CN106571828B - 一种连续时间Sigma-Delta调制器 - Google Patents
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Abstract
本发明属于模数转换技术领域，提供一种连续时间Sigma‑Delta调制器；在本发明中，连续时间Sigma‑Delta调制器包括采样电路，采样电路包括积分模块与控制模块，控制模块包括开关单元、负反馈单元与比较单元。开关单元根据比较单元输出的频率控制信号进行相应的通断操作，并在导通时向负反馈单元充电，以使负反馈单元的输出端输出电压至比较单元，比较单元将电压与参考正电压进行比较，并根据比较结果输出相应的频率控制信号和充电控制信号，积分模块根据频率控制信号调整自身的工作频率以对采样电路的采样系数进行调节，无需在Sigma‑Delta调制器制造出来后进行多次测试校正，以新增元器件或者采用成本较高的元器件替代原电阻与电容，本发明的Sigma‑Delta调制器校正成本低且效率高。
Description
技术领域
本发明属于模数转换技术领域，尤其涉及一种连续时间Sigma-Delta调制器。
背景技术
Sigma-Delta调制器是一种基于过采样与噪声整形技术的转换器，近些年来，在较高信号带宽与中高转换精度领域，连续时间Sigma-Delta调制器得到了日趋广泛的应用。连续时间Sigma-Delta调制器的采样效果通常参照采样电路的采样系数，采样系数的实际值越接近理论值，则连续时间Sigma-Delta调制器的采样效果越好。但是，由于采样电路的采样系数与电阻电容的乘积有关，而由于制作工艺的影响，电容、电阻的实际值与理论值存在较大偏差，因此，Sigma-Delta调制器采样系数的实际值与理论值存在较大偏差，这种偏差严重影响Sigma-Delta调制器的转换精度。
目前，现有技术通常采用以下两种方法来降低Sigma-Delta调制器采样系数的误差。其中，方法一是用阵列的方式校准电阻或电容，其主要在采样电路中设置多个不同大小的电容与电阻，当Sigma-Delta调制器制造出来后，可通过多次测试选择合适的电阻和电容，以此降低Sigma-Delta调制器的采样系数的误差；方法二是利用成本较高的晶体管代替采样电路中的电阻，在Sigma-Delta调制器制造出来后通过测试调节晶体管的控制电压以便得到合适的电阻值，进而降低Sigma-Delta调制器的采样系数的误差。然而，虽然上述两种方法均能够降低Sigma-Delta调制器的采样系数的误差，但由于上述两种方法需要新增元器件或者采用成本较高的元器件，故，现有的Sigma-Delta调制器的采样系数误差在实现降低时会导致Sigma-Delta调制器的校正成本增加，此外，上述两种方法均需要在Sigma-Delta调制器制造出来后对其进行多次测试校正以降低采样系数的误差，校正效率低下；因此，现有的Sigma-Delta调制器存在校正成本高、校正效率低的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种连续时间Sigma-Delta调制器，旨在解决现有的Sigma-Delta调制器存在校正成本高、校正效率低的问题。
本发明是这样实现的，一种连续时间降低Sigma-Delta调制器，包括采样电路，所述采样电路的输入端为所述连续时间Sigma-Delta调制器的输入端，所述采样电路包括积分模块与控制模块，所述控制模块包括开关单元、负反馈单元以及比较单元；
所述积分模块的输入端是所述采样电路的输入端，所述积分模块的输入端接收外部输入的模拟信号，所述积分模块的输出端是所述采样电路的输出端，所述积分模块可将所述模拟信号转换为时间上离散的模拟信号，所述开关单元的输入端接收参考负电压，所述开关单元的控制端与所述积分模块的控制端连接，所述开关单元的输出端与所述负反馈单元的第一输入端连接，所述负反馈单元的第二输入端接地，所述负反馈单元的输出端与所述比较单元的第一输入端连接，所述比较单元的第二输入端接收参考正电压，所述比较单元的第一输出端与所述积分模块的控制端以及所述开关单元的控制端连接，所述比较单元的第二输出端与所述负反馈单元的控制端连接；
所述开关单元根据所述比较单元输出的频率控制信号进行相应的通断操作，并在导通时向所述负反馈单元充电，以使所述负反馈单元的输出端输出电压至所述比较单元；所述比较单元将所述电压与所述参考正电压进行比较，并根据比较结果输出相应的频率控制信号和充电控制信号；所述积分模块根据所述频率控制信号调整自身的工作频率以对所述采样电路的采样系数进行调节；所述负反馈单元根据所述充电控制信号调整输出电压。
在本发明中，连续时间Sigma-Delta调制器包括采样电路，采样电路包括积分模块与控制模块，控制模块包括开关单元、负反馈单元与比较单元。其中，开关单元根据比较单元输出的频率控制信号进行相应的通断操作，并在导通时向负反馈单元充电，以使负反馈单元的输出端输出电压至比较单元，比较单元将电压与参考正电压进行比较，并根据比较结果输出相应的频率控制信号和充电控制信号，积分模块根据频率控制信号调整自身的工作频率以对采样电路的采样系数进行调节，使得Sigma-Delta调制器的采样系数的误差减小，无需在Sigma-Delta调制器制造出来后进行多次测试校正，以利用新增元器件或者采用成本较高的元器件替代原电阻与电容，降低了Sigma-Delta调制器的校正成本，并提高了Sigma-Delta调制器的校正效率，因此，本发明的Sigma-Delta调制器解决了现有的Sigma-Delta调制器存在校正成本高、校正效率低的问题。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的模块结构图；
图2是图1所示的连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的电路结构图；
图3是图1所示的连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的另一电路结构图；
图4是本发明实施例提供的一种连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的另一模块结构图；
图5是图4所示的连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的电路结构图；
图6是本发明实施例提供的一种连续时间Sigma-Delta调制器的模块结构图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
以下结合具体附图对本发明的实现进行详细的描述：
图1示出了本发明实施例提供的连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的模块结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：
连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路100包括积分模块10与控制模块20，控制模块20包括开关单元201、负反馈单元202与比较单元203。其中，积分模块10的输入端是采样电路100的输入端，积分模块10的输入端接收外部输入的模拟信号Vi，积分模块10的输出端是采样电路100的输出端，积分模块10可将模拟信号转换为时间上离散的模拟信号Vo。开关单元201的输入端接收参考负电压-Vref，开关单201元的控制端与积分模块10的控制端连接，开关单元201的输出端与负反馈单元202的第一输入端连接。负反馈单元202的第二输入端接地，负反馈单元202的输出端与比较单元203的第一输入端连接。比较单元203的第二输入端接收参考正电压+Vref，比较单元203的第一输出端与积分模块10的控制端以及开关单元201的控制端连接，比较单元203的第二输出端与负反馈单元203的控制端连接。
进一步地，开关单元201根据比较单元203输出的频率控制信号进行相应的通断操作，并在导通时向负反馈单元202充电，以使负反馈单元202的输出端输出电压至比较单元203。比较单元203将电压与参考正电压+Vref进行比较，并根据比较结果输出相应的频率控制信号和充电控制信号。积分模块10根据频率控制信号调整自身的工作频率以对采样电路100的采样系数进行调节。负反馈单元202根据充电控制信号调整输出电压。
作为本发明一实施例，如图2所示，积分模块10包括第一电阻R、第一可控开关器件S1、第一电容C以及第一运算放大器P1。其中，第一电阻R的第一端为积分模块10的输入端，第一电阻R的第二端与第一可控开关器件S1的输入端连接，第一可控开关器件S1的控制端为积分模块10的控制端，第一可控开关器件S1的输出端与第一运算放大器P1的反相输入端以及第一电容C的第一端连接，第一电容C的第二端与第一运算放大器P1的输出端连接，第一运算放大器P1的输出端为积分模块10的输出端，第一运算放大器P1的正相输入端接地。
作为本发明一实施例，开关单元201包括第二电阻Rt与第二可控开关器件S2。其中，第二电阻Rt的第一端为开关单元201的输入端，第二电阻Rt的第二端与第二可控开关器件S2的输入端连接，第二可控开关器件S2的输出端为开关单元201的输出端，第二可控开关器件S2的控制端为开关单元201的控制端。
作为本发明一实施例，负反馈单元202包括第二电容Ct、第三可控开关器件S3以及第二运算放大器P2。第二电容Ct的第一端以及第三可控开关器件S3的输入端均与第二运算放大器P2的负相输入端连接，第二电容Ct的第二端以及第三可控开关器件S3的输出端均与第二运算放大器P2的输出端连接，第二运算放大器P2的负相输入端为负反馈单元202的第一输入端，第二运算放大器P2的正相输入端为负反馈单元202的第二输入端，第二运算放大器P2的输出端为负反馈单元202的输出端，第三可控开关器件S3的控制端为负反馈单元202的控制端。
作为本发明一实施例，比较单元203包括比较器P3，比较器P3的反相输入端为比较单元203的第一输入端，比较器P3的正相输入端为比较单元203的第二输入端，比较器P3的第一输出端为比较单元203的第一输出端，比较器P3的第二输出端为比较单元203的第二输出端。
作为本发明一实施例，如图2所示，第一可控开关器件S1、第二可控开关器件S2以及第三可控开关器件S3均为闭合触点开关。
作为本发明一实施例，如图3所示，第一可控开关器件S1、第二可控开关器件S2以及第三可控开关器件S3均为NMOS管。其中，第一可控开关器件S1的控制端、第二可控开关器件S2的控制端以及第三可控开关器件S3的控制端均为NMOS管的栅极，第一可控开关器件S1的输入端、第二可控开关器件S2的输入端以及第三可控开关器件S3的输入端均为NMOS管的漏极，第一可控开关器件S1的输出端、第二可控开关器件S2的输出端以及第三可控开关器件S3的输出端均为NMOS管的源极。
下面以图2为示例对本发明实施例的连续时间Sigma-Delta调制器的工作原理进行具体说明，详述如下：
首先，开关单元201的第二可控开关器件S2断开，负反馈电单元202的第三可控开关器件S3闭合，此时，负反馈单元202中的第二运算放大器P2的负相输入端无电压输入，并且其正相输入端接地，因此，负反馈单元202的输出端电压为零，此时，第二运算放大器P2的三个端相当于接地，以此清除第二电容Ct的电荷，并且此时比较单元203的比较器P3的正相输入端电压+Vref大于反相输入端电压，因此，比较器P3的第一输出端输出高电平的频率控制信号至第二可控开关器件S2的控制端与积分模块10的第一可控开关器件S1的控制端，比较器P3的第二输出端输出低电平的充电控制信号至第三可控开关器件S3的控制端。
积分模块10的第一可控开关器件S1的控制端接收该高电平频率控制信号后使得第一可控开关器件S1闭合，积分模块10将输入的模拟信号Vi转换为时间上离散的模板信号Vo。开关单元202的第二可控开关器件S2的控制端接收到该高电平的频率控制信号后使得第二可控开关器件S2闭合，开关单元201的输入端接收外部输入的参考负电压-Vref，并通过第二电阻Rt向负反馈单元202中的第二电容Ct充电，第三可控开关器件S3的控制端接收该低电平的充电控制信号后使得第三可控开关器件S3断开，此时，负反馈单元202的输出端输出充电电压Va至比较器P3的负相输入端。
当充电电压Va大于比较器P3的参考正电压+Vref，即比较器P3的负相输入端电压大于正相输入端电压时，比较器P3的第一输出端输出低电平的频率控制信号至积分模块10的第一可控开关器件S1的控制端与开关单元201的第二可控开关器件S2的控制端，积分模块10的第一可控开关器件S1根据该低电平频率控制信号断开，积分模块10停止工作；开关单元201的第二可控开关器件S2根据该低电平频率控制信号断开，开关单元201停止工作。此外，比较器P3的第二输出端输出高电平的充电控制信号至负反馈单元202，负反馈单元202的第三可控开关器件S3根据该高电平充电控制信号闭合，以使负反馈单元202的第二电容Ct进行放电。
当负反馈单元202的输出端电压小于比较器P3的正相输入端电压时，比较器P3的第二输出端输出低电平的充电控制信号至负反馈单元202的第三可控开关器件S3，第三可控开关器件S3根据该低电平的充电控制信号断开，第二电容Ct停止放电；此外，比较器P3的第一输出端输出高电平频率控制信号至积分模块10与开关单元201，积分模块10与开关单元201重新开始工作，如此循环工作，以使积分模块10根据频率控制信号调整自身的工作频率以对采样电路100的采样系数进行调节。需要说明的是，在本实施例中，频率控制信号相当于积分模块10中控制第一可控开关器件S1的占空比的开关控制信号，积分模块10根据频率控制信号调整调整自身的工作频率相当于根据第一可控开关器件S1的开关控制信号调整第一可控开关器件S1的占空比，并且第一可控开关器件S1的占空比指的是在第一可控开关器件S1在一个周期内导通时间与整个周期的比值。
进一步地，根据负反馈单元201的第二电容Ct的充电时间可得到积分模块10的第一可控开关器件S1的导通时间
ton＝RtCt＝RtnomCtnom(1+ΔδRCt) (1)
其中，Rt为第二电阻Rt的理论阻值，Ct为第二电容Ct的理论容值，Rtnom为第二电阻Rt的实际阻值，Ctnom为第二电容Ct的实际容值，ΔδRCt为实际阻值Rtnom与实际容值Ctnom乘积的偏差量。
由于本实施例的采样电路100的传递函数为：
其中，Vi表示采样电路100输入端信号Vo的电压，Vo表示采样电路100输出端信号Vi的电压。Ts为积分模块10的第一可控开关器件S1的周期，
为第一可控开关器件S1的占空比，R1为第一电阻R的理论阻值，C1为第一电容C的理论容值。
则由公式(1)与公式(2)可得到采样电路100的传递函数具体为：
其中，Rnom为第二电阻Rt的实际阻值，Cnom为第二电容Ct的实际容值，ΔδRC为实际阻值Rnom与实际容值Cnom乘积的偏差量。由于控制模块20与积分模块10为采样电路100的两个部分，且积分模块10与控制模块20设计在同一颗芯片上，因此，ΔδRCt与ΔδRC的值近似相等。
进一步地，Ts的值为定值，
为设计的比例值，从公式(3)可以看出，采样电路100的传递函数与积分模块10的第一电阻R、第一电容C的实际阻值Rnom、实际容值Cnom以及控制模块20的第二电阻Rt、第二电容Ct的实际阻值Rtnom、实际容值Ctnom有关，而与积分模块10的第一电阻R的理论阻值R1以及第一电容C的理论容值C1无关，因此，只需要选取合适的第一电阻R、第一电容C、第二电阻Rt以及第二电容Ct即可降低Sigma-Delta调制器的采样系数的误差，使得采样电路100的采样系数得到了自动校正，无需在Sigma-Delta调制器制造出来后，对Sigma-Delta调制器进行多次测试校正，以采用新增元器件或者采用成本较高的元器件替代原电阻和电容来降低Sigma-Delta调制器采样系数的误差，进而提高了Sigma-Delta调制器的校正效率，且降低了Sigma-Delta调制器的校正成本。
图4示出了本发明实施例提供的连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的另一模块结构，如图4所示，本发明实施例提供的连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的另一模块结构在图1所示的连续时间Sigma-Delta调制器的采样电路的基础上增加了滤波模块30。其中，滤波模块30的输出端与积分模块10的输入端连接，滤波模块30的输入端为采样电路100的输入端。
优选的，如图5所示，滤波模块30包括第三电阻R1与第三电容C1。第三电阻R1的第一端为滤波模块30的输入端，第三电阻R1的第二端与积分模块10的第一电阻R的第一端以及第三电容C1的第一端连接，第三电阻R1的第二端为滤波模块30的输出端，第三电容C1的第二端接地。在本实施例中，包括第三电阻R1与第三电容C1的滤波模块30对采样电路100输入端输入的模拟信号Vi进行滤波处理，以滤除模拟信号Vi中的高频成分，消除了模拟信号Vi中的高频成分对模数转换的影响，避免了频率混叠。
图6示出了本发明实施例提供的一种连续时间Sigma-Delta调制器的模块结构，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：
作为本发明一实施例，连续时间Sigma-Delta调制器还包括量化电路200与编码电路300。量化电路200的输入端连接采样电路100的输出端，量化电路200对时间上离散的模拟信号进行量化处理以转换为相应的数字信号，数字信号由量化电路200的输出端输出。编码电路300的输入端连接量化电路200的输出端，编码电路300对数字信号进行编码，编码后的数字信号由编码电路300的输出端输出，编码电路300的输出端为连续时间Sigma-Delta调制器的输出端。其中，量化电路200与编码电路300分别采用现有的连续时间Sigma-Delta调制器中量化电路与编码电路的结构。
在本发明中，连续时间Sigma-Delta调制器包括采样电路100，采样电路100包括积分模块10与控制模块20，控制模块20包括开关单元201、负反馈单元202与比较单元203。其中，开关单元201根据比较单元203输出的频率控制信号进行相应的通断操作，并在导通时向负反馈单元202充电，以使负反馈单元202的输出端输出电压至比较单元203，比较单元203将电压与参考正电压进行比较，并根据比较结果输出相应的频率控制信号和充电控制信号，积分模块10根据频率控制信号调整自身的工作频率以对采样电路100的采样系数进行调节，使得Sigma-Delta调制器的采样系数的误差减小，无需在Sigma-Delta调制器制造出来后进行多次测试校正，以利用新增元器件或者采用成本较高的元器件替代原电阻与电容，降低了Sigma-Delta调制器的校正成本，并提高了Sigma-Delta调制器的校正效率，因此，本发明的Sigma-Delta调制器解决了现有的Sigma-Delta调制器存在校正成本高、校正效率低的问题。
以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种连续时间Sigma-Delta调制器，包括采样电路，所述采样电路的输入端为所述连续时间Sigma-Delta调制器的输入端，其特征在于，所述采样电路包括积分模块、控制模块及滤波模块，所述控制模块包括开关单元、负反馈单元以及比较单元；
所述滤波模块的输出端与所述积分模块的输入端连接，所述滤波模块的输入端是所述采样电路的输入端，所述滤波模块的输入端接收外部输入的模拟信号，所述积分模块的输出端是所述采样电路的输出端，所述积分模块可将所述模拟信号转换为时间上离散的模拟信号，所述开关单元的输入端接收参考负电压，所述开关单元的控制端与所述积分模块的控制端连接，所述开关单元的输出端与所述负反馈单元的第一输入端连接，所述负反馈单元的第二输入端接地，所述负反馈单元的输出端与所述比较单元的第一输入端连接，所述比较单元的第二输入端接收参考正电压，所述比较单元的第一输出端与所述积分模块的控制端以及所述开关单元的控制端连接，所述比较单元的第二输出端与所述负反馈单元的控制端连接；
所述开关单元根据所述比较单元输出的频率控制信号进行相应的通断操作，并在导通时向所述负反馈单元充电，以使所述负反馈单元的输出端输出电压至所述比较单元；所述比较单元将所述电压与所述参考正电压进行比较，并根据比较结果输出相应的频率控制信号和充电控制信号；所述积分模块根据所述频率控制信号调整自身的工作频率以对所述采样电路的采样系数进行调节；所述负反馈单元根据所述充电控制信号调整输出电压。
2.根据权利要求1所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述积分模块包括第一电阻、第一可控开关器件、第一电容以及第一运算放大器；
所述第一电阻的第一端为所述积分模块的输入端，所述第一电阻的第二端与所述第一可控开关器件的输入端连接，所述第一可控开关器件的控制端为所述积分模块的控制端，所述第一可控开关器件的输出端与所述第一运算放大器的反相输入端以及所述第一电容的第一端连接，所述第一电容的第二端与所述第一运算放大器的输出端连接，所述第一运算放大器的输出端为所述积分模块的输出端，所述第一运算放大器的正相输入端接地。
3.根据权利要求2所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述开关单元包括第二电阻与第二可控开关器件；
所述第二电阻的第一端为所述开关单元的输入端，所示第二电阻的第二端与所述第二可控开关器件的输入端连接，所述第二可控开关器件的输出端为所述开关单元的输出端，所述第二可控开关器件的控制端为所述开关单元的控制端。
4.根据权利要求3所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述负反馈单元包括第二电容、第三可控开关器件以及第二运算放大器；
所述第二电容的第一端以及所述第三可控开关器件的输入端均与所述第二运算放大器的负相输入端连接，所述第二电容的第二端以及所述第三可控开关器件的输出端均与所述第二运算放大器的输出端连接，所述第二运算放大器的负相输入端为所述负反馈单元的第一输入端，所述第二运算放大器的正相输入端为所述负反馈单元的第二输入端，所述第二运算放大器的输出端为所述负反馈单元的输出端，所述第三可控开关器件的控制端为所述负反馈单元的控制端。
5.根据权利要求1所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述比较单元包括比较器；
所述比较器的反相输入端为所述比较单元的第一输入端，所述比较器的正相输入端为所述比较单元的第二输入端，所述比较器的第一输出端为所述比较单元的第一输出端，所述比较器的第二输出端为所述比较单元的第二输出端。
6.根据权利要求4所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述第一可控开关器件、所述第二可控开关器件以及所述第三可控开关器件均为闭合触点开关。
7.根据权利要求4所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述第一可控开关器件、所述第二可控开关器件以及所述第三可控开关器件均为NMOS管。
8.根据权利要求7所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述第一可控开关器件的控制端、所述第二可控开关器件的控制端以及所述第三可控开关器件的控制端均为所述NMOS管的栅极，所述第一可控开关器件的输入端、所述第二可控开关器件的输入端以及所述第三可控开关器件的输入端均为所述NMOS管的漏极，所述第一可控开关器件的输出端、所述第二可控开关器件的输出端以及所述第三可控开关器件的输出端均为所述NMOS管的源极。
9.根据权利要求1所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述连续时间Sigma-Delta调制器还包括量化电路，所述量化电路的输入端连接所述采样电路的输出端，所述量化电路对所述时间上离散的模拟信号进行量化处理以转换为相应的数字信号，所述数字信号由所述量化电路的输出端输出。
10.根据权利要求9所述的连续时间Sigma-Delta调制器，其特征在于，所述连续时间Sigma-Delta调制器还包括编码电路，所述编码电路的输入端连接所述量化电路的输出端，所述编码电路对所述数字信号进行编码，编码后的数字信号由所述编码电路的输出端输出，所述编码电路的输出端为所述连续时间Sigma-Delta调制器的输出端。
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