CN106877644A - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供开关电源装置，其降低轻负载时的开关损耗。其对借助于电抗器(L)和开关元件(Q1)的串联电路而对直流输入电压进行开关获得的电压进行整流平滑来得到规定的输出电压，其包括：断开时间运算部(14)，其根据基于输出电压和基准値而算出的开关元件的接通时间、直流输入电压和输出电压而算出开关元件的断开时间；运算部(15)，其根据算出的断开时间和接通时间而算出周期及频率中的至少任意一个；及控制部(16)，其根据周期及频率中的一个与基准周期及基准频率中的一个的比较结果而控制开关元件。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及开关频率因负载的轻重而变动的开关电源装置，特别地，涉及降低轻负载时的开关电源装置的开关损耗的技术。

背景技术

作为以往的开关电源装置，公知有专利文献1中记载的功率因数改善电路。该功率因数改善电路用于改善不连续模式动作时的功率因数，由控制部输入输入电压和输出电压。

功率因数改善电路根据输入电压、输出电压和开关元件的接通时间而算出从电抗器的电流峰値到电抗器电流成为零为止的断开时间，并利用基于接通时间和断开时间的接通断开信号而对开关元件进行接通断开控制。

现有技术文献

专利文献

专利文献1美国专利6448745号公报

但是，在专利文献1所记载的开关电源装置中存在轻负载时开关元件的频率变高，开关损耗变大的课题。这样的课题不仅存在于功率因数改善电路中，而且在各种方式的开关电源装置中共存。

发明内容

本发明提供能够降低在轻负载时的开关损耗的开关电源装置。

为了解决上述课题，本发明的开关电源装置，其对借助于电抗器和开关元件的串联电路对直流输入电压进行开关得到的电压进行整流平滑来得到规定的输出电压，该开关电源装置的特征在于，其包括：断开时间运算部，其根据上述开关元件的接通时间、上述直流输入电压和上述输出电压，算出上述开关元件的断开时间，其中，上述开关元件的接通时间是基于上述输出电压和基准値而算出的；运算部，其根据由上述断开时间运算部算出的上述断开时间和上述接通时间，算出周期及频率中的至少任意一个；及控制部，其根据上述周期及频率中的一个与基准周期及基准频率中的一个的比较结果，控制上述开关元件。

发明效果

根据本发明，根据开关元件的接通时间和断开时间，根据周期及频率中的至少任意一个而算出开关频率，并根据与基准周期及基准频率中的一个的比较结果而控制开关元件。

因此，根据开关周期及频率中的至少任意一个而能够高精度地抑制开关元件，因此能够降低在轻负载时振荡频率上升而导致的开关损耗。

附图说明

图1是本发明的实施例1的开关电源装置的电路图。

图2是表示本发明的实施例1的开关电源装置的直流输入电压和输入电流的波形的图。

图3是用于说明本发明的实施例1的开关电源装置的伪谐振和底部跳跃(bottomskip)控制的时序图。

图4是本发明的实施例2的开关电源装置的电路图。

(符号的说明)

1 交流电源

10 PFC控制部

11，12 ADC

13 反馈控制部

14 断开时间运算部

15 频率运算部

16 底部跳跃控制部

17 接通断开时间校正部

18 PWM波形形成部

DB 全波整流电路

L 电抗器

Q1 开关元件

D1 二极管

Ra1，Ra2，Ro1，Ro2 电阻

C1 电容器

BT1，BT2 底部时机

T1 临界模式

T2 伪谐振模式

T3 底部跳跃

具体实施方式

下面，参照附图而对本发明的开关电源装置的几个实施方式进行详细说明。

实施例1

图1是本发明的实施例1的开关电源装置的电路图。在图1所示的实施例1的开关电源装置中，在全波整流电路DB中，将来自交流电源1的交流电压全波整流而将全波整流电压Vin输出到电阻Ra1与电阻Ra2的串联电路的两端。也可将由交流电源1和全波整流电路DB构成的结构视为电池等这样输出直流输入电压的直流电源。

在电阻Ra1和电阻Ra2的串联电路的两端连接有电抗器L和开关元件Q1的串联电路。开关元件Q1由MOSFET构成，在开关元件Q1的漏极-源极之间连接有二极管D1和电容器C1的串联电路。在电容器C1的两端连接有电阻Ro1和电阻Ro2的串联电路。

该开关电源装置对来自交流电源1的交流电压进行整流而变换成直流输入电压，并通过二极管D1和电容器C1的整流平滑电路，对借助于电抗器L和开关元件Q1的串联电路来对直流输入电压进行开关获得的电压进行整流平滑，从而获得规定的输出电压Vout。

PFC控制部10由微控制单元(MCU)构成，根据电阻Ra1与电阻Ra2之间的直流输入电压Vin、电阻Ro1与电阻Ro2之间的输出电压Vout、开关元件Q1的接通时间而对开关元件Q1进行接通断开控制，从而使输出电压成为规定値，改善功率因数。

PFC控制部10具备模拟数字变换器(ADC)11、12、反馈控制部13、断开时间运算部14、频率运算部15、底部跳跃控制部16、PWM波形形成部18。

ADC11将利用电阻Ra1和电阻Ra2而对全波整流电压Vin进行分压而获得的电压变换成数字値V11，并输出到断开时间运算部14。

ADC12将利用电阻Ro1和电阻Ro2对输出电压Vout进行分压获得的电压变换成数字値V12，并输出到反馈控制部13和断开时间运算部14。

反馈控制部13根据基于来自ADC12的输出电压Vout的数字値V12与基准値Vref的误差，算出下一个开关周期中的开关元件Q1的接通时间。关于接通时间的控制，通过比例积分(PI)控制而进行，通过延迟响应时间，从而如图3所示，使直流输入电压Vin的一周期中的接通时间(例如，时刻t1～t2、t3～t4)恒定。

从而，输入电流IIN的平均値与直流输入电压Vin成正比，因此能够获得功率因数改善効果。

断开时间运算部14根据开关元件Q1的接通时间Ton、直流输入电压Vin和输出电压Vout而算出下一个开关周期中的开关元件Q1的断开时间Toff。

对形成升压类型且临界模式(在电抗器L流动的电流成为零的模式)时的开关元件Q1的断开时间运算部14的运算处理进行详细说明。将接通时间设为Ton时，通过式(1)来求出在电抗器L流动的电流峰Ip。

Ip＝Vin×Ton/L…(1)

Vin是直流输入电压，L是电感値。

在电流峰为Ip时，通过式(2)来求出为进行临界模式动作的断开时间Toff。

Ip-(Vout-Vin)×Toff/L＝0

Ip＝(Vout-Vin)×Toff/L

Toff＝Ip/(Vout-Vin)/L

＝(Vin×Ton/L)/(Vout-Vin)/L

＝(Vin×Ton)/(Vout-Vin)…(2)

由式(2)可知，通过直流输入电压Vin与输出电压Vout之差、电流的峰値Ip和电感値L而决定电抗器电流成为零的时机。并且，通过直流输入电压Vin和接通时间Ton和电感値L而决定临界模式中的电流的峰値Ip。

因此，可由直流输入电压Vin和输出电压Vout和接通时间Ton而求出电抗器电流成为零的时机。

因此，断开时间运算部14由开关元件Q1的接通时间Ton、直流输入电压Vin和输出电压Vout而求出电抗器电流成为零的时机，从而能够算出开关元件Q1的断开时间。从而，在不使用绕组、电流检测器的情况下，能够进行电流临界模式动作。

频率运算部15相当于本发明的运算部，根据将由断开时间运算部14算出的断开时间和接通时间相加的开关元件Q1的开关周期T而算出开关元件Q1的开关频率f。

底部跳跃控制部16相当于本发明的控制部，根据频率f与基准频率的比较结果而控制开关元件Q1。底部跳跃控制部16通过运算而预测在断开开关元件Q1时两端电压(漏极-源极间电压)Vds进行衰减振动时的底部时机，并在由频率运算部15算出的频率超过基准频率的情况下，生成在从预测的最初的底部时机跳跃一个而成为下一个底部时机时用于接通开关元件Q1的信号。

PWM波形形成部18根据来自底部跳跃控制部16的信号而生成PWM信号，并将所生成的PWM信号借助于驱动器(Drv)20而输出到开关元件Q1的栅极。

接着，参照图2所示的时序图而对这样构成的实施例1的开关电源装置的动作进行详细说明。

在图2中，Q1g表示开关元件Q1的栅极电压，Li表示在电抗器L流动的电流，Vds表示开关元件Q1的漏极-源极间电压。

首先，在临界模式T1中，PFC控制部10将接通占空比设定为约50％，使开关元件Q1接通断开。在该情况下，断开时间运算部14根据开关元件Q1的接通时间、直流输入电压Vin和输出电压Vout而算出开关元件Q1的断开时间，因此在不使用绕组、电流检测器的情况下，进行临界模式动作。

接着，如图2所示，在伪谐振模式T2中，在断开开关元件Q1时，在漏极-源极间电压Vds达到成为进行衰减振动时的最小値的最初的底部时机BT1时，底部跳跃控制部16接通开关元件Q1。在该情况下，能够将在临界模式的断开时间上加上漏极电压Vds成为底部时机BT1为止的时间而得到的时间设定为断开时间。从而，能够降低开关损耗。

接着，在底部跳跃(1个跳跃)T3中，在由频率运算部15算出的频率超过基准频率的情况下，在从通过运算而预测的最初的底部时机BT1跳跃一个而达到下一个底部时机BT2时，底部跳跃控制部16接通开关元件Q1。在该情况下，将在临界模式的断开时间上加上到第二次以后的底部时机BT2为止的时间而得到的时间设定为断开时间。从而，能够高精度地转换控制模式，并限制开关元件Q1的最大频率，因此能够降低在轻负载时因振荡频率上升而导致的开关损耗。

实施例2

图4是本发明的实施例2的开关电源装置的电路图。实施例2的开关电源装置为功率因数改善电路，在相对于实施例1的功率因数改善电路，进一步追加接通时间校正部17，该接通时间校正部17在底部通过底部跳跃控制部16而跳跃一个而延长断开时间的情况下，根据所延长的断开时间而校正接通时间。

这样，根据实施例2的开关电源装置，接通时间校正部17在底部通过底部跳跃控制部16而跳跃1个而延长断开时间的情况下，根据延长的断开时间而进行校正，以延长接通时间。

从而，在延长了断开时间的情况下，也能够控制接通占空比的变动，因此能够抑制电流及电压的波形失真。其结果，能够改善底部跳跃时的功率因数。并且，如果负载是LED照明，则能够降低其闪烁。

另外，本发明不限于实施例1及实施例2的开关电源装置。在实施例1及实施例2的开关电源装置中，对升压类型的开关电源装置进行了说明，但本发明例如还可适用于降压类型的开关电源装置。

在该情况下，在临界模式动作时的断开时间运算部的断开时间的运算处理如下。将接通时间设为Ton时，利用式(3)来求出在电抗器L流动的电流峰Ip。

Ip＝(Vin-Vout)×Ton/L…(3)

在电流峰为Ip时，利用式(4)来求出用于进行临界模式动作的断开时间Toff。

Ip-Vout×Toff/L＝0

Ip＝Vout×Toff/L

Toff＝Ip×L/Vout

＝(Vin-Vout)×Ton×L/(Vout×L)

＝(Vin-Vout)×Ton/Vout…(4)

从式(4)，可由直流输入电压Vin、输出电压Vout和接通时间Ton而求出电抗器电流成为零的时机。

因此，断开时间运算部14由开关元件Q1的接通时间Ton、直流输入电压Vin和输出电压Vout而求出电抗器电流成为零的时机，从而能够算出开关元件Q1的断开时间。从而，在不使用绕组、电流检测器的情况下，能够进行电流临界模式动作。

并且，本发明只要通过负载的轻重而变动开关频率，则也可以适用于不包括功率因数改善电路的DC/DC变流器。

并且，本发明也可以代替开关频率与基准频率的比较结果而根据开关周期与基准周期的比较结果而控制上述开关元件。

并且，关于开关元件Q1的两端电压Vds进行衰减振动时的底部时机，除了通过运算来预测，也可以通过PFC控制部10的内部功能而设定为固定值，既可以根据电压Vds或电流IL而检测，也可以组合这些手段而检测。

Claims (7)

1.一种开关电源装置，其对如下电压进行整流平滑来得到规定的输出电压，该电压是借助于电抗器和开关元件的串联电路而对直流输入电压进行开关得到的，

上述开关电源装置的特征在于，其包括：

断开时间运算部，其根据上述开关元件的接通时间、上述直流输入电压和上述输出电压，算出上述开关元件的断开时间，其中，上述开关元件的接通时间是基于上述输出电压和基准値算出的；

运算部，其根据由上述断开时间运算部算出的上述断开时间和上述接通时间，算出周期及频率中的至少任意一个；及

控制部，其根据上述周期及频率中的一个与基准周期及基准频率中的一个之间的比较结果，控制上述开关元件。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

在上述频率超过了上述基准频率的情况下，上述控制部限制上述开关元件的最大频率。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

在上述频率超过了上述基准频率的情况下，上述控制部延长上述开关元件的断开时间。

4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，

该开关电源装置包括接通时间校正部，在通过上述控制部延长了上述断开时间的情况下，该接通时间校正部根据延长后的断开时间校正上述接通时间。

5.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，

上述控制部通过运算预测在断开上述开关元件时两端电压进行衰减振动时的底部，在由频率运算部算出的频率超过了基准频率的情况下，在从预测的最初的底部跳跃一个而成为下一个底部时，上述控制部接通上述开关元件。

6.根据权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，

在预测了上述最初的底部时，上述控制部接通上述开关元件而使其进行伪谐振。

7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于，

该开关电源装置包括接通时间校正部，在通过上述控制部而底部被跳跃1个来延长了上述断开时间的情况下，该接通时间校正部根据所延长的断开时间，校正上述接通时间。