CN106664038A - 单相npc逆变器的中性点电位控制方法 - Google Patents

单相npc逆变器的中性点电位控制方法 Download PDF

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Abstract

通过在三角波载波信号相互交叉的定时按每1/2周期划分三角波载波信号来形成多个载波模式，这些载波模式是载波模式A和载波模式B。基于上臂直流电压检测值Ea、下臂直流电压检测值Eb和输出电流检测值Iout，从载波模式A和载波模式B中选择中性点电位得以平衡的载波模式。通过执行将所选择的载波模式与输出电压指令Vref进行比较的PWM操作，生成用于各开关的通/断信号。利用这些操作，在单相NPC逆变器中，在不改变切换定时的情况下控制直流电压的中性点电位。

Description

单相NPC逆变器的中性点电位控制方法
技术领域
本发明涉及创建用于控制三电平单相逆变器中的中性点电位的切换模式的方法。
背景技术
图11是示出单相NPC逆变器的结构的例子的电路图。单相NPC逆变器包括：多个电容器，串联连接在直流电压源的两个端子之间，将两个端子之间的直流电压分成两半，该分压点是中性点；逆变器电路，具有多个开关并将直流电压转换为交流电压；以及切换信号生成电路，控制逆变器电路的开关的接通和断开。
单相NPC逆变器能够在每个臂输出三个电平的电压。作为用于控制每个臂输出电压的代表性调制法，已知单极调制法。在单极调制法中，如图12中所示，提供了用于控制正电压的上三角波载波信号Caryp和用于控制负电压的下三角波载波信号Caryn。通过将三角波载波信号Caryp和Caryn与输出电压指令Vref进行比较，并且通过此量值关系，生成用于开关(图11中的S1u至S4u以及S1v至S4v)的选通信号。然后，通过控制开关S1u至S4u以及S1v至S4v的通/断(ON/OFF)，能够输出三个电平的电压。在图11中，IGBT被用作开关S1u至S4u以及S1v至S4v，但可以用自消弧切换设备来代替。
作为与单相NPC逆变器相关的技术，在专利文献1中公开。
然而，要求NPC逆变器控制图11所示的中性点NP的电位。这是因为，如果不执行中性点电位控制，则上臂的直流电压Ea与下臂的直流电压Eb不相等或不平衡并且因此输出电压Vout的失真增加。
在单相NPC逆变器的情况下，已经提出了如专利文献1中所公开的方法，其中在三角波载波信号Caryp和Caryn与输出电压指令Vref进行一次比较之后，根据中性点电位来操作开关的通/断信号。然而，这种方法具有以下问题(1)至(4)。
(1)操作复杂，并且需要具有快速计算处理性能的控制设备。结果是，控制设备的成本增加。
(2)由于在确定输出电压指令Vref之后操作开关信号，所以这种操作干扰如死区时间补偿等控制开关定时的功能，并且因此控制操作容易变得不稳定。
(3)在逆变器相互并联连接的情况下，逆变器之间的切换定时相互不同步。由于逆变器之间的切换定时失去同步，容易在并联连接的逆变器的输出端子之间流过横流电流(cross current)。
(4)例如，在如专利文献2中公开的串联单元多路复用逆变器以及如图10中所示的逆变器那样的逆变器相互串联连接的情况下，不可能执行控制使得切换定时相互不重叠。
以下对问题(4)进行说明。例如，在NPC逆变器被应用于如图10中所示的串联单元多路复用型逆变器的单相逆变器单元的情况下，为了抑制串联单元多路复用型逆变器的输出端子之间(例如，U端子与V端子之间)的浪涌电压，控制相互串联连接的单相逆变器单元的切换定时以使相互不重叠。专利文献2公开了这种技术。
然而，如果为了控制NPC逆变器的中性点电位而改变在整个系统中被确定为相互不重叠的切换定时，则发生切换定时相互重叠的组合，并且这导致输出浪涌电压的增加。如果输出浪涌电压增加，则会导致如逆变器负载的绝缘恶化等不良影响。
另外，在需要控制图10中所示那样的多个NPC逆变器的系统中，存在主要执行控制的计算处理设备和控制切换的计算处理设备互不相同的情况。当NPC逆变器的中性点电位控制变得复杂时，这些计算处理设备之间的通信数据量增加，并且这要求高速且昂贵的通信模块。
专利文献
[专利文献1]日本未审专利公开No.JPH06-261551
[专利文献2]日本未审专利公开No.JP2006-109688
发明内容
如上所述，挑战或任务是在单相NPC逆变器中不改变切换定时的情况下控制直流电压的中性点电位。
本发明是鉴于上述技术问题而做出的。根据本发明的一个方面，提供了一种单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，所述单相NPC逆变器包括：多个电容器，串联连接于直流电压源的两个端子之间，将两个端子之间的直流电压分成两半，其中分压点是中性点；逆变器电路，具有多个开关并将直流电压转换为交流电压；以及切换信号生成电路，控制逆变器电路的开关的通/断，该方法包括：在所述切换信号生成电路中，提供多个载波模式，所述多个载波模式是通过在三角波载波信号相互交叉的定时按每1/2周期划分三角波载波信号而形成的；基于上臂直流电压检测值、下臂直流电压检测值和输出电流检测值，从这多个载波模式中选择中性点电位得以平衡的载波模式；以及通过执行将所选择的载波模式与输出电压指令进行比较的PWM操作来生成用于各开关的通/断信号。
所述多个载波模式是载波模式A和载波模式B，所述载波模式A是如下模式：其中U相上臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5，V相上臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中从1减小到0.5，U相下臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0减小到－0.5，并且载波模式B是如下模式：其中U相上臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中从1减小到0.5，V相上臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5，U相下臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0减小到－0.5，并且V相下臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中从－1增加到－0.5。
所述多个载波模式是载波模式C和载波模式D，所述载波模式C是如下模式：其中U相上臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5，V相上臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中从1减小到0.5，U相下臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0减小到－0.5，并且V相下臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且载波模式D是如下模式：其中U相上臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中从1减小到0.5，V相上臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5，U相下臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波载波信号在1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0减小到－0.5。
根据本发明的另一方面，提供了一种单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，所述单相NPC逆变器包括：多个电容器，串联连接于直流电压源的两个端子之间，将两个端子之间的直流电压分成两半，其中分压点是中性点；逆变器电路，具有多个开关并将直流电压转换为交流电压；以及切换信号生成电路，控制逆变器电路的开关的通/断，该方法包括：在切换信号生成电路中，通过比较输出电压指令与三角波载波信号的PWM操作来确定载波交叉定时信息和转移后区域信息；以及利用载波交叉定时信息、转移后区域信息、上臂直流电压检测值、下臂直流电压检测值和输出电流检测值来生成中性点电位得以平衡的用于各开关的通/断信号。
根据本发明的又一方面，提供了一种包括多个单相逆变器单元的串联单元多路复用逆变器的中性点电位控制方法，其中单相逆变器单元包括单相NPC逆变器并且具有与中央控制处理设备通信的功能，该方法包括：通过利用根据权利要求1至4中任意一项所述的控制方法来控制各单相NPC逆变器的中性点电位。
根据本发明，能够在单相NPC逆变器中在不改变切换定时的情况下控制直流电压的中性点电位。
附图说明
图1是示出三角波载波信号和输出电压指令的时序图。
图2是示出三角波载波信号以及充电和放电区域的图。
图3是用于说明载波模式和充电-放电控制的图。
图4是示出根据实施例1的NPC逆变器的切换信号生成电路的框图。
图5是示出实施例1中的载波模式的图。
图6是示出根据实施例2的NPC逆变器的切换信号生成电路的框图。
图7是示出实施例2的载波模式的图。
图8是示出根据实施例3的NPC逆变器的切换信号生成电路的框图。
图9是示出根据实施例4的NPC逆变器的切换信号生成电路的框图。
图10是示出串联单元多路复用型逆变器的单相逆变器单元的框图。
图11是示出单相NPC逆变器的例子的电路图。
图12是示出单极调制法中的各波形的时序图。
具体实施方式
[原理说明]
图1是示出单相NPC逆变器中的PWM载波的比较的时序图。标记Cary Up(粗线)表示U相的上臂三角波载波信号。标记Cary Un(细线)表示U相的下臂三角波载波信号。标记CaryVp(虚线)表示V相的上臂三角波载波信号。标记Cary Vn(点划线)表示V相的下臂三角波载波信号。标记Vref(正弦波形)表示输出电压指令。标记Vout(脉动波形)表示输出电压。
在此，U相上臂三角波载波信号Cary Up与V相上臂三角波载波信号Cary Vp的相位差是180°，U相下臂三角波载波信号Cary Un与V相下臂三角波载波信号Cary Vn的相位差是180°，并且使用一个输出电压指令Vref。此时的输出电压Vout的波形在相位方面示出三个电平，并且在线电压方面示出五个电平。
表1示出了输出电压Vout、各相的切换状态和基于输出电流的直流电压Ea和直流电压Eb的充电/放电状态。在此，直流电压Ea和直流电压Eb对应于图11中所示的电压。输出电流Iout从U相流出的方向被设定为正方向。如果电流方向变为相反方向，则充电/放电特性反转。
[表格1]
图2示出了在由三角波载波信号Cary Up、Cary Un和Cary Vp、Cary Vn形成的区域中存在输出电压指令Vref的情况下的直流电压Ea和直流电压Eb的充电/放电特性。区域的名称对应于表1中所示的那些。在此应注意的是，由三角波载波信号Cary Up、Cary Un和Cary Vp、Cary Vn限定的区域中的充电/放电特性由电流的方向唯一地或意义明确地确定。
在此，如图3中所示，关注于按每1/2周期被划分的三角波载波信号的范围。通过利用以下事实，能够切换相应范围内的载波波形：在各个控制时段的两端，U相上臂三角波载波信号Cary Up和V相上臂三角波载波信号Cary Vp相互交叉或者U相下臂三角波载波信号Cary Un和V相下臂三角波载波信号Cary Vn相互交叉。
因此，通过根据直流电压Ea和直流电压Eb的状态以及电流方向在作为按每1/2周期来划分的模式(以下称为载波模式)的载波波形之间进行切换，能够控制上臂直流电压Ea和下臂直流电压Eb之间的平衡。
例如，在图4中，当在电压指令为正(使用上三角波载波信号Cary Up和Cary Vp)的状态下直流电压Ea高于直流电压Eb的情况下，需要使直流电压Ea放电或对直流电压Eb充电。因此，通过采用许多模式A(用于使Ea放电)，能够增加直流电压Ea被放电的比率，由此将直流电压Ea和直流电压Eb控制到平衡的方向。
在此，总结本发明的优点。
(1)通过选择载波模式，能够执行中性点电位的平衡控制。
(2)基本电压切换模式不改变(切换定时不改变)。
因此，在“技术领域”中被描述为技术问题的对控制切换定时的功能的干扰、在逆变器相互并联连接的情况下的定时偏差以及在逆变器相互串联连接的情况下的切换定时的重叠在应用本控制之前和之后完全不改变。因此，能够容易地将本发明应用于现有技术的控制。
在以下的说明中，将参照图4至10说明根据本发明的单相NPC逆变器的中性点电位的控制方法的实施例1至4。
[实施例1]
在实施例1中，在单相NPC逆变器中，从如图3所示的现有技术的三角波载波信号中提取或选择两种类型的载波模式，并且基于中性点电位的平衡状态、输出电流的方向和输出电压指令Vref的范围来选择要使用的载波模式。执行将该选择的载波模式与输出电压指令Vref进行比较的PWM操作(或PWM处理)，然后生成开关信号。
图4是示出根据实施例1的单相NPC逆变器的切换信号生成电路的框图。如图4中所示，减法器1从直流电压Ea减去直流电压Eb，并将差值Ea－Eb输出到切换模式选择处理部2。切换模式选择处理部2基于直流电压之差Ea－Eb、输出电压指令Vref和输出电流检测值来选择载波模式A和载波模式B之一，并执行开关3的切换操作。
开关3通过来自切换模式选择处理部2的切换信号将载波模式A和载波模式B之一的三角波载波信号输出到PWM处理部4。PWM处理部4将从开关3输出的三角波载波信号与输出电压指令Vref进行比较，并生成开关信号S1u、S2u、S3u、S4u、S1v、S2v、S3v和S4v。
表2示出了根据输出电压指令Vref的正负、直流电压之差Ea－Eb以及电流的正负的载波模式。如表2中所示，能够基于输出电压指令Vref的正负、直流电压之差Ea－Eb的正负以及电流的正负来选择载波模式A或载波模式B，由此控制直流电压Ea和Eb的充放电。
[表2]
在载波模式A中，U相上臂三角波载波信号Cary Up在1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5。V相上臂三角波载波信号Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中从0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中从1减小到0.5。U相下臂三角波载波信号Cary Un在1/2周期的前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中从－1增加到－0.5。V相下臂三角波载波信号Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0减小到－0.5。
在载波模式B中，U相上臂三角波载波信号Cary Up在1/2周期的前1/4周期中从0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中从1减小到0.5。V相上臂三角波载波信号Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5。U相下臂三角波载波信号Cary Un在1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0减小到－0.5。V相下臂三角波载波信号Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中从－1增加到－0.5。
以这种方式，能够在不改变输出电压的切换定时的情况下控制中性点电位。
根据实施例1的NPC单相逆变器的中性点电位控制方法，能够在不改变切换定时的情况下以简单的方法控制NPC逆变器中的中性点电位。这导致控制设备的低成本和尺寸减小。另外，能够在不需要由外部设备进行的中性点平衡控制的情况下仅通过单相NPC逆变器来进行中性点电位控制。
此外，在单相NPC逆变器相互并联连接的情况下，能够容易地使并联连接的逆变器之间的切换定时同步。这使得并联连接的逆变器的输出端子之间的横流电流减小。
在NPC逆变器相互串联连接的情况下，能够容易地避免串联连接的逆变器之间的切换定时的重叠。这使得串联单元多路复用逆变器的输出浪涌电压降低。
[实施例2]
当考虑三角波载波信号的所有载波模式时，给出图5中所示的四种模式。在此，当分别用模式C和模式D来替换表2中的模式A和模式B时，获得表3。
[表3]
在载波模式C中，U相上臂三角波载波信号Cary Up在1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5。V相上臂三角波载波信号Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中从0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中从1减小到0.5。U相下臂三角波载波信号Cary Un在1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0减小到－0.5。V相下臂三角波载波信号Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中从－1增加到－0.5。
在载波模式D中，U相上臂三角波载波信号Cary Up在1/2周期的前1/4周期中从0.5增加到1并且在1/2周期的后1/4周期中从1减小到0.5。V相上臂三角波载波信号Cary Vp在1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5。U相下臂三角波载波信号Cary Un在1/2周期的前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在1/2周期的后1/4周期中从－1增加到－0.5。V相下臂三角波载波信号Cary Vn在1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在1/2周期的后1/4周期中从0减小到－0.5。
在实施例2中，通过在单相NPC逆变器中使用图5中所示的载波模式C和D，基于中性点电位的平衡状态和输出电流Iout的方向来选择要使用的三角波载波信号的载波模式。执行将这个选择的三角波载波信号的载波模式与输出电压指令Vref进行比较的PWM操作，然后生成开关信号S1u、S2u、S3u、S4u、S1v、S2v、S3v和S4v。
图6示出了根据实施例2的单相NPC逆变器的切换信号生成电路。通过用载波模式C和载波模式D来代替实施例1中的载波模式A和载波模式B，获得实施例2中的单相NPC逆变器的切换信号。在实施例2中，不需要将输出电压指令Vref输入到切换模式选择处理部2。其它结构与图4中的相同。
因此，由于载波模式在输出电压指令Vref的正与负之间是相同的，所以不需要基于输出电压指令Vref来切换载波模式。这是相对于使用模式A和模式B的实施例1的优点。
以这种方式，能够在不改变输出电压Vout的切换定时的情况下控制中性点电位。
根据实施例2中的电力转换设备，获得与实施例1相同的效果。另外，通过使用载波模式C和D，能够采用不取决于输出电压指令Vref的模式配置，因此与实施例1相比，可以简化控制单元的结构。
[实施例3]
实施例1和2示出了在执行比较输出电压指令Vref与三角波载波信号的PWM操作之前选择模式的情况。然而，存在根据系统配置而期望在执行PWM操作之后切换充电/放电特性的情况。实施例3是实现这种方法的实施例。
图8是示出根据实施例3的单相NPC逆变器的切换信号生成电路的框图。在实施例3中，如图8中所示，首先，PWM处理部4将载波模式与输出电压指令Vref进行比较，并且生成指示区域转移发生的定时的定时信息(指示正常三角波载波信号和输出电压指令的交叉定时：载波交叉定时)以及转移后的区域信息(如+2E、+E、0、-E和-2E这五种类型)(转移后区域信息)。
[表4]
随后，切换模式选择处理部2通过使用指示区域转移的定时的定时信息(载波交叉定时信息)、转移后的区域信息、输出电流检测值Iout和从减法器1输出的上臂直流电压Ea与下臂直流电压Eb之差Ea－Eb，基于表4中所示的切换模式来生成开关信号S1u至S4u以及S1v至S4v。
根据实施例3中的单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，能够以与实施例1和实施例2相同的方式控制中性点电位。
另外，实施例3适于输出电流Iout的检测传感器、上臂直流电压Ea的检测传感器和下臂直流电压Eb的检测传感器在位置上远离PWM处理部4并且在位置上靠近切换模式选择处理部2的设备。这是因为每个传感器与切换模式选择处理部2之间的布线距离短，并且因此该设备易于制造并且提高了抗噪性。
[实施例4]
在如专利文献2中所示的串联单元多路复用型逆变器那样多个单相逆变器单元相互串联连接的情况下，如图9中所示，需要向中央控制处理设备5和各单相逆变器单元6的控制处理设备指派或分配角色或功能。例如，在中央控制处理设备5执行PWM操作和输出电流Iout的检测并且各单相逆变器单元6执行直流电压Ea和Eb的检测的情况下，根据单相逆变器单元6的直流电压Ea和Eb的检测值被周期性地发送到中央控制处理设备。这导致通信量的增加，并且造成系统通信的故障。
因此，当在不返回这种信息的情况下来构造系统时，构造如图9中所示的系统。通过应用实施例3，通过在中央控制处理设备5中设置发送处理部7并在单相逆变器单元6中设置接收处理部8来构造该系统。
图10示出了图9的系统被应用于串联单元多路复用逆变器的结构。
图10中的单相逆变器单元6由将三相交流电压转换为直流电压的二极管整流器9、图1中所示的单相NPC逆变器10和设置于单相NPC逆变器的切换信号生成电路11构成。在此，二极管整流器9可以用使用自灭弧切换设备的PWM转换器来代替。
在图9和10中所示的结构中，由于单相逆变器单元6检测上臂直流电压Ea和下臂直流电压Eb，所以在中央控制处理设备5和单相逆变器单元6之间不发送和接收该检测信息。因此，减少了通信量。因此，不需要使用高速且昂贵的通信模块，由此降低了成本。
串联单元多路复用逆变器不限于图9中所示的控制结构。可以将实施例1和2中的控制结构应用于串联单元多路复用逆变器的单相逆变器单元。在这种情况下，在图4和6中，中央控制处理设备向各单相逆变器单元发送输出电压指令和输出电流的检测值，并且其它元件(如切换模式选择处理部2)被设置于单相逆变器单元。
虽然仅详细说明了本发明的上述实施例，然而对于本领域技术人员来说显而易见的是，在属于本发明的技术范围内的修改和等同物是可能的。并且，当然，这些修改和等同物属于权利要求的范围。
图10示出了单相逆变器单元的数量对于每一相为六并且相数为三的结构的例子。当然，实施例4的发明可以应用于具有任何其它数量的单相逆变器单元和任何其它数量的相的串联单元多路复用型逆变器。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，所述单相NPC逆变器包括：多个电容器，串联连接于直流电压源的两个端子之间，将所述两个端子之间的直流电压分成两半，其中，分压点是中性点；逆变器电路，具有多个开关并将所述直流电压转换为交流电压；以及切换信号生成电路，控制所述逆变器电路的所述开关的通/断，该方法包括：
在所述切换信号生成电路中，
提供多个载波模式，所述多个载波模式是通过在三角波载波信号相互交叉的定时按每1/2周期划分所述三角波载波信号而形成的；
基于上臂直流电压检测值、下臂直流电压检测值和输出电流检测值，从所述多个载波模式中选择中性点电位得以平衡的载波模式；以及
通过执行将所选择的载波模式与输出电压指令进行比较的PWM操作，生成用于各开关的通/断信号。
2.根据权利要求1所述的单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，其中，
所述多个载波模式是载波模式A和载波模式B，
所述载波模式A是如下模式：其中，U相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在所述1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5，V相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从1减小到0.5，U相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0减小到－0.5，并且
所述载波模式B是如下模式：其中，所述U相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从1减小到0.5，所述V相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5减小到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0增加到0.5，所述U相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5增加到0并且在所述1/2周期的后所述1/4周期中从0减小到－0.5，并且所述V相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从－1增加到－0.5。
3.根据权利要求1所述的单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，其中，
所述多个载波模式是载波模式C和载波模式D，
所述载波模式C是如下模式：其中，U相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在所述1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5，V相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从1减小到0.5，U相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0减小到－0.5，并且V相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且
所述载波模式D是如下模式：其中，所述U相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从1减小到0.5，所述V相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5减小到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0增加到0.5，所述U相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且所述V相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0减小到－0.5。
4.一种单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，所述单相NPC逆变器包括：多个电容器，串联连接于直流电压源的两个端子之间，将所述两个端子之间的直流电压分成两半，其中分压点是中性点；逆变器电路，具有多个开关并将直流电压转换为交流电压；以及切换信号生成电路，控制所述逆变器电路的所述开关的通/断，所述方法包括：
在所述切换信号生成电路中，
通过比较输出电压指令与载波模式的PWM操作，确定载波交叉定时信息和转移后区域信息，其中所述载波模式是通过在三角波载波信号相互交叉的定时按每1/2周期划分三角波载波信号而形成的；以及
利用载波交叉定时信息、转移后区域信息、上臂直流电压检测值、下臂直流电压检测值和输出电流检测值，生成中性点电位得以平衡的用于各开关的通/断信号。
5.一种包括多个单相逆变器单元的串联单元多路复用逆变器的中性点电位控制方法，所述单相逆变器单元包括单相NPC逆变器并且具有与中央控制处理设备通信的功能，所述方法包括：
通过利用根据权利要求1至4中任意一项所述的控制方法来控制各单相NPC逆变器的中性点电位。
6.一种使用根据权利要求1至4中任意一项所述的中性点电位控制方法的单相NPC逆变器。
7.一种串联单元多路复用逆变器，包括：
单相逆变器单元，包括使用根据权利要求5所述的中性点电位控制方法的单相NPC逆变器。

Claims (7)

1.一种单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，所述单相NPC逆变器包括：多个电容器，串联连接于直流电压源的两个端子之间，将所述两个端子之间的直流电压分成两半，其中，分压点是中性点；逆变器电路，具有多个开关并将所述直流电压转换为交流电压；以及切换信号生成电路，控制所述逆变器电路的所述开关的通/断，所述方法包括：
在所述切换信号生成电路中，
提供多个载波模式，所述多个载波模式是通过在三角波载波信号相互交叉的定时按每1/2周期划分所述三角波载波信号而形成的；
基于上臂直流电压检测值、下臂直流电压检测值和输出电流检测值，从所述多个载波模式中选择中性点电位得以平衡的载波模式；以及
通过执行将所选择的载波模式与输出电压指令进行比较的PWM操作，生成用于各开关的通/断信号。
2.根据权利要求1所述的单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，其中，
所述多个载波模式是载波模式A和载波模式B，
所述载波模式A是如下模式：其中，U相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在所述1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5，V相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从1减小到0.5，U相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且V相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0减小到－0.5，并且
所述载波模式B是如下模式：其中，所述U相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从1减小到0.5，所述V相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5减小到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0增加到0.5，所述U相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0减小到－0.5，并且所述V相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从－1增加到－0.5。
3.根据权利要求1所述的单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，其中，
所述多个载波模式是载波模式C和载波模式D，
所述载波模式C是如下模式：其中，U相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的前1/4周期中从0.5减小到0并且在所述1/2周期的后1/4周期中从0增加到0.5，V相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从1减小到0.5，U相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的前1/4周期中从－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0减小到－0.5，并且V相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且
所述载波模式D是如下模式：其中，所述U相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5增加到1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从1减小到0.5，所述V相上臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从0.5减小到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0增加到0.5，所述U相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5减小到－1并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从－1增加到－0.5，并且所述V相下臂三角波载波信号在所述1/2周期的所述前1/4周期中从－0.5增加到0并且在所述1/2周期的所述后1/4周期中从0减小到－0.5。
4.一种单相NPC逆变器的中性点电位控制方法，所述单相NPC逆变器包括：多个电容器，串联连接于直流电压源的两个端子之间，将所述两个端子之间的直流电压分成两半，其中分压点是中性点；逆变器电路，具有多个开关并将直流电压转换为交流电压；以及切换信号生成电路，控制所述逆变器电路的所述开关的通/断，所述方法包括：
在所述切换信号生成电路中，
通过比较输出电压指令与三角波载波信号的PWM操作，确定载波交叉定时信息和转移后区域信息；以及
利用载波交叉定时信息、转移后区域信息、上臂直流电压检测值、下臂直流电压检测值和输出电流检测值，生成中性点电位得以平衡的用于各开关的通/断信号。
5.一种包括多个单相逆变器单元的串联单元多路复用逆变器的中性点电位控制方法，所述单相逆变器单元包括单相NPC逆变器并且具有与中央控制处理设备通信的功能，所述方法包括：
通过利用根据权利要求1至4中任意一项所述的控制方法来控制各单相NPC逆变器的中性点电位。
6.一种使用根据权利要求1至4中任意一项所述的中性点电位控制方法的单相NPC逆变器。
7.一种串联单元多路复用逆变器，包括：
单相逆变器单元，包括使用根据权利要求5所述的中性点电位控制方法的单相NPC逆变器。
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