CN106772309B - 基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其主要思路为：确定雷达，雷达所在场景中包含通信卫星，通信卫星向雷达辐射电磁波信号，分别得到直达波信号和目标回波信号，并分别得到直达波数字信号和目标回波数字信号；以及分别得到N个直达波数字信号段和N'个目标回波数字信号段；对N'个目标回波数字信号段分别依次进行直达波干扰相消处理、进行时延‑多普勒走动校正，得到N'个时延‑多普勒走动校正后的目标回波数字信号段，进而得到相干积累后的时延‑多普勒互相关三维图；对相干积累后的时延‑多普勒互相关三维图进行恒虚警检测处理，得到R'个目标，进而分别得到R'个目标各自对应的多普勒频移信息和R'个目标各自对应的时延信息。
Description
技术领域
本发明涉及雷达技术领域，特别涉及一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法。
背景技术
国内外对基于通信卫星辐射源的外辐射源雷达的研究较少，且很少有人针对性的提出完整的目标检测方法，
卫星信号照射到目标后所反射的回波信号信噪比较低，需要将多个回波信号进行相干积累，提高信噪比，但是目标回波信号微弱，所需的相干积累次数较多，在这段时间内，目标一直都是在运动的，其距离或速度一直在变动，也就是存在距离走动(或称为“时延走动”)或速度走动(或称为“多普勒走动”)现象；相干积累后检测目标时，只能得到目标距离或速度的范围，无法得到单一的数值；当走动现象严重时，甚至可能得不到任何信息。
为了解决距离/速度(时延/多普勒)走动问题，国内外提出了Hough变换、keystone变换等方法，然而目前的研究大部分都是针对主动探测雷达展开的，尤其是针对以线性调频信号作为探测信号的主动探测雷达展开的，主动探测雷达和外辐射源雷达在应用场景和数学模型上有着很大的区别，适用于主动探测雷达的方法在外辐射源雷达上很有可能不再适用，需要重新探讨。
发明内容
针对上述现有技术存在的问题，本发明的目的在于提出一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，该种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法能够检测出多个目标，以及多个目标各自对应的多普勒频移信息和时延信息。
为达到上述技术目的，本发明采用如下技术方案予以实现。
一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，包括以下步骤：
步骤1，确定雷达，所述雷达为双基地雷达；雷达所在场景中包含通信卫星，通信卫星向雷达辐射电磁波信号，所述电磁波信号为模拟信号；且雷达的检测范围内存在目标，该雷达包含两个天线，其中一个天线指向通信卫星，并作为直达波参考天线接收通信卫星直接辐射过来的电磁波信号，记为直达波信号；另一个天线作为回波接收天线在雷达检测范围内扫描，并接收通信卫星辐射的电磁波信号经过目标反射后的电磁波信号，记为目标回波信号；
步骤2，对直达波信号和目标回波信号分别进行高频放大，分别得到经过高频放大后的直达波信号和经过高频放大后的目标回波信号；
步骤3，对经过高频放大后的直达波信号和经过高频放大后的目标回波信号分别进行下变频处理，分别得到经过下变频处理后的直达波信号和经过下变频处理后的目标回波信号；
步骤4，对经过下变频处理后的直达波信号和经过下变频处理后的目标回波信号分别进行模拟-数字转换，分别得到直达波数字信号和目标回波数字信号；然后对直达波数字信号和目标回波数字信号分别进行划分，分别得到N个直达波数字信号段和N'个目标回波数字信号段；N、N'分别为大于0的正整数；
步骤5，对N'个目标回波数字信号段分别进行直达波干扰相消处理，得到N'个消除直达波干扰的目标回波数字信号段；
步骤6，对N'个消除直达波干扰的目标回波数字信号段分别进行时延-多普勒走动校正，得到N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段；
步骤7，对N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段与N个直达波数字信号段分别进行时延-多普勒互相关处理，得到R个时延-多普勒互相关三维图；其中第i个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段与第个直达波数字信号段进行时延-多普勒互相关处理，得到第r'个时延-多普勒互相关三维图，i∈{1,2,…,N'}，r'∈{1,2,…,R}，R表示时延-多普勒互相关三维图总个数，且时延-多普勒互相关三维图总个数分别与时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段总个数、直达波数字信号段总个数取值相等且一一对应；R为大于0的正整数；
步骤8，对R个时延-多普勒互相关三维图进行相干积累处理，得到相干积累后的时延-多普勒互相关三维图；
步骤9，对相干积累后的时延-多普勒互相关三维图进行恒虚警检测处理，得到R'个目标，进而分别得到R'个目标各自对应的多普勒频移信息和R'个目标各自对应的时延信息。
本发明的有益效果：
本发明采用时域干扰相消算法消除了目标回波信号中的直达波干扰信号，采用keystone变换解决了时延-多普勒走动问题，采用相干积累进一步提高回波信号信噪比，采用时延-多普勒互相关在提高回波信号信噪比的同时，也能够将目标的信息在其形成的三维图中表现出来，最后采用单元平均恒虚警检测算法进行恒虚警检测，读取多个目标各自对应的多普勒频移信息和时延信息。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法流程图；
图2为本发明中的外辐射源雷达场景示意图；
图3为在本外辐射源雷达中建立的三维直角坐标系示意图；
图4为通信卫星辐射的电磁波信号的模糊函数三维图，坐标轴分别为：多普勒频率(单位：Hz)、时延(单位：ns)、幅度；
图5(a)为外辐射源雷达工作在非前向散射区时的回波信噪比与探测距离的关系图；其中，横坐标为目标到雷达的距离(单位：km)，纵坐标为目标回波的信噪比(单位：dB)；
图5(b)为外辐射源雷达工作在前向散射区时的回波信噪比与探测距离的关系图；其中，横坐标为目标到雷达的距离(单位：km)，纵坐标为目标回波的信噪比(单位：dB)；
图6(a)为正常情况下相干积累后的时延多普勒互相关三维图；其中，三个坐标轴分别为：多普勒频率(单位：Hz)，时延(单位：ns)及幅值；
图6(b)为正常情况下相干积累后的时延多普勒互相关三维图经过单元平均恒虚警检测后得到的三维图；其中，三个坐标轴分别为：多普勒频率(单位：Hz)，时延(单位：ns)及幅值；
图7(a)为未采用ECA-B时域干扰相消算法处理时相干积累后的时延多普勒互相关三维图；其中，三个坐标轴分别为：多普勒频率(单位：Hz)，时延(单位：ns)及幅值；
图7(b)为未采用ECA-B时域干扰相消算法处理时相干积累后的时延多普勒互相关三维图经过单元平均恒虚警检测后得到的三维图；其中，三个坐标轴分别为：多普勒频率(单位：Hz)，时延(单位：ns)及幅值；
图8(a)为未采用keystone变换处理时相干积累后得到的时延-多普勒互相关三维图；其中，三个坐标轴分别为：多普勒频率(单位：Hz)，时延(单位：ns)及幅值；
图8(b)为未采用keystone变换处理时相干积累后的时延-多普勒互相关三维图经过单元平均恒虚警检测后得到的三维图；其中，三个坐标轴分别为：多普勒频率(单位：Hz)，时延(单位：ns)及幅值。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为了便于清楚描述本发明实施例的技术方案，在本发明的实施例中，采用了“第一”、“第二”等字样对功能和作用基本相同的相同项或相似项进行区分，本领域技术人员可以理解“第一”、“第二”、等字样并不对数量和执行次序进行限定。
参照图1，为本发明的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法流程图；其中所述基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，包括以下步骤：
步骤1，确定雷达，所述雷达为双基地雷达；雷达所在场景中包含通信卫星，通信卫星向雷达辐射电磁波信号，所述电磁波信号为模拟信号；且雷达的检测范围内存在目标，该雷达包含两个天线，其中一个天线指向通信卫星，并作为直达波参考天线接收通信卫星直接辐射过来的电磁波信号，记为直达波信号；另一个天线作为回波接收天线在雷达检测范围内扫描，并接收通信卫星辐射的电磁波信号经过目标反射后的电磁波信号，记为目标回波信号；同时通信卫星辐射的电磁波信号直接照射在雷达的回波接收天线上，对应形成直达波干扰信号；其中，双基地雷达为外辐射源只有一个通信卫星且只有一个用于目标探测的雷达。
通信卫星获取基带脉冲信号，然后要对基带脉冲信号进行成型滤波，再进行调制，将调制后的信号频率进行提升，得到电磁波信号后辐射出去；成型滤波的作用是限制基带脉冲信号的带宽，消除码间干扰，使其适合信道传输。现实中的通信卫星进行成型滤波时所选用的成型滤波器通常选为根升余弦滤波器，将根升余弦滤波器的幅频响应定义为H(f)，其表达式为：
其中，f为傅里叶变换中的频率变量，为通信卫星的码元周期，r为通信卫星的滚降因子，cos为求余弦操作；和r都是通信卫星的参数，在实际应用中，当确定了作为外辐射源的通信卫星后，这两个参数也随之确定。
本发明方法所要检测的目标不包括导弹等机动性强、速度变化快的目标，而是包括直升机、无人机、战斗机等机动性相对较弱，且通常情况下在相干积累时间内速度变化缓慢的目标。
参照图2，为本发明中的外辐射源雷达场景示意图；在图2所示的外辐射源雷达场景示意图中，通信卫星作为外辐射源向雷达辐射电磁波信号，该雷达包含两个天线，其中一个天线指向通信卫星，并作为直达波参考天线接收外辐射源直接辐射过来的电磁波信号，记为直达波信号；另一个天线作为回波接收天线在雷达检测范围内扫描，并接收外辐射源辐射的电磁波信号经过目标反射后的电磁波信号，记为目标回波信号；进而将直达波参考信号作为参考，利用雷达接收的目标回波信号估计目标的位置及目标的速度，实现对目标的探测、目标的位置及目标的速度的测量；同时，外辐射源辐射的电磁波信号直接照射在雷达的回波接收天线上，对应形成直达波干扰信号。
由雷达领域基础知识，知道目标回波信号的时延和目标回波信号的多普勒频移就能够计算得到目标到雷达的距离及目标相对雷达的速度；所以，将获取目标到雷达的距离和目标相对雷达的速度分别归结为获取目标回波信号的时延和目标回波信号的多普勒频移；本发明重点讨论目标回波信号的时延及目标回波信号的多普勒频移各自的获取过程。
模糊函数是为了研究雷达分辨率提出的，描述雷达工作于多目标环境下，采用一种特定的信号和相应的滤波器时，雷达对不同距离、不同速度的目标的分辨能力；将目标的模糊函数定义为χ(τ,fd)，其表达式为：
其中，t表示时间变量，τ表示时延，fd表示目标回波信号的多普勒频移，u(t)为目标回波信号的复包络，上标*表示共轭操作，e表示指数函数操作，j表示虚数单位，为对·进行从负无穷到正无穷的积分，dt表示时间变量t的微分操作。
雷达的威力范围受限于目标回波信号的信噪比、目标检测方法对目标回波信号的信噪比提高，以及恒虚警检测所需的信噪比；分别计算得到直达波信号的信噪比SNR1和目标回波信号的信噪比为SNR2，其表达式分别为：
其中，EIPR表示通信卫星的等效全向辐射功率，表示直达波参考天线的增益，λ表示通信卫星向雷达辐射的电磁波信号载波波长，R0表示通信卫星到地面的高度，Lt表示通信卫星辐射电磁波信号的传输损耗，K表示波尔兹曼常数，T0表示雷达的噪声温度，B表示雷达的工作带宽，F0表示雷达的噪声系数。
所述目标回波信号的信噪比SNR2，其表达式为：
其中，σ表示目标在雷达下的横截面积，R表示目标到回波接收天线的距离，G表示回波接收天线的增益，λ表示通信卫星向雷达辐射的电磁波信号载波波长，R0表示通信卫星到地面的高度，Lt表示通信卫星辐射电磁波信号的传输损耗，K表示波尔兹曼常数，T0表示雷达的噪声温度，B表示雷达的工作带宽，F0表示雷达的噪声系数。
由此，得到了目标回波信号的信噪比SNR2和目标到回波接收天线的距离R之间的关系，不难看出，目标回波信号的信噪比SNR2越小，目标到回波接收天线的距离R越大，且目标到回波接收天线的距离最大值为雷达的威力范围最大值。
假设在恒虚警检测中想达到的目标发现概率为0.9、目标虚警概率为10-6时，查询《雷达手册》中目标发现概率、目标虚警概率与目标回波信号的信噪比之间关系的表格可得，所需目标回波信号的信噪比为13dB；如果目标检测方法的处理增益为75dB，即本发明的目标检测方法对目标回波信号的信噪比提高为75dB，那么，目标回波信号的信噪比SNR2的最小值为(13-75)＝-62dB，根据目标回波信号的信噪比SNR2的最小值-62dB，进而计算得到目标到回波接收天线的距离R的取值，此时的目标到回波接收天线的距离R的取值在恒虚警检测中想达到的目标发现概率为0.9、目标虚警概率为10-6、目标检测方法的处理增益为75dB时是最大的，即得到雷达的威力范围最大值。
关于目标在雷达下的横截面积σ有一种特殊情况：将通信卫星到目标的连线，与雷达到目标的连线之间的夹角称为双基地角，当双基地角小于140°时，目标在雷达下的横截面积σ变化不大；当双基地角大于140°时，目标在雷达下的横截面积σ逐渐增大；尤其当双基地角接近180°时，目标在雷达下的横截面积σ大幅度增大。
Siegel根据物理光学原理指出，如果目标的轮廓面积(即目标的投影面积)为A，且通信卫星向雷达辐射的电磁波信号载波波长λ小于目标尺寸时，目标在雷达下的横截面积
目标可以是平滑结构，也可以是复杂结构，而且根据巴比涅原理，目标还可以是全吸收结构，这对隐身目标的探测非常有利。
直达波参考天线和回波接收天线既可以设计为两个独立的天线，也可以在一个天线阵列中进行合成。
步骤2，对直达波信号和目标回波信号分别进行高频放大，分别得到经过高频放大后的直达波信号和经过高频放大后的目标回波信号。
具体地，直达波参考天线和回波接收天线各自接收到的信号都比较微弱，因此先要分别进行高频放大，放大信号的同时也放大了噪声，所以信噪比并未改变；同时由于通信卫星的信号通常是在Ku波段在空中传播的，信号频率较高，若要直接处理这种高频信号，对电子器件的性能要求比较高，成本也高。
其中，进行高频放大需要选取高频放大器，本发明在选择高频放大器时，其通频带要大于通信卫星辐射的电磁波信号载频与0.5倍的雷达工作带宽之和，且需要带有自动增益控制(ADC)功能。
步骤3，对经过高频放大后的直达波信号和经过高频放大后的目标回波信号分别进行下变频处理，即将经过高频放大后的直达波信号和经过高频放大后的目标回波信号各自的频率分别降低同样的大小，其中将经过高频放大后的直达波信号频率降低到中频频率fm，将经过高频放大后的目标回波信号频率降低到fm'， 为经过高频放大后的目标回波信号频率，为经过高频放大后的直达波信号频率；中频频率fm的取值范围为[2B,10B]，且下标m为中间medium的缩写，B表示雷达的工作带宽；进而分别得到经过下变频处理后的直达波信号和经过下变频处理后的目标回波信号，所述经过下变频处理后的直达波信号和经过下变频处理后的目标回波信号分别为模拟信号。
步骤4，对经过下变频处理后的直达波信号和经过下变频处理后的目标回波信号分别进行模拟-数字转换(ADC)，分别得到直达波数字信号和目标回波数字信号。
其中进行模拟-数字转换(ADC)需要选取模拟-数字转换器，本发明在选择模拟-数字转换器时，其分辨率要大于或等于24位；将模拟-数字转换器的采样率记为fs，且fs>2(fm+0.5B)，B表示雷达的工作带宽。
将直达波数字信号中每隔Tr×fs个点分别作为一个直达波数字信号段，进而得到N个直达波数字信号段；将目标回波数字信号中每隔Tr'×fs个点分别作为一个目标回波波数字信号段，进而得到N'个目标回波数字信号段，每个目标回波数字信号段分别包含直达波干扰信号；N、N'分别为大于0的正整数。
其中，N个直达波数字信号段与N'个目标回波数字信号段一一对应，N表示直达波数字信号段总个数，N'表示目标回波数字信号段总个数，且直达波参考信号段总个数取值与目标回波数字信号段总个数取值相等；Tr表示每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长，Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长，fs表示模拟-数字转换器的采样率；本实施例中每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长Tr取值范围，与每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长Tr'取值范围都为[0.1ms,10ms]，且每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长与每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长取值相等。
步骤5，使用时域干扰相消算法对N'个目标回波数字信号段分别进行直达波干扰相消处理，得到N'个消除直达波干扰的目标回波数字信号段。
具体地，由于外辐射源辐射的电磁波信号直接照射在雷达的回波接收天线上，对应形成直达波干扰信号，因此得到的N'个目标回波数字信号段分别包含相应的直达波干扰信号，该直达波干扰信号功率要比目标回波数字信号功率大得多，若不进行相消处理，无法进行正常的目标检测；通常采用时域干扰相消算法进行处理。
目前国内外使用的时域干扰相消算法主要有：SMI算法，ECA-B算法，LMS及其改进的算法等；本发明采用扩展杂波相消批处理(ECA-B)对N'个目标回波数字信号段分别进行直达波干扰相消处理，分别消除N'个目标回波数字信号段中各自包含的直达波干扰信号，进而得到N'个消除直达波干扰的目标回波数字信号段。
步骤6，使用Keystone变换对N'个消除直达波干扰的目标回波数字信号段分别进行时延-多普勒走动校正，得到N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段。
具体地，本发明使用Keystone变换消除N'个消除直达波干扰的目标回波数字信号段各自存在的时延(距离)走动和多普勒(速度)走动问题，现有的研究都是在主动探测雷达中应用keystone变换，解决主动探测雷达中的时延-多普勒走动问题；但本发明将keystone变换应用到了基于通信卫星辐射源的外辐射源雷达中，并给出了理论推导和仿真。
首先进行理论推导，首先推导时延走动产生的原因并推导用keystone变换可以消除时延走动。
由傅里叶变换的时移性质：
若信号g(t)的傅里叶变换为G(f),则信号g(t)时移t0个单位后的信号g(t-t0)的傅里叶变换为其中，f表示傅里叶变换中的频率变量，t0表示时移单位个数。
可知，对于一个信号，时域上产生了时延t0，反映在频域上就是其傅里叶变换中含有ft0；本发明中时延走动体现在每个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换中的频率变量项系数分别不同，造成了时延不一致。
6.1假设通信卫星辐射出的电磁波信号调制方式为正交相移键控(QPSK)调制，则计算得到第n'个直达波数字信号段的复包络un'(t)为：
其中，n'∈{1,2,…,N}，N表示直达波数字信号段总个数，t表示时间变量，k＝0,1,2,…,P-1，为第n'个直达波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时的第k+1个初相，P表示第n'个直达波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时包含的初相个数，且每一个初相对应的波形持续时间都为T；Tr表示每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长，表示向下取整操作；v(t)为矩形窗函数，表示若在时间变量的取值范围为(0,T)，则矩形窗函数取值为1；否则矩形窗函数取值为0；v(t-kT)为矩形窗函数在时间变量上平移了t-kT，h(t)为通信卫星中的根升余弦滤波器的冲激响应，且h(t)＝F-1(H(f))，F-1(·)表示对·进行傅里叶反变换操作；⊙代表卷积操作。
所以第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的复包络为gn(t)，其表达式为：
其中，n∈{1,2,…,N'}，N'表示目标回波数字信号段总个数，与消除直达波干扰的目标回波数字信号段总个数相等；τn表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延，fdn表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的多普勒频移；k'＝0,1,2,…,P'-1，为第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时的第k'+1个初相，P'表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时包含的初相个数，第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时包含的初相个数与第n'个直达波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时包含的初相个数取值相等且一一对应。
6.2计算得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换为Gn(f,n)，其表达式为：
其中，T为每一个初相对应的波形持续时间，f表示进行傅里叶变换时对应的频率变量,τn表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延，fdn表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的多普勒频移，fc为通信卫星向雷达辐射电磁波信号载波频率，sinc为辛格函数，t为时间变量；F(f)为临时函数变量，其表达式为：
下面推导第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延τn，建立如图3所示的三维直角坐标系，通信卫星坐标为(-L,0,0),雷达坐标为(L,0,0)，目标的坐标为(x0,y0,z0)，2L表示通信卫星与雷达的距离。
由于第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延τn为第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段从通信卫星到目标再到雷达所用的时间，减去第n'个直达波数字信号段从通信卫星到雷达的时间；n′∈{1,2,…,N}，N表示直达波数字信号段总个数，直达波数字信号段总个数与消除直达波干扰的目标回波数字信号段总个数取值相等且一一对应；所以第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延R(n)表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段从卫星到目标再到雷达的距离长度，且
其中，c表示光速，vx表示目标的速度在x轴的分量，vy表示目标的速度在y轴的分量，vz表示目标的速度在z轴的分量，x0表示通信卫星开始向雷达辐射电磁波信号时对应的目标坐标在x轴的截距，y0表示通信卫星开始向雷达辐射电磁波信号时对应的目标坐标在y轴的截距，z0表示通信卫星开始向雷达辐射电磁波信号时对应的目标坐标在z轴的截距，L表示雷达与通信卫星之间距离的一半，Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长。
6.3对第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段从卫星到目标再到雷达的距离长度R(n)进行泰勒级数展开，并忽略三次以上系数，得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段从卫星到目标再到雷达的距离长度泰勒级数展开式R'(n)：
R'(n)＝c1+c2n+c3n2
其中，c1表示常数项系数，c2表示一次项系数，c3表示二次项系数；常数项系数c1、一次项系数c2、二次项系数c3在第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段从卫星到目标再到雷达的距离长度泰勒级数展开式中均为常数，但在不同消除直达波干扰的目标回波数字信号段从卫星到目标再到雷达的距离长度泰勒级数展开式中是否相同取决于目标的运动情况，即目标的速度是否发生变化；由于本发明所检测的目标为直升机等目标，可以假设目标在相干积累时间内速度变化很小，或忽略不计，即c1、c2、c3在积累时间内的不同的回波信号段间是恒定不变的。
进而计算得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延优化式τ'n，
6.4将第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延优化式τ'n代入第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换为Gn(f,n)中,计算得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换优化式其表达式为：
傅里叶变换时对应的频率变量，H(f)为根升余弦滤波器的幅频响应，F(f)为临时函数变量，F1(f)为临时中间变量，
观察第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换优化式可知，在临时中间变量F1(f)和根升余弦滤波器的幅频响应H(f)中不含有使第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段产生时延走动的因素，而在中，f(c2n+c3n2)使第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段产生了时延走动。
以上就是时延走动产生的原因；用keystone变换能够解决这个问题，将第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换优化式中的n全都替换为得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式
从上式中可以看出，不存在了产生时延走动的因子了，从而消除了时延走动。
在上面的理论分析中，通过将第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换优化式中的n全都替换为得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式但在现实中，无法直接实现通过将第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换优化式中的n全都替换为来得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式需要其他的方法来模拟生成第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式，从而得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式的近似式；有多种方法能够得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式的近似式，本发明选用内插法来得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式的近似式。
6.5对于不存在多普勒走动、且只有时延走动的场合，使用内插法对第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式进行近似，得到第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式的近似式其表达式为：
其中，Gn(f,n)为第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换，f表示进行傅里叶变换时对应的频率变量，且m∈{1,…,N'}，n∈{1,2,…,N'}，m与n的取值一一对应；N'为目标回波数字信号段总个数，sinc为辛格函数，fc为通信卫星向雷达辐射电磁波信号载波频率。
使用第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式的近似式近似第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式时假设目标不存在多普勒走动现象，但是对本发明讨论的直升机等探测目标而言是存在多普勒走动现象的，不过多普勒走动现象并不严重，可以进行消除。
6.6对多普勒走动的分析过于复杂，借鉴主动探测雷达中消除多普勒走动的方法对第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式的近似式得到过程进行改进，即在存在多普勒走动的情况下，计算得到第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的最优傅里叶变换其表达式为：
其中，T为每一个初相对应的波形持续时间，d为目标的模糊数，用与表征目标多普勒频率的模糊程度，其定义式为：v表示目标的速度，c表示光速，f表示进行傅里叶变换时对应的频率变量，Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长；fa为参数变量。
实际雷达实现中，光速c和fr是已知的，目标的速度为一般情况下目标的飞行速度，不需要精确值，此时通过调节参数变量fa的值，再结合进而得到目标的模糊数d。
调节参数变量fa的方法如下：针对雷达所要探测的目标类型，先将参数变量fa设置为经验值，本实施例取值为50；然后在软件仿真或外场试验时通过调节参数变量fa，观场雷达探测效果，选择探测效果最好的数值作为参数变量fa的取值。
最后对第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的最优傅里叶变换进行逆傅里叶变换，得到第m个经过keystone变换处理后的目标回波数字信号段。
6.7令m分别取1至N'，返回子步骤6.6，进而分别得到第1个经过keystone变换处理后的目标回波数字信号段至第N'个经过keystone变换处理后的目标回波数字信号段，并记为N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段；其中keystone变换处理为时延-多普勒走动校正。
步骤7，对N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段与N个直达波数字信号段分别进行时延-多普勒互相关处理，得到R个时延-多普勒互相关三维图；其中第i个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段与第个直达波数字信号段进行时延-多普勒互相关处理，得到第r'个时延-多普勒互相关三维图，i∈{1,2,…,N'}，r'∈{1,2,…,R}，R表示时延-多普勒互相关三维图总个数，且时延-多普勒互相关三维图总个数分别与时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段总个数、时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段总个数、直达波数字信号段总个数取值相等且一一对应。
7.1设定每个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段分别包含个像素点，每个直达波数字信号段分别对应包含个像素点，个像素点与个像素点取值相等且一一对应；然后分别将第i个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段中第个像素点记为将第个直达波数字信号段中第个像素点记为 Tr表示每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长，Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长，fs表示模拟-数字转换器的采样率；N'表示目标回波数字信号段总个数，与时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段总个数取值相等且一一对应；N表示直达波数字信号段总个数。
7.2定义个临时信号段，个临时信号段与N'个目标回波数字信号段取值相等且一一对应，每个临时信号段分别包含个像素点，将其中第个临时信号段中第个像素点记为 Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长，fs表示模拟-数字转换器的采样率。
7.3对第i个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段与第个直达波数字信号段进行时延-多普勒互相关处理，得到第r'个时延-多普勒互相关三维图ξr'(τ′,fd′)，其表达式为：
为每个直达波数字信号段分别对应包含的像素点总个数，O'为每个时延-多普勒互相关三维图中时延维上包含的刻度值总个数，且O′＝Tr′×fs；
将时延总个数记为时延总个数与每个直达波数字信号段中包含的像素点个数取值相等；为多普勒频移总个数，多普勒频移总个数与一个首项为-fs、公差为的等差数列总项数取值相等且一一对应，且 为第个临时信号段中第个像素点。
7.4令i分别取1至N'，同时令分别取1至N，返回7.3，进而分别得到第1个时延-多普勒互相关三维图至第R个时延-多普勒互相关三维图，记为R个时延-多普勒互相关三维图；其中，r'∈{1,2,…,R}，R表示时延-多普勒互相关三维图总个数，且时延-多普勒互相关三维图总个数分别与时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段总个数、直达波数字信号段总个数取值相等且一一对应。
在R个时延-多普勒互相关三维图中，每个时延-多普勒互相关三维图都会有很多的波峰，有的波峰可能对应目标，然而大部分波峰是由噪声形成的，有的波峰甚至可能由回波接收天线接收到的直达波干扰信号和直达波参考天线接收到的直达波参考数字信号段时延-多普勒互相关形成的。由于目标回波信号信噪比微弱，所以其形成的波峰完全被噪声掩盖住了，无法进行正常的目标检测，所以需要提高目标回波信号的信噪比；时延-多普勒互相关处理对信噪比的改善为B×Tr，但通常情况下，还需要相干积累步骤再次提高信噪比。
步骤8，对R个时延-多普勒互相关三维图进行相干积累处理，得到相干积累后的时延-多普勒互相关三维图。
具体地，对R个时延-多普勒互相关三维图进行相干积累处理，即将R个时延-多普勒互相关三维图直接进行叠加，相干积累的结果是将R个时延-多普勒互相关三维图叠加成一幅时延-多普勒互相关三维图的过程，相干积累后，与目标信息有关的波峰凸显了出来，但此时仍存在大量由噪声产生的波峰。
相干积累对回波信号信噪比的改善倍数就是积累次数，所以进行相干积累次数的取值为目标检测方法需要对信噪比的提高倍数除以B×Tr。
步骤9，对相干积累后的时延-多普勒互相关三维图进行恒虚警检测处理，得到R'个目标，进而分别得到R'个目标各自对应的多普勒频移信息和R'个目标各自对应的时延信息。
具体地，对相干积累后的时延-多普勒互相关三维图进行恒虚警检测，本发明采用的恒虚警检测算法是单元平均恒虚警检测算法。
相干积累后的时延-多普勒互相关三维图包含很多个波峰，每一个波峰包含时延维和多普勒维；
(1)初始化：令j∈{1,2,…,J}，J为相干积累后的时延-多普勒互相关三维图包含的波峰总个数，j表示第j个波峰，j的初始值为1。
设第j个波峰的坐标为τj为第j个波峰对应时延维上的刻度值，O为每个波峰对应时延维上包含的刻度值总个数，且O＝Tr×fs，Tr为每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长，fs为模拟-数字转换器的采样率；为相干积累后的时延-多普勒互相关三维图中时延维上的值为τj、多普勒频移维上的值为fdj时的幅值；fdj为第j个波峰对应多普勒频移维上的刻度值，分别定义参考点个数为M，16≤M≤32且为偶数；定义保护点个数为M′，保护点个数取值取决于目标尺寸和雷达分辨率；M′为大于0的正整数，本发明实施例保护点个数取经验值4。
(2)若第j个波峰对应时延维上的刻度值此时目标距离雷达非常近，肉眼清晰可见，缺乏使用雷达探测的意义，为了单元平均恒虚警算法的简单性，直接忽略这个波峰，进行子步骤(3)；否则进行子步骤(4)。
(3)单元平均恒虚警算法输出“NO”，令j加1，返回子步骤(2)。
(4)若第j个波峰对应时延维上的刻度值此时目标距离雷达非常远，接近雷达威力范围的最大值，为了单元平均恒虚警算法的简单性，直接忽略这个波峰，进行子步骤(3)；否则若第j个波峰对应时延维上的刻度值
则进行子步骤(5)。
其中，目标距离雷达非常远，接近雷达威力范围的最大值，为了单元平均恒虚警算法的简单性，直接忽略这个波峰，单元平均恒虚警算法输出“NO”，转而处理下一个波峰，这不会对雷达的威力范围带来太大影响，而仅仅使雷达的威力范围降低了且值一般非常小；
(5)计算与第j个波峰相关的临时变量Zj，其表达式为：
其中，为相干积累后的时延-多普勒互相关三维图中时延维上的值为τj+l、多普勒频移维上的值为fdj时的幅值，τj为第j个波峰对应时延维上的刻度值，fdj为第j个波峰对应多普勒频移维上的刻度值，为相干积累后的时延-多普勒互相关三维图中时延维上的值为τj+l′、多普勒频移维上的值为fdj时的幅值，
(6)若则认为第j个波峰为目标对应的波峰，记为第j'个目标波峰，单元平均恒虚警算法输出“YES”，并令j'加1，j'∈{1,2,…,R'},R'表示经过恒虚警检测得到的目标波峰总个数，j'的初始值为1；否则认为第j个波峰是噪声形成的，输出“NO”；然后令j加1，返回子步骤(2)。
其中，K0表示临时参数值，使用公式确定，Pfa为虚警概率，通常取为小于10-4的数值，将Pfa和M代入公式就算出了临时参数值K0的取值；M为参考点个数。
直到得到第R'个目标波峰；此时检测得到R'个目标，然后分别记录R'个目标波峰各自在多普勒维的坐标值，以及R'个目标波峰各自在时延维的坐标值，并将R'个目标波峰各自在多普勒维的坐标，记为R'个目标各自对应的多普勒频移信息；将R'个目标波峰各自在时延维的坐标值，记为R'个目标各自对应的时延信息；单元平均恒虚警算法同时也将相干积累后的时延-多普勒互相关三维图中输出为“NO”的波峰消去了，只保留了输出为“YES”的波峰。
但是，由于ECA-B时域干扰相消算法并不能完全滤除掉直达波干扰信号，所以单元平均衡虚警检测输出为“YES”的波峰有可能是直达波干扰信号产生的波峰，并不是与目标信息有关的波峰，但这个波峰接近原点，即它的时延维和多普勒维坐标都接近零，而正常的目标形成的波峰不会如此接近原点，所以读取目标信息时直接忽略这个波峰。
至此，基于通信卫星辐射源的外辐射源雷达的可行性分析和目标检测方法的具体流程介绍完毕。
以下，通过仿真实验进一步说明本发明的上述效果：
(一)仿真实验场景：
具体实验场景可参考图3；其中，通信卫星到地面的高度R0为36000km，通信卫星采用QPSK调制方式，通信卫星向雷达辐射电磁波信号载波频率fc为12140MHz，通信卫星向雷达辐射电磁波信号中每一个初相对应的波形持续时间T的值为24.07898ns，通信卫星的等效全向辐射功率EIPR为57dB，通信卫星中根升余弦滤波器的码元周期为24.07898ns，滚降因子r为0.35，通信卫星辐射电磁波信号的传输损耗Lt为10dB，波尔兹曼常数K为1.38×10-23。
雷达的工作带宽B为36MHz，雷达的噪声温度T0为290K，雷达的噪声系数F0为2dB,直达波参考天线的增益为50dB，回波接收天线的增益G为50dB，下变频时的中频频率fm为72MHz，模拟-数字转换器的采样率fs的值为24×fm，Tr和Tr'的值均设为0.1ms。
同时，设置一个待检测目标。该目标初始时刻距离雷达1000m，目标观测角为30度，目标的速度v在目标-雷达连线上的分量为4m/s，方向为远离雷达的方向，速度v在双基地角的角平分线上的分量为80m/s，方向为朝向卫星-雷达连线且在该方向上的速度分量加速度为5m/s2。相干积累次数设置为370次，即N的值为370。
根据本发明所述公式和仿真时的各项参数，计算出了直达波参考信号的信噪比为SNR1为8.16dB。另外设目标回波信号的信噪比SNR2为-13dB，雷达回波接收天线接收到的直达波干扰的信噪比是-3dB，直达波干扰信号相对于直达波参考信号有6.69ns的时延。
单元平均恒虚警检测时，保护点M′的值为4，参考点M为16，虚警概率Pfa设为5×10-9，故K0的值为2.2。
(二)仿真内容：
1)绘制通信卫星信号的模糊函数图。
2)仿真雷达分别工作在非前向散射区与前向散射区时的回波信噪比与探测距离的关系图。
3)仿真验证ECA-B算法对直达波干扰的抑制效果。
4)仿真验证keystone变换可以消除走动问题。
5)单元平均恒虚警检测的检测效果。
(三)仿真结果分析：
图4为通信卫星辐射的电磁波信号的模糊函数三维图，坐标轴分别为：多普勒频率(单位：Hz)、时延(单位：ns)、幅度。从图4中可以看出，通信卫星信号的模糊函数图是图钉型的，其同时具有良好的时延(距离)分辨率和多普勒(速度)分辨率。
图5(a)和图5(b)分别仿真了雷达分别工作在非前向散射区与前向散射区时的回波信噪比与探测距离的关系图：在图5(a)中，对于一个RCS为10m2，距离雷达10km的目标，其回波信噪比只有-65dB；在图5(b)中，雷达工作在前向散射区，双基地角接近180度时，一种小型飞机MI-8，两种直升机AH64D和Cessna的回波信噪比与探测距离的关系图。从图中可以看到，在10km外的Cessna直升机，回波信噪比达到了-5dB，即使在100km时，回波信噪比也有-24dB左右。雷达工作在前向散射区时的威力范围要比工作在非前向散射区时大很多。
图6(a)为正常情况下相干积累后的时延多普勒互相关三维图，图6(b)为正常情况下相干积累后的时延多普勒互相关三维图经过单元平均恒虚警检测后得到的三维图；图6(a)和图6(b)中，从左数第一个线圈圈起来的都是直达波干扰信号产生的波峰，第二个线圈圈起来的都是对应目标信息的波峰。
从图6(b)可见，此时可以读取出目标的时延和多普勒信息，进而算出对应的距离和速度信息，证实了本发明方法的可行性。
图7(a)为未采用ECA-B时域干扰相消算法处理时相干积累后的时延多普勒互相关三维图，图7(b)为未采用ECA-B时域干扰相消算法处理时相干积累后的时延多普勒互相关三维图经过单元平均恒虚警检测后得到的三维图；图7(a)和图7(b)中线圈圈起来的是直达波干扰信号产生的波峰。
从图中可以看出，此时由于直达波干扰信号较强，掩盖了目标回波信号，在时延多普勒互相关三维图中含有目标信息的波峰也被直达波干扰形成的波峰完全掩盖住了，未凸显出来，无法进行目标检测；所以，时域干扰相消对本发明中的外辐射源雷达是必要的步骤。
图8(a)为未采用keystone变换处理时相干积累后得到的时延-多普勒互相关三维图，图8(b)为未采用keystone变换处理时相干积累后的时延-多普勒互相关三维图经过单元平均恒虚警检测后得到的三维图；图8(a)和图8(b)中线圈圈起来的都是直达波干扰信号产生的波峰。
从图中可以看出，由于回波信号存在走动现象，能量分散，即使经过了ECA-B时域干扰相消算法和相干积累处理，在时延多普勒互相关三维图中含有目标信息的波峰也未明显凸显出来，无法进行目标检测。所以，keystone变换对本发明中的外辐射源雷达是必要的步骤。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
Claims (8)
1.一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，确定雷达，所述雷达为双基地雷达；雷达所在场景中包含通信卫星，通信卫星向雷达辐射电磁波信号，所述电磁波信号为模拟信号；且雷达的检测范围内存在目标，该雷达包含两个天线，其中一个天线指向通信卫星，并作为直达波参考天线接收通信卫星直接辐射过来的电磁波信号，记为直达波信号；另一个天线作为回波接收天线在雷达检测范围内扫描，并接收通信卫星辐射的电磁波信号经过目标反射后的电磁波信号，记为目标回波信号；
步骤2，对直达波信号和目标回波信号分别进行高频放大，分别得到经过高频放大后的直达波信号和经过高频放大后的目标回波信号；
步骤3，对经过高频放大后的直达波信号和经过高频放大后的目标回波信号分别进行下变频处理，分别得到经过下变频处理后的直达波信号和经过下变频处理后的目标回波信号；
步骤4，对经过下变频处理后的直达波信号和经过下变频处理后的目标回波信号分别进行模拟-数字转换，分别得到直达波数字信号和目标回波数字信号；然后对直达波数字信号和目标回波数字信号分别进行划分，分别得到N个直达波数字信号段和N'个目标回波数字信号段；N、N'分别为大于0的正整数；
步骤5，对N'个目标回波数字信号段分别进行直达波干扰相消处理，得到N'个消除直达波干扰的目标回波数字信号段；
步骤6，对N'个消除直达波干扰的目标回波数字信号段分别进行时延-多普勒走动校正，得到N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段；
步骤7，对N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段与N个直达波数字信号段分别进行时延-多普勒互相关处理，得到R个时延-多普勒互相关三维图；其中第i个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段与第个直达波数字信号段进行时延-多普勒互相关处理，得到第r'个时延-多普勒互相关三维图，i∈{1,2,…,N'}，r'∈{1,2,…,R}，R表示时延-多普勒互相关三维图总个数，且时延-多普勒互相关三维图总个数分别与时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段总个数、直达波数字信号段总个数取值相等且一一对应；R为大于0的正整数；
步骤8，对R个时延-多普勒互相关三维图进行相干积累处理，得到相干积累后的时延-多普勒互相关三维图；
步骤9，对相干积累后的时延-多普勒互相关三维图进行恒虚警检测处理，得到R'个目标，进而分别得到R'个目标各自对应的多普勒频移信息和R'个目标各自对应的时延信息。
2.如权利要求1所述的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其特征在于，在步骤1中，所述直达波信号和所述目标回波信号，还包括：
所述通信卫星向雷达辐射电磁波信号，其过程为：通信卫星获取基带脉冲信号，然后要对基带脉冲信号进行成型滤波，再进行调制，将调制后的信号频率进行提升，得到电磁波信号后辐射出去；进行成型滤波时所选用的成型滤波器通常选为根升余弦滤波器，将根升余弦滤波器的幅频响应定义为H(f)，其表达式为：
其中，f为傅里叶变换中的频率变量，为通信卫星的码元周期，r为通信卫星的滚降因子，cos为求余弦操作；
分别计算得到直达波信号的信噪比SNR1和目标回波信号的信噪比为SNR2，其表达式分别为：
其中，EIPR表示通信卫星的等效全向辐射功率，表示直达波参考天线的增益，λ表示通信卫星向雷达辐射的电磁波信号载波波长，R0表示通信卫星到地面的高度，Lt表示通信卫星辐射电磁波信号的传输损耗，K表示波尔兹曼常数，T0表示雷达的噪声温度，B表示雷达的工作带宽，F0表示雷达的噪声系数；
所述目标回波信号的信噪比SNR2，其表达式为：
其中，σ表示目标在雷达下的横截面积，R表示目标到回波接收天线的距离，G表示回波接收天线的增益。
3.如权利要求1所述的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其特征在于，在步骤2中，所述对直达波信号和目标回波信号分别进行高频放大，其中进行高频放大时选取的高频放大器通频带要大于通信卫星辐射的电磁波信号载频与0.5倍的雷达工作带宽之和。
4.如权利要求1所述的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其特征在于，在步骤3中，所述对经过高频放大后的直达波信号和经过高频放大后的目标回波信号分别进行下变频处理，其中下变频处理是将经过高频放大后的直达波信号频率降低到中频频率fm，将经过高频放大后的目标回波信号频率降低到fm'， 为经过高频放大后的目标回波信号频率，为经过高频放大后的直达波信号频率，中频频率fm的取值范围为[2B,10B]，B表示雷达的工作带宽。
5.如权利要求4所述的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其特征在于，在步骤4中，所述对经过下变频处理后的直达波信号和经过下变频处理后的目标回波信号分别进行模拟-数字转换，其中进行模拟-数字转换时选取的模拟-数字转换器分辨率大于或等于24位；且将模拟-数字转换器的采样率记为fs，fs>2(fm+0.5B)，B表示雷达的工作带宽，fm为中频频率；
所述分别得到N个直达波数字信号段和N'个目标回波数字信号段，其得到过程为：
将直达波数字信号中每隔Tr×fs个点分别作为一个直达波数字信号段，进而得到N个直达波数字信号段；将目标回波数字信号中每隔Tr'×fs个点分别作为一个目标回波数字信号段，进而得到N'个目标回波数字信号段，每个目标回波数字信号段分别包含直达波干扰信号；
其中，N个直达波数字信号段与N'个目标回波数字信号段一一对应，N表示直达波数字信号段总个数，N'表示目标回波数字信号段总个数，且直达波参考信号段总个数取值与目标回波数字信号段总个数取值相等；Tr表示每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长，Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长。
6.如权利要求2或5所述的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其特征在于，在步骤6中，所述N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段，其得到过程为：
6.1计算得到第n'个直达波数字信号段的复包络un'(t)为：
其中，n'∈{1,2,…,N}，N表示直达波数字信号段总个数，t表示时间变量，k＝0,1,2,…,P-1，为第n'个直达波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时的第k+1个初相，P表示第n'个直达波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时包含的初相个数，且每一个初相对应的波形持续时间都为T；Tr表示每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长，表示向下取整操作；v(t)为矩形窗函数，表示若在时间变量的取值范围为(0,T)，则矩形窗函数取值为1；否则矩形窗函数取值为0；v(t-kT)为矩形窗函数在时间变量上平移了t-kT，h(t)为通信卫星中的根升余弦滤波器的冲激响应，且h(t)＝F-1(H(f))，F-1(·)表示对·进行傅里叶反变换操作；⊙代表卷积操作；δ(t-kT)表示自变量为t的一维脉冲函数在时间变量上平移了t-kT；
所以计算第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的复包络为gn(t)，其表达式为：
其中，n∈{1,2,…,N'}，N'表示目标回波数字信号段总个数，与消除直达波干扰的目标回波数字信号段总个数相等；τn表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延，fdn表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的多普勒频移；k'＝0,1,2,…,P'-1，为第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时的第k'+1个初相，P'表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时包含的初相个数，第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时包含的初相个数与第n'个直达波数字信号段进行正交相移键控QPSK调制时包含的初相个数取值相等且一一对应；
6.2计算得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换为Gn(f,n)，其表达式为：
其中，T为每一个初相对应的波形持续时间，f表示进行傅里叶变换时对应的频率变量，fc为通信卫星向雷达辐射电磁波信号载波频率，sinc为辛格函数，t为时间变量；F(f)为临时函数变量，其表达式为：
其中，τn为第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延，R(n)表示第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段从卫星到目标再到雷达的距离长度，且
其中，c表示光速，vx表示目标的速度在x轴的分量，vy表示目标的速度在y轴的分量，vz表示目标的速度在z轴的分量，x0表示通信卫星开始向雷达辐射电磁波信号时对应的目标坐标在x轴的截距，y0表示通信卫星开始向雷达辐射电磁波信号时对应的目标坐标在y轴的截距，z0表示通信卫星开始向雷达辐射电磁波信号时对应的目标坐标在z轴的截距，L表示雷达与通信卫星之间距离的一半，Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长；
6.3对第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段从卫星到目标再到雷达的距离长度R(n)进行泰勒级数展开，并忽略三次以上系数，得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段从卫星到目标再到雷达的距离长度泰勒级数展开式R'(n)：
R'(n)＝c1+c2n+c3n2
其中，c1表示常数项系数，c2表示一次项系数，c3表示二次项系数；进而计算得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延优化式τ'n，
6.4将第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的时延优化式τ'n代入第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换为Gn(f,n)中，计算得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换优化式其表达式为：
其中，f表示进行傅里叶变换时对应的频率变量，H(f)为根升余弦滤波器的幅频响应，F(f)为临时函数变量，F1(f)为临时中间变量，
将第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换优化式中的n全都替换为得到第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式
6.5使用内插法对第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式进行近似，得到第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换最终优化式的近似式其表达式为：
其中，Gn(f,n)为第n个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的傅里叶变换，f表示进行傅里叶变换时对应的频率变量，且m∈{1,…,N'}，n∈{1,2,…,N'}，m与n的取值一一对应；N'为目标回波数字信号段总个数，sinc为辛格函数，fc为通信卫星向雷达辐射电磁波信号载波频率；
6.6计算得到第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的最优傅里叶变换其表达式为：
其中，T为每一个初相对应的波形持续时间；d为目标的模糊数，其定义式为：v表示目标的速度，c表示光速，f表示进行傅里叶变换时对应的频率变量，Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长，fa为参数变量；
对第m个消除直达波干扰的目标回波数字信号段的最优傅里叶变换进行逆傅里叶变换，得到第m个经过keystone变换处理后的目标回波数字信号段；
6.7令m分别取1至N'，返回子步骤6.6，进而分别得到第1个经过keystone变换处理后的目标回波数字信号段至第N'个经过keystone变换处理后的目标回波数字信号段，并记为N'个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段；其中keystone变换处理为时延-多普勒走动校正。
7.如权利要求6所述的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其特征在于，在步骤7中，所述得到R'个目标各自对应的多普勒信息和R'个目标各自对应的时延信息，其过程为：
7.1设定每个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段分别包含个像素点，每个直达波数字信号段分别对应包含个像素点，个像素点与个像素点取值相等且一一对应；
然后分别将第i个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段中第个像素点记为将第个直达波数字信号段中第个像素点记为i∈{1,2,…,N'}，Tr表示每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长，Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长，fs表示模拟-数字转换器的采样率；N'表示目标回波数字信号段总个数；N表示直达波数字信号段总个数，目标回波数字信号段总个数与时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段总个数取值相等且一一对应；
7.2定义个临时信号段，个临时信号段与N'个目标回波数字信号段取值相等且一一对应，每个临时信号段分别包含个像素点，将其中第个临时信号段中第个像素点记为
Tr'表示每个目标回波数字信号段分别对应经过下变频处理后的目标回波信号时长，fs表示模拟-数字转换器的采样率；
7.3对第i个时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段与第个直达波数字信号段进行时延-多普勒互相关处理，得到第r'个时延-多普勒互相关三维图ξr'(τ′,fd′)，其表达式为：
为每个直达波数字信号段分别对应包含的像素点总个数，O'为每个时延-多普勒互相关三维图中时延维上包含的刻度值总个数，且O′＝T′r×fs；
将时延总个数记为时延总个数与每个直达波数字信号段中包含的像素点个数取值相等；为多普勒频移总个数，多普勒频移总个数与一个首项为-fs、公差为的等差数列总项数取值相等且一一对应，且为第个临时信号段中第个像素点；
7.4令i分别取1至N'，同时令分别取1至N，返回7.3，进而分别得到第1个时延-多普勒互相关三维图至第R个时延-多普勒互相关三维图，记为R个时延-多普勒互相关三维图；其中，R表示时延-多普勒互相关三维图总个数，且时延-多普勒互相关三维图总个数分别与时延-多普勒走动校正后的目标回波数字信号段总个数、直达波数字信号段总个数取值相等且一一对应。
8.如权利要求1所述的一种基于通信卫星辐射源的雷达目标检测方法，其特征在于，在步骤9中，所述得到目标的时延信息和目标的多普勒信息，其过程为：
(1)初始化：令j∈{1,2,…,J}，J为相干积累后的时延-多普勒互相关三维图包含的波峰总个数，j表示第j个波峰，j的初始值为1；
设第j个波峰的坐标为τj为第j个波峰对应时延维上的刻度值，O为每个波峰对应时延维上包含的刻度值总个数，且O＝Tr×fs，Tr为每个直达波参考信号段分别对应经过下变频处理后的直达波信号时长，fs为模拟-数字转换器的采样率；为相干积累后的时延-多普勒互相关三维图中时延维上的值为τj、多普勒频移维上的值为fdj时的幅值；fdj为第j个波峰对应多普勒频移维上的刻度值，分别定义参考点个数为M，16≤M≤32且为偶数；定义保护点个数为M′，M′为大于0的正整数；
(2)若第j个波峰对应时延维上的刻度值直接忽略第j个波峰，进行子步骤(3)；否则进行子步骤(4)；
(3)单元平均恒虚警算法输出“NO”，令j加1，返回子步骤(2)；
(4)若第j个波峰对应时延维上的刻度值此时直接忽略第j个波峰，进行子步骤(3)；否则若第j个波峰对应时延维上的刻度值
则进行子步骤(5)；
(5)计算与第j个波峰相关的临时变量Zj，其表达式为：
其中，为相干积累后的时延-多普勒互相关三维图中时延维上的值为τj+l、多普勒频移维上的值为fdj时的幅值，τj为第j个波峰对应时延维上的刻度值，fdj为第j个波峰对应多普勒频移维上的刻度值，为相干积累后的时延-多普勒互相关三维图中时延维上的值为τj+l′、多普勒频移维上的值为fdj时的幅值，
(6)若则认为第j个波峰为目标对应的波峰，记为第j'个目标波峰，并令j'加1，j'∈{1,2,…,R'},R'表示经过恒虚警检测得到的目标波峰总个数，j'的初始值为1；否则认为第j个波峰是噪声形成的，然后令j加1，返回子步骤(2)；
其中，K0表示临时参数值，使用公式确定，Pfa为虚警概率，且虚警概率为小于10-4的数值；
直到得到第R'个目标波峰；此时检测得到R'个目标，然后分别记录R'个目标波峰各自在多普勒维的坐标值，以及R'个目标波峰各自在时延维的坐标值，并将R'个目标波峰各自在多普勒维的坐标，记为R'个目标各自对应的多普勒频移信息，将R'个目标波峰各自在时延维的坐标值，记为R'个目标各自对应的时延信息。
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