CN113241765B - 并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法，属分布式并网发电技术领域。该方法利用电容电压和电容电流同时作为反馈量进行控制，通过在基于电流环的虚拟电阻并联电容法基础上增加一条电容电压的反馈支路，为传递函数的特征方程中引入一次项系数1/R_d，使得主导极点得以左移从而减小了电流环相应的调节时间。反馈支路系数均为常数，可以通过计算得到，参数设计较方便。显著提高并网逆变器电流内环的响应速度，同时，无需在传统的电流环虚拟电阻并联电容法基础上额外增加传感器，不会增加工业成本。

Description

并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法

技术领域

本发明涉及一种并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法，利用电容电压和电容电流同时作为反馈量进行控制，属分布式并网发电技术领域。

背景技术

在抑制LCL滤波器谐振尖峰，保证系统稳定运行的问题中，有源阻尼方法相较于无源阻尼方法，具有仅在控制回路中做修改，无需增加无源器件，不带来功率损耗的优点。目前并网逆变器系统的有源阻尼方法有以下几种方式：

1)白雪飞等发表于2016年9月《节能技术》第34卷第5期上的《弱电网条件下并网逆变器的稳定性》，采用了一种电容电流经过比例环节反馈到控制回路的虚拟电阻并联电容法，然而该方案相比于无源阻尼法会显著地降低电流环的响应速度，不能实现并联电阻的完全等效。

2)方刚等发表于2018年2月《电力自动化设备》第38卷第2期上的《三相光伏并网逆变器电网高阻抗谐振抑制方法》，提出了一种虚拟电阻+电容有源阻尼方法，该方法将虚拟电阻+电容串联后与滤波电容并联，通过滤波电容电压得到虚拟电阻+电容支路的电流以作为有源阻尼电流给定，进行LCL滤波器谐振抑制。然而该方案的虚拟电容实质上是微分环节，降低了系统稳定性，而且需要设计两个参数，参数设计较为复杂。

3)刘洪波等发表于2019年5月《电力电子技术》第53卷第5期上的《无电容电压传感器的LCL滤波器控制策略》，对于三相LCL逆变器并网系统中的谐振问题，提出一种基于虚拟电容电压反馈的有源阻尼控制策略。该方法将得到的虚拟滤波电容电压反馈到电压控制内环，抑制滤波器谐振。该然而该方案利用电网电压推导电容电压信号，阻尼抑制效果的快速性有所下降。

综上所述，现有的并网逆变器有源阻尼方法存在以下问题：

1、仅采用电容电流信号构造虚拟电阻，相比于无源阻尼法会显著地降低电流环的响应速度。

2、仅采用电容电压信号构造虚拟电阻+电容，降低系统稳定性，而且参数设计较为复杂。

3、仅利用电网电压推导电容电压信号，阻尼抑制效果的快速性有所下降。

发明内容

本发明设计了一种并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法，该方法通过在基于电流环的虚拟电阻并联电容控制基础上增加一条电容电压的反馈支路，为传递函数的特征方程中引入一次项系数1/R_d，使得主导极点得以左移从而减小了电流环响应的调节时间。

为解决本发明的技术问题，本发明提供了一种并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法，所涉及的并网逆变器的拓扑电路包括直流电源、直流电容C_dc、逆变器和LCL滤波器，所述LCL滤波器包括桥臂侧滤波电感L、滤波电容C和网侧滤波电感L_g；直流电容C_dc并联在直流电源的直流正母线和直流负母线之间，逆变器输入端与直流电容并联，逆变器的三个输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的输出端分别在并网点与三相电网相连接；

所述控制方法包括以下步骤：

步骤1、参数设定，包括以下参数：

电容电压反馈回路增益系数1/R_d，电容电流反馈回路增益系数L_s/R_dC_f；其中R_d为给定的虚拟电阻值，L_s为桥臂侧滤波电感L的电感值，C_f为滤波电容C的电容值；

步骤2、采样滤波电容C的端电压并记为端电压U_ca，U_cd，U_cc，采样滤波电容C处的电流并记为滤波电流I_ca，I_cb，I_cc，采样电网相电压v_a，v_b，v_c，采样桥臂侧电感电流I_la，I_lb，I_lc，采样直流侧电压U_dc；对端电压U_ca，U_cb，U_cc、滤波电流I_ca，I_cb，I_cc、电网相电压v_a，v_b，v_c、桥臂侧电感电流I_la，I_lb，I_lc分别进行同步旋转坐标变换得到端电压dq轴分量U_cd，U_cq、滤波电流dp轴分量I_cd，I_cq、电网电压dp轴分量v_d，v_q、桥臂侧电感电流dp轴分量I_ld，I_lq，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴；

步骤3、根据步骤2得到的直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令U_dc ^*，经过直流电压闭环控制得到d轴电流闭环指令I_d ^*，所述直流电压闭环控制方程的表达式为：

I_d ^*＝(U_dc-U_dc ^*)G_V(s)

其中，G_V(s)为直流电压闭环比例积分调节器，其表达式为：

G_V(s)＝k_pv+k_iv/s

式中，k_pv为直流电压闭环比例调节器系数，k_iv为直流电压闭环积分调节器系数，s为拉普拉斯算子；

步骤4、令q轴电流闭环指令I_q ^*＝0，根据步骤3中得到的d轴电流闭环指令I_d ^*、步骤2中得到的桥臂侧电感电流dp轴分量I_ld，I_lq和端电压dq轴分量U_cd，U_cq，经过电容压阻尼环节计算得到d轴电流信号I_d1和q轴电流信号I_q1，所述电容压阻尼环节的计算式为：

步骤5、根据步骤4中得到的d轴电流信号I_d1，经过d轴电流闭环控制得到初始d轴电压信号E_d1；根据步骤4中得到的q轴电流信号I_q1，经过q轴电流闭环控制得到初始q轴电压信号E_q1，所述d轴电流闭环控制方程和q轴电流闭环控制方程的表达式为：

E_d1＝I_d1G_I(s)

E_q1＝I_q1G_I(s)

其中，G_I(s)为电流闭环比例积分调节器，其表达式为：

G_I(s)＝k_p+k_i/s

其中，k_p为电流闭环比例调节器系数，k_i为电流闭环积分调节器系数；

步骤6、根据步骤5得到的初始d轴电压信号E_d1、步骤2得到的滤波电流d轴分量I_cd和电网电压d轴分量v_d，经过电容电流阻尼环节得到d轴电压信号E_d2；根据步骤5中得到的初始q轴电压信号E_q1、步骤2中得到的滤波电流q轴分量I_cq和电网电压q轴分量v_q，经过电容电流阻尼环节得到q轴电压信号E_q2，所述电容电流阻尼环节的计算式为：

步骤7、将步骤6中得到的d轴电压指令E_d2、q轴电压指令E_q2经同步旋转坐标反变换得到调制波信号E_ma，E_mb，E_mc，E_ma，E_mb，E_mc经SPWM调制后作为IGBT电路的驱动信号。

相对于现有技术，本发明的有益效果如下：

1，改进了虚拟电阻并联电容有源阻尼法，相比于传统的虚拟电阻并联电容法，该方法在原来的基础上增加了一条系数为1/R_d的电容电压反馈回路，系统主导极点比基于电流环的虚拟电阻并联电容法的主导极点更加远离虚轴，较好地改善了系统的动态性能，提高了响应速度，

2，由于利用了电容电流与电容电压闭环反馈，较好地解决了单一电容电流，电容电压反馈存在的电网谐振问题，降低了电网在过渡过程停留的时间，提高了电网并网运行的可靠性与稳定性。

3，无需引入微分环节，反馈支路系数均为常数，可以通过计算得到，参数设计较方便，并且没有在传统的电流环虚拟电阻并联电容法基础上额外增加传感器，不会增加工业成本。

附图说明

图1为本发明实施例中的并网逆变器拓扑图。

图2为本发明实施例中并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法控制策略框图。

图3是采用本发明并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法与基于电流环的虚拟电阻并联电容法的零极点分布对比图。

图4为本发明实施例的无源阻尼法仿真结果图。

图5为本发明实施例的基于电流环的虚拟电阻并联电容法仿真结果图。

图6为本发明实施例的并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图，以对本发明进行详细说明。

图1为本发明实施例中的并网逆变器拓扑图。由图1可见，本发明提供的一种并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法所涉及的并网逆变器的拓扑电路包括直流电源、直流电容C_dc、逆变器和LCL滤波器，所述LCL滤波器包括桥臂侧滤波电感L、滤波电容C和网侧滤波电感L_g；直流电容C_dc并联在直流电源的直流正母线和直流负母线之间，逆变器输入端与直流电容并联，逆变器的三个输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的输出端分别在并网点与三相电网相连接。

图2为本发明实施例中并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法控制策略框图，由图2可见，电容电压反馈回路增益系数为1/R_d，电容电流反馈回路增益系数为L_s/R_dC_f。

所述步骤控制方法包括以下步骤：

步骤1、参数设定，包括以下参数：

电容电压反馈回路增益系数1/R_d，电容电流反馈回路增益系数L_s/R_dC_f；其中R_d为给定的虚拟电阻值，L_s为桥臂侧滤波电感L的电感值，C_f为滤波电容C的电容值；

步骤2、采样滤波电容C的端电压并记为端电压U_ca，U_cd，U_cc，采样滤波电容C处的电流并记为滤波电流I_ca，I_cb，I_cc，采样电网相电压v_a，v_b，v_c，采样桥臂侧电感电流I_la，I_lb，I_lc，采样直流侧电压U_dc；对端电压U_ca，U_cb，U_cc、滤波电流I_ca，I_cb，I_cc、电网相电压v_a，v_b，v_c、桥臂侧电感电流I_la，I_lb，I_lc分别进行同步旋转坐标变换得到端电压dp轴分量U_cd，U_cq、滤波电流dq轴分量I_cd，I_cq、电网电压dq轴分量v_d，v_q、桥臂侧电感电流dp轴分量I_ld，I_lq，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴；

步骤3、根据步骤2得到的直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令U_dc ^*，经过直流电压闭环控制得到d轴电流闭环指令I_d ^*，所述直流电压闭环控制方程的表达式为：

I_d ^*＝(U_dc-U_dc ^*)G_V(s)

其中，G_V(s)为直流电压闭环比例积分调节器，其表达式为：

G_V(s)＝k_pv+k_iv/s

式中，k_pv为直流电压闭环比例调节器系数，k_iv为直流电压闭环积分调节器系数，s为拉普拉斯算子；

在本实施例中，k_pv＝10，k_iv＝0.001。

步骤4、令q轴电流闭环指令I_q ^*＝0，根据步骤3中得到的d轴电流闭环指令I_d ^*、步骤2中得到的桥臂侧电感电流dq轴分量I_ld，I_lq和端电压dq轴分量U_cd，U_cq，经过电容压阻尼环节计算得到d轴电流信号I_d1和q轴电流信号I_q1，所述电容压阻尼环节的计算式为：

步骤5、根据步骤4中得到的d轴电流信号I_d1，经过d轴电流闭环控制得到初始d轴电压信号E_d1；根据步骤4中得到的q轴电流信号I_q1，经过q轴电流闭环控制得到初始q轴电压信号E_q1，所述d轴电流闭环控制方程和q轴电流闭环控制方程的表达式为：

E_d1＝I_d1G_I(s)

E_q1＝I_q1G_I(s)

其中，G_I(s)为电流闭环比例积分调节器，其表达式为：

G_I(s)＝k_p+k_i/s

其中，k_p为电流闭环比例调节器系数，k_i为电流闭环积分调节器系数；

在本实施例中，k_p＝100，k_i＝0.01。

步骤6、根据步骤5得到的初始d轴电压信号E_d1、步骤2得到的滤波电流d轴分量I_cd和电网电压d轴分量v_d，经过电容电流阻尼环节得到d轴电压信号E_d2；根据步骤5中得到的初始q轴电压信号E_q1、步骤2中得到的滤波电流q轴分量I_cq和电网电压q轴分量v_q，经过电容电流阻尼环节得到q轴电压信号E_q2，所述电容电流阻尼环节的计算式为：

步骤7、将步骤6中得到的d轴电压指令E_d2、q轴电压指令E_q2经同步旋转坐标反变换得到调制波信号E_ma，E_mb，E_mc，E_ma，E_mb，E_mc经SPWM调制后作为IGBT电路的驱动信号。

步骤1所述端电压dp轴分量U_cd，U_cq、滤波电流dq轴分量I_cd，I_cq、电网电压dq轴分量v_d，v_q、桥臂侧电感电流dp轴分量I_ld，I_lq的同步旋转坐标变换公式如下：

步骤7所述单同步旋转坐标反变换公式为：

其中，θ为电网电压相位。

图3是并网逆变器全等效的并联电阻有源阻尼控制方法与基于电流环的并联电阻有源阻尼法的系统特征方程零极点分布图，横坐标为实轴负半轴，纵坐标平行于图右侧的虚轴，图中所示极点均为分布在以零为分界点的左半平面极点。图3放大了接近虚轴的系统主导极点区域，可见并网逆变器全等效的并联电阻有源阻尼控制方法的主导极点位于基于电流环的虚拟电阻并联电容法的主导极点左侧，更加远离虚轴，因此阻尼响应速度更快。

图4为无源阻尼法有功电流I_d波形图，图5为基于电流环的虚拟电阻并联电容法有功电流I_d波形图，图6为并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法有功电流I_d波形图。图4、图5、图6的横坐标为时间，纵坐标为有功电流I_d。对比图4和图5，可知基于电流环的虚拟电阻并联电容法比无源阻尼法的有功电流I_d响应时长更长；对比图4和图6，可知并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法与无源阻尼法的有功电流I_d响应时长相同，说明并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法完全实现了无源电阻并联电容的控制效果。相比于基于电流环的虚拟电阻并联电容法，全等效并联电阻有源阻尼控制方法的传递函数特征方程中引入一次项系数1/R_d，使得主导极点左移，系统具有更快的响应速度，可以在更短的时间内到达稳态。

Claims (1)

1.一种并网逆变器全等效并联电阻有源阻尼控制方法，所涉及的并网逆变器的拓扑电路包括直流电源、直流电容C_dc、逆变器和LCL滤波器，所述LCL滤波器包括桥臂侧滤波电感L、滤波电容C和网侧滤波电感L_g；直流电容C_dc并联在直流电源的直流正母线和直流负母线之间，逆变器输入端与直流电容并联，逆变器的三个输出端与LCL滤波器的三相输入端一一对应相连，LCL滤波器的输出端分别在并网点与三相电网相连接；

其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：

步骤1、参数设定，包括以下参数：

电容电压反馈回路增益系数1/R_d，电容电流反馈回路增益系数L_s/R_dC_f；其中R_d为给定的虚拟电阻值，L_s为桥臂侧滤波电感L的电感值，C_f为滤波电容C的电容值；

步骤2、采样滤波电容C的端电压并记为端电压U_ca，U_cb，U_cc，采样滤波电容C处的电流并记为滤波电流I_ca，I_cb，I_cc，采样电网相电压v_a，v_b，v_c，采样桥臂侧电感电流I_la，I_lb，I_lc，采样直流侧电压U_dc；对端电压U_ca，U_cb，U_cc、滤波电流I_ca，I_cb，I_cc、电网相电压v_a，v_b，v_c、桥臂侧电感电流I_la，I_lb，I_lc分别进行同步旋转坐标变换得到端电压dq轴分量U_cd，U_cq、滤波电流dq轴分量I_cd，I_cq、电网电压dq轴分量v_d，v_q、桥臂侧电感电流dq轴分量I_ld，I_lq，其中d轴为有功轴，q轴为无功轴；

步骤3、根据步骤2得到的直流侧电压U_dc和给定的直流侧电压指令U_dc ^*，经过直流电压闭环控制得到d轴电流闭环指令I_d ^*，所述直流电压闭环控制方程的表达式为：

I_d ^*＝(U_dc-U_dc ^*)G_V(s)

其中，G_V(s)为直流电压闭环比例积分调节器，其表达式为：

G_V(s)＝k_pv+k_iv/s

式中，k_pv为直流电压闭环比例调节器系数，k_iv为直流电压闭环积分调节器系数，s为拉普拉斯算子；

步骤4、令q轴电流闭环指令I_q ^*＝0，根据步骤3中得到的d轴电流闭环指令I_d ^*、步骤2中得到的桥臂侧电感电流dq轴分量I_ld，I_lq和端电压dq轴分量U_cd，U_cq，经过电容压阻尼环节计算得到d轴电流信号I_d1和q轴电流信号I_q1，所述电容压阻尼环节的计算式为：

步骤5、根据步骤4中得到的d轴电流信号I_d1，经过d轴电流闭环控制得到初始d轴电压信号E_d1；根据步骤4中得到的q轴电流信号I_q1，经过q轴电流闭环控制得到初始q轴电压信号E_q1，d轴电流闭环控制方程和q轴电流闭环控制方程的表达式为：

E_d1＝I_d1G_I(s)

E_q1＝I_q1G_I(s)

其中，G_I(s)为电流闭环比例积分调节器，其表达式为：

G_I(s)＝k_p+k_i/s

其中，k_p为电流闭环比例调节器系数，k_i为电流闭环积分调节器系数；

步骤6、根据步骤5得到的初始d轴电压信号E_d1、步骤2得到的滤波电流d轴分量I_cd和电网电压d轴分量v_d，经过电容电流阻尼环节得到d轴电压信号E_d2；根据步骤5中得到的初始q轴电压信号E_q1、步骤2中得到的滤波电流q轴分量I_cq和电网电压q轴分量v_q，经过电容电流阻尼环节得到q轴电压信号E_q2，所述电容电流阻尼环节的计算式为：

步骤7、将步骤6中得到的d轴电压指令E_d2、q轴电压指令E_q2经同步旋转坐标反变换得到调制波信号E_ma，E_mb，E_mc，E_ma，E_mb，E_mc经SPWM调制后作为IGBT电路的驱动信号。

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