CN115580197A - 计及lcl滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略 - Google Patents

计及lcl滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略 Download PDF

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Abstract

本发明公开了计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，该策略通过建立含有LCL滤波器的高速永磁同步电机系统连续域模型，完成相关控制矩阵离散化参数的计算，推导出高速永磁同步电机系统的离散化全阶观测模型，依据逆变器侧电流反馈，对高速永磁同步电机的定子电压、定子电流以及反电势的信息进行观测，最后根据反电势观测量计算并获得转子位置误差，通过位置观测器模型获取高速永磁同步电机的转子位置信息、转速信息以及扰动扭矩。本发明降低了高速永磁同步电机的电流开关纹波，在减少传感器使用的同时，提升了观测器的可靠性，能够利用观测到的高速永磁同步电机的负载扰动和反电势扰动信息对高速电机控制器给定电流和给定电压进行反馈补偿。

Description

计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略
技术领域
本发明属于高速电机控制技术领域，尤其涉及计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略。
背景技术
高速永磁同步电机(PMSM)运行过程中，由于转子转速较高，为了获得较快的电流响应，同时限制电流基波频率，通常设计的高速永磁同步电机的转子极对数与定子绕组电感均较小，在开关频率有限的情况下，高速永磁同步电机的定子电流中谐波含量较高，导致谐波损耗较大，降低了高速永磁同步电机的运行效率，严重时可能影响高速永磁同步电机的安全稳定运行。抑制高频电流谐波最有效的方式为在线路中串入滤波器，其中LCL滤波器由于所需电感量小、谐波抑制效率高，近年来在高速永磁同步电机的谐波抑制研究中得到了广泛关注。然而，接入LCL滤波器后高速永磁同步电机系统模型由一阶变为三阶，动态特性更为复杂。为了提升控制质量，需要增加额外的状态反馈。无论采用状态空间控制器或结合有源阻尼的PI控制器，状态反馈参数都需要增加额外的电压或电流传感器，增加了控制系统设计成本和复杂度，降低了可靠性。
Minghui Wang《Sliding mode observer for sensorless control of surfacepermanent magnet synchronous motor equipped with LC filter》在一文中，针对LCL型高速电机的复杂结构，提出了一种基于静止坐标系状态空间方程的全阶状态观测器，能够有效观测高速电机反电势，进而结合PLL锁相环可实现位置和转速信息的提取。但是该方法在静止坐标系中实现，且在连续域中构建方程，观测带宽的局限性限制了其在高速电机中的应用。
Jarno Kukkola在《State observer for grid-voltage sensorless control ofa converter equipped with an LCL filter:direct discrete-time design》一文中，提出了一种在离散域直接建模的LCL型三阶模型，能够更加准确地反映模型的离散化特征。同时，该无位置估计策略在旋转坐标系中直接构建，对观测位置误差具备更强的闭环校正能力。但是，该方法仍然采用传统PI锁相环，且位置信息的获取严重依赖电网特征，不适用于高速电机应用场景。
Mingjin Hu在《Sensorless control of a high-speed PMSM with rapidacceleration for air compressors using a high-order extended state observer》一文中，针对加减速性能要求较高的高速应用场合，提出了一种基于旋转坐标系的扩张状态位置估计算法，有效提升了位置观测器带宽和抗扰能力，改善了动态性能。但是，该策略建模过程中未考虑接入LCL滤波器的应用工况，无法直接适用于带LCL滤波器的高速永磁同步电机控制。
Yu Yao在《A sliding-mode position estimation method with chatteringsuppression for LCL-equipped high-speed surface-mounted PMSM drives》一文中，提出了一种带LCL滤波器的高速PMSM无位置控制策略。在同时采用逆变器电流反馈和高速电机电流反馈的情况下，通过合理设计滑模观测器，实现了基于旋转坐标系的高精度闭环位置估计。但是，该策略需要额外引入高速永磁同步电机电流反馈以提升控制精度，增加了硬件成本。同时，为了抑制反电势参数误差而引入的滑模算法会增加系统颤振问题。
综上，基于旋转坐标系的闭环估计策略因其较强的误差自校正能力与较高的带宽，在LCL型系统的无位置估计中的应用日益广泛。然而，针对LCL型高速PMSM系统的闭环无位置估计策略尚不成熟，难以满足高速电机系统对成本和控制性能的要求。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明提供了计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，解决了上述问题。
为实现以上目的，本发明通过以下技术方案予以实现：计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，包括以下步骤：
步骤S1、建立含有LCL滤波器的高速永磁同步电机系统连续域模型；
步骤S2、根据所述系统连续域模型推导出高速永磁同步电机系统的离散化全阶观测模型，并根据逆变器侧电流反馈对高速永磁同步电机的定子电压、定子电流以及反电势的信息进行观察；
步骤S3、根据步骤S2中的相关参数构建反电势观测器模型获得反电势扰动信息，并依据反电势观测器模型构建位置观测器模型获得高速永磁同步电机的转子位置、转子转速以及负载扰动的信息；
步骤S4、利用所述反电势扰动信息以及负载扰动信息对高速永磁同步电机控制器的给定电流和给定电压进行反馈补偿。
在上述技术方案的基础上，本发明还提供以下可选技术方案：
进一步的技术方案：所述步骤S1的具体步骤为：
步骤S101、建立LCL型高速永磁同步电机连续域下的状态空间模型；
步骤S102、采用ZOH方法并结合离散系统采样时间建立LCL型高速永磁同步电机离散时间模型。
进一步的技术方案：所述步骤S2的具体步骤为：
步骤S201、在γδ轴系下构建观测器模型并定义扩展态向量得到观测器扩展状态模型；
步骤S202、采用逆变器侧电流采样，高速永磁同步电机的定子电压、定子电流和反电势的信息均通过所述步骤S201中的观测器扩展状态模型获得。
进一步的技术方案：所述步骤S3的具体步骤为：
步骤S301、将步骤S2中的高速永磁同步电机的定子电流和定子电压作为已知量，进一步构建γδ轴反电势观测器模型，得到相应的高速永磁同步电机反电势扰动信息；
步骤S302、将扩张状态观测器作为锁相环与所述反电势观测器模型相结合，进一步构建观测器模型，获取高速永磁同步电机的转子位置、转速以及负载扰动的信息。
进一步的技术方案：所述步骤S101中LCL型高速永磁同步电机连续域下的状态空间模型为：
Figure BDA0003936893640000041
Figure BDA0003936893640000042
其中，状态空间矢量为x＝[im us ic]T，ic＝icd+jicq为逆变器侧电流矢量，icd/icq为逆变器侧dq轴电流，us＝usd+jusq为定子端电压矢量，usd/usq为定子端dq轴电压，im＝imd+jimq为高速永磁同步电机电流，imd/imq为高速永磁同步电机dq轴电流，u'c＝ucd+jucq为逆变器电压，u'cd/u'cq为逆变器dq轴电压，em＝emd+jemq为高速永磁同步电机合成反电势，emd/emq为高速永磁同步电机dq轴反电势，Lm为高速永磁同步电机定子电感，L'为三相线路中串联电感。
进一步的技术方案：所述步骤S102中离散时间模型为：
x(k+1)＝Gx(k)+Hcu'c(k)+Heem(k) (3)
im(k)＝Cmx(k) (4)
其中，G为离散化系统矩阵，Hc为离散化控制矩阵，He为离散化反电势矩阵；
Figure BDA0003936893640000043
所述式(5)为离散化系统矩阵G、离散化控制矩阵Hc以及离散化反电势矩阵He的关系式，其中Ts为采样更新时间。
进一步的技术方案：所述步骤S201中观测器模型的扩展模型为：
Figure BDA0003936893640000051
Figure BDA0003936893640000052
其中，xe＝[x em]T为扩展态向量，
Figure BDA0003936893640000053
为估计状态向量，
Figure BDA0003936893640000054
为逆变器电流估计值，Ko＝[ko1 ko2 ko3 ko4]T为观测器增益。
进一步的技术方案：所述步骤S301中的反电势观测器模型为：
Figure BDA0003936893640000055
其中，
Figure BDA0003936893640000056
为串联观测器模型估计定子电流，
Figure BDA0003936893640000057
为串联观测器模型估计反电势，Gm为高速永磁同步电机方程系统矩阵，Hme为高速永磁同步电机方程反电势矩阵，Hm为高速永磁同步电机方程控制矩阵，Kmi、Kme为串联观测器模型反馈校正增益。
进一步的技术方案：所述步骤S302中的观测器模型为：
Figure BDA0003936893640000058
其中，
Figure BDA0003936893640000059
为角度估计误差，
Figure BDA00039368936400000510
为估计电角度，
Figure BDA00039368936400000511
估计电流频率，dω为估计负载扰动，β1、β2和β3为估计误差反馈增益，Ts为采样更新时间。
有益效果
本发明提供了计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，与现有技术相比具备以下有益效果：
1、本发明在高速永磁同步电机运行工况下，接入LCL滤波器能够有效降低由PWM供电引起的电流开关纹波，降低了开关损耗，提升了系统运行效率；
2、本发明所提出的无位置估计策略只需逆变器侧电流反馈，在保证接入LCL滤波器并且不额外增加硬件成本的同时，有利于LCL型系统的硬件集成，提升高速永磁同步电机驱动器和LCL滤波器的兼容性；
3、本发明通过串联反电势观测器，有效解决了旋转坐标系下高速永磁同步电机反电势反馈系数强耦合导致转子位置信息提取困难的问题，避免采用滑模算法，有效提升了位置观测器的稳态精度；
4、本发明在实现位置观测的同时，实现了对负载扰动的可靠观测，为后续通过前馈扰动补偿改善高速永磁同步电机动态性能奠定了基础。
附图说明
图1为本发明带LCL滤波器的高速永磁同步电机驱动系统基本框图。
图2为本发明采用无位置估计策略的高速永磁同步电机基本控制框图。
图3为本发明高速PMSM在9000rpm的稳态角度波形图。
图4为本发明高速PMSM在9000rpm的转速响应波形图。
图5为本发明高速PMSM在9000rpm的额定负载波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
以下结合具体实例对本发明的具体实现进行详细描述。
在三相电压源型逆变电路和高速永磁同步电机之间接入一组三相LCL滤波电路，可以有效抑制高速永磁同步电机电流谐波，其拓扑结构如图1所示。
由于三相线路中的串联电感L'与并联电容C满足如下两个条件：
1、三相串联电感等值，三相并联电容等值；
2、三相串联电感之间不存在互感现象。
根据高速永磁同步电机等效电感、并联电容、逆变器侧电感的物理特性，定义了复矢量形式的状态变量x＝[im us ic]T，其中ic＝icd+jicq为逆变器电流矢量，icd/icq为逆变器侧dq轴电流，us＝usd+jusq为定子端电压矢量，usd/usq为定子端dq轴电压，im＝imd+jimq为高速永磁同步电机电流矢量，imd/imq为高速永磁同步电机dq轴电流，u'c＝ucd+jucq为逆变器电压，u'cd/u'cq为逆变器dq轴电压，em＝emd+jemq为高速永磁同步电机空载反电势，emd/emq为高速永磁同步电机dq轴反电势，Lm为高速永磁同步电机定子电感，L'为三相线路中串联电感。
计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，包括以下步骤：
在dq坐标系下建立LCL型高速永磁同步电机的连续域下的状态空间方程：
Figure BDA0003936893640000071
Figure BDA0003936893640000072
采用零阶保持方法对上述模型进行精确离散化。定义Ts为采样时间并假定逆变器电压u'c(t)、高速永磁同步电机空载永磁反电势em(t)在一个采样周期kTs<t<(k+1)Ts内为常数，基于上述步骤假设，建立如下LCL型高速永磁同步电机系统离散时间模型：
x(k+1)＝Gx(k)+Hcu'c(k)+Heem(k) (3)
im(k)＝Cmx(k) (4)
其中，G为离散化系统矩阵，Hc为离散化控制矩阵，He为离散化反电势矩阵。
Figure BDA0003936893640000073
上述公式(5)为离散化系统矩阵G、离散化控制矩阵Hc以及离散化反电势矩阵He的关系式。
在估计坐标系γδ轴系中构建观测器模型，采用逆变器侧电流采样，高速永磁同步电机的定子电压、定子电流以及反电势均通过状态观测器获得。
定义新的扩展态向量为xe＝[x em]T，从而构建全维状态观测器，提升观测器精度，则观测器模型扩展状态方程表示为如下形式：
Figure BDA0003936893640000081
Figure BDA0003936893640000082
其中，Ko＝[ko1 ko2 ko3 ko4]T为状态观测器增益，
Figure BDA0003936893640000083
估计状态向量，
Figure BDA0003936893640000084
为逆变器电流估计值。观测器增益可以通过与期望观测器极点的多项式等效计算获得。
根据前述分析所涉及的观测器能够实现高精度和高鲁棒性的电流观测，其在仿真和实验中均展现了较好的电流观测效果。
在前述高精度的高速永磁同步电机定子电流和定子电压的观测基础上，将高速永磁同步电机定子电流和高速永磁同步电机定子电压作为已知量，进一步构建高速永磁同步电机γδ轴反电势观测器模型：
Figure BDA0003936893640000085
其中，
Figure BDA0003936893640000086
为串联观测器模型估计定子电流，
Figure BDA0003936893640000087
为串联观测器估计反电势，Gm为高速永磁同步电机方程系统矩阵，Hme为高速永磁同步电机方程反电势矩阵，Hm为高速永磁同步电机方程控制矩阵，Kmi、Kme为串联观测器模型反馈校正增益，依据模型等效方法设计观测器模型反馈增益。
为了保证位置观测器模型在转速快速变化时仍能保持较高的精度以及抗扰性能，根据反电势观测模型并采用三阶扩展状态观测器做锁相环对观测模型进行设计，实现对高速永磁同步电机的转子位置信息和转速信息进行估计的同时，对系统扰动进行观测，观测模型设计为如下形式：
Figure BDA0003936893640000091
其中，
Figure BDA0003936893640000092
为角度估计误差，
Figure BDA0003936893640000093
为估计电角度，
Figure BDA0003936893640000094
估计电流频率，dω为估计负载扰动，β1、β2和β3为估计误差反馈增益，Ts为采样更新时间。
根据上述高速永磁同步电机估计的转子位置信息和转速信息，高速永磁同步电机驱动系统的转速环控制器和电流环控制器均采用PI控制器，同时充分利用观测到的负载扰动信息和反电势扰动信息对控制器的给定电流和给定电压进行反馈补偿，有效提升控制器动态性能和抗扰能力。
由于反电势方法在低速情况下无法使用，因此本发明先使用I-F启动策略将高速永磁同步电机拉到1000rpm，再切换至无位置闭环控制。
依据本发明的设计理论所构建的带LCL滤波器的高速永磁同步电机无位置驱动系统，如图1所示；带LCL滤波器的高速永磁同步电机模型，如图2所示；高速永磁同步电机稳态角度波形，如图3所示；同时，高速永磁同步电机的转速响应情况，如图4所述；图5给出了高速永磁同步电机电流响应稳态波形。
可见，本发明提出的无位置估计策略在只采用一组逆变器侧电流传感器的情况下，保证了高速永磁电机较小的角度估计误差和较高的电流控制精度，同时高速永磁同步电机的转速暂态性能也得到了充分保证，是一种面向带LCL滤波器高速永磁同步电机应用的无位置估计策略。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (9)

1.计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1、建立含有LCL滤波器的高速永磁同步电机系统连续域模型；
步骤S2、根据所述系统连续域模型推导出高速永磁同步电机系统的离散化全阶观测模型，并根据逆变器侧电流反馈对高速永磁同步电机的定子电压、定子电流以及反电势的信息进行观察；
步骤S3、根据步骤S2中的相关参数构建反电势观测器模型获得反电势扰动信息，依据反电势信息构建位置观测器模型，获得高速永磁同步电机的转子位置、转速以及负载扰动的信息；
步骤S4、利用所述反电势扰动以及负载扰动的信息对高速永磁同步电机控制器的给定电流和给定电压进行反馈补偿。
2.根据权利要求1所述的计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，所述步骤S1的具体步骤为：
步骤S101、建立LCL型高速永磁同步电机连续域下的状态空间模型；
步骤S102、采用ZOH方法并结合离散系统采样时间建立LCL型高速永磁同步电机离散时间模型。
3.根据权利要求2所述的计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，所述步骤S2的具体步骤为：
步骤S201、在γδ轴系下构建观测器模型并定义扩展态向量得到观测器扩展状态模型；
步骤S202、采用逆变器侧电流采样，高速永磁同步电机的定子电压、定子电流和反电势的信息均通过所述步骤S201中的观测器扩展状态模型获得。
4.根据权利要求3所述的计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，所述步骤S3的具体步骤为：
步骤S301、将步骤S2中高速永磁同步电机的定子电流和定子电压作为已知量，进一步构建γδ轴反电势观测器模型，得到相应的高速永磁同步电机反电势扰动信息；
步骤S302、将扩张状态观测器作为锁相环与所述反电势观测器模型相结合，进一步构建观测器模型，获取高速永磁同步电机的转子位置、转速以及负载扰动的信息。
5.根据权利要求4所述的计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，所述步骤S101中LCL型高速永磁同步电机连续域下的状态空间模型为：
Figure FDA0003936893630000021
Figure FDA0003936893630000022
其中，状态空间矢量为x＝[im us ic]T，ic＝icd+jicq为逆变器侧电流矢量，icd/icq为逆变器侧dq轴电流，us＝usd+jusq为定子端电压矢量，usd/usq为定子端dq轴电压，im＝imd+jimq为高速永磁同步电机电流，imd/imq为高速永磁同步电机dq轴电流，u'c＝ucd+jucq为逆变器电压，u'cd/u'cq为逆变器dq轴电压，em＝emd+jemq为高速永磁同步电机合成反电势，emd/emq为高速永磁同步电机dq轴反电势，Lm为高速永磁同步电机定子电感，L'为三相线路中串联电感。
6.根据权利要求5所述的计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，所述步骤S102中离散时间模型为：
x(k+1)＝Gx(k)+Hcu'c(k)+Heem(k) (3)
im(k)＝Cmx(k) (4)
其中，G为离散化系统矩阵，Hc为离散化控制矩阵，He为离散化反电势矩阵；
Figure FDA0003936893630000031
所述式(5)为离散化系统矩阵G、离散化控制矩阵Hc以及离散化反电势矩阵He的关系式，其中Ts为采样更新时间。
7.根据权利要求6所述的计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，所述步骤S201中观测器模型的扩展模型为：
Figure FDA0003936893630000032
Figure FDA0003936893630000033
其中，xe＝[x em]T为扩展态向量，
Figure FDA0003936893630000034
为估计状态向量，
Figure FDA0003936893630000035
为逆变器电流估计值，Ko＝[ko1ko2 ko3 ko4]T为观测器增益。
8.根据权利要求7所述的计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，所述步骤S301中的反电势观测器模型为：
Figure FDA0003936893630000036
其中，
Figure FDA0003936893630000037
为串联观测器模型估计定子电流，
Figure FDA0003936893630000038
为串联观测器模型估计反电势，Gm为高速永磁同步电机方程系统矩阵，Hme为高速永磁同步电机方程反电势矩阵，Hm为高速永磁同步电机方程控制矩阵，Kmi、Kme为串联观测器模型反馈校正增益。
9.根据权利要求8所述的计及LCL滤波器的高速永磁同步电机闭环无位置控制策略，其特征在于，所述步骤S302中的观测器模型为：
Figure FDA0003936893630000041
其中，
Figure FDA0003936893630000042
为角度估计误差，
Figure FDA0003936893630000043
为估计电角度，
Figure FDA0003936893630000044
估计电流频率，dω为估计负载扰动，β1、β2和β3为估计误差反馈增益，Ts为采样更新时间。
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