对电网电压相角信息进行处理得到网侧输入功率波形信号k(t)；

S5，对电机给转速与反馈转速之间的差值进行PI调节生成功率常数

忽略薄膜电容所消耗的功率，此时功率常数

与网侧输入功率波形信号k(t)相乘得到逆变器输入功率初始量p_{inv_0}；逆变器输入功率初始量p_{inv_0}加上虚拟阻尼功率p_damp得到逆变器输入功率给定量p_inv ^*；

S6，给定逆变器输入功率p_inv ^*和反馈逆变器输入功率p_inv的差值为逆变器输入功率误差；这个误差由比例谐振控制器控制，其输出为给定q轴电流指令i_q ^*；给定d轴电流指令i_d ^*为0；

S7，对d、q轴电流指令i_d ^*、i_q ^*与采集实时d、q轴电流i_d、i_q之间误差进行比例、积分运算，得到d、q轴电压指令u_d、u_q；将d、q轴电压指令u_d、u_q和电机交叉解耦电压u_df、u_qf相加后进行坐标变换，得到静止坐标系电压u_αf、u_βf，根据静止坐标系电压u_αf、u_βf与母线电压u_dc，利用空间矢量调制对逆变器和电机进行控制。

2.根据权利要求1所述的无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，其特征在于，S3中所述虚拟阻尼功率p_damp的函数表达式为：

p_damp＝R_d*i_fg ²或者

3.根据权利要求1所述的无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，其特征在于，S4中所述网侧输入功率波形信号k(t)的函数表达式为：

其中，ω_g为电网电压角频率，

为电网电压初相角。

4.根据权利要求1所述的无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，其特征在于，S5中逆变器输入功率初始量p_{inv_0}的函数表达式为：

5.根据权利要求1所述的无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，其特征在于，S5中逆变器输入功率给定量p_inv ^*的函数表达式为：

p_inv ^*＝p_{inv_0}+p_damp。

6.根据权利要求1所述的无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，其特征在于，S6中反馈逆变器输入功率p_inv的函数表达式为：

p_inv＝1.5*(u_d ^*i_d+u_q ^*i_q)

其中u_d ^*、i_d为d轴电压、d轴电流，其中u_q ^*、i_q为q轴电压、q轴电流。

7.根据权利要求1所述的无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，其特征在于，S7中交叉解耦电压u_df、u_qf的函数表达式为：

u_df＝-L_qi_qω_e

其中，L_d、L_q分别表示电机d、q轴电感，

表示永磁体磁链，ω_e表示电机电角度。

8.无电解电容永磁同步电机的阻尼控制系统，其特征在于，基于权利要求1至7任意一项所述的无电解电容永磁同步电机的阻尼控制方法，包括：

网侧输入电流信号采集模块用于采集网侧输入电流信号i_grid，对网侧输入电流进行低通滤波，得到滤波后的网侧输入电流信号i_fg；

母线电压采集模块用于采集母线电压信号u_dc，对采集到的母线电压进行低通滤波，得到滤波后的母线电压信号u_fdc；

网侧输入电流信号的平方模块用于对滤波后的网侧输入电流信号i_fg进行乘法运算，得到滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²；

母线电压信号的平方模块用于对滤波后的母线电压信号u_fdc进行乘法运算，得到滤波后的网侧输入电流信号的平方u_fdc ²；

虚拟阻尼功率获得模块用于假设虚拟电阻为R_d，将滤波后的网侧输入电流信号的平方i_fg ²乘以虚拟电阻R_d得到虚拟阻尼功率p_damp或者将滤波后的母线电压信号的平方u_fdc ²除以虚拟电阻R_d，得到虚拟阻尼功率p_damp，虚拟电阻R_d的大小可根据电机的实际控制效果而变化调整；

网侧输入功率波形信号获得模块用于对电网实时电压u_g进行锁相，得到电网电压相角信息，对电网电压相角信息进行处理得到网侧输入功率波形信号k(t)；

逆变器输入功率给定量获得模块用于对电机给转速与反馈转速之间的差值进行PI调节生成功率常数

忽略薄膜电容所消耗的功率，此时功率常数

与网侧输入功率波形信号k(t)相乘得到逆变器输入功率初始量p_{inv_0}；逆变器输入功率初始量p_{inv_0}加上阻尼功率p_damp得到逆变器输入功率给定量p_inv ^*；

逆变器输入功率控制模块用于用比例谐振控制器控制逆变器输入功率p_inv ^*和反馈逆变器输入功率p_inv的差值，比例谐振控制器的输出为给定q轴电流指令i_q ^*；给定d轴电流指令i_d ^*为0；

电机控制模块用于对d、q轴电流指令i_d ^*、i_q ^*与采集实时d、q轴电流i_d、i_q之间误差进行比例、积分运算，得到d、q轴电压指令u_d、u_q；将d、q轴电压指令u_d、u_q和电机交叉解耦电压u_df、u_qf相加后进行坐标变换，得到静止坐标系电压u_αf、u_βf，根据静止坐标系电压u_αf、u_βf与母线电压u_dc，利用空间矢量调制对逆变器和电机进行控制。

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