CN106664194A - 使用轨道角动量与多层叠加调制进行通信的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种通信系统，包括发射机，所述发射机用于通过光通信链路发射包括多个数据流的光信号。所述发射机包括第一信号处理电路，用于处理多个输入数据流中的每一个，以产生针对所述多个输入数据流中的每一个的包括同相流(I)和正交相位流(Q)的并行数据流对。第一信号处理电路使用在第一信号宽度和第二信号宽度处的至少三个相互正交函数中所选择的一个函数来分别调制第一并行数据流对和第二并行数据流对，以产生多个第一数据子层和多个第二数据子层，以及通过以预配置的叠加偏移将所述第二数据子层叠加到所述第一数据子层来生成多个复合数据流；第二信号处理电路将所述多个复合数据流放置在所述光通信链路的波长上。所述多个复合数据流中的每一个具有与其相关联的不同的轨道角动量，以使得在所述波长上能够同时传输所述多个复合数据流中的每一个。

Description

使用轨道角动量与多层叠加调制进行通信的系统和方法

相关申请的交叉引用

本申请要求2014年7月3日提交的标题为“使用轨道角动量与多层叠加调制进行通信的系统和方法”的美国专利申请No.14/323,082(代理人案卷号NXGN-32173)以及于2014年4月4日提交的标题为“使用轨道角动量与调制进行通信的系统和方法的美国临时申请No.61/975,142(代理人案卷号NXGN-32131)的权益和/或优先权，其说明书通过参考整体并入本文。

技术领域

以下公开涉及用于增加通信带宽的系统和方法，并且更具体地涉及采用施加轨道角动量到各种信号上和使用多层叠加调制方案对信号进行调制的组合来增加通信带宽。

背景

随着个人计算和通信设备(例如，膝上型计算机，移动电话，智能电话，平板电脑等)的数量的增长，语音和数据网络的使用已经大大增加。数量以天文数目般增加的个人移动通信设备同时增加了通过为这些移动通信设备提供基础设施的网络来传输的数据的量。随着这些移动通信设备在商业和个人生活方式中变得更加普遍，这些网络支持所有新用户和用户设备的能力已经紧张。因此，网络基础设施供应商的主要关注点是增加其带宽以便支持语音和数据通信以及特别是正在发生的视频的更大负载的能力。用于在这种系统中增加带宽的传统方式涉及增加信道的数量，使得可以传输更大数量的通信，或者提高通过现有信道传输信息的速度，以便在现有信道资源上提供更大的处理量水平。

然而，尽管这些技术中的每一种都具有改进的系统带宽，但是，现有技术已经将通信的速度提高到使得不可能进行急剧的进一步提高速度的水平，即使由于增长的使用所带来的带宽需求继续以指数增长。另外，分配用于语音和数据通信的信道数量虽然有所增加，但没有增加到能够完全支持语音和数据密集型使用社会的日益增长的需求的水平。因此，非常需要一些方式来提高现有语音和数据通信内的带宽处理量，其从而增加现有语音和数据信道上的带宽。

附图的简要描述

为了更完整的理解，现在参考结合附图的以下描述，其中：

图1示出了用于提高所发射信号内的频谱效率的各种技术；

图2示出了用于提高所发射信号内的频谱效率的特定技术；

图3示出了在各种通信协议接口之间提供通信带宽的方式的一般概览；

图4示出了利用带有双绞线/电缆接口的多级叠加调制的方式；

图5示出了用于处理光通信系统内的多个数据流的总体框图；

图6是在通信系统内生成轨道角动量的系统的功能框图；

图7是图6中的轨道角动量信号处理块的功能框图；

图8是示出从包括多个数据流的接收信号中去除轨道角动量的方式的功能框图；

图9示出了具有两个量子自旋极化的单波长，其提供无限数量的具有与其相关联的各种轨道角动量的信号；

图10A示出了仅具有自旋角动量变化的平面波；

图10B示出了施加有自旋和轨道角动量的信号；

图11A-11C示出了施加有不同轨道角动量的各种信号；

图11D示出了各种本征模的坡印廷矢量的传播；

图11E示出了螺旋相位板；

图12示出了多级叠加调制系统；

图13示出了多级叠加解调器；

图14示出了多级叠加发射机系统；

图15示出了多级叠加接收机系统；

图16A-16K示出了代表性的多级叠加信号及其相应的功率频谱密度；

图17示出了在时频域内的多级叠加信号的比较；

图18示出了多级叠加信号与信号的不同带宽的频谱对准；

图19示出了多级叠加信号的可替代的频谱对准；

图20示出了使用组合的三层多级叠加技术的各种信号层的功率频谱密度；

图21示出了使用组合的三层多级叠加调制的多个层的对数尺度上的功率频谱密度；

图22示出了用于1/6大小的符号率的平方根升余弦与多层叠加的带宽效率比较；

图23示出了用于1/4大小的符号率的平方根升余弦和多层叠加之间的带宽效率比较；

图24示出了使用ACLR的平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；

图25示出了使用频带功率之外(out of band power)的平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；

图26示出了使用频带边缘PSD的平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；

图27是与多级叠加一起使用的发射机子系统的框图；

图28是使用多级叠加的接收机子系统的框图；

图29示出了改进的多级叠加的等效离散时间正交信道；

图30示出了多层叠加、改进的多层叠加和平方根升余弦的PSD；

图31示出了多层叠加和平方根升余弦之间的基于带功率带宽之外-40dBc的带宽比较；

图32示出了改进的多层叠加的等效离散时间并行正交信道；

图33示出了具有三层并且Tsym＝3的改进的多层叠加的并行正交信道的信道功率增益；

图34示出了改进的多层叠加和平方根升余弦之间的基于ACLR1的频谱效率比较；

图35示出了改进的多层叠加和平方根升余弦之间的基于OBP的频谱效率比较；

图36示出了改进的多层叠加和平方根升余弦之间的基于ACLR1的频谱效率比较；

图37示出了改进的多层叠加和平方根升余弦之间的基于OBP的频谱效率比较；

图38示出了用于低通等效改进的多层叠加系统的基频发射机的框图；

图39示出了用于低通等效改进的多层叠加系统的基频接收机的框图；

图40示出了光纤通信系统的配置；

图41A示出了单模光纤；

图41B示出了多芯光纤；

图41C示出了多模光纤；

图41D示出了空芯光纤；

图42示出了阶跃折射率光纤内的前六个模式；

图43示出了光纤内的随机扰动的类别；

图44示出了涡流光纤内的第一阶组的强度图案；

图45A和45B示出了多模光纤的第一阶模式中的折射率分离；

图46示出了自由空间通信系统；

图47示出了使用轨道角动量和多级叠加调制的自由空间光学系统的框图；

图48A-48C示出了将多个数据信道复用到光链路中以实现更高数据容量的方式；

图48D示出了用于具有多个OAM阀的波长的多组同心环；

图49示出了包含许多正交OAM光束的WDM信道；

图50示出了自由空间光系统的节点；

图51示出了自由空间光系统内的节点网络；

图52示出了用于在自由空间信号和RF(射频)信号之间进行多路复用的系统；

图53示出了利用量子密钥分配的OAM处理系统的框图；

图54示出了基本量子密钥分配系统；

图55示出了其中两个分离的状态被组合成量子密钥分配内的单个共轭对的方式；

图56示出了可以在量子密钥分配系统内使用不同基础发送0和1比特的一种方式；

图57是示出发射机发送量子密钥的过程的流程图；

图58示出了接收机可以接收和确定共享的量子密钥的方式；

图59更具体地示出了发射机和接收机可以确定共享的量子密钥的方式；

图60是示出用于确定是否保持或放弃所确定的密钥的过程的流程图；

图61示出了利用自由空间量子密钥分配系统的发射机和接收机的功能框图；

图62示出了基于网络云的量子密钥分配系统；

图63示出了与多个用户通信的高速单光子探测器；和

图64示出了节点量子密钥分配网络。

详细描述

现在参考附图，其中相同的附图标记在本文中用于表示相同的元件，示出和描述了使用轨道角动量与调制进行通信的系统和方法的各种视图和实施例，并且描述了其他可能的实施例。附图不一定按比例绘制，并且在一些情况下，仅出于说明的目的，附图被放大和/或简化。本领域普通技术人员将基于可能的实施例的以下示例来理解许多可能的应用和变化。

现在参考附图，更具体地参考图1，其中示出了提高通信系统的频谱效率的两种方式。通常，基本上有两种方式来提高通信系统的频谱效率102。该提高可以由调制方案中的信号处理技术104来实现，或使用多址接入技术来实现。另外，可以通过在电磁传播内创建新的本征信道106来提高频谱效率。这两种技术彼此完全独立，一种类别的创新可以添加到另一种类别的创新。因此，这种技术的结合引入了进一步的创新。

频谱效率102是通信系统商业模式的关键驱动。频谱效率以比特/秒/hz为单位定义，频谱效率越高，商业模式越好。这是因为频谱效率可以转换为更大的用户数量，更高的处理量，更高的质量或者通信系统内前述每个的其中一部分。

关于使用信号处理技术或多址接入技术的技术。这些技术包括诸如TDMA，FDMA，CDMA，EVDO，GSM，WCDMA，HSPA以及在4G WIMAX和LTE中使用的最新OFDM技术等创新。几乎所有这些技术都使用基于被称为QAM调制的正弦本征函数的数十年之久的调制技术。在涉及创建新的本征信道106的第二类技术中，创新包括分集技术(diversity techniques,包括空间和极化分集)以及多输入/多输出(MIMO)，其中不相关的无线电路径(radio paths)创建独立的本征信道和电磁波传播。

现在参考图2，本通信系统配置引入彼此完全独立的两种技术，一种来自信号处理技术104类别，一种来自创建新本征信道106类别。它们的组合提供了一种独特的方式来中断端对端通信系统的接入部分，从双绞线和电缆到光纤，到自由空间光学器件，到在蜂窝、回程和卫星中使用的RF。第一种技术涉及使用新的信号处理技术，其使用新的正交信号来升级使用非正弦函数的QAM调制。这被称为量子水平叠加(QLO)202。第二种技术涉及使用被称为轨道角动量(QAM)104的电磁波或光子的特性来应用新的电磁波前。在量子水平层叠加技术202和轨道角动量应用204的组合中，对其中每一个的应用独特地提供通信系统内的更高数量级的频谱效率206。

关于量子水平叠加技术202，引入新的本征函数，其在叠加时(在一个符号内彼此重叠)显著提高系统的频谱效率。量子水平层叠加技术302从量子力学借用了减少时间带宽积的特殊正交信号，从而提高信道的频谱效率。每个正交信号在符号内作为独立的信道被叠加。这些独立的信道将该技术与现有的调制技术区分开来。

关于轨道角动量204的应用，该技术引入具有携带了轨道角动量(OAM)的螺旋波前的扭曲的(twisted)电磁波或光束。携带波/光束的不同的OAM可以在空间域内彼此相互正交，允许波/光束在通信链路内被有效地复用和解复用。OAM波束在通信中是引人关注的，这是由于它们在特殊复用多个独立数据承载信道方面的潜在能力。

关于量子水平层叠加技术202和轨道角动量应用204的组合，该组合是独特的，因为OAM复用技术与诸如波长和偏振分割复用的其它电磁技术兼容。这表明进一步提高系统性能的可能性。这些技术在高容量数据传输中的一起应用中断了端对端通信系统的接入部分，从双绞线和电缆到光纤，到自由空间光学器件，到在蜂窝/回程和卫星中使用的RF。

这些技术中的每一种可以彼此独立地应用，但是该组合提供了不仅提高频谱效率而且在不牺牲距离或信噪比的情况下提高频谱效率的独特机会。

使用香农容量方程式，可以确定频谱效率是否有提高。这可以在数学上转换为更多的带宽。由于带宽具有价值，因此可以容易地将频谱效率增益转换为财务收益，从而估计出使用较高频谱效率所带来的商业影响。此外，当使用复杂的前向纠错(FEC)技术时，净影响是具有更高的质量，但是牺牲了一些带宽。然而，如果可以实现更高的频谱效率(或更多的虚拟带宽)，就可以允许因为FEC而牺牲一些所获得的带宽，因此更高的频谱效率也可以转换为更高的质量。

电信运营商和销售商对提高频谱效率感兴趣。然而，关于这种提高的问题是成本。在协议的不同层处的每种技术具有与其相关联的不同的价格标签。在物理层实现的技术具有最大的影响，因为其他技术可以被叠加在下层技术的顶部上，并且因此进一步提高频谱效率。当考虑其他相关成本时，一些技术的价格标签可能是显著的。例如，多输入多输出(MIMO)技术使用附加天线来创建附加路径，其中每个RF路径可以被视为独立信道，并且因此提高了合计频谱效率。在MIMO场景中，运营商具有处理诸如天线安装等结构问题的其他相关软成本。这些技术不仅具有巨大的成本，而且它们具有巨大的时序问题，因为结构方面的活动需要花时间，并且实现更高的频谱效率会有重大延误，也会转化为经济损失。

量子水平层叠加技术202具有在符号内创建独立信道而不需要新天线的优点。与其他技术相比，这将具有巨大的成本和时间效益。此外，量子水平层叠加技术202是物理层技术，这意味着存在位于协议的较高层处的可以均位于QLO技术202的顶部上的其他技术，并且因此甚至进一步提高频谱效率。QLO技术202使用了在基于OFDM的多址接入技术(例如WIMAX或LTE)中使用的标准QAM调制。QLO技术202基本上通过将新信号注入到基带的I&Q分量、并在QAM调制之前将它们叠加，来增强收发器处的QAM调制，如下文将更全面地进行描述。在接收机处，使用相反的过程来分离叠加的信号，并且净效应是脉冲整形，其能实现与标准QAM或甚至根升余弦相比更好的频谱定位。这种技术的影响是具有显著更高的频谱效率。

现在更具体地参考图3，示出了使用多级叠加调制304和轨道角动量306的应用的组合来增加通信信道的数量，从而在各种通信协议接口302内提供改进的通信带宽的方式的一般概览。

各种通信协议接口302可以包括各种通信链路，诸如RF通信，有线通信(诸如电缆或双绞线连接)，或者利用光波长的光通信(诸如光纤通信或自由空间光学)。各种类型的RF通信可以包括RF微波或RF卫星通信的组合，以及RF和自由空间光学信号之间的实时复用。

通过组合多层叠加调制技术304与轨道角动量(OAM)技术306，可以在各种类型的通信链路302上实现的更高的处理量。在没有OAM的情况下单独使用多级叠加调制可以提高通信链路302的频谱效率，无论是有线通信，光通信还是无线通信。然而，如果具有OAM，则频谱效率的提高更加显着。

多级叠加调制技术304提供超过常规的2自由度的新自由度，其中时间T和频率F是定义信息图中的正交轴的二维符号空间中的独立变量。这包括更一般的方法，而不是将信号建模为固定频域或固定时域。先前使用固定时间或固定频率的建模方法被认为是使用多级叠加调制304的一般方法中的更多限制性的情况。在多级叠加调制技术304内，信号可以在二维空间中而不是沿单个轴进行区分。因此，通信信道的信息承载能力可以由占据不同时间和频率坐标的多个信号确定，并且可以在符号(notational)二维空间中被区分。

在符号二维空间内，时间带宽积的最小化，即，该空间中信号所占据的面积使得在所分配的信道内能够更密集地封装，并且因此使用更多信号，具有更高的所得到的信息承载能力。给定频率信道增量(Δf)，在最小时间Δt中通过其传输的给定信号将具有由某些时间带宽最小化信号所描述的包络。这些信号的时间带宽积采用以下形式：

ΔtΔf＝1/2(2n+1)

其中n是0到无穷大的整数，表示信号的阶数。

这些信号形成无限元的正交集合，其中每个具有有限量的能量。它们在时域和频域中都是有限的，并且可以通过相关(correlation)，例如通过匹配滤波，从其他信号和噪声的混合中被检测出来。与其他小波不同，这些正交信号具有相似的时间和频率形式。

轨道角动量过程306向承载数据流的电磁场的波前提供扭曲，其可能实现在相同频率，波长或其他信号支持机制上的多个数据流的传输。这将通过允许单个频率或波长支持多个本征信道来增加通信链路上的带宽，每个单独信道具有与其相关联的信道不同的正交和独立的轨道角动量。

现在参考图4，示出了使用上述技术作为双绞线或电缆传送电子(不是光子)的另一通信实现技术。不是使用多级叠加调制304和轨道角动量技术306中的每一个，可以仅利用多级叠加调制304来与单个有线接口(更具体地，与双绞线通信链路或电缆通信链路402)结合使用。多级叠加调制404的操作类似于先前关于图3所讨论的操作，但是仅使用其自身，而不使用轨道角动量技术306，并且是与双绞线通信链路或电缆接口通信链路402一起使用。

现在参考图5，示出了用于处理多个数据流502以用于在光通信系统中传输的一般框图。多数据流502被提供给多层叠加调制电路504，其中使用多层叠加调制技术来调制信号。调制信号被提供给轨道角动量处理电路506，其对在光通信信道的波长上发送的每个波前施加扭曲。扭曲波在光通信链路上(例如光纤或自由空间光学通信系统)通过光接口508传输。图5还可以示出RF机制，其中接口508将包括RF接口而不是光接口。

现在更具体地参考图6，示出了用于在诸如关于图3所示的通信系统内生成轨道角动量“扭曲”的系统的功能框图，以提供可以与多个其他数据流组合、用于在相同波长或频率上传输的数据流。多个数据流602被提供给传输处理电路600。每个数据流602包括，例如，携带语音呼叫或通过数据连接传输非电路交换封装的数据的包连接的端到端链路连接。多个数据流602由调制/解调电路604处理。调制/解调电路604使用多级叠加调制技术将接收的数据流602调制到波长或频率信道上，如下文将更全面地描述。通信链路可以包括光纤链路，自由空间光学链路，RF微波链路，RF卫星链路，有线链路(无扭曲)等。

调制后的数据流被提供给轨道角动量(OAM)信号处理块606。来自调制/解调604的每个调制数据流由轨道角动量电磁块606提供不同的轨道角动量，使得每个调制数据流具有与其相关联的唯一且不同的轨道角动量。具有相关联的轨道角动量的每个调制信号被提供给光发射机608，光发射机608在相同波长上发射具有唯一轨道角动量的每个调制数据流。每个波长具有选定数量的带宽时隙B，并且可以使其数据传输能力以从OAM电磁块606提供的轨道角动量l的度数为因子增加。以单波长传输信号的光学发射机608可以发送B组信息。光发射机608和OAM电磁块606可以根据本文描述的配置发送l×B组信息。

在接收模式中，光学发射机608将具有包括多个信号的波长，所述多个信号在其中传输，并具有嵌入其中的不同轨道角动量。光学发射机608将这些信号转发到OAM信号处理块606，OAM信号处理块606分离具有不同轨道角动量的每个信号，并将分离的信号提供给解调电路604。解调过程从调制信号中提取数据流602，并使用多层叠加解调技术将其设置在接收端。

现在参考图7，提供了OAM信号处理块606的更详细的功能描述。每个输入数据流被提供给OAM电路702。每个OAM电路702向接收的数据流提供不同的轨道角动量。不同的轨道角动量通过施加不同的电流来产生正被传输的信号以产生与其相关联的特定轨道角动量来实现。由每个OAM电路702提供的轨道角动量对于提供给它的数据流是唯一的。无限数量的轨道角动量可以使用许多不同的电流施加到不同的输入数据流。每个单独生成的数据流被提供给信号组合器704，信号组合器704将信号组合到用于从发射机706传输的波长上。

现在参考图8，示出了OAM处理电路606可以将接收到的信号分离成多个数据流的方式。接收机802在单波长上接收组合的OAM信号，并将该信息提供给信号分离器804。信号分离器804将具有不同轨道角动量的每个信号与接收的波长分离，并将分离的信号提供给OAM去扭曲电路806。OAM去扭曲电路806从每个相关信号中去除相关联的OAM扭曲，并提供接收的调制数据流用于进一步处理。信号分离器804将已经从其中移除了轨道角动量的每个接收信号分离成单独的接收信号。单独的接收信号被提供给接收机802，用于使用例如多级叠加解调进行解调，这将在下面更全面地描述。

图9以其中具有两个量子自旋极化的单波长或频率可以提供具有与其相关联的各种轨道角动量的无限数量的扭转的方式示出。l轴表示可施加到所选频率或波长处的特定信号的各种量化轨道角动量状态。符号omega(ω)表示可施加不同轨道角动量的信号的各种频率。顶部网格902表示用于左手信号极化的潜在可用信号，而底部网格904用于具有右手极化的潜在可用信号。

通过将不同的轨道角动量状态施加于特定频率或波长的信号，可以在频率或波长处提供潜在无限数量的状态。因此，左手极化平面902和右手极化平面904中的频率Δω或波长906处的状态可以提供在不同轨道角动量状态Δ1下的无限数量的信号。块908和910分别表示在右手极化平面904和左手极化平面910中的频率Δω或波长处具有轨道角动量Δ1的特定信号。通过改变到相同频率Δω或波长906内的不同轨道角动量，也可以传输不同的信号。每个角动量状态对应于用于从光学发射机传输的不同的确定的电流水平。通过估计用于在光域内产生特定轨道角动量的等效电流，并且施加该电流用于信号的传输，可以在所需的轨道角动量状态下实现信号的传输。

因此，图9的图示示出了两个可能的角动量，自旋角动量和轨道角动量。自旋形式表现在宏观电磁学的极化之内，并且由于上下自旋方向，仅具有左手极化和右手极化。然而，轨道角动量指示被量化的无限多个状态。路径多于两个，并且在理论上通过量化的轨道角动量水平可以是无限的。

使用传输能量信号的轨道角动量状态，物理信息可以嵌入在由信号传输的辐射内。麦克斯韦-海维赛方程可以表示为：

▽·Β＝0

其中▽是del算子，E是电场强度，B是磁通密度。使用这些方程，可以从麦克斯韦的原始方程导出23个对称/守恒量。然而，只有十个众所周知的守恒量，并且这些中只有一些是商业上使用的。历史上，如果麦克斯韦方程保持在其原始的四元数形式，将更容易看到对称/守恒量，但当他们被海维赛德修改为他们目前的矢量形式时，变得在麦克斯韦方程中更难以看到这样的固有对称性。

麦克斯韦线性理论带有具有阿贝尔对易关系的U(1)对称性。它们可以被扩展到具有解决全局(空间非局部)特性的非阿贝尔对易关系的更高对称性组SU(2)形式。麦克斯韦理论的Wu-Yang和Harmuth解释暗示了磁单极子和磁荷的存在。就经典领域而言，这些理论结构是伪粒子或瞬时子。麦克斯韦的工作的解释实际上在很大的方面从麦克斯韦的初衷出发。在麦克斯韦的原始公式中，法拉第的电子状态(Aμ场)是中心的，使它们与杨-米尔斯理论(在Heaviside之前)兼容。被称为孤子的数学动态实体可以是经典的或量子的，线性的或非线性的，并且描述EM波。然而，孤子具有SU(2)对称形式。为了使传统解释的经典麦克斯韦U(1)对称的理论描述这样的实体，该理论必须被扩展到SU(2)形式。

除了几十个物理现象(这不能用传统的麦克斯韦理论解释)，最近制定的HarmuthAnsatz也解决了麦克斯韦理论的不完全性。Harmuth修正麦克斯韦方程可以用于计算EM信号速度，条件是添加磁场电流密度和磁荷，这与杨-米尔斯方程一致。因此，利用正确的几何形状和拓扑，Aμ电位总是具有物理意义。

守恒量和电磁场可以根据系统能量的守恒和系统线性动量的守恒来表示。时间对称性，即系统能量的守恒可以使用坡印廷定理根据以下方程表示：

哈密尔顿算子(总能量)

能量守恒

空间对称性，即表示电磁多普勒频移的系统线性动量的守恒可以由以下方程表示：

线性动量

线性动量守恒

能量的系统中心的守恒由以下方程表示：

类似地，引起方位角多普勒频移的系统角动量的守恒由以下等式表示：

角动量守恒

对于自由空间中的辐射束，EM场角动量J^em可以分为两部分：

J^em＝ε₀∫_V′d³x′(E×A)+ε₀∫_V′d³x′E_i[(x′-x₀)×▽]A_i

对于实值表示中的每个奇异傅立叶模式：

第一部分是EM自旋角动量S^em，其经典表现是波极化。第二部分是EM轨道角动量L^em，它的经典表现是波螺旋。一般来说，EM线性动量P^em和EM角动量J^em＝L^em+S^em一直被辐射到远场。

通过使用坡印廷定理，可以根据光速度方程确定信号的光学涡度：

连续性方程

其中S是坡印廷矢量

U是能量密度

其中E和H分别包括电场和磁场，并且ε和μ₀分别是介质的介电常数和磁导率。

然后可以根据以下方程通过光学速度的卷曲来确定光学涡度V：

现在参考图10A和10B，示出了在平面波情况下信号及其相关的坡印廷矢量的方式。在通常在1002处示出的平面波情形中，所发射信号可以采用三种配置中的一种。当电场矢量在相同方向上时，提供线性信号，如在1004总体所示。在圆极化1006内，电场矢量以相同的幅度旋转。在椭圆极化1008内，电场矢量旋转，但具有不同的幅度。坡印廷矢量保持在恒定方向上，用于图10A的信号配置，并且总是垂直于电场和磁场。现在参考图10B，当将唯一的轨道角动量施加到如上所述信号时，坡印廷矢量S1010将围绕信号的传播方向成螺旋形。可以改变该螺旋，以使信号能够在如本文所述的相同频率上传输。

图11A至11C示出了具有不同螺旋度(即，轨道角动量)的信号的差异。与信号1102,1104和1106相关联的螺旋坡印廷矢量中的每一个提供不同形状的信号。信号1102具有+1轨道角动量，信号1104具有+3轨道角动量，信号1106具有-4轨道角动量。每个信号具有不同的角动量和相关联的坡印廷矢量，使得能够将信号与同一频率内的其他信号区分开。这允许在相同频率上发送不同类型的信息，因为这些信号是可单独检测的，并且彼此不干扰(本征信道)。

图11D示出了各种本征模的坡印廷矢量的传播。每个环1120表示在相同频率内表示不同轨道角动量的不同的本征模或扭曲。这些环1120中的每一个表示不同的正交信道。每个本征模具有与其相关联的坡印廷矢量1122。

拓扑电荷可以被复用到用于线性极化或圆极化的频率。在线性极化的情况下，拓扑电荷将在垂直和水平极化上复用。在圆极化的情况下，拓扑电荷将在左手圆极化和右手圆极化上复用。拓扑电荷是螺旋度指数“I”或施加到信号的扭曲或OAM的量的另一名称。螺旋度指数可以是正的或负的。在RF中，可以创建不同的拓扑电荷，并且将其混合在一起并且去复用，以分离拓扑电荷。

拓扑电荷l可以使用螺旋相位板(SPP)产生，如图11E所示，使用具有特定折射率和加工车间能力或相位掩模的适当材料，由新材料制成的全息图或使用一种新技术创建RF形式的空间光调制器(SLM)，其通过调整该装置上的电压来进行RF波的扭曲(与光束相反)从而得到特定拓扑电荷的RF波扭曲。螺旋相位板可以将RF平面波(l＝0)变换为具有特定螺旋度(即l＝+1)的扭曲RF波。

串扰和多路径干扰可以使用RF多输入多输出(MIMO)来进行校正。大多数信道损伤可以使用控制或导频信道来检测，并使用算法技术(闭合环路控制系统)来校正。

如先前关于图5所述，在处理电路内应用的多个数据流中的每一个具有施加到其上的多层叠加调制方案。

现在参考图12，参考标号1200通常表示多级叠加(MLO)调制系统的一个实施例，但是应当理解术语MLO和所示的系统1200是多个实施例的示例。MLO系统可以包括诸如在题为多层叠加调制的美国专利8,503,546中公开的MLO系统，其通过参考并入本文。在一个示例中，调制系统1200将在图5的多级叠加调制框504内实现。系统1200将来自数字源1202的输入数据流1201作为输入，其通过输入级解复用器(DEMUX)1004被分成逻辑1和0的三个并行的分离的数据流1203A-1203C。数据流1001可以表示要传送的数据文件、或音频或视频数据流。应当理解，可以使用更多或更少数目的分离的数据流。在一些实施例中，分离的数据流1203A-1203C中的每一个具有原始速率的1/N的数据速率，其中N是并行数据流的数目。在图12所示的实施例中，N是3。

分离的数据流1203A-1203C中的每一个由QAM符号映射器1205A-C之一映射到M-QAM排列图(constellation)中的正交幅度调制(QAM)符号，例如16QAM或64QAM。QAM符号映射器1205A-C被耦合到DEMUX 1204的相应输出，并且以多个离散级(discrete level)在相位(I)1206A，1208A和1210A以及正交相位(Q)1206B，1208B和1210B数据流中并行产生。例如，在64QAM中，每个I和Q信道使用8个离散级来每个符号传输3个比特。三个I和Q对1206A-1206B，1208A-1208B和1210A-1210B中的每一个用于对相应的函数发生器对1207A-1207B，1209A-1209B和1211A-1211B的输出进行加权，其在一些实施例中生成诸如上述修正的海曼多项式的信号，并且基于输入符号的振幅值对它们进行加权。这提供了2N个加权或调制信号，每个携带原始来自收入数据流1201的一部分数据，并且代替用升余弦滤波器调制I和Q对(1206A-1206B，1208A-1208B和1210A-1210B)中的每个符号，如现有技术的QAM系统所做的那样。在所示的实施例中，使用三个信号SH0，SH1和SH2，其分别对应于H0、H1和H2的修改，但是应当理解，在其他实施例中可以使用不同的信号。

加权信号不是子载波，而是调制载波的子层，使用加法器1212和1216进行组合，在频率和时间上叠加，并且由于信号正交性，在I和Q维中的每一个中没有相互干扰。加法器1212和1216用作信号组合器，以产生复合信号1213和1217。加权的正交信号用于已由系统1200等效地处理的I和Q信道，并且在QAM信号被传输之前相加。因此，尽管使用新的正交函数，但是一些实施例附加使用QAM来进行传输。由于时域中的信号的逐渐变弱，如图16A至16K所示，加权信号的时域波形将被约束到符号的持续时间。此外，由于特殊信号和频域的逐渐变弱，信号也将被限制到频域，使与信号和相邻信道的接口最小化。

使用数模转换器1214和1218将复合信号1213和1217转换为模拟信号1215和1219，然后使用调制器1221将其用于在本地振荡器(LO)1220的频率处调制载波信号。调制器1221包括分别耦合到DAC 1214和1218的混频器1222和1224。90度移相器1223将来自LO 1220的信号转换为载波信号的Q分量。混频器1222和1224的输出在加法器1225中求和，以产生输出信号1226。

MLO可以与各种传输介质(例如有线，光学和无线)一起使用，并且可以与QAM结合使用。这是因为MLO使用各种信号的频谱叠加，而不是频谱重叠。通过将可用频谱资源扩展到多个层中，带宽利用效率可以提高一个数量级。正交信号的数量从现有技术中的2，余弦和正弦，增加到由用于产生正交多项式的发生器的精度和抖动限制所限制的数量。以这种方式，MLO将QAM的I和Q维度中的每一个扩展到任何多址接入技术，诸如GSM，码分多址(CDMA)，宽带CDMA(WCDMA)，高速下行链路分组接入(HSPDA)，演进-数据优化(EV-DO)，正交频分复用(OFDM)，全球微波接入互操作性(WIMAX)和长期演进(LTE)系统。MLO可以进一步与诸如频分双工(FDD)，时分双工(TDD)，频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)等其它多址接入(MA)方案结合使用。在相同频带上叠加单独的正交信号允许创建比物理带宽更宽的虚拟带宽，从而为信号处理增加了新的维度。这种调制适用于双绞线，电缆，光纤，卫星，广播，自由空间光学和所有类型的无线接入。该方法和系统与许多当前和未来的多址接入系统兼容，包括EV-DO，UMB，WIMAX，WCDMA(有或没有)，多媒体广播多播服务(MBMS)/多输入多输出(MIMO)，HSPA演进，和LTE。

现在参考图13，示出了MLO解调器1300，但是应当理解，术语MLO和所示的系统1300是实施例的示例。调制器1300接收MLO信号1126作为输入，MLO信号1126可类似于来自系统1200的输出信号1226。同步器1327提取相位信息，其被输入到本地振荡器1320以保持相干性，使得调制器1321可以产生基带以模拟I信号1315和Q信号1319。调制器1321包括混频器1322和1324，其通过90度移相器1323耦合到OL1320。I信号1315被输入到信号滤波器1307A，1309A和1311A中的每一个，并且Q信号1319被输入到信号滤波器1307B，1309B和1311B中的每一个。由于正交函数是已知的，它们可以使用相关或其他技术来分离，以恢复调制的数据。I信号1315和Q信号1319中的每一个中的信息可以从在每个符号内求和的重叠函数中提取，因为函数在相关意义上是正交的。

在一些实施例中，信号滤波器1307A-1307B，1309A-1309B和1311A-1311B使用本地产生的多项式的副本作为匹配滤波器中的已知信号。匹配滤波器的输出是恢复的数据位，例如，系统1300的QAM符号1306A-1306B，1308A-1308B和1310A-1310B的等同。信号滤波器1307A-1307B，1309A-1309B和1311A-1311B产生2n个流的n、I和Q信号对，其被输入到解调器1328-1333中。解调器1328-1333将能量集成在它们各自的输入信号中，以确定QAM符号的值，并且因此确定由所确定的符号表示的逻辑1和0数据比特流段。然后将调制器1328-1333的输出输入到多路复用器(MUX)1305A-1305C中，以产生数据流1303A-1303C。如果系统1300正在解调来自系统1200的信号，则数据流1303A-1303C对应于数据流1203A-1203C。数据流1303A-1303C被MUX 1304多路复用，以产生数据输出流1301。总而言之，MLO信号在发射机上彼此叠加(堆叠)，并在接收机上分离。

MLO可以通过实现信号之间的正交性的方式与CDMA或OFDM区分开。MLO信号在两个时频域中相互正交，并且可以在相同的符号时间带宽积中叠加。通过相关特性，例如，通过叠加的信号的最小平方和来获得正交性。相比之下，CDMA在时域中使用正交交织或信号位移，而OFDM在频域中使用信号的正交位移。

通过向多个用户分配相同的信道，可以提高信道的带宽效率。如果将单独的用户信息映射到特殊的正交函数，这是可行的。CDMA系统叠加多个用户信息，并观察时间码间正交码序列，以区分各个用户，并且OFDM向每个用户分配唯一的信号，但不叠加，仅在频域中正交。CDMA和OFDM都不提高带宽效率。CDMA在信号具有低信噪比(SNR)时，使用比发送数据所需的带宽更多的带宽。OFDM在许多子载波上扩展数据，以在多径射频环境中实现卓越的性能。OFDM使用循环前缀OFDM来减轻多径效应和保护时间，以使符号间干扰(ISI)最小化，并且每个信道在机械上使得表现出好像发射的波形是正交的。(频域中每个子载波的同步功能)

相比之下，MLO使用一组有效形成字母表的函数，其在相同的带宽中提供更多可用的信道，从而实现高带宽效率。MLO的一些实施例不需要使用循环前缀或保护时间，因此在频谱效率，峰值与平均功率比，功率消耗方面优于OFDM，并且每比特需要较少的操作。此外，MLO的实施例比CDMA和OFDM系统更能容忍放大器非线性。

图14示出了接收输入数据流1401的MLO发射机系统1400的一个实施例。系统1400表示调制器/控制器1401，其并入了系统1200的DEMUX 1204，QAM符号映射器1205A-C，函数发生器1207A-1207B，1209A-1209B和1211A-1211B以及加法器1212和1216的等效功能，如图12所示。然而，应当理解，调制器/控制器1401可以使用比在系统1200中所示的三个更多或更少量的信号。调制器/控制器1401可以包括专用集成电路(ASIC)，现场可编程门阵列(FPGA)和/或其它部件，无论是分立电路元件还是集成到单个集成电路(IC)芯片中。

调制器/控制器1401被耦合到DAC 1404和1407，分别传送10位I信号1402和10位Q信号1405。在一些实施例中，I信号1402和Q信号1405对应于系统1200的复合信号1213和1217。然而，应当理解，I信号1402和Q信号1405的10比特容量仅仅是实施例的代表。如图所示，调制器/控制器1401还分别使用控制信号1403和1406来控制DAC 1404和1407。在一些实施例中，DAC 1404和1407的每一个都包括AD5433，互补金属氧化物半导体(CMOS)10位电流输出DAC。在一些实施例中，多个控制信号被发送到DAC1404和1407中的每一个。

DAC1404和1407将模拟信号1215和1219输出到正交调制器1221，正交调制器1221耦合到LO1220。尽管在一些实施例中，调制器1221可以耦合到光纤调制解调器，双绞线，同轴电缆或其它合适的传输介质，但调制器1220的输出被示为耦合到发射机1408，以无线地传输数据。

图15示出了能够接收和解调来自系统1400的信号的MLO接收机系统1500的一个实施例。系统1500从接收机1508接收输入信号，接收机1508可以包括诸如RF，有线或光学的输入介质。由LO 1320驱动的调制器1321将输入转换为基带I信号1315和Q信号1319。I信号1315和Q信号1319输入到模数转换器(ADC)1509。

ADC 1509将10比特信号1510输出到解调器/控制器1501，并从解调器/控制器1501接收控制信号1512。解调器/控制器1501可以包括专用集成电路(ASIC)，现场可编程门阵列(FPGA)和/或其它组件，无论是分立电路元件还是集成到单个集成电路(IC)芯片中。解调器/控制器1501将接收的信号与所使用的信号集的本地生成的副本相关(correlatewith)，以便执行解调和识别发送的符号。解调器/控制器1501还估计频率误差并恢复数据时钟，其用于从ADC 1509读取数据。使用控制信号1512将时钟定时发送回ADC 1509，使得ADC 1509能够对数字I信号1315和Q信号1319进行分段。在一些实施例中，多个控制信号由解调器/控制器1501发送到ADC 1509。解调器/控制器1501还输出数据信号1301。

Hermite多项式是经典的正交多项式序列，其是量子谐波振荡器的本征态。基于Hermite多项式的信号具有上述最小时间带宽积属性，并且可以用于MLO系统的实施例。然而，应当理解，也可以使用其他信号，例如正交多项式，诸如雅可比多项式，盖根堡(Gegenbauer)多项式，勒让德(Legendre)多项式，切比雪夫(Chebyshev)多项式和拉盖尔(Laguerre)多项式。Q函数是可以用作MLO信号的基础的另一类函数。

在量子力学中，相干状态是量子谐波振荡器的状态，其动力学最接近地类似于经典谐波振荡器系统的振荡行为。挤压的相干状态是量子力学希尔伯特空间的任何状态，使得不确定性原理是饱和的。也就是说，相应的两个算子的乘积取其最小值。在MLO系统的实施例中，运营商对应于时频域，其中信号的时间带宽积被最小化。信号的挤压特性允许同时缩放时频域，而不会失去每层中的信号之间的相互正交性。此属性实现了在各种通信系统中的MLO系统的灵活实现。

因为具有不同阶数的信号相互正交，所以它们可以被叠加，以提高通信信道的频谱效率。例如，当n＝0时，最佳基带信号将具有1/2的时间带宽积，这是用于避免ISI的奈奎斯特符号间干扰(ISI)标准。然而，具有3/2，5/2,7/2和更高的时间带宽积的信号可以被叠加，以提高频谱效率。

MLO系统的实施例使用基于修正的海曼多项式4n的函数，并且由以下定义：

其中t是时间，ξ是带宽利用参数。对于n的范围从0到9的Ψ_n的图以及它们的傅里叶变换(振幅的平方)，示于图6和7中。5A-5K。函数的不同阶的正交性可以通过积分来验证：

∫∫ψ_n(t，ξ)ψ_m(t，ξ)dtdξ

Hermite多项式由轮廓积分定义：

其中轮廓包围原点并沿逆时针方向穿过。Hermite多项式在George Arfken的“物理学家的数学方法(Mathematical Methods for Physicists)”中进行了描述，例如在第416页上，其公开内容通过参考并入本文。

图16A-16K示出了基于修正的海曼多项式、n的范围从0到9的Ψ_n的代表性MLO信号及其相应的功率频谱密度。图16A示出曲线图1601和1604。曲线图1601包括表示相对于时间轴1602和幅度轴1603绘制的Ψ₀的曲线1627。如在曲线1601中可以看到的，曲线1627近似高斯曲线。曲线图1604包括表示相对于频率轴1605和功率轴1606绘制的Ψ₀的功率谱的曲线1637。如在曲线1604中可以看到的，曲线1637也近似为高斯曲线。使用时域曲线1627的傅里叶变换来生成频域曲线1607。在轴1602和1605上的时间和频率的单位被归一化用于基带分析，但是应当理解，由于时间和频率单位通过傅立叶变换关联，所以一个域中的期望时间或频率跨度指示在另一个域中的相应曲线的单位。例如，MLO系统的各种实施例可以使用在兆赫(MHz)或千兆赫(GHz)范围内的符号率以及由曲线1627表示的符号的非零持续时间(即曲线1627所处的高于0的时间段将被压缩到使用所需符号率的倒数计算的适当长度)进行通信。对于兆赫范围中的可用带宽，时域信号的非零持续时间将在微秒范围内。

图16B-16J示出了曲线图1607-1624，其中时域曲线1628-1636分别表示Ψ₁至Ψ₉，以及它们对应的频域曲线1638-1646。如图16A-16J所示，在图16A-16J中，时域图中的峰的数量，无论是正的还是负的，对应于对应的频域图中的峰的数量。例如，在图16J的曲线图1623中，时域曲线1636具有五个正峰和五个负峰。因此，在对应的曲线图1624中，频域曲线1646具有十个峰值。

图16K示出了叠加曲线图1625和1626，其分别叠加曲线1627-1636和1637-1646。如曲线图1625所示，各种时域曲线具有不同的持续时间。然而，在一些实施例中，时域曲线的非零持续时间具有类似的长度。对于MLO系统，所使用的信号数量代表叠加的数量和频谱效率的提高。应当理解，尽管在图16A-16K中公开了十个信号，可以使用更多或更少量的信号，并且此外，可以使用不同的信号集合，而不是可以使用绘制的Ψ_n信号。

在调制层中使用的MLO信号具有最小的时间带宽积，这使得能够改进频谱效率，并且是二次可积分的。这是通过叠加多个解复用的并行数据流，在相同带宽内同时传输它们来实现的。在接收机处成功分离叠加的数据流的关键是在每个符号周期内使用的信号是相互正交的。MLO在单个符号周期内叠加正交信号。该正交性防止ISI和载波间干扰(ICI)。

因为MLO在信号处理的基带层中工作，并且一些实施例使用QAM架构，用于将空中接口或无线段优化到协议栈的其它层的常规无线技术也将与MLO一起工作。诸如信道分集，均衡，纠错编码，扩频，交织和空时编码的技术适用于MLO。例如，使用多径缓解耙式接收机的时间分集也可以与MLO一起使用。当信道条件仅适用于低阶QAM时，例如在衰落信道中，MLO为较高阶QAM提供了替代方案。MLO也可以与CDMA一起使用，以通过克服CDMA的Walsh码限制来扩展正交信道的数量。MLO也可以应用于OFDM信号中的每个音调，以提高OFDM系统的频谱效率。

MLO系统的实施例对符号包络进行幅度调制，以创建子包络，而不是子载波。对于数据编码，根据N-QAM独立地调制每个子包络，导致每个子包络独立地承载信息，这与OFDM不同。不是如在OFDM中那样在许多子载波上扩展信息，对于MLO，载波的每个子包络携带分离的信息。由于相对于在其持续时间和/或频谱上的平方和定义的子包络的正交性，可以恢复该信息。如CDMA所需的，脉冲串同步或时间码同步不是问题，因为MLO在符号级之外是透明的。MLO解决了符号的修改，但是因为CDMA和TDMA是多个符号序列随时间的扩展技术。MLO可以与CDMA和TDMA一起使用。

图17示出了时频域中的MLO信号宽度的比较。信号SH0-SH3的时域包络表示1701-1703被示为全部具有持续时间T_S。SH0-SH3可以表示PSI₀-PSI₂，或者可以是其他信号。对应的频域包络表示分别为1705-1707。SH0具有带宽BW，SH1具有带宽的三倍BW，并且SH2具有5BW的带宽，其为SH0的带宽的五倍。由MLO系统使用的带宽将至少部分地由所使用的任何信号的最宽带宽来确定。如果每个层在相同的时间窗口内仅使用单个信号类型，则频谱将不被完全利用，因为较低阶信号将使用比较高阶信号所使用的可用带宽更少的可用带宽。

图18示出了考虑信号的不同带宽的MLO信号的频谱对准，并且使用SH0-SH3使频谱使用更均匀。块1801-1804是具有多个子载波的OFDM信号的频域块。块1803被展开以示出进一步的细节。块1803包括由多个SH0包络1803a-1803o组成的第一层1803x。SH1包络1803p-1803t的第二层1803y具有作为第一层的包络数量的三分之一的包络数量。在所示示例中，第一层1803x具有15个SH0包络，并且第二层1803y具有五个SH1包络。这是因为，由于SH1带宽包络是SH0的三倍宽，所以15个SH0包络占用与五个SH1包络相同的谱宽。块1803的第三层1803z包括三个SH2包络1803u-1803w，因为SH2包络是SH0包络的宽度的五倍。

用于这种实现方式的总的所需带宽是MLO信号的带宽的最小公倍数的倍数。在所示示例中，SH0，SH1和SH2所需的带宽的最小公倍数是15BW，其是频域中的块。OFDM-MLO信号可以具有多个块，并且该所示实现方式的频谱效率与(15+5+3)/15成比例。

图19示出了MLO信号的另一频谱对准，其可以可替代地用于图18所示的对准方案。在图19所示的实施例中，OFDM-MLO实现方式以使得均匀地利用每个层中的频谱的方式来堆叠SH0，SH1和SH2的频谱。层1900A包括包络1901A-1901D，其包括SH0包络和SH2包络。类似地，包括包络1903A-1903D的层1900C包括SH0包络和SH2包络。然而，包括包络1902A-1902D的层1900B仅包括SH1包络。使用上述包络尺寸的比率，可以容易地看出BW+5BW＝3BW+3BW。因此，对于层1900A中的每个SH0包络，在层1900C中也存在一个SH2包络，并且在层1900B中存在两个SH1包络。

三种场景比较：

1)具有3层的MLO由如下公式定义：

W₀＝0.6316

W₁≈0.6316

W₂≈0.4466

(当前FPGA实现方式使用截断间隔[-6,6]。)

2)使用矩形脉冲的传统方案；

3)使用具有滚降因子0.5的平方根升余弦(SRRC)脉冲的常规方案。

对于MLO脉冲和SRRC脉冲，截断间隔在以下图中用[-t1，t1]表示。为了简单起见，我们使用上面定义的MLO脉冲，其可以容易地按时间缩放，以获得期望的时间间隔(例如微秒或纳秒)。对于SRRC脉冲，我们确定[-3T，3T]的截短间隔，其中T是本文中提出的所有结果的符号持续时间。

带宽效率

X-dB有界功率频谱密度带宽被定义为其外的功率频谱密度(PSD)低于PSD的最大值X dB的最小频率间隔。X-dB可以被认为是带外衰减。

带宽效率以每秒每赫兹的符号数表示。可以通过将每赫兹每秒的符号数乘以每个符号的位数(即，乘以M-ary QAM的log 2M)来获得每赫兹每秒的位数。

MLO脉冲的截断引入层间干扰(ILI)。然而，[-6,6]的截短间隔产生可忽略的ILI，而[-4,4]引起轻微可容许的ILI。

MLO的带宽效率可以通过允许符号间干扰(ISI)来增强。为了实现这种增强，可以进行发射机侧参数设计，以及开发接收机侧检测算法和误差性能评估。

现在参考图20，示出了MLO内的每个层SH0-SH2的功率频谱密度以及组合的三层MLO的功率频谱密度。2002示出了SH0层的功率频谱密度；2004示出了SH1层的功率频谱密度；2006示出了SH2层的功率频谱密度，并且2008示出了每层的组合功率频谱密度。

现在参考图21，以对数标度示出了每个层的功率频谱密度以及组合的三层的功率频谱密度。2102表示SH0层。2104表示SH1层。2106表示SH2层。2108表示组合层。

现在参考图22，存在带宽效率比较与带外衰减(X-dB)，其中量子级重叠脉冲截断间隔是[-6,6]，符号率是1/6。还参考图23，示出了带宽效率比较与带外衰减(X-dB)，其中量子级重叠脉冲截断间隔是[-6,6]，符号率是1/4。

QLO信号由物理学家的特殊Hermite函数生成：

注意，初始硬件实现方式使用并为了与他的部分一致，用于与频谱效率相关的所有图中。

使组合的QLO信号的低通等效功率频谱密度(PSD)为X(f)，其带宽为B。这里，带宽由以下标准之一定义。

ACLR1(第一相邻信道泄漏比)(dBc)等于：

ACLR2(第二相邻信道泄漏比)(dBc)等于：

带外功率与总功率比为：

频带边缘PSD(dBc/100kHz)等于：

现在参考图24，示出了使用ACLR1和ACLR2用于平方根升余弦方案和多层叠加方案的性能比较。线2402示出了使用ACLR1的平方根升余弦2402与使用ACLR1的MLO 2404的性能。另外，示出了使用ACLR2的平方根升余弦2406与使用ACLR2的MLO 2408之间的比较。表A示出了使用ACLR的性能比较。

表A

现在参考图25，示出了使用带外功率的平方根升余弦2502和MLO2504之间的性能比较。现在还参考表B，示出了使用带外功率的性能的更详细的比较。

表3：使用带外功率的性能比较

表B

现在参考图26，还提供了使用频带边缘PSD在平方根升余弦2602和MLO 2604之间的性能比较。性能比较的更详细的说明在表C中提供。

表4：使用频带边缘PSD的性能比较

表C

现在参考图27和28，更具体地示出了发射子系统(图27)和接收机子系统(图28)。收发机使用市售的现成的基本构建块来实现。调制，解调和特殊Hermite相关和去相关在FPGA板上实现。接收机2800处的FPGA板2802估计频率误差，并恢复用于从模数(ADC)板2806读取数据的数据时钟(以及数据)。FGBA板2800还分割数字I信道和Q信道。

在发射机侧2700，FPGA板2702实现特殊hermite相关QAM信号以及必要的控制信号，以控制数模(DAC)板2704产生模拟I&Q基带信道，用于直接转换正交调制器2706内的随后上变频。直接转换正交调制器2706从振荡器2708接收振荡器信号。

ADC 2806从正交解调器(quad demodulator)2808接收I&Q信号，正交解调器2808从2810接收振荡器信号。

既不使用发射机中的功率放大器，也不使用接收机中的LNA，因为通信将在短距离上发生。选择2.4-2.5GHz的频带(ISM频带)，但是可以利用任何感兴趣的频带。

MIMO使用多样性来实现一些增加的频谱效率。来自天线的每个信号用作独立的正交信道。利用QLO，频谱效率中的增益来自符号内，并且每个QLO信号用作独立的信道，因为它们在任何置换中都彼此正交。然而，由于QLO在协议栈(物理层)的底部实现，所以在协议的较高级别(即传输)的任何技术将与QLO一起工作。因此，可以将所有常规技术与QLO一起使用。这包括RAKE接收机和均衡器，以抵抗衰落，循环前缀插入，以对抗时间离散，以及使用波束成形和MIMO的所有其它技术来进一步提高频谱效率。

当考虑实际无线通信系统的频谱效率时，由于可能不同的实际带宽定义(以及也不是实际发射信号的严格带宽限制性质)，以下方法将更合适。

现在参考图29，考虑等效离散时间系统，并且获得该系统的Shannon容量(将由Cd表示)。关于离散时间系统，例如，对于AWGN中的常规QAM系统，系统将是：

y[n]＝a x[n]+w[n]

其中a是表示信道增益和幅度缩放的标量，x[n]是具有单位平均能量(缩放嵌入在a中)的输入信号(QAM符号)，y[n]是解调器，指数n是离散时间指数。

相应的香农容量是：

C_d＝log₂(1+|a|²/σ²)

其中σ²是噪声方差(在复数维中)，|a|²/σ²是离散时间系统的SNR。

第二，基于所采用的带宽定义(例如，由频带功率外-40dBc定义的带宽)来计算带宽W。如果对应于离散时间(或传输C_d位所需的时间)中的样本的符号持续时间为T，则频谱效率可以被获得为：

C/W＝C_d/(T W)bps/Hz

在离散时间系统中，在AWGN信道中，使用Turbo或类似的代码将给出非常接近香农极限C_d的性能。在离散时域中的这种性能将是相同的，而与使用的脉冲形状无关。例如，使用SRRC(平方根升余弦)脉冲或矩形脉冲，给出相同的C_d(或C_d/T)。然而，当我们考虑连续时间实际系统时，SRRC的带宽和矩形脉冲将是不同的。对于典型的实际带宽定义，SRRC脉冲的带宽将小于矩形脉冲的带宽，因此SRRC将给出更好的频谱效率。换句话说，在AWGN信道中的离散时间系统中，几乎没有改进的余地。然而，在连续时间的实际系统中，在频谱效率方面可以有很大的改进空间。

现在参考图30，示出了MLO，改进的MLO(MMLO)和平方根升余弦(SRRC)的PSD图(BLANK)。从图30中的图示，证明了MLO的更好的定位性质。MLO的一个优点是带宽。图30还示出了对于MLO，对相邻信道的干扰将小得多。这将在管理，分配或封装几个信道和系统的频谱资源以及进一步改善总体频谱效率方面提供额外的优点。如果带宽由频带功率外的-40dBc定义，则MLO和SRRC的带内PSD如图31所示。带宽的比率约为1.536。因此，在频谱效率方面有很大的改进空间。

改进的MLO系统基于块处理，其中每个块包含N个MLO符号，并且每个MLO符号具有L个层。如图32所示，MMLO可以被转换为具有不同信道SNR的并行(虚拟)正交信道。输出提供MMLO的等效离散时间并行正交信道。

注意，MLO的由码间干扰引起的脉冲重叠已经通过并行正交信道转换进行了解决。作为示例，具有每块三个层和40个符号的MMLO的并行正交虚拟信道的功率增益在图33中示出。图33示出了具有三层并且T_sim＝3的MMLO的并行正交信道的信道功率增益。通过应用注水法，可以获得针对固定发射功率的跨正交信道的最优功率分布。第k^th个正交信道上的发射功率由P k表示。那么MMLO的离散时间容量可以由下式给出：

比特每块

注意，K取决于MLO层的数量、每块的MLO符号的数量和MLO符号持续时间。

对于由[-t₁，t₁]定义的MLO脉冲持续时间和符号持续时间T_mlo，MMLO块长度为：

T_block＝(N-1)T_mlo+2t₁

假设基于采用的带宽定义(ACLR，OBP或其他)的MMLO信号的带宽为Wmmlo，则MMLO的实际频谱效率由下式给出：

图34-35示出了SNR为5dB时MMLO(其中每块具有N＝40个符号，L＝3层，T_mlo＝3，t₁＝8)和SRRC(其中持续时间为[-8T，8T]，T＝1以及滚降因子β＝0.22)的频谱效率比较。使用基于ACLR1(第一相邻信道泄漏功率比)和OBP(频带功率)的两个带宽定义。

图36-37显示了L＝4层的MMLO的频谱效率比较。特定带宽定义的MMLO的频谱效率和增益如下表所示。

表D

表E

现在参考图38和39，提供了低通等效MMLO发射机(图38)和接收机(图39)的基本框图。低通等效MMLO发射机3800在基于块的发射机处理3804处接收多个输入信号3802。发射机处理向产生I&Q输出的SH(L-1)块3806输出信号。这些信号然后在组合电路3808处被组合在一起用于传输。

在基频接收机(图39)3900内，接收的信号被分离，并被施加到一系列匹配滤波器3902。然后将匹配滤波器的输出提供给基于块的接收机处理块3904，以生成各种输出流。

考虑N个MLO符号的块，其中每个MLO符号携带来自L个层的L个符号。然后在一个块中有NL个符号。定义c(m，n)＝由第m个MLO层在第n个MLO符号处发送的符号。将块的所有NL个符号写为如下列向量：c＝[c(0,0),c(1,0),…,c(L-1,0),c(0,1),c(1,1),…,c(L-1,1),……,c(L-1,N-1)]T。然后，在由长度为NL的列向量y定义的AWGN信道中的用于该发送块的接收机匹配滤波器的输出可以被给定为y＝H c+n，其中H是表示等效MLO信道的NL×NL矩阵，并且n是相关高斯噪声向量。

通过对H应用SVD，我们有H＝U D VH，其中D是包含奇异值的对角矩阵。发射机侧使用V进行处理以及接收机侧对UH进行处理，提供具有NL并行正交信道(即，y＝H Vc+n和UH y＝Dc+UH n)的等效系统。这些并行信道增益由D的对角元素给出。可以计算这些并行信道的信道SNR。注意，通过基于发送和接收块的处理，我们获得并行正交信道，因此ISI问题已经解决。

由于这些并行信道的信道SNR不相同，我们可以应用最优的注水法来计算给定固定总发射功率的每个信道的发射功率。使用这个发射功率和相应的信道SNR，我们可以计算如上一个报告中所给出的等效系统的容量。

衰落，多径和多小区干扰的问题

用于在常规系统中抵消信道衰落的技术(例如，分集技术)也可以应用于MMLO中。对于慢变化的多径色散信道，如果可以反馈信道脉冲响应，则可以将其并入上述等效系统中，通过其可以对信道诱导的ISI和有意引入的MMLO ISI进行联合地寻址。对于快速时变信道或者当不可能进行信道反馈时，需要在接收机处执行信道均衡。可以应用基于块的频域均衡，并且将需要过采样。

如果我们考虑用于MMLO和常规系统的相同的相邻信道功率泄漏，则相邻小区的干扰功率对于两个系统将近似相同。如果干扰消除技术是必要的，也可以为MMLO开发这样的技术。

范围和系统描述

该报告呈现了具有各种符号间干扰电平的加性白高斯噪声信道中的MLO信号的符号错误概率(或符号错误率)性能。作为参考，还包括没有ISI的常规QAM的性能。对于MLO和常规QAM的所有层考虑相同的QAM大小。

MLO信号由物理学家的特殊Hermite函数生成：

其中H_n(αt)是第n阶Hermite多项式。请注意，实验室设置中使用的功能对应于为了一致性，在本报告中使用

使用对应于或的具有3,4或10层的MLO信号，并且在上述函数中脉冲持续时间(t的范围)为[-8,8]。

考虑具有完美同步的AWGN信道。

接收机由匹配滤波器和常规检测器组成，没有任何干扰消除，即在匹配滤波器输出的QAM分片(slicing)。

其中T_p是脉冲持续时间(在所考虑的设置中为16)，T_sym是每个MLO层中的符号率的倒数。考虑的情况在下表中列出。

脉冲重叠的百分比	Tsym	Tp
			0％	16	16
12.5％	14	16
			18.75％	13	16
25％	12	16
			37.5％	10	16
43.75％	9	16
			50％	8	16
56.25％	7	16
			62.5％	6	16
75％	4	16

表F

用于调制的信号的导出

为此，以接近于量子力学形式的复杂形式表达信号振幅s(t)将是方便的。因此，复数信号可以表示为：

ψ(t)＝s(t)+jσ(t)

其中s(t)≡实信号

σ(t)＝虚信号(正交)

其中s(t)和σ(t)是彼此的希尔伯特变换，并且由于σ(t)是s(t)的正交，它们具有相似的频谱分量。也就是说，如果它们是声波的振幅，耳朵不能将一种形式与另一种形式区分开。

让我们也如下定义傅立叶变换对：

ψ^*(t)ψ(t)＝[s(t)]²+[σ(t)]²+···≡信号功率

让我们还将所有矩归一化为M₀：

然后矩如下：

通常，可以考虑信号s(t)由N阶多项式表示，以接近地符合s(t)，并且使用多项式的系数作为数据的表示。这等同于以这样的方式指定多项式，使得其第一N个“矩”M j将表示数据。也就是说，不是使用多项式的系数，我们可以使用矩。另一种方法是根据一组N个正交函数而不是时间的幂，来扩展信号s(t)。这里，我们可以考虑数据是正交扩展的系数。一类这样的正交函数是正弦和余弦函数(如傅里叶级数)。

因此，我们现在可以使用具有以下矩的正交函数ψ来表示上述矩：

类似地，

如果我们没有使用复数信号，那么：

为了表示时域到频域的平均值，请替换：

这些等价于在经典动量成为算子的量子力学中有些神秘的规则：

因此，使用上述替代，我们有：

和：

我们现在可以将有效持续时间和有效带宽定义为：

在时间上

在频率上

但我们知道：

如果我们进行以下替换，我们可以简化：

我们也知道：

(Δt)²(Δf)²＝(ΔtΔf)²

因此：

现在，我们有兴趣强制等式而不是看看什么信号满足该等式。给定固定带宽Δf，最有效的传输是使时间带宽积最小的传输。对于给定带宽Δf，使在最小时间中的传输最小化的信号将是高斯包络。然而，我们经常没有给出有效带宽，但总是给出总带宽f₂-f₁。现在，在最短的有效时间内可以通过这个信道传输的信号形状是什么，有效持续时间是多少？

其中在范围f₂-f₁之外为零。

为了做最小化，我们将使用变化的演算(拉格朗日乘数技术)。注意，分母是常数，因此我们只需要将分子最小化为：

第一项

第二项

两项

这只有当且仅当以下情况才是可能的：

对此的解决方案形式如下：

现在，如果我们要求波在无穷远处消失，但仍然满足最小时间带宽积：

然后我们有一个谐波振荡器的波动方程：

只有在以下情况下才消失：

λ＝α(2n+1)

其中H_n(τ)是隐性函数，并且：

所以隐性函数H_n(τ)占据1/2，3/2，5/2，...的信息块，以1/2作为最小信息量子。

挤压状态

这里我们将使用Dirac代数的量子力学方法以最一般的形式导出完整的本征函数。我们首先定义以下算子：

[b,b⁺]＝1

a＝λb-μb⁺

a⁺＝λb⁺-μb

现在我们准备将Δx和Δp定义为：

现在让参数化不同，而不是两个变量λ和μ，我们将只使用一个如下变量ξ：

λ＝sinhξ

μ＝coshξ

λ+μ＝e^ξ

λ-μ＝-e^-ξ

现在挤压情况的本征态是：

b|β>＝β|β>

(λa+μa⁺)|β>＝β|β>

b＝UaU⁺

U⁺(ξ)aU(ξ)＝a coshξ-a⁺sinhξ

U⁺(ξ)a⁺U(ξ)＝a⁺coshξ-a sinhξ

我们现在可以考虑挤算子：

|α,ξ>＝U(ξ)D(α)|0>

对于分布P(n)，我们将具有：

P(n)＝|<n||β,ξ>|²

因此最终结果是：

光纤通信

在关于图3所描述的光通信接口环境内使用轨道角动量和多层叠加调制处理技术，可以在光通信环境内提供许多机会，以使得能够使用通过单独采用光轨道角动量处理或多层叠加调制技术而提供的更大的信号带宽。图40示出了光纤通信系统的一般配置。光纤通信系统4000包括光发射机4002和光接收机4004。发射机4002和接收机4004通过光纤4006进行通信。发射机4002包括在光纤4006上传播到光接收机4004的一个或多个光波长内的信息。

光通信网络流量每十年稳步增长100倍。单模光纤的容量在过去三十年内增加了10,000倍。历史上，光纤通信的带宽的增长已经通过信息复用技术来维持，所述信息复用技术使用光的波长，振幅，相位和极化(polarization)作为用于对信息进行编码的手段。在光纤领域的几个主要发现已经实现了今天的光网络。另一个发现由Charles M.Kao的开创性工作引领，其将光纤内的玻璃杂质识别为主要的信号损失机制。在其发现时，现有的玻璃损失在1微米时约为200dB/公里。

这些发现产生了光纤，并且导致了在20世纪70年代的第一个商业光纤，其具有用于通信目的的大约每分钟20dB的范围内的足够低的衰减。现在参考图41A-41C，更具体地示出了上述的单模光纤4102，多芯光纤4108和多模光纤4110。多芯光纤4108由包括在光纤的包层4113内的多个纤芯4112组成。从图41B可以看出，示出了3芯光纤，7芯光纤和19芯光纤。多模光纤4110包括多模光纤，所述多模光纤包括少模光纤4120和多模光纤4122。最后，示出了空芯光纤4115，其包括在包层4116和护套4118的中心内的中空芯4114。20世纪80年代早期，诸如4102(图41A)所示的单模光纤(SMF)的发展减少了脉冲色散，并导致了第一个基于光纤的跨大西洋电话电缆。该单模光纤包括在外护套4106内的单个传输芯4104。在20世纪90年代初期，铟镓砷光电二极管的发展将焦点转移到近红外波长(1550nm)，二氧化硅具有最低的损耗，使得光纤的延伸范围扩大。大致同时，掺铒光纤放大器的发明导致了通信历史中的光纤容量的最大飞跃之一，容量在10年内增加了一千倍。这种发展主要是由于不再需要用于信号再生的昂贵的中继器，以及同时对许多波长的有效放大，从而实现波分复用(WDM)。

在整个2000年代，带宽容量的增加主要来自于引入复数信号调制格式和相干检测，允许使用光的相位的信息编码。最近，极化分割复用(PDM)使信道容量加倍。虽然基于SMFs的光纤通信在过去三十年中具有巨大的增长，最近的研究表明SMF的局限性。二氧化硅中的非线性效应主要通过克尔效应在远距离传输中起重要作用，其中在一个波长处的信道的存在可改变光纤的折射率，引起其它波长信道的失真。最近，参考在给定带宽上的传输信息速率的频谱效率(SE)或带宽效率已经在假设在噪声光纤信道中的非线性效应的情况下从理论上被分析。这项研究表明某一长度的光纤可以达到任何信噪比(SNR)的特定频谱效率极限。最近获得的频谱效率结果确实显示，接近频谱效率的极限，表明需要新技术来解决未来的容量问题。

在未来的光通信的几个可能方向中，除了单模光纤4102之外的新光纤4006的引入已经显示出有希望的结果。特别地，研究人员已经关注新光纤中的空间维度，导致所谓的空分复用(SDM)，其中使用多芯光纤(MCF)4108(图41B)或模式分割复用(MDM)来传输信息，或使用多模光纤(MMF)4110(图41C)的模式来传输信息。最新的结果显示，使用12芯多芯光纤4108(52千米长光纤)的91位/S/Hz的频谱效率和使用6模多模光纤4110和112千米长光纤的12位/S/Hz的频谱效率。在两个90米长的光子晶体光纤中也已经证明在2.08微米的某些非常规的传输，尽管这些光纤具有每千米4.5分贝的高损耗。

虽然提供有希望的结果，这些新型纤维有自己的局限。作为非圆形对称结构，已知多芯纤维需要更复杂、昂贵的制造。另一方面，使用现有技术容易创建多模光纤4110。然而，传统的多模光纤4110已知受到由光纤中的随机扰动和模态多路复用器/解复用器两者引起的模式耦合。

已经使用几种技术来减轻模式耦合。在强耦合方案中，可以使用计算密集的多输入多输出(MIMO)数字信号处理(DSP)来补偿模态串扰。虽然MIMO DSP利用了该技术在无线网络中的当前成果，但是无线网络数据速率比光网络所需的数据速率低几个数量级。此外，MIMO DSP复杂度不可避免地随着模式数量的增加而增加，并且到目前为止还没有实时地证明基于MIMO的数据传输演示。此外，与无线通信系统不同，光学系统由于光纤的非线性效应而更加复杂。在弱耦合方案中，其中串扰较小，已经证明了也使用计算密集的适配光学器件、反馈算法的方法。这些方法通过在输入处发送模式的期望叠加来反转模式耦合的效果，从而可以获得期望的输出模式。然而，这种方法是有限的，因为模式耦合是在常规光纤中可以在毫秒数量级上改变的随机过程。

因此，多模光纤4110的适配在长距离系统中可能是有问题的，其中往返信号传播延迟可以是几十毫秒。虽然在两个更高阶模式的情况下已经证明在8公里长度的2×56GB/S传输，但是迄今为止的自适应光学MDM方法中没有一个已经证明了多于两种模式。光纤用作承载通过光纤传输的光信号的信息的波导。在理想情况下，光纤是2D、圆柱形波导，其包括由具有略低的折射率的包层包围的一个或多个纤芯，如图41A-41D所示。光纤模式是描述除了缩放因子之外在光纤内传播而不改变的场分布的波导方程的解(本征态)。所有光纤对它们可以传播的模式的数量具有限制，并且具有空间自由度和极化自由度。

图41A中所示的单模光纤(SMF)4102支持仅基本模式(N＝2)的两个正交极化的传播。对于足够大的纤芯半径和/或纤芯包层差异，如图41C所示，N>2的光纤是多模的。对于具有轨道角动量和应用于其的多层调制方案的光信号，可以使用弱传导的多模光纤4110。弱导光纤具有非常小的芯包层折射率差。目前制造的大多数玻璃纤维是弱传导的，除了一些光子晶体纤维和空心纤维。多模光纤4110的光纤引导模式可以在步骤索引组中相关联，其中在每个组内，通常具有类似有效索引的模式被分组在一起。在组内，模式是退化的。然而，这些退化可以在某种纤维轮廓设计中被破坏。

我们首先描述折射率为n＝n(x，y)的平移不变波导，其中n_co是最大折射率(波导的“芯”)，n_cl是均匀包层的折射率，ρ表示最大半径的折射率n。由于平移不变性，该波导的解(或模)可以写为：

Ej(x,y,z)＝ej(x,y)e^{iβj z}，

Hj(x,y,z)＝hj(x,y)e^{iβj z}，

其中βj是第j模的传播常数。无源麦克斯韦方程的矢量波方程在这种情况下可写为：

其中k＝2π/λ是自由空间波数，λ是自由空间波长，是电场的横向部分，²是横向拉普拉斯和_t横向矢量梯度算子。波导极化性质通过t ln(n²)项建立到波动方程中，忽略它们将导致标量波方程，其具有线性极化模。虽然先前的方程满足任意波导轮廓n(x,y)，但在大多数情况下，轮廓高度参数Δ可被认为是小的Δ<<1，在这种情况下，波导被称为弱传导近似(WGA)或弱传导近似(WGA)保持。如果是这种情况，则可以应用扰动理论将解近似为：

其中下标t和z分别表示横向分量和纵向分量。纵向分量可以被认为在WGA中小得多，我们可以将它们近似为(但不忽略)：

其中Δ和V是剖面高度，纤维参数和横向分量满足简化的波动方程。

虽然WGA简化了波导方程，但是通过假设圆对称波导(例如理想光纤)，可以对其进行进一步简化。如果这是折射率的情况下，可以写为：

n(r)＝n² _co(1-2f(R)Δ)

其中f(R)≥0是小的任意轮廓变化。

对于圆对称波导，我们将具有使用方位角(l)和径向(m)数分类的传播常数β_lm。另一种分类使用有效的指数n_lm(有时称为n^eff _lm或简称为n_eff，它们与传播常数相关：β_lm＝kn^eff)。对于l＝0的情况，解可以被分成具有横向电场(T E_0m)或横向磁场(T M_0m)场(称为子午模式)的两个类别。在l≠0的情况下，电场和磁场都具有z分量，并且取决于哪个更主要，所谓的混合模式表示为：HE_lm和EH_lm

即使在圆对称光纤中，极化校正δβ在具有相同轨道数(l)的同一组模式内具有不同的值。这是导致开发特殊类型光纤的重要发现。

在阶跃折射率的情况下，解决方案是在核心区域中的第一种贝塞尔函数J_l(r)和在包层区域中的第二种类型的修正贝塞尔函数K_l(r)。

在阶跃折射率光纤的情况下，模式的组几乎退化，这也意味着极化校正δβ可以被认为非常小。与HE₁₁模式不同，高阶模式(HOM)可以具有精细的极化。在圆对称光纤的情况下，奇模和偶模(例如HE^odd模和HE^even模)总是退化的(即具有相等的n_eff)，而不管折射率分布。这些模式将仅在圆形不对称折射率分布的情况下是非退化的。

现在参考图42，示出了用于组L＝0和L＝1的阶跃折射率光纤内的前六个模式。

当轨道角动量被施加于光纤通信系统的光发射机内的光波长时，施加到光波长的各种轨道角动量可以发射信息并且在光纤模式内被确定。

介质中光的角动量密度(M)定义为：

其中r为位置，E为电场，H为磁场，P为线性动量密度和S为坡印廷矢量。

总角动量(J)和角动量通量(Φ_M)可以定义为：

J-∫∫∫M dV

φ_M＝∫∫M dA

为了验证某种模式是否具有OAM，我们看看角动量通量Φ_M的时间平均：

<Φ_M>＝∫∫<M>dA

以及能量通量的时间平均：

由于绕光纤轴的径向和轴向分量的对称性，我们注意到方程式中的积分将只留下角动量密度的非零z分量。因此：

并且已知(S)＝Re{S}和S＝1/2E×H*导致：

让我们现在关注其中具有π/2相移的模和模的特定线性组合：

这种线性组合的想法来自观察包括和的模和模的方位角依赖性。如果我们将模和模的电场分别表示为e₁和e₂，并且类似地将它们的磁场表示为h₁和h₂，则该新模式的表达式可以写为：

e＝e₁+ie₂, (2.35)

h＝h₁+ih₂ (2.36)

那么我们得到：

其中F_l(R)是贝塞尔函数，

我们注意到，所有量具有依赖性，指示这些模式可能具有OAM，类似于自由空间情况。因此，坡印廷矢量的方位角和纵向分量为：

因此角动量通量与能量通量的比率变为：

我们注意到在自由空间的情况下，这个比率是类似的：

其中σ表示光束的极化，并且被限制为-1<σ<1。在我们的情况下，可以容易地显示V⁺状态的SAM为1，导致V^+lm状态的OAM是1的重要结论。因此，这表明在理想光纤中存在OAM模式。

因此，由于可以在理想光纤内检测轨道角动量模式，因此可能使用这种OAM模式对信息进行编码，以在相同的光波长内发送具有不同轨道角动量的不同类型的信息。

关于光纤的上述描述假定在光纤轮廓内没有纵向变化的完美对称光纤的理想场景。在真实世界光纤内，随机扰动可以引起空间和/或极化模式之间的耦合，使得传播场随机地通过光纤发展。随机扰动可以分为两类，如图43所示。在随机扰动4302内，第一类包括外部扰动4304。外部扰动4304包括在光纤的整个纵向方向上的静态和动态波动，例如对包括在光纤内的无规(random)玻璃态聚合物材料而言自然的密度和浓度波动。第二类包括外部变化4306，例如由应力、直径变化和纤维芯缺陷(例如微孔，裂纹或灰尘颗粒)引起的微观随机弯曲。

模式耦合可以通过考虑复数值模态电场幅度的场耦合模式来描述，或者通过功率耦合模式来描述，其是仅考虑实值模态功率的简化描述。早期的多模光纤系统使用非相干发光二极管源，功率耦合模型被广泛用于描述包括稳态、模态功率分布和光纤脉冲响应的几个特性。虽然最近的多模光纤系统使用相干光源，但是仍然使用功率耦合模式来描述诸如减小的不同组延迟和塑料多模光纤等效果。

相比之下，单模光纤系统已经使用激光源。导致极化模色散(PMD)的单模光纤中的随机双折射和模耦合的研究使用预测主要极化态(PSP)的场耦合模式。PSP是显示为经历最小色散的极化态，并且用于在直接检测单模光纤系统中的极化模色散的光学补偿。近年来，场耦合模式已经应用于多模光纤，预测主模式，其是直接检测多模光纤系统中的模式色散的光学补偿的基础。

模式耦合可以被分类为弱模式耦合或强模式耦合，这取决于光纤的总系统长度是与传播场保持相关的长度尺度相当，还是比其长得多。根据检测格式，通信系统可以分为直接检测系统和相干检测系统。在直接检测系统中，模式耦合必须通过仔细设计光纤和模态D(复用器)来避免和/或通过自适应光信号处理来减轻。在使用相干检测的系统中，模式之间的任何线性串扰可以通过多输入多输出(MIMO)数字信号处理(DSP)来补偿，如前所述，但是DSP复杂度随着模式数量的增加而增加。

现在参考图44，示出了涡流光纤内的一阶模态组的强度图案。图中的箭头4402示出了光纤内的电场的极化。顶行示出作为精确矢量解的矢量模，并且底行示出通常在光纤输出处获得的结果的不稳定LP11模。顶行模对的特定线性组合导致在光纤输出处获得的各种LP11模。耦合模4402由模4404和4406的耦合对提供。耦合模4404由模4404和模4408的耦合对提供。耦合模4416由模4406和模4410的耦合对提供，耦合模4418由模4408和模4410的耦合对提供。

通常，两个极化和单模光纤的折射率分离在10^-7数量级。虽然这种小的间隔降低了光纤的PMD，但是外部干扰可以容易地将一种模式耦合到另一种模式，并且实际上在单模光纤中，通常在输出处观察到任意极化。使用应力诱导双折射的简单光纤极化控制器可以用于在光纤的输出处实现任何期望的极化。

通过原点，模式耦合可以被分类为分布式(由光纤中的随机扰动引起)或离散式(在模态耦合器和多路复用器引起)。最重要的是，已经表明，高阶模之间小的有效折射率分离是模耦合和模不稳定性的主要原因。特别地，分布模式耦合已经显示为与Δ-P成反比，其中P大于4，这取决于耦合条件。一个组内的模式是退化的。为此，在光纤输出中观察到的大多数多模光纤模式实际上是向量模的线性组合，并且是线性极化状态。因此，作为HE偶，奇模的线性组合的光学角动量模式由于耦合到退化TE01和TM01状态而不能共存于这些光纤中。

因此，各种OAM模式的组合不可能在光学系统内产生模态耦合，并且通过增加OAM模式的数量，模式耦合的减少进一步受益。

现在参考图45A和45B，示出了在第一阶模式中有效折射率分离的益处。图45A示出了典型的阶跃折射率多模光纤，其不表现出引起模式耦合的有效折射率分离。模式TM₀₁HE^even ₂₁，模式HE^odd ₂₁和模式TE₀₁几乎没有有效的折射率分离，并且这些模式将被耦合在一起。模式HE^x,1 ₁₁具有有效折射率分离，使得此模式不与这些其它模式耦合。

这可以与图45B中的相同模式进行比较。在这种情况下，在TM₀₁模式和HE^even ₂₁模式以及TE₀₁模式和HE^odd ₂₁模式之间存在有效分离4502。该有效分离以类似于图45A中相同模式的方式在这些模式级之间不引起模式耦合。

除了有效折射率分离之外，模式耦合还取决于扰动的强度。光纤的包层直径的增加可以减少弯曲引起的光纤中的扰动。包括沟槽区域的特殊光纤设计可以实现所谓的弯曲不敏感性，其在家庭光纤中占主导地位。已经证明了展示用于高功率激光器的更高阶贝塞尔模式的减少的弯曲和灵敏度的光纤设计。最重要的是，特殊光纤设计可以消除一阶模的退化，从而减少模耦合，并使OAM模式在这些光纤内传播。

拓扑电荷可以被多路复用到用于线性或圆形极化的波长。在线性极化的情况下，拓扑电荷将在垂直和水平极化上复用。在圆极化的情况下，拓扑电荷将在左手和右手圆极化上复用。

可以使用诸如图11E所示的螺旋相位板(SPP)，相位掩模全息图或空间光调制器(SLM)通过调整SLM上的电压(其产生适当变化的折射率，导致具有特定的拓扑电荷的光束的扭曲)来产生拓扑电荷。可以创建不同的拓扑电荷，并且将其混合在一起并且去复用，以分离电荷。

由于螺旋相位板可以将平面波变换为具有特定螺旋度(即)的扭曲波，因此四分之一波片(QWP)可以将线极化(s＝0)转换为圆极化(即s＝+1)。

使用多输入多输出(MIMO)可以减少串扰和多径干扰。

大多数信道损伤可以使用控制或导频信道来检测，并使用算法技术(闭合环路控制系统)来校正。

自由空间通信

在其中上文所述的光学角动量处理和多层叠加调制技术可证明在光网络架构内有用的附加配置是与自由空间光学通信一起使用。自由空间光学系统与传统的基于UHF RF的系统相比提供了许多优点，包括系统之间的改进的绝缘，接收机/发射机的尺寸和成本，缺乏RF许可法律，以及通过组合空间，照明，和通信进入同一个系统。现在参考图46，示出了自由空间通信系统的操作的示例。自由空间通信系统使用自由空间光发射机4602，其将光束4604发射到自由空间光学接收机4606。光纤网络和自由空间光网络之间的主要区别在于信息束通过自由空间而不是通过光纤电缆传输。这导致多个链路困难，这将在下文中更充分地讨论。自由空间光学技术是使用不可见光束提供光带宽连接的视线技术，光带宽连接可以在发射机4602和接收机4606之间发送和接收高达2.5Gbps的数据，语音和视频通信。自由空间光学技术使用与光纤相同的概念，除了不使用光纤电缆。自由空间光学系统在处于光谱的低端的红外(IR)光谱内提供光束4604。具体地，光信号在波长方面处于300吉赫至1太赫兹的范围内。

目前存在的自由空间光学系统可以在高达2.5公里的距离处提供高达每秒10千兆位的数据速率。在外层空间，自由空间光通信的通信范围目前约为数千公里的量级，但有可能利用光学望远镜作为光束扩展器来桥接数百万公里的星际距离。2013年1月，美国宇航局使用激光将蒙娜丽莎的图像传送到大约240,000英里远的月球侦察轨道器。为了补偿大气干扰，实现了类似于在光盘内使用的纠错码算法。

光通信的距离记录包括空间探测器对激光的检测和发射。由MESSENGER航天器上的汞激光测高仪仪器建立了双向通信距离记录。这种红外二极管钕激光器，其被设计为用于水星轨道飞行任务的激光测高仪，在2005年5月太空船飞行中接近地球时，能够在大约15,000,000英里(24,000,000公里)的距离上进行通信。先前的记录是由伽利略探测器对来自地球的激光的单向检测设置的，因为1992年的出站探测器从600万公里远看到两个基于地面的激光器。研究人员使用白色LED空间照明系统进行室内局域网通信。

现在参考图47，示出了根据本公开的使用轨道角动量和多级叠加调制的自由空间光学系统的框图。OAM扭曲信号除了通过光纤传输之外，还可以使用自由光学器件传输。在这种情况下，在每个FSO收发机4704的传输电路4702内生成传输信号。自由空间光学技术基于基于FSO的光学无线单元之间的连接性，每个光学无线单元包括具有发射机4702和接收机4706的光收发机4704，以提供全双工开放对和双向封闭配对能力。每个光无线收发机单元4704另外包括光源4708，加上用于将光通过大气传输到接收信息的另一透镜4710的透镜或望远镜4710。在这一点上，接收透镜或望远镜4710经由光纤4712连接到高灵敏度接收机4706。发射收发机4704a和接收收发机4704b必须具有彼此的视线。树木，建筑物，动物和大气条件都会阻碍这种通信媒介所需的视线。由于视线是如此关键，一些系统利用光束发散或扩散光束方法，其涉及允许大的视线干扰而不显著影响整体信号质量的大视野。该系统还可以配备有自动跟踪机构4714，即使当收发机安装在高建筑物或摇摆的其他结构上时，其也将紧密聚焦的光束保持在接收收发机3404b上。

与光源4708一起使用的调制光源通常是提供确定系统的所有发射机能力的传输光信号的激光器或发光二极管(LED)。只有接收机4706内的检测器灵敏度在总系统性能中起着同样重要的作用。对于电信目的，只有能够以20兆比特每秒调制到2.5千兆比特每秒的激光器才能满足当前的市场需求。另外，如何调制器件以及产生多少调制功率对于器件的选择都是重要的。780nm-850nm和1520nm-1600nm光谱带中的激光器满足频率要求。

市售的FSO系统在750nm和1600nm之间的近IR波长范围内操作，其中一个或两个系统被开发为在10,000nm的IR波长下操作。当光能通过大气时的物理和透射特性在整个可见光和近IR波长范围内是类似的，但是对于特定系统，选择影响哪些波长的几个因素。

认为大气在可见光和近IR波长中是高度透明的。然而，某些波长或波长带可能经历严重的吸收。在近IR波长中，吸收主要发生在响应于作为大气的固有部分的水颗粒(即水分)的情况下，甚至在晴朗的天气条件下。在700nm-10,000nm波长范围内有几个透射窗口几乎是透明的(即，每千米具有小于0.2dB的衰减)。这些波长位于特定中心波长周围，大多数自由空间光学系统设计为在780-850nm和1520-1600nm的窗口中操作。

在780-850nm范围内的波长适合于自由空间光学操作，并且较高功率的激光源可以在该范围内操作。在780nm，可以使用廉价的CD激光器，但是这些激光器的平均寿命可能是一个问题。这些问题可以通过以其最大额定输出功率的一小部分运行激光器来解决，这将大大增加它们的寿命。在大约850nm处，光源4708可以包括便宜的、高性能的发射机和检测器部件，其易于获得并且通常用于网络传输设备中。在光源4708内可以使用高灵敏度硅(SI)雪崩光电二极管(APD)检测器技术和高级垂直腔发射激光器。

VCSEL技术可用于在780nm至850nm范围内的操作。该技术的可能缺点包括通过使用夜视镜来进行光束检测，尽管仍然不可能使用该技术来解调感知的光束。

在1520nm-1600nm范围内的波长非常适合于自由空间传输，并且高质量发射机和检测器部件可容易地用于在光源块4708内使用。在该波长范围内的低衰减和高部件可用性的组合使得波分复用(WDM)自由空间光学系统的开发成为可能。然而，与在850nm波长处操作的硅雪崩光电二极管检测器相比，部件通常更昂贵，并且检测器通常更不敏感，并且具有更小的接收表面积。这些波长与掺铒光纤放大器技术兼容，这对于高功率(大于500毫瓦)和高数据速率(大于2.5千兆字节每秒)的系统是重要的。对于相同的眼睛安全分类，在1520-1600nm波长处可以传输的能量为在780-850nm波长处传输的能量的50至65倍。这些波长的缺点包括不能检测具有夜视镜的光束。夜视镜是可以用于通过对准电路4714对准光束的一种技术。1类激光在可合理预见的操作条件下是安全的，包括使用光学仪器进行胞内观察。1类系统可以安装在任何位置，没有限制。

另一个潜在光源4708包括1M类激光器。1M类激光器系统在302.5nm至4000nm的波长范围内工作，在合理可预见的条件下是安全的，但如果用户在光束路径的一些部分内使用光学仪器，则可能是危险的。因此，1M类系统只能安装在可以防止不安全使用光学辅助工具的位置。可以用于光源4708的1类和1M类激光器的各种特性的示例在下表G中示出。

表G

10,000nm波长对于商业自由空间光学领域是相对新的，并且因为更好的雾传输能力，正在被开发。目前有关这些特性的相当多的争论，因为它们严重依赖于雾的类型和持续时间。在10,000nm波长处几乎没有可用的部件，因为它通常不在电信设备中使用。此外，10,000纳米的能量不穿透玻璃，所以它不适合部署在窗口后。

在这些波长窗口内，FSO系统应具有以下特性。系统应具有在较高功率水平下操作的能力，这对于较长距离的FSO系统传输是重要的。系统应该具有提供高速调制的能力，这对于高速FSO系统是重要的。该系统应提供小占地面积和低功耗，这对于整个系统的设计和维护非常重要。该系统应该能够在宽的温度范围内操作而没有主要的性能下降，使得该系统可以证明对室外系统是有用的。此外，故障之间的平均时间应超过10年。目前现有的FSO系统通常使用VCSELS用于在较短的IR波长范围内操作，并且法布里-珀罗或分布式反馈激光器用于在较长的IR波长范围内操作。其他几种类型的激光器适用于高性能FSO系统。

使用轨道角动量处理和多层叠加调制的自由空间光学系统将提供许多优点。系统会很方便。自由空间光学技术为最后一英里连接或两个建筑物之间的连接提供无线解决方案。没有必要挖掘或掩埋光纤电缆。自由空间光学技术也不需要射频许可证。该系统是可升级的，其开放接口支持来自各种供应商的设备。该系统可以部署在窗口面，消除了对昂贵的屋顶权利的需要。它也不受射频干扰或饱和影响。系统也相当迅速。该系统提供每秒2.5吉比特的数据处理量。这提供了在两个站点之间传输文件的足够的带宽。随着文件大小的增加，自由空间光学系统提供必要的带宽以有效地传输这些文件。

自由空间光学技术还提供安全的无线解决方案。激光束不能用光谱分析仪或RF仪检测。光束是不可见的，这使得它很难发现。用于发射和接收数据的激光束非常窄。这意味着几乎不可能拦截正在传输的数据。人必须在接收机和发射机之间的视线内，以便能够完成这个壮举。如果发生这种情况，这将警告接收站点连接已丢失。因此，对于自由空间光学系统，需要最小的安全升级。

然而，自由空间光学系统有几个弱点。自由空间光学系统的距离非常有限。目前的运行距离大约在2公里之内。虽然这是一个功能强大的系统，具有很高的处理量，但距离的限制对于全面实施是一个很大的威胁。此外，所有系统都需要在传输期间始终保持视线。任何障碍，无论是环境或动物都可能阻碍传播。自由空间光学技术必须设计为对抗可能影响自由空间光学系统性能能力的大气变化。

可能影响自由空间光学系统的东西是雾。浓雾是自由空间光学系统运行的主要挑战。雨和雪对自由空间光学技术影响很小，但雾不同。雾是由直径仅仅几百微米的水滴组成的蒸汽，但是可以通过吸收，散射和反射的组合来改变光特性或完全阻碍光的通过。在部署基于自由空间光纤的无线产品时，防雾的主要解答是通过缩短FSO链路距离并增加网络冗余的网络设计。

吸收是另一个问题。吸收发生在地球大气中悬浮的水分子消灭光子时。这导致自由空间光学束的功率密度(衰减)的降低，并直接影响系统的可用性。在某些波长下比其他波长更容易发生吸收。然而，使用基于大气条件的适当功率和使用空间分集(在基于FSO的单元内的多个波束)有助于维持所需的网络可用性水平。

太阳能干扰也是一个问题。自由空间光学系统使用高灵敏度接收机与较大孔径透镜的组合。结果，自然背景光可能潜在地干扰自由空间光学信号接收。这在与强烈的阳光相关的高水平的背景辐射下尤其如此。在一些情况下，当太阳在接收机的视野内时，直接日光可以在几分钟的时间内使链接中断。然而，可以容易地预测接收机最容易受到直接太阳照射的影响的时间。当无法避免设备的直接曝光时，接收机视野的缩小和/或使用窄带宽光滤波器可以提高系统性能。由从玻璃表面反射的太阳光引起的干扰也是可能的。

散射问题可能也会影响连接可用性。当波长与散射体碰撞时引起散射。散射体的物理尺寸决定散射的类型。当散射体小于波长时，这被称为瑞利散射。当散射体具有与波长的尺寸相当时，这被称为米氏散射。当散射远大于波长时，这被称为非选择性散射。在散射中，与吸收不同，不存在能量损失，仅仅是能量的定向重新分布，其可能在较长距离上具有显著减小的光束强度。

诸如飞鸟或建筑起重机的物理障碍物也可以暂时阻挡单光束自由空间光学系统，但这往往仅导致短暂中断。当障碍物移动时，传输容易恢复且自动恢复。光学无线产品使用多光束(空间分集)来解决临时抽象以及其他大气条件，以提供更大的可用性。

建筑物的移动可能扰乱接收机和发射机对准。基于自由空间光学的光学无线产品使用发散光束来维持连接。当与跟踪机制结合时，基于多光束FSO的系统提供甚至更大的性能和增强的安装简单性。

闪烁是由从地球上升的加热空气或诸如加热管道的人造装置引起的，其在不同的空气囊之间产生温度变化。这可能导致信号幅度的波动，这导致在基于自由空间光学的接收机端处的“图像跳舞”。这种闪烁的效果被称为“折射湍流”。这主要对光束产生两种影响。光束漂移是由不大于光束的湍流漩涡引起的。光束扩散是光束在其传播通过大气时的扩散。

现在参考图48A至48D，为了在光链路内实现更高的数据容量，必须利用多路复用的多个数据信道的附加的自由度。此外，一起使用两种不同正交复用技术的能力具有显着增强系统性能和增加带宽的潜力。

可利用这些可能性的一种复用技术是使用轨道角动量(OAM)的模式分割复用(MDM)。OAM模式是指在自由空间光系统或光纤系统内的在其波前具有的相位项的激光束，其中是方位角，并且l确定OAM值(拓扑电荷)。通常，OAM模式具有“类似圆环”的环形强度分布。携带不同OAM值的多个空间并置激光束彼此正交，并且可以用于在相同波长上发射多个独立数据信道。因此，以比特/秒/赫兹(bits/S/Hz)表示的系统容量和频谱效率可以显着增加。使用OAM的自由空间通信链路可以支持100Tbits/容量。用于实现图48A到48D所示的各种技术包括在每个波长上具有多个不同OAM值4804的多个波束4802的组合。因此，光束4802包括OAM值OAM1和OAM4。波束4806包括OAM值2和OAM值5。最后，波束4808包括OAM3值和OAM6值。现在参考图48B，示出了使用具有正OAM值4812和负OAM值4814的第一组OAM值4812的单光束波长4810。类似地，OAM2值可在相同波长4810上具有正值4816和负值4818。

图48C示出了具有OAM值的极化复用的波长4820的使用。波长4820可以具有在其上复用的多个OAM值4822。可以通过向OAM施加左或右手极化来进一步增加可用信道的数量。最后，图48D示出了用于具有多个OAM值的波长的两组同心环4860，4862。

波分复用(WDM)已经广泛用于改善光纤系统和自由空间通信系统内的光通信容量。OAM模式复用和WDM是相互正交的，使得它们可以组合以实现系统能力的显著增加。现在参考图49，示出了其中每个WDM信道4902包含许多正交OAM光束4904的情况。因此，使用轨道角动量与波分复用的组合，可以实现通信链路到容量的显著增强。

当前的光通信架构具有相当大的路由挑战。与自由空间光学系统一起使用的路由协议必须考虑自由空间光学系统内的光通信的视线要求。因此，自由空间光学网络必须被模型化为定向分层随机扇区几何图形，其中传感器通过簇头将其数据经由多跳路径路由到基站。这是用于局部邻域发现和基站上行链路和下行链路发现算法的新的有效路由算法。路由协议需要在每个节点处的订单Olog(n)存储与在当前技术和架构内使用的订单O(n)。

当前路由协议基于链路状态，距离向量，路径向量或源路由，并且它们以显著方式与新路由技术不同。第一，当前技术假定链路的一部分是双向的。这是在所有链路都是单向的自由空间光网络内不是真实的。其次，许多当前协议被设计用于自组织网络，其中路由协议被设计为支持任何节点对之间的多跳通信。传感器网络的目的是将传感器读数路由到基站。因此，主要业务模式与自组织网络中的不同。在传感器网络中，主要使用节点到基站、基站到节点和本地邻居通信。

最近的研究考虑了单向链路的影响，并报告多达5％至10％的链路和无线自组织网络由于各种因素是单向的。诸如DSDV和AODV的输出协议使用反向路径技术，隐含地忽略这种单向链路，因此在这种情况下不相关。诸如DSR，ZRP或ZRL的其它协议已经被设计或修改，以通过检测单向链路来适应单向性，然后为这种链路提供双向抽象。现在参考图50，用于处理单向性的最简单的并且最有效的解决方案是隧道，其中通过在反向信道上使用双向链路建立隧道来针对单向链路进行双向性仿真。隧穿还通过简单地按压在单向链路上接收的链路层确认隧道化分组来防止确认分组的内爆。然而，隧道在具有很少单向链路的大多数双向网络中工作良好。

在仅使用单向链路(例如自由空间光网络)的网络内，诸如图50和51所示的系统将是更可应用的。单向网络内的节点利用定向发射5002在单个限定的方向上从节点5000发射。此外，每个节点5000包括全向接收机5004，其可以接收在任何方向上到达该节点的信号。此外，如这里和上面所讨论的，节点5000还将包括0log(n)存储5006。因此，每个节点5000仅提供单向通信链路。因此，如图51所示的一系列节点5000可以与任何其他节点5000单向通信，并且通过一系列互连节点将通信从一个桌面位置转发到另一个桌面位置。

拓扑电荷可以被多路复用到用于线性或圆形极化的波长。在线性极化的情况下，拓扑电荷将在垂直和水平极化上复用。在圆极化的情况下，拓扑电荷将在左手圆极化和右手圆极化上复用。

可以使用诸如图11E所示的螺旋相位板(SPP)，相位掩模全息图或空间光调制器(SLM)通过调整SLM上的电压(其产生适当变化的折射率，导致具有特定的拓扑电荷的光束的扭曲)来产生拓扑电荷。可以创建不同的拓扑电荷，并且将其混合在一起并且去复用，以分离电荷。

由于螺旋相位板可以将平面波变换为具有特定螺旋度(即)的扭曲波，因此四分之一波片(QWP)可以将线极化(s＝0)转换为圆极化(即s＝+1)。

使用多输入多输出(MIMO)可以减少串扰和多径干扰。

大多数信道损伤可以使用控制或导频信道来检测，并使用算法技术(闭合环路控制系统)来校正。

将拓扑电荷与RF以及自由空间光学信号实时地复用，提供了冗余和更好的容量。当来自大气干扰或闪烁的信道损伤影响信息信号时，可以在自由空间光学信号到RF之间切换，并实时返回。这种方法仍然在自由空间光学以及RF信号上使用扭曲波。大多数信道损伤可以使用控制或导频信道来检测，并且可以使用算法技术(闭环控制系统)或通过在RF和自由空间光学信号之间切换来进行校正。

在图52所示的另一实施例中，RF信号和自由空间光学系统可以在RF和自由空间光学双重组合机构5202内实现。RF和自由空间光学双重组合机构5202包括自由空间光学投影部分5204和RF部分5206，自由空间光学投影部分5204使用多级层叠调制来传输施加了轨道角动量的光波，RF部分5206包括用于传输具有轨道角动量的信息和在RF信号5210上进行多层叠加所需的电路。RF和自由空间光学双重组合机构5202可以根据操作条件在自由空间光学信号5208和RF信号5210之间被实时多路复用。在一些情况下，自由空间光学信号5208将最适合于传输数据。在其它情况下，自由空间光学信号5208将不可用，并且RF信号5210将最适合于传输数据。RF和自由空间光学双重组合机构5202可以基于可用操作条件在这两个信号之间实时地多路复用。

将拓扑电荷与RF以及自由空间光学信号实时地复用，提供了冗余和更好的容量。当来自大气干扰或闪烁的信道损伤影响信息信号时，可以在自由空间光学信号到RF之间切换，并实时返回。这种方法仍然在自由空间光学以及RF信号上使用扭曲波。大多数信道损伤可以使用控制或导频信道来检测，并且可以使用算法技术(闭环控制系统)或通过在RF和自由空间光学信号之间切换来进行校正。

量子密钥分配

现在参考图53，示出了利用轨道角动量处理的系统的进一步改进。在图53的图示中，发射机5302和接收机5304通过光链路5306互连。光链路5306可以包括光纤链路或自由空间光链路。发射机接收经由轨道角动量处理电路5310处理的数据流5308。如上所述，轨道角动量处理电路5310在分离的信道上向各种信号提供轨道角动量扭曲。在一些实施例中，轨道角动量处理电路可以进一步向信号信道提供多层叠加调制，以进一步增加系统带宽。

OAM处理的信号被提供给量子密钥分配处理电路5312。量子密钥分配处理电路5312利用量子密钥分配的原理，这将在下面更充分地描述，以使得能够加密通过光学链路5306传输到接收机5304的信号。使用量子密钥分配处理电路5314在接收机5304内处理接收的信号。量子密钥分配处理电路5314使用量子密钥分配处理对接收的信号进行解密，这将在下文进行更全面地描述。解密的信号被提供给轨道角动量处理电路5316，轨道角动量处理电路5316从信号中移除任何轨道角动量扭曲，以产生多个输出信号5318。如前所述，轨道角动量处理电路5316还可以使用包括在接收的信号内的多层叠加调制来解调信号。

在图53的电路中利用与光极化相结合的轨道角动量，以便在旋转不变光子状态中对信息进行编码，以保证与来自发射单元5302和接收单元5304的本地参考帧的通信完全无关，有许多方法来实现量子密钥分配(QKD)，该协议利用量子力学的特征来保证与具有真实世界应用环境完全兼容的错误率性能的密码通信中的无条件安全性。

加密通信需要以受保护的方式交换密钥。这种密钥交换通常通过可信机构进行。量子密钥分配是密钥建立问题的可替代解决方案。与例如公钥密码学相比，无论计算能力或任何其他可能使用的资源，密钥分配都被证明是无条件安全的，即，即使在未来的任何攻击也是安全的。量子密钥分配安全性依赖于量子力学定律，并且更具体地是关于不可能在不干扰这些状态的情况下获得关于非正交量子态的信息的事实。该特性可以用于在发射机和接收机之间建立随机密钥，并且保证密钥对于任何线上第三方窃听是完全秘密的。

与上述“全量子证明”并行，QKD系统的安全性已经被置于稳定的信息理论基础上，这要归功于在信息理论密码学框架内完成的关于保密密钥协议的工作及其扩展。现在参考图54，在基本QKD系统内，QKD链路5402是希望共享保密密钥的发射机5404和接收机5406之间的点到点连接。QKD链路5402由量子信道5408和经典信道5410的组合构成。发射机5404产生经典比特的随机流，并将其编码成在量子信道5408上传输的光的非正交状态序列。在接收到这些量子状态时，接收机5406执行一些适当的测量，导致接收机在与发射机比特流相关的经典链路5410上共享一些经典数据。经典信道5410用于测试这些相关。

如果相关性足够高，则这一统计意味着在量子信道5408上没有发生值得注意的窃听，并且因此具有非常高的概率，优选安全的对称密钥可以从由发射机5404和接收机5406共享的相关数据中提炼出来。在相反的情况下，密钥生成过程必须被中止并再次开始。量子密钥分配是对称密钥分配技术。为了认证目的，量子密钥分配需要发射机5404和接收机5406预先共享短密钥，所述短密钥的长度仅在由OKD会话生成的保密密钥的长度上对数地缩放。

在许多国家已经证明了区域尺度上的量子密钥分配。然而，在不适合于光纤安装或移动终端的区域之间的长距离通信(包括基于卫星的链路的重要情况)需要自由空间光链路。本方法利用光束的空间横向模式，特别是OAM自由度的空间横向模式，以便获得显著的技术优点，即通信对用户参考帧的相关对准的不敏感性。这个优点可能与从区域尺度升级到国家或大陆的量子密钥分配实现、或者跨越敌对地面的链路、甚至通过在卫星网络上利用轨道终端在全球尺度上设想量子密钥分配非常相关。

OAM本征模由扭曲的波阵面表征，扭曲的波阵面表征由“l”缠绕的螺旋构成，其中“l”是整数，并且，由承载除了与极化相关联的更常见的自旋角动量(SAM)之外还有(轨道)角动量的的光子表征。“l”的潜在无限值开放了利用OAM来增加通信系统的容量的可能性(尽管以也增加了信道横截面尺寸为代价)，以及基于OAM复用的太比特经典数据传输可以在自由空间和光纤中展示。这种特征也可以在量子域中利用，例如扩展每个光子的量子位数量，或者实现新的功能，例如量子位的旋转不变性。

在自由空间QKD中，两个用户(Alice和Bob)必须建立共享参考帧(SRF)，以便以良好的保真度进行通信。确实缺乏SRF等效于未知的相对旋转，其将噪声引入量子信道，中断通信。当信息在光子极化中编码时，这样的参考帧可以由Alice和Bob的“水平”线性极化方向的定向来定义。这些方向的对准需要额外的资源，并且可以在长距离自由空间QKD中/或当未对准在时间上变化时施加严重的障碍。如所指出的，我们可以通过使用旋转不变状态来解决这一问题，其完全去除了建立SRF的需要。这种状态作为OAM和极化模式(混合状态)的特定组合来获得，对于这些状态，由极化上的未对准引起的变换由空间模式上的相同未对准的效应来精确平衡。这些状态在光束围绕其轴的旋转下呈现全局对称性，并且可以被可视化为空间变化的极化状态，概括公知的方位角和径向向量光束，并且形成二维希尔伯特空间。此外，该旋转不变混合空间也可以被认为是四维OAM极化产物希尔伯特空间的无消相干子空间，对与随机旋转相关联的噪声不敏感。

混合态可以通过在其中心具有拓扑电荷“q”(称为“q-板”)的特定空间变化的双折射板产生。特别是，通过q＝1/2的q板的极化高斯光束(具有零OAM)将经历以下变换：

|L>_π_和|R>_π表示左圆极化状态和右圆极化状态(具有特征值的SAM的本征态)，|0>_O表示具有零OAM的横向高斯模式，OAM的|L>_O_和|R>_O本征状态的|l|＝1且具有特征值)。出现在方程右手侧的状态是旋转不变状态。与此相反的操作可以通过具有相同q的第二q板来实现。在实践中，q板作为极化空间和混合电路之间的接口进行操作，以通用(量子位不变)方式将量子位从一个空间转换到另一个空间，反之亦然。这又意味着我们的QKD实现协议中的信息的初始编码和最终解码可以方便地在极化空间中执行，而传输在旋转不变混合空间中完成。

OAM是用于真空中光传播的守恒量，其对于通信应用显然是重要的。然而，OAM还对大气湍流高度敏感，该特征在许多实际情况下限制了其潜在用途，除非开发新技术来解决这样的问题。

量子密码学描述了使用量子力学效应(特别是量子通信和量子计算)来执行密码学任务或破坏密码系统。量子密码学的已知示例是使用量子通信来安全地交换密钥(量子密钥分配)以及允许破坏各种流行的公钥加密和签名方案(例如，RSA)的量子计算机的假设使用。

量子密码术的优点在于它允许完成各种被证明为仅使用经典(即非量子)通信不可能完成的密码任务。例如，量子力学保证测量量子数据干扰该数据；这可以用于在量子密钥分配中检测窃听。

量子密钥分配(QKD)使用量子力学来保证安全通信。它使双方能够产生仅为他们所知的共享随机加密密钥，然后其可以用来加密和解密消息。

量子分布的一个重要和独特的特性是两个通信用户检测任何第三方试图获得密钥的知识的存在的能力。这来自于量子力学的一个基本方面：测量量子系统的过程通常干扰系统。试图窃听密钥的第三方必须以某种方式测量密钥，从而引入可检测的异常。通过使用量子重叠或量子纠缠，并在量子状态中发送信息，可以实现检测窃听的通信系统。如果窃听级别低于某个阈值，则可以产生确保安全的密钥(即，窃听者没有关于它的信息)，否则不可能有安全密钥，并且通信被中止。

量子密钥分配的安全性依赖于量子力学的基础，与依赖于某些数学函数的计算难度的传统密钥分配协议相反，并且不能提供窃听的任何指示或密钥安全性的保证。

量子密钥分配仅用于减少和分配密钥，而不是传送任何消息数据。然后，该密钥可以与任何选择的加密算法一起使用，以加密(和解密)通过标准通信信道传送的消息。与QKD最常关联的算法是一次性密码本，因为当与加密的随机密钥一起使用时证明是安全的。

量子通信涉及以量子状态或量子位编码信息，这与传统通信使用比特相反。通常，光子用于这些量子状态，因此可应用于光通信系统中。量子密钥分配利用这些量子状态的某些特性来确保其安全性。对于量子密钥分配有几种方法，但是它们可以分为两个主要类别，取决于它们利用的特性。其中第一个特性是准备和测量协议。与经典物理学相反，测量的行为是量子力学的组成部分。一般来说，测量未知的量子状态以某种方式改变状态。这被称为量子不确定性，基础结果如海森堡不确定性原理，信息分布定理，和非克隆定理。这可以被利用，以便检测对通信(其必然涉及测量)的任何窃听，并且更重要地，计算已经被拦截的信息量。因此，通过检测信号内的变化，可以由接收方确定被窃听的量或已经被拦截的信息。

第二类涉及使用基于纠缠的协议。两个或更多个单独对象的量子状态可以以这样的方式链接在一起，使得它们必须由组合的量子状态描述，而不是作为单独的对象描述。这被称为纠缠，并且意味着，例如，对一个对象执行测量影响另一个对象。如果对象的纠缠对在两方之间共享，则拦截任一对象的任何拦截改变整个系统，揭示第三方的存在(以及它们已经获得的信息量)。因此，不期望的信息接收可以通过在被未授权的第三方截取时在各方之间共享的对象的纠缠对中的改变来确定。

量子密钥分配(QKD)协议的一个示例是BB84协议。最初使用光子极化状态来描述BB84协议以传输信息。然而，任何两对共轭状态可以用于该协议，并且被描述为BB84的基于光纤的实现可以使用相位编码状态。发射机(传统上称为Alice)和接收机(传统上称为Bob)通过允许发射量子状态的量子通信信道连接。在光子的情况下，该信道通常是光纤，或简单的自由空间，如先前关于图53所描述的。此外，发射机和接收机经由公共经典信道进行通信，例如使用广播无线电或因特网。这些信道中的任一个都不需要是安全的。协议被设计为假设窃听者(称为Eve)可以以任何方式干扰发射机和接收机。

现在参考图55，协议的安全性来自于在非正交状态中编码信息。量子不确定性意味着这些状态通常不能在不干扰原始状态的情况下被测量。BB84使用两对状态5502，每对与另一对共轭以形成共轭对5504。对5504内的两个状态5502彼此正交。正交状态对被称为基。所使用的通常的极化状态对是垂直的(0度)和水平(90度)的直线基，对角线基为45度和135度，或左手性和/或右手性的圆形基。这些基中的任意两个彼此共轭，因此可以在协议中使用任何两个。在图56的示例中，分别在5602和5604使用直线基，在5606和5608使用对角基。

BB84协议中的第一步是量子传输。现在参考图57，其中示出了描述该过程的流程图，其中发射机在步骤5702创建随机位(0或1)，并且在5704随机选择直线的或对角线的两个基之一，以发送随机位。发射机在步骤5706处根据比特值和所选择的基来准备光子极化状态，如图55所示。例如，将0以直线基(+)编码为垂直极化状态，a 1在对角基(X)中被编码为135度状态。发射机在步骤5708处使用量子信道在指定的状态下将单个质子传输到接收机。该过程从步骤5702的随机位阶段重复，发射机记录通过光链路发送的每个光子的状态，基础和时间。

根据量子力学，没有可能的测量在图56的四个不同极化状态5602至5608之间进行区分，因为它们不是全部正交的。仅有的可能测量是在任何两个正交状态(和正交基)之间。因此，例如，在直线基上测量给出水平或垂直的结果。如果照片被创建为水平或垂直(作为直线本征态)，则这测量正确的状态，但是如果它被创建为45度或135度(对角本征态)，则直线测量反而随机返回水平或垂直。此外，在该测量之后，质子在测量的状态(水平或垂直)下被极化，其中关于其初始极化的所有信息丢失。

现在参考图58，由于接收机不知道光子被编码的基，因此接收机只能选择随机的基，以直线或对角线测量。在步骤5802，发射机对每个接收的光子进行这一操作，在步骤5804，记录使用的时间测量基和测量结果。在步骤5806，确定是否存在另外的质子，并且如果存在，则控制返回到步骤5802。一旦查询步骤5806确定接收机已经测量了所有质子，则收发机在步骤5808通过公共通信信道与发射机进行通信。发射机在步骤5810广播发射的每个光子的基，并且接收机在步骤5812广播每个光子被测量的基。在步骤5816，发射机和接收机中的每一个放弃光子测量，其中接收机在步骤5814使用不同的基，其平均为一半，在步骤5816将一半比特留作共享密钥。该过程在图59中被更充分地示出。

发射机发射随机位01101001。对于这些位中的每一个，发射机选择直线，直线，对角线，直线，对角线，对角线，对角线和直线的发送基。因此，基于所选择的相关联的随机位和与信号相关联的随机发送基，提供线5802中指示的极化。在接收到光子时，接收机选择如线5904所示的随机测量基。然后，来自这些基的光子极化测量将如线5906所示。在5908讨论对所传输的基和测量基的公开讨论，并且基于用于所发射的光子1,3,6和8的匹配基础，在5910将加密密钥确定为0101。

现在参考图60，示出了用于基于在所确定的比特串内检测到的错误来确定是否保持或放弃所确认的密钥的过程。为了检查窃听的存在，发射机和接收机在步骤6002比较其剩余比特串的某个子集。如果第三方获得了关于光子极化的任何信息，这会在接收机的测量中引入误差。如果在询问步骤6004中有多于P个比特不同，则在步骤6006放弃该密钥，并且发射机和接收机可能使用不同的量子信道再次尝试，因为不能保证密钥的安全性。P被选择，使得如果窃听者已知的比特数小于该值，则隐私放大可以用于通过减小密钥的长度将窃听者对密钥的知识减少到任意小的量。如果查询步骤6004确定比特数不大于P，则在步骤6008可以使用密钥。

E91协议包括使用纠缠的质子对的另一个量子密钥分配方案。纠缠对可以由发射机，接收机或者与包括窃听者的发射机和接收机两者分离的一些其他源创建。光子被分配，使得发射机和接收机各自以每对中的一个光子结束。该方案依赖于缠结的两个特性。首先，纠缠状态是完全相关的，在这个意义上讲，如果发射机和接收机都测量是否它们的粒子都具有垂直或水平极化，它们总是以100％的概率得到相同的答案。如果它们都测量任何其他对的互补(正交)极化，则同样如此。然而，特定的结果不是完全随机的。发射机不可能预测是否发射机以及因此接收机将获得垂直极化或水平极化。第二，任何第三方窃听的尝试都以发射机和接收机可以检测的方式破坏这些相关性。原始Ekert协议(E91)包括三个可能的状态和测试Bell不等式违例，用于检测窃听。

目前，当前使用量子密钥分配的最高比特率系统展示在20千米光纤上每秒1兆比特的安全密钥交换和在100公里光纤上每秒10千比特的安全密钥交换。

使用光纤证明量子密钥分配的最长距离为148公里。该距离对于现今的光纤网络中发现的几乎所有跨度都足够长。使用诱饵状态增强的BB84的自由空间量子密钥分配的距离记录为144公里。

现在参考图61，示出了可以实现自由空间量子密钥分配的对准的发射机6102和接收机6104的功能框图。系统可以执行具有诱饵状态的BB84协议。控制器6106使得比特能够在两个相互不偏的基Z＝{|0>,|1>}和X＝{|+>,|->}中编码，其中|0>和|1>是跨越量子位空间的两个正交状态，|±>＝1/√2(|0>±|1>)。发射机控制器6106在Z和X基之间随机选择，以发送经典位0和1。在混合编码中，Z基对应于而X基状态对应于 发射机6102使用四个不同的极化衰减激光器6108通过量子比特发生器6110产生量子比特。来自量子比特发生器4610的光子通过单模光纤6112被传送到望远镜6114。通过q＝1/2的q板6116将极化状态|H>,|V>,|R>,|L>变换为旋转不变混合状态。然后可以将光子传输到接收站6104，其中第二q板变换6118将信号变换回由接收机参考框架6104限定的原始极化状态|H>,|V>,|R>,|L>。然后可以通过偏光器6120和单光子检测器6122分析量子点。来自偏光器6120和光电检测器6122的信息然后可以被提供给接收机控制器6124，使得可以通过仅仅保留与由通信确定的发射机和接收机侧的相同基对应的比特来获得移位的密钥，其中所述通信在发射机6102和接收机6104中的收发器6126，6128之间的经典信道上进行。

现在参考图62，示出了基于网络云的量子密钥分配系统，其包括中心服务器6202和在集线器和辐射配置中的各个附接节点6204。由于受限的计算资源或提供合适的密钥管理的困难，网络中的趋势呈现出对于满足常规密码学有挑战性的新的安全问题。原则上，量子密码学具有前向安全性和轻量级计算能力，可以满足这些挑战，只要它可以从当前的点到点架构演变为与多模网络架构兼容的形式。基于点对点链路的网络的可信量子密钥分配网络缺乏可扩展性，需要专用光纤，是昂贵的，并且不适于大规模生产，因为它们仅提供密码功能之一，即安全通信所需的密钥分配。因此，它们具有有限的实用兴趣。

诸如图62所示的新的可扩展方法提供了量子信息保证，其是基于网络的量子通信，可以解决新的网络安全挑战。在该方法中，N个客户端节点6204中的每一个与物理层处的中央服务器6202之间的BB84类型量子通信支持量子密钥管理层，其又实现在大约N2个客户端对之间的应用处层的安全通信功能(机密性，认证和不可否认性)。这种基于网络的通信“中心辐射(hub and spoke)”拓扑可以在网络设置中实现，并且允许分层信任体系结构，所述分层信任体系结构允许服务器6202作为用于量子认证密钥建立的密码协议中的可信机构。这避免了需要在每对节点之间具有预先存在的信任关系的先前方法中的扩展性不佳的问题。通过制作服务器6202，单个多路复用QC(量子通信)接收机和客户端节点6204QC发射机，该网络可以简化多个网络节点的复杂性。以这样的方式，基于网络的量子密钥分配体系结构在量子物理资源和信任方面都是可扩展的。人们可以在单模光纤上在时间上多路复用服务器6202与三个发射机6204，可以使用时间和波长多路复用以及与波分复用多路复用的轨道角动量的组合来容纳更大数量的客户端，以支持更高客户端。

现在参考图63和64，示出了基于多用户轨道角动量的量子密钥分配多址接入网络的各种部件。图63示出了位于网络节点处的高速单光子检测器6302，其可以使用常规网络架构在多个用户6304之间共享，从而显著减少添加到网络的每个用户的硬件要求。在一个实施例中，单光子检测器6302可以共享多达64个用户。这种共享接收机架构消除了限制量子密钥分配的广泛应用的主要障碍之一。本实施例提出了一种用于实现具有资源效率的多用户量子密钥分配网络的可行方法。

现在还参考图64，在节点量子密钥分配网络中，多个可信中继器6402经由节点6406之间的点对点链路6404连接。中继器通过量子发射机和量子接收机之间的点对点链路连接。这些点对点链路6404可以使用长距离光纤长度来实现，并且甚至可以利用地对卫星量子密钥分配通信。虽然点对点连接6404适合于形成骨干量子核心网络，但是它们不太适合于提供给多个用户访问量子密钥分配基础设施所需的最后一英里服务。基于光开关或波分复用的可重构光网络可以实现更灵活的网络结构，然而，它们还需要为每个用户安装全量子密钥分配系统，这对于许多应用来说是非常昂贵的。

在量子密钥分配中使用的量子密钥信号仅需要沿着光纤在一个方向上传播，以在发射机和接收机之间建立安全密钥。发送器位于网络节点6406处的单光子量子密钥分配和用户驻地处的接收机因此适合于无源多用户网络方法。然而，这种下游实施具有两个主要缺点。首先，网络中的每个用户需要单个光子检测器，其通常昂贵并且难以操作。另外，不可能确定性地对用户寻址。因此，所有检测器必须以与发射机相同的速度操作，以便不会错过光子，这意味着大多数检测器带宽未被使用。

可以克服与下游实施相关联的大多数系统。最宝贵的资源应由所有用户共享，并应以全部能力操作。可以构建上游量子接入网络，其中发射机被放置在终端用户位置处，并且公共接收机被放置在网络节点处。这样，具有多达64个用户的操作是可行的，这可以通过1x64无源光分路器进行多用户量子密钥分配来完成。

因此，在各种类型的通信网络(更具体地，光纤网络和自由空间光通信网络)内使用上述轨道角动量处理，多层叠加调制和量子密钥分配的各种配置，可以实现系统带宽和容量的多种益处和改进。

受益于本公开的本领域技术人员应当理解，使用轨道角动量以及多层叠加调制进行通信的该系统和方法提供了改进的带宽和数据传输能力。应当理解，本文中的附图和详细描述被认为是说明性的而不是限制性的，并且不旨在限制到所公开的特定形式和示例。相反，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，对本领域普通技术人员明显的任何进一步的修改，改变，重新布置，替换，替代，设计选择和实施例都被包括在内。因此，旨在将所附权利要求解释为包括所有这样的进一步修改，改变，重新布置，替换，替代，设计选择和实施例。

Claims (30)

1.一种通信系统，包括：

发射机，其用于通过光通信链路发射包括多个数据流的光信号，所述发射机进一步包括：

第一信号处理电路，其用于处理所述多个输入数据流中的每一个，以产生针对所述多个输入数据流中的每一个的并行数据流对，所述并行数据流对包括同相流(I)和正交相位流(Q)，并且使用在第一信号宽度和第二信号宽度处的至少三个相互正交函数中的所选择的一个函数来分别调制第一并行数据流对和第二并行数据流对，以产生多个第一数据子层和多个第二数据子层，以及通过以预配置的叠加偏移将所述第二数据子层叠加到所述第一数据子层来生成多个复合数据流；和

第二信号处理电路，其用于将所述多个复合数据流放置在所述光通信链路的波长上，所述多个复合数据流中的每一个具有与其相关联的不同的轨道角动量，以使得在所述波长上能够同时传输所述多个复合数据流中的每一个。

2.根据权利要求1所述的通信系统，其中所述光通信链路进一步包括光纤通信链路。

3.根据权利要求2所述的通信系统，其中所述光纤通信链路包括多模光纤。

4.根据权利要求1所述的通信系统，其中所述光通信链路进一步包括自由空间光学通信链路。

5.根据权利要求1所述的通信系统，其中所述光通信链路进一步包括用于蜂窝、微波回程或卫星的RF通信链路。

6.根据权利要求1所述的通信系统，还包括第三信号处理电路，其用于使用接收机通过光通信使用量子密钥分配来选择用于在所述光通信链路或RF通信链路上进行传输的加密密钥。

7.根据权利要求1所述的通信系统，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个时限和带限函数。

8.根据权利要求1所述的通信系统，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个修正的海曼多项式或拉盖尔函数。

9.根据权利要求1所述的通信系统，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个矩形、圆柱形或球形函数。

10.根据权利要求1所述的通信系统，还包括接收机，其用于在所述光通信链路上接收所述波长上的多个复合数据流，所述接收机进一步包括：

信号分离器，其用于将具有所述不同轨道角动量的所述多个复合数据流中的每一个与所述光通信链路上的所接收的波长分离；

第三信号处理电路，其用于从所述多个复合数据流中的每一个移除所述不同的轨道角动量；

第四信号处理电路，其用于将所述多个复合数据流解调为所述多个输入数据流。

11.一种通信系统，包括：

发射机，其用于通过光通信链路发射包括多个数据流的光信号，所述发射机进一步包括：

第一信号处理电路，其用于处理所述多个输入数据流中的每一个，以产生针对所述多个输入数据流中的每一个的并行数据流对，所述并行数据流对包括同相流(I)和正交相位流(Q)，使用在第一信号宽度和第二信号宽度处的至少三个相互正交函数中的所选择的一个函数来分别调制第一并行数据流对和第二并行数据流对，以产生多个第一数据子层和多个第二数据子层，以及通过以预配置的叠加偏移将所述第二数据子层叠加到所述第一数据子层来生成多个复合数据流；和

第二信号处理电路，其用于将所述多个复合数据流放置在所述光通信链路的波长上，所述多个复合数据流中的每一个具有与其相关联的不同的轨道角动量，以使得在所述波长上能够同时传输所述多个复合数据流中的每一个；

接收机，其用于通过所述光通信链路接收所述光信号，所述接收机进一步包括：

第三信号处理电路，以从所述光通信链路上的波长中提取具有与其相关联的不同轨道角动量的所述多个复合数据流；和

第四信号处理电路，其用于将所述多个复合数据流解调为所述多个输入数据流。

12.根据权利要求11所述的通信系统，其中所述光通信链路进一步包括光纤通信链路。

13.根据权利要求12所述的通信系统，其中所述光纤通信链路包括多模光纤。

14.根据权利要求11所述的通信系统，其中所述光通信链路进一步包括自由空间光学通信链路。

15.根据权利要求11所述的通信系统，还包括第三信号处理电路，其用于使用接收机通过光通信使用量子密钥分配来选择用于在所述光通信链路上进行传输的加密密钥。

16.根据权利要求11所述的通信系统，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个时限和带限函数。

17.根据权利要求11所述的通信系统，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个修正的海曼多项式。

18.一种用于通过光通信链路从发射单元向接收单元传输多个输入流的方法，包括：

接收所述多个输入流；

处理所述多个输入数据流中的每一个，以产生针对所述多个输入数据流中的每一个的并行数据流对，所述并行数据流对包括同相流(I)和正交相位流(Q)；

使用在第一信号宽度和第二信号宽度处的至少三个相互正交函数中所选择的一个函数来分别调制第一并行数据流对和第二并行数据流对，以生成多个第一数据子层和多个第二数据子层；

通过以预配置的叠加偏移将所述第二数据子层叠加到所述第一数据子层来生成多个复合数据流；

将轨道角动量施加到所述多个复合数据流中的每一个；和

将所述多个复合数据流放置在所述光通信链路的波长上，所述多个复合数据流中的每一个具有与其相关联的不同的轨道角动量，以使得在所述波长上能够同时传输所述多个复合数据流中的每一个。

19.根据权利要求18所述的方法，其中所述光通信链路进一步包括光纤通信链路。

20.根据权利要求19所述的方法，其中所述光纤通信链路包括多模光纤。

21.根据权利要求18所述的方法，其中所述光通信链路进一步包括自由空间光学通信链路。

22.根据权利要求18所述的方法，还包括使用接收机通过光通信链路使用量子密钥分配来选择用于在所述光通信链路上进行传输的加密密钥。

23.根据权利要求18所述的方法，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个时限和带限函数。

24.根据权利要求18所述的方法，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个修正的海曼多项式。

25.根据权利要求18所述的方法，还包括：

在所述光通信链路上接收所述波长上的所述多个复合数据流；

将具有所述不同轨道角动量的所述多个复合数据流中的每一个与所述光通信链路上的所接收的波长分离；

从所述多个复合数据流中的每一个移除所述不同的轨道角动量；

将所述多个复合数据流解调为所述多个输入数据流。

26.一种通信系统，包括：

发射机，其用于通过通信链路发射包括多个数据流的信号，所述发射机进一步包括：

第一信号处理电路，其用于处理所述多个输入数据流中的每一个，以产生针对所述多个输入数据流中的每一个的并行数据流对，所述并行数据流对包括同相流(I)和正交相位流(Q)，使用在第一和第二信号宽度处的至少三个相互正交函数中的所选择的一个函数来分别调制第一并行数据流对和第二并行数据流对，以产生多个第一数据子层和多个第二数据子层，以及通过以预配置的叠加偏移将所述第二数据子层叠加到所述第一数据子层来生成多个复合数据流；和

第二信号处理电路，其用于将所述多个复合数据流放置在所述光通信链路的波长上，所述多个复合数据流中的每一个具有与其相关联的不同的轨道角动量，以使得在所述波长上能够同时传输所述多个复合数据流中的每一个。

27.根据权利要求26所述的通信系统，还包括第三信号处理电路，其用于使用接收机通过光通信使用量子密钥分配来选择用于在所述光通信链路上进行传输的加密密钥。

28.根据权利要求26所述的通信系统，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个时限和带限函数。

29.根据权利要求26所述的通信系统，其中，所述至少三个相互正交函数包括多个修正的海曼多项式。

30.根据权利要求26所述的通信系统，还包括接收机，其用于在所述通信链路上接收所述波长或频率中的至少一个上的多个复合数据流，所述接收机进一步包括：

信号分离器，其用于将具有所述不同轨道角动量的所述多个复合数据流中的每一个与所述光通信链路上的所接收的波长分离；

第三信号处理电路，其用于从所述多个复合数据流中的每一个移除所述不同的轨道角动量；

第四信号处理电路，其用于将所述多个复合数据流解调为所述多个输入数据流。