CN106558984A - 基于频率调制的电压控制器配置 - Google Patents

基于频率调制的电压控制器配置 Download PDF

Info

Publication number
CN106558984A
CN106558984A CN201510726643.9A CN201510726643A CN106558984A CN 106558984 A CN106558984 A CN 106558984A CN 201510726643 A CN201510726643 A CN 201510726643A CN 106558984 A CN106558984 A CN 106558984A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
switch
signal
frequency
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201510726643.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106558984B (zh
Inventor
刘辉
T.J.曼希姆
D.S.里普利
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Skyworks Solutions Inc
Conexant Systems LLC
Original Assignee
Conexant Systems LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Conexant Systems LLC filed Critical Conexant Systems LLC
Publication of CN106558984A publication Critical patent/CN106558984A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106558984B publication Critical patent/CN106558984B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/002—Switching arrangements with several input- or output terminals
    • H03K17/005—Switching arrangements with several input- or output terminals with several inputs only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/06—Frequency or rate modulation, i.e. PFM or PRM
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1555—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only for the generation of a regulated current to a load whose impedance is substantially inductive

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)

Abstract

可以在两个或更多个模式之间切换电压转换器，以产生跟踪参考电压的输出电压，所述参电压可具有在对应于所述模式的离散电平之间的中间电平。可以将从诸如电池电压的电源电压生成的一个或多个电压、与参考电压相比较，以确定是否调整模式。参考电压可以独立于电源电压。此外，电压转换器可以实施频率调制和脉冲跳跃模式，以提高切换所述电压转换器的操作状态的效率。

Description

基于频率调制的电压控制器配置
技术领域
所公开的技术涉及电子系统，并且尤其涉及DC到DC电压转换器。
背景技术
将一直流(“DC”)电压电平转换到另一DC电压电平的一种类型的设备可以称为DC到DC转换器(DC-DC转换器)。可以将DC-DC转换器包括在诸如移动电话、膝上型计算机等的电池驱动的设备中，在所述设备中，所述设备的各种子系统需要一些离散电压电平。在一些类型的设备(诸如，操作在多个不同模式中的移动电话)中，可期望对诸如功率放大器的某些元件提供对于操作的模式更有效的电平的电源电压，而非浪费功率并从而过早地耗尽电池。在这样的设备中，可期望采用可以生成多个离散电压电平的DC-DC转换器。
一些示例DC-DC转换器包括开关模式DC-DC转换器、以及采用脉宽调制(PWM)的DC-DC转换器。开关模式DC-DC转换器可以通过将输入能量暂时地或临时地存储在电感器中并随后将该能量释放至处于不同电压的输出，从而将一个DC电压电平转换到另一DC电压电平。切换电路因此可以在如下两个状态或阶段之间连续切换：电感器和/或电容器的网络正在充电的第一状态、以及该网络正在放电的第二状态。该切换电路可以生成是电池电压的固定比例(诸如，三分之一、一半、三分之二等)的输出电压，其中模式选择信号可以被提供作为到切换电路的输入，以控制要采用哪个固定比例。可以通过基于模式选择信号操纵网络中的开关，来选择电感器和/或电容器的网络的不同配置。
开关模式DC-DC转换器可以生成的离散输出电压的数目可以与切换电路中的电感器和/或电容器的数目相关。在诸如移动电话的便携式手持设备中，可期望最小化尺寸和重量。具有相对大数目的电感器和/或电容器的DC-DC转换器可能并非有利于最小化移动电话的尺寸和重量。基于PWM的DC-DC转换器可以生成比开关模式DC-DC转换器更大数目的离散电压，而无需采用显著更多的电感器、电容器和/或其它电路元件。然而，基于PWM的DC-DC转换器可以生成相对大的杂散输出信号的频谱，其可不利地影响移动电话或其它频率敏感设备的操作。具有相对大的电容和/或电感的滤波器可以包括在基于PWM的DC-DC转换器中，以最小化这些杂散信号，但是，至少由于与上述尺寸和重量相关的原因，可能不期望大的滤波器电容器和/或电感器。
发明内容
此公开的方面涉及一种包括开关矩阵的装置，所述开关矩阵包括可被配置为对应于输出电压的多个电压电平的多个状态的开关。开关矩阵可以被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号调整所述开关中的至少一个的状态。此外，所述装置可以包括控制逻辑，其被配置为：接收第一电压和第二电压，将第一电压与第二电压相比较，至少部分地基于比较的结果修改振荡器信号的频率，并从一个或多个开关控制信号生成开关控制信号。
此外，控制逻辑还可以被配置为随着第一电压与第二电压之间的差减小而减小振荡器信号的频率。另外，控制逻辑还可以被配置为当第一电压与第二考电压之间的差为负时将振荡器信号的频率减小到最小频率。此外，控制逻辑还可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较将所述装置转变至脉冲跳跃模式。
在某些实施方式中，所述装置包括振荡器，其被配置为响应于至少部分地基于第一电压和第二电压的比较的结果而生成的电流，生成振荡器信号。另外，所述装置还可以包括压控电流源(VCCS)，其被配置为生成所述电流并将所述电流提供至振荡器。VCCS可以是运算跨导放大器(OTA)。
所述装置的一些设计可以包括被配置为生成用于开关矩阵的一个或多个时钟信号的时钟生成器。所述一个或多个时钟信号可以至少部分地基于振荡器信号。此外，所述装置可以包括被配置为基于开关控制信号配置开关矩阵的开关控制器。在一些这样的情况下，控制逻辑还被配置为将开关控制信号提供给开关控制器。此外，所述装置还可以包括与开关矩阵电通信的电容器。开关控制器还可以被配置为基于开关控制信号对电容器充电或放电。
此公开的其它方面涉及一种无线设备，其可以包括被配置为对所述无线设备供电的电池、以及被配置为放大射频(RF)输入信号并生成经放大的RF输出信号的功率放大器。此外，所述无线设备可以包括电压控制器，其包括开关矩阵和控制逻辑。开关矩阵可以包括可被配置为对应于输出电压的多个电压电平的多个状态的开关。此外，开关矩阵可以被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号调整所述开关中的至少一个的状态。控制逻辑可以被配置为：接收第一电压和第二电压，将第一电压与第二电压相比较，至少部分地基于比较的结果修改振荡器信号的频率，并从一个或多个开关控制信号生成开关控制信号。
在某些情况下，控制逻辑可以被配置为随着第一电压与第二电压之间的差减小而减小振荡器信号的频率。此外，控制逻辑还可以被配置为当第一电压与第二电压之间的差为负时将振荡器信号的频率减小到最小频率。另外，控制逻辑还可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压的比较将所述装置转变至脉冲跳跃模式。
在一些实施方式中，电压控制器还包括振荡器和压控电流源(VCCS)。此VCCS可以被配置为至少部分地基于比较的结果生成电流并将所述电流提供给振荡器。此外，振荡器可以被配置为至少部分地基于所述电流生成振荡器信号。在一些情况下，VCCS是运算跨导放大器(OTA)。
此公开的其它方面涉及一种可以包括功率放大器裸芯(die)的多芯片模块，所述功率放大器裸芯包括一个或多个功率放大器。此外，多芯片模块可以包括控制器裸芯，其包括功率放大器偏置控制器和电压转换器。电压转换器可以包括开关矩阵和控制逻辑。开关矩阵可以包括可被配置为对应于输出电压的多个电压电平的多个状态的开关。此外，开关矩阵可以被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号调整所述开关中的至少一个的状态。控制逻辑可以被配置为：接收第一电压和第二电压，将第一电压与第二电压相比较，至少部分地基于比较的结果修改振荡器信号的频率，并从一个或多个开关控制信号生成开关控制信号。
在一些设计中，电压转换器的控制逻辑还可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压之间的差设置振荡器信号的频率。此外，控制逻辑还可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压的比较将所述装置转变至脉冲跳跃模式。另外，在一些设计中，电压控制器还包括振荡器和压控电流源(VCCS)。VCCS可以被配置为至少部分地基于比较的结果生成电流并将所述电流提供给振荡器。此振荡器可以被配置为至少部分地基于由VCCS提供的电流生成振荡器信号。
此公开的一个方面涉及一种可以包括被配置为输出多个电压电平的开关矩阵的装置。该装置还可以包括被配置为生成在一频率的振荡器信号的振荡器、以及被配置为基于所述振荡器信号生成时钟信号的时钟生成器。另外，该装置可以包括控制逻辑，其包括耦接至输出电压的第一输入和耦接至参考电压的第二输入。输出电压可以对应于由开关矩阵输出的反馈电压。控制逻辑还可以包括被配置为将输出电压与参考电压相比较的比较器。此外，控制逻辑可以被配置为至少部分地基于该比较来修改振荡器信号的频率并生成用于设置开关矩阵的模式的一个或多个模式控制信号。
在一些情况下，控制逻辑还可以包括被配置为修改振荡器信号的频率的压控电流源(VCCS)。VCCS可以是运算跨导放大器(OTA)。
此外，控制逻辑还可以被配置为当参考电压超过输出电压时，至少部分地基于输出电压与参考电压之间的差来修改振荡器信号的频率。另外，控制逻辑还可以被配置为随着输出电压与参考电压之间的差减小而减小振荡器信号的频率。此外，控制逻辑还可以被配置为当输出电压超过参考电压时将振荡器信号设置到最小阈值频率。另外，控制逻辑还可以被配置为当输出信号超过参考信号时解除激活开关矩阵。
在某些实施方式中，该装置还包括操作地耦接至开关矩阵的多个电容电路元件。在一些这样的实施方式中，开关矩阵还被配置为实施多个模式，每个模式具有多个电容电路元件中的至少一个被充电的第一阶段配置、以及多个电容电路元件中的至少一个被放电的第二阶段配置。此外，控制逻辑可以当输出电压超过参考电压时，使得开关矩阵从具有第二阶段配置的多个模式中实施一模式。
此外，比较器可以是迟滞比较器。另外，参考电压可以对应于输出电压的目标电压。可以基于所述装置的操作环境指定此参考电压。
此公开的另一方面涉及一种无线设备，其可以包括被配置为对所述无线设备供电的电池、以及被配置为放大射频(RF)输入信号并生成经放大的RF输出信号的功率放大器。此外，所述无线设备可以包括直流到直流(DC-DC)电压转换器，其被配置为生成输出电压以控制功率放大器，以便提高功率效率。DC-DC电压转换器可以包括开关矩阵、振荡器、时钟生成器和控制逻辑。开关矩阵可以被配置为输出多个电压电平。振荡器可以被配置为生成在一频率的振荡器信号，并且时钟生成器可以被配置为基于振荡器信号生成时钟信号。此外，控制逻辑可以包括耦接至输出电压的第一输入、以及耦接至参考电压的第二输入。输出电压可以对应于由开关矩阵输出的反馈电压。此外，控制逻辑还可以包括被配置为将输出电压与参考电压相比较的比较器。控制逻辑可以被配置为至少部分地基于比较，修改振荡器信号的频率并生成用于设置开关矩阵的模式的一个或多个模式控制信号。
在一些设计中，控制逻辑还包括被配置为修改振荡器信号的频率的压控电流源(VCCS)。此外，控制逻辑还可以被配置为：当输出电压超过参考电压时，通过将振荡器信号的频率减小到最小操作频率来修改振荡器信号的频率，并且，当输出电压超过参考电压时解除激活开关矩阵。此外，控制逻辑还可以被配置为：当参考电压超过输出电压时，通过与输出电压和参考电压之间的差成比例地减小振荡器信号的频率，修改振荡器信号的频率。
在一些实施方式中，DC-DC电压转换器被配置为至少部分地基于输出电压与参考电压的比较而转变至脉冲跳跃模式。此外，所述一个或多个开关中的至少一个可以具有多个子开关。多个子开关中的至少一个可以被配置为至少部分地基于由DC-DC电压转换器提供的电流量而改变状态。此外，在一些设计中，控制逻辑的比较器是迟滞比较器。
此公开的又一方面涉及一种包括使用DC-DC电压转换器生成第一电压的方法。所述方法还可以包括将由DC-DC电压转换器生成的第一电压与独立于第一电压的第二电压相比较以获得比较信号。另外，所述方法可以包括至少部分地基于比较信号设置振荡器信号的频率。所述振荡器信号可以用于生成用于DC-DC电压转换器的时钟信号。
所述方法还可以包括响应于比较信号而解除激活DC-DC电压转换器的开关矩阵。另外，所述方法可以包括基于包括DC-DC电压转换器的设备的操作环境设置第二电压。在一些情况下，第一电压与第二电压的比较还基于迟滞值。
此公开的方面涉及一种可以包括开关矩阵的电压转换器，所述开关矩阵包括可被配置为对应于与电源电压关联的多个电压电平的多个状态的一组开关。该组开关可以与电源电压电通信。此外，开关矩阵可以被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号调整该组开关中的至少一个的状态。另外，开关矩阵还可以被配置为输出第一电压。此外，电压转换器可以包括被配置为生成在一频率的振荡器信号的振荡器、以及被配置为基于所述振荡器信号生成时钟信号的时钟生成器。另外，电压转换器可以包括控制逻辑，其被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较产生一个或多个开关控制信号。可以将第二电压提供作为到电压转换器的输入。此外，控制逻辑还可以被配置为生成用于修改振荡器的频率的频率控制信号。频率控制信号可以至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较。
在一些实施方式中，电压转换器还包括频率调制(FM)控制器，其被配置为修改振荡器的频率以生成经修改的振荡器信号。在一些情况下，FM控制器还被配置为将经修改的振荡器信号提供给时钟生成器。另外，FM控制器还可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较修改振荡器的频率。在一些情况下，FM控制器还被配置为随着第一电压与第二电压之间的差减小而减小振荡器的频率。此外，FM控制器还可以被配置为当第一电压超过第二电压时将所述频率减小到默认频率。此默认频率可以对应于用于振荡器的操作的阈值频率。
FM控制器的一些设计包括被配置为将电流信号提供给振荡器的压控电流源(VCCS)。VCCS可以是运算跨导放大器(OTA)。此外，电流信号可以至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较。
在一些实施方式中，电压转换器还包括与开关矩阵电通信的至少一个电容器。所述至少一个电容器可以被配置为实现多个电压电平。此外，可以至少部分地基于从开关矩阵的多个状态配置的状态对所述电容器充电或放电。
此公开的其它方面涉及一种无线设备，其可以包括被配置为对所述无线设备供电的电池、以及被配置为放大射频(RF)输入信号并生成经放大的RF输出信号的功率放大器。此外，所述无线设备可以包括电压转换器，其包括开关矩阵、振荡器、时钟生成器和控制逻辑。所述开关矩阵可以包括可被配置为对应于与电源电压关联的多个电压电平的多个状态的一组开关。此外，该组开关可以与电源电压电通信。另外，开关矩阵可以被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号调整该组开关中的至少一个的状态。此外，开关矩阵还可以被配置为输出第一电压。振荡器可以被配置为生成在一频率的振荡器信号，并且时钟生成器可以被配置为基于所述振荡器信号生成时钟信号。另外，控制逻辑可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较产生一个或多个开关控制信号。可以将第二电压提供作为到电压转换器的输入。另外，控制逻辑还可以被配置为生成用于修改振荡器的频率的频率控制信号。频率控制信号可以至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较。
在一些实施方式中，该组开关是场效应晶体管(FET)。另外，电压转换器还可以包括频率调制(FM)控制器，其被配置为修改振荡器的频率以生成经修改的振荡器信号并将经修改的信号提供给时钟生成器。FM控制器可以包括被配置为将电流信号提供给振荡器的压控电流源(VCCS)，经修改的信号由振荡器被提供给时钟生成器输出并且至少部分地基于电流信号。此外，电压转换器可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较而转变至脉冲跳跃模式。
本公开的其它方面涉及一种可以包括功率放大器裸芯和控制器裸芯的多芯片模块，所述功率放大器裸芯包括一个或多个功率放大器，所述控制器裸芯包括功率放大器偏置控制器和电压转换器。电压控制器可以包括开关矩阵、振荡器、时钟生成器和控制逻辑。所述开关矩阵可以包括可被配置为对应于与电源电压关联的多个电压电平的多个状态的一组开关。此外，该组开关可以与电源电压电通信。此外，开关矩阵可以被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号调整该组开关中的至少一个的状态。开关矩阵还可以被配置为输出第一电压，振荡器可以被配置为生成在一频率的振荡器信号，并且时钟生成器可以被配置为基于所述振荡器信号生成时钟信号。此外，控制逻辑可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较产生一个或多个开关控制信号。可以将第二电压提供作为到电压转换器的输入。另外，控制逻辑还可以被配置为生成用于修改振荡器的频率的频率控制信号。频率控制信号可以至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较。
在一些实施方式中，电压转换器还包括频率调制(FM)控制器，其被配置为修改振荡器的频率以生成经修改的振荡器信号并将经修改的信号提供给时钟生成器。此外，FM控制器可以包括被配置为将电流信号提供给振荡器的压控电流源(VCCS)。经修改的信号可以由振荡器提供给时钟生成器输出，并且可以至少部分地基于电流信号。此外，电压转换器可以被配置为至少部分地基于第一电压与第二电压之间的比较而转变至脉冲跳跃模式。
附图说明
在附图中，重用标号以指示所标记的元素之间的对应关系。附图被提供来图示这里所述的创造性主题的实施例，并且不限制其范围。
图1A是可以实施频率调制(FM)的示例电压转换器的示意框图。
图1B是说明性无线设备的示意框图。
图2是说明性多芯片模块的示意框图。
图3A和3B是根据某些实施例的电压转换器的示意框图。
图4A是图示在第一模式配置的第一阶段配置中图3A和图3B的示例开关矩阵的电路图。
图4B是图示在第一模式配置的第二阶段配置中图3A和图3B的示例开关矩阵的电路图。
图5A是图示在第二模式配置的第一阶段配置中图3A和图3B的示例开关矩阵的电路图。
图5B是图示在第二模式配置的第二阶段配置中图3A和图3B的示例开关矩阵的电路图。
图6A是图示在第二模式配置的变型的第一阶段配置中图3A和图3B的示例开关矩阵的电路图。
图6B是图示在第二模式配置的变型的第二阶段配置中图3A和图3B的示例开关矩阵的电路图。
图7A是图示在第三模式配置的第一阶段配置中图3A和图3B的示例开关矩阵的电路图。
图7B是图示在第三模式配置的第二阶段配置中图3A和图3B的示例开关矩阵的电路图。
图8A是图3A和图3B的示例比较器电路的电路图。
图8B示出与电容电路元件组合的另一示例开关矩阵。
图8C图示用于功率放大器的偏置控制电路的示例示意图。
图9A是与图3A和图3B的示例模式选择逻辑关联的真值表。
图9B是图示图9A的真值表中反映的示例模式选择逻辑的应用的示例信号图。
图10是图示图3A和图3B中所示的示例开关控制逻辑的电路图。
图11是图示图3A和图3B的电压转换器的操作示例的时序图。
图12是图示图3A和图3B的电压转换器的示例操作方法的流程图。
图13是根据某些实施例的可以使用PSM和FM两者操作的电压转换器的示意框图。
图14A是根据某些实施例的可以使用PSM和FM两者操作的电压转换器的另一示意框图。
图14B是图示图14A中呈现的电压转换器的额外细节的示意框图。
图15是比较由通过PSM操作的电压转换器与由通过PSM和FM操作的电压转换器所引起的驱动器电路电流的差的图。
图16是比较通过PSM操作的DC-DC电压转换器与通过PSM和FM操作的DC-DC电压转换器的效率的图。
具体实施方式
一般描述的本公开的方面涉及DC-DC电压转换。更具体地，一些实施方式涉及可变开关电容器DC-DC转换器。使用这里所述的电压转换系统、装置和方法，诸如功率放大器系统的电子系统可以更高效地操作并且/或者消耗更少电力。例如，可以使得功率放大器偏置更高效。开关电容器架构可以利用反馈以动态选择开关模式并生成控制电压。可以动态调整开关尺寸和/或切换频率。
使用脉宽调制(PWM)架构的DC-DC转换器可生成包括噪声的不期望的输出谱。在这样的PWM架构中，输出噪声谱可能需要LC滤波器，其包括实施昂贵并且可以辐射能量的大电感元件。开关电容器架构可以消除对包括大电感元件的LC滤波器的需要。然而，一些开关电容器架构可以被配置为生成作为输入电源电压和电容器分配比(division ratio)的函数的离散电压电平。
有利地，开关DC-DC电容器架构可以使用反馈以通过在各个输出状态之间切换来动态选择电压转换器的分配比。结果，可以在最低分配模式与最高分配模式之间的连续范围上生成中间电压。
这里所述的用于电压转换的方法、系统和装置能够实现以下有利特征中的一个或多个等。与传统PWM架构相比，可以减小输出噪声谱。可以将开关电容器架构建模为具有与切换频率相关的角频率的RC滤波器以及电容器。滤波器的低通特性可以允许消除LC滤波器网络中使用的传统上较大的电感器、以及/或者支持集成为小包装封装或与功率放大器产品共同集成。
这里所述的反馈的使用还可以减小电压转换器的输出上的噪声谱。反馈还可以提高电压转换器对电压调节器的输出上的噪声和/或抖动的容忍性。
这里所述的开关控制方法可以使用比较器电路以基于参考电压和/或功率放大器输出功率电平最优化有效开关尺寸。替代地或附加地，比较器电路可以用于基于参考电压和/或功率放大器输出功率电平最优化切换频率。
比较器电路的一个或多个输出可以用于基于不同的参考电压最优化偏置电流。偏置轮廓也可以跟踪参考电压，如功率放大器集电极电压。
反馈方法和用以根据输入参考电压调整开关尺寸、切换频率和功率放大器偏置的方法可以使得功率放大器更高效。这可以导致由电池供电的系统中功耗减小并且电池寿命延长。
这里提供的标题仅为了方便，并且不一定影响所主张权利的发明的范围或意义。
电压转换器的概述
图1A是可以实施频率调制(FM)的示例电压转换器100的示意框图。如这里将更详细描述的，电压转换器100可以实施脉冲跳跃模式(PSM)和频率调制(FM)两者。有利地，实施PSM和FM两者使得电压转换器100与不实施PSM和FM两者的电压转换器相比，能够更高效地实现期望的输出电压。此外，电压转换器100能够避免与解除激活电压转换器的振荡器关联的问题或缺点，诸如，当输出电压下降到期望值以下时重新启动或重新初始化振荡器所需的时间。
如下面更详细描述的，电压转换器100可以通过使得振荡器输出至少部分地基于由运算跨导放大器(OTA)生成的电流，逐渐调整时钟信号的频率。OTA可以使其生成的电流至少部分地基于输出电压与所设计的电压(例如，参考电压)之间的差。随着所述差缩小或扩大，由OTA输出的电流可改变。此外，以下更详细描述关于使用PSM和FM两者的电压转换器的实施方式和优点的细节。
无线设备的概述
这里所述的用于DC-DC电压转换的方法、装置和计算机可读介质中的任何一个可以以诸如还可以称为移动设备的无线设备的各种各样的电子设备来实施。图1B示意性地描绘了无线设备1。无线设备1的示例包括但不限于蜂窝电话(例如，智能电话)、膝上型计算机、平板型计算机、个人数字助理(PDA)、可穿戴设备(例如，智能手表或光学头戴设备)、电子书阅读器、以及便携式数字媒体播放器。例如，无线设备1可以是多波段和/或多模式设备，诸如，被配置为例如使用全球移动通信系统(GSM)网络、码分多址(CDMA)网络、3G网络、4G网络和/或长期演进(LTE)网络通信的多波段/多模式移动电话。
在某些实施例中，无线设备1可以包括RF前端2、收发器组件3、天线4、一个或多个功率放大器5、控制组件6、计算机可读介质7、处理器8、电池9和电源控制块10中的一个或多个。
收发器组件3可以生成用于经由天线4发送的RF信号。此外，收发器组件3可以从天线4接收传入RF信号。
将理解，与RF信号的发送和接收关联的各个功能可以由被作为收发器3而共同表示在图1B中的一个或多个组件实现。例如，单个组件可以被配置为提供发送和接收两个功能。在另一示例中，发送和接收功能可以被分立的组件提供。
类似地，将理解，与RF信号的发送和接收关联的各个天线功能可以由被作为天线4而共同表示在图1B中的一个或多个组件实现。例如，单个天线可以被配置为提供发送和接收两个功能。在另一示例中，发送和接收功能可以被分立的天线提供。在又一示例中，可以通过不同天线提供与无线设备1关联的不同波段。
在图1B中，可以将来自收发器3的一个或多个输出信号描述为经由一个或多个发送路径而被提供至天线4。在所示的示例中，不同的发送路径可以表示与不同波段和/或不同功率输出关联的输出路径。例如，所示的两个示例功率放大器5可以表示与不同功率输出配置(例如，低功率输出和高功率输出)关联的放大、和/或与不同波段关联的放大。
在图1B中，将一个或多个从天线4检测的信号描绘为经由一个或多个接收路径而被提供至收发器3。在所示的示例中，不同的接收路径可以表示与不同波段关联的路径。例如，所示的四个示例路径可以表示由一些无线设备支持的四波段能力。
为了便于在接收与发送路径之间切换，RF前端2可以被配置为将天线4电连接至选择的发送或接收路径。因此，RF前端2可以提供与无线设备1的操作关联的多个切换功能。在某些实施例中，RF前端2可以包括多个开关，其被配置为提供与例如在不同波段之间的切换、在不同功率模式之间的切换、在发送和接收模式之间的切换、或它们的某个组合关联的功能。RF前端2还可以被配置为提供附加功能，包括信号的滤波。例如，RF前端可以包括一个或多个双工器。
无线设备1可以包括一个或多个功率放大器5。RF功率放大器可以用于提高具有相对低的功率的RF信号的功率。此后，所提高的RF信号可以用于各种目的，包括驱动发送机的天线。功率放大器5可以包括在诸如移动电话的电子设备中，以放大RF信号用于发送。例如，在具有用于使用3G和/或4G通信标准通信的架构的移动电话中，功率放大器可以用于放大RF信号。可期望管理RF信号的放大，因为期望的发送功率电平可以取决于用户距离基站和/或移动环境多远。功率放大器还可以被用于帮助随时间经过调节RF信号的功率电平，以便防止在分配的接收时隙期间来自发送的信号干扰。功率放大器模块可以包括一个或多个功率放大器。
图1B示出：在某些实施例中，可以提供控制组件6，并且，这样的组件可以被配置为提供与RF前端2、功率放大器5、电源控制块10和/或其它操作组件关联的各个控制功能。在这里更详细描述电源控制块10的非限制性示例。
在某些实施例中，处理器8可以被配置为便于这里所述的各个处理的实施。为了描述的目的，还可以参考方法、装置(系统)和计算机程序产品的流程图图示和/或框图，来描述本公开的实施例。将理解，流程图图示和/或框图的每个块、以及流程图图示和/或框图中的块的组合可以由计算机程序指令实施。这些计算机程序指令可以被提供至通用计算机、专用计算机、或其它可编程数据处理装置的处理器以产生机器，使得经由计算机或其它可编程数据处理装置的处理器执行的指令创建用于实施在流程图和/或框图的块中指定的动作的部件。
在某些实施例中，还可以将这些计算机程序指令存储在计算机可读存储器7中，所述计算机程序指令可以指示计算机或其它可编程数据处理装置以特定方式操作，以使得存储在计算机可读存储器中的指令产生包括实施在流程图和/或框图的块中指定的动作的指令的制品。还可以将计算机程序指令加载到计算机或其它可编程数据处理装置，以使得在计算机或其它可编程装置上执行一系列操作，以产生计算机实施的处理，使得在计算机或其它可编程装置上执行的指令提供用于实施在流程图和/或框图的块中指定的动作的操作。
所图示的无线设备1还包括电源控制块10，其可以用于向功率放大器5中的一个或多个提供电源。例如，电源控制块10可以是DC到DC转换器。然而，在某些实施例中，电源控制块10可以包括其它块，诸如，包络跟踪器，其被配置为基于待放大的RF信号的包络改变提供至功率放大器5的电源电压。
电源控制块10可以电连接至电池9，并且电源控制块10可以被配置为基于DC-DC转换器的输出电压改变提供至功率放大器5的电压。电池9可以是用于在无线设备1中使用的任何合适的电池，例如包括锂离子电池。通过改变提供至功率放大器的电压，可以减少电池9的功耗，由此提高无线设备1的性能。
多芯片模块的概述
图2是功率放大器模块的示意框图。所图示的功率放大器模块是可以包括控制器裸芯202、功率放大器裸芯204、电感器206、电容器208和阻抗匹配组件210中的一个或多个的多芯片模块(MCM)200。在某些实施例中，MCM 200可以包括来自无线设备1的PA 5和RF前端2的元件中的一个或多个。多芯片模块200可以包括安装在模块的载体基板上的多个裸芯和/或其它组件。在某些实施方式中，基板可以是多层基板，其被配置为支撑裸芯和/或组件并当模块被安装在诸如电话板的电路板上时提供到外部电路的电连接。
功率放大器裸芯204可以在多芯片模块的输入管脚RFIN(或RF_IN)上接收RF信号。功率放大器裸芯204可以包括一个或多个功率放大器5，例如包括被配置为放大RF信号的多级功率放大器。可以将经放大的RF信号提供至功率放大器模块的输出管脚RFOUT(或RF_OUT)。可以将阻抗匹配组件210提供在功率放大器模块上以帮助减小信号反射和/或其它信号失真。功率放大器裸芯204可以是任何合适的裸芯。在某些实施方式中，功率放大器裸芯204是砷化镓(GaAs)裸芯。在这些实施方式中的某些中，GaAs裸芯具有使用异质结双极晶体管(HBT)工艺形成的晶体管。
多芯片模块200还可以包括VCC管脚，其可以电连接至控制器。多芯片模块200可以包括电感器206，其例如可以由多芯片模块200上的迹线(trace)形成。可以使用应用到电路板或印刷电路板(PCB)的导电材料形成这些迹线。电感器206可以操作作为阻流电感器，并且可以被部署在电源电压与功率放大器裸芯204之间。在某些实施方式中，电感器206是表面安装的。另外，电容器208可以与电感器206并联地电连接，并且可以被配置为在管脚RFIN上接收的信号的频率附近的频率共振。在某些实施方式中，电容器208包括表面安装的电容器。
在某些实施方式中，可以在硅晶片上制造控制器裸芯202。在这些实施方式中的某些中，可以使用互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺技术制造控制器裸芯202。控制器裸芯202可以包括功率放大器偏置控制块212、和/或DC-DC转换器块214。功率放大器偏置控制块212例如可以用于向功率放大器裸芯204提供偏置信号。例如，在双极晶体管功率放大器配置中，控制器裸芯202可以用于提供用于偏置电流镜的参考电压，其中所述电流镜用于生成用于功率放大器5的基极电流，诸如，用于双极晶体管的基极电流。控制器裸芯202还可以用于使能和/或禁用部署在功率放大器裸芯204上的功率放大器5，这可以帮助选择性地激活与特定发送路径关联的功率放大器5。例如，控制器裸芯202可以在管脚CONTROL上接收控制信号，并且可以使用控制信号以改变提供至功率放大器裸芯204的偏置信号，以便选择性地使能或禁用功率放大器5。控制器裸芯202还可以包括DC-DC转换器214，如将在这里更详细描述的。
多芯片模块200可以被修改为包括更多或更少的组件，例如，包括附加的功率放大器裸芯、电容器和/或电感器。例如，多芯片模块200可以包括附加的功率放大器裸芯、以及附加的电容器和电感器，其中附加的电容器和电感器被配置为作为部署在附加的功率放大器裸芯与模块的VCC管脚之间的并联LC电路操作。多芯片模块200可以被配置为具有附加的管脚，诸如，在将独立的电源提供至部署在功率放大器裸芯204上的输入级的实施方式、和/或多芯片模块200操作在多个波段上的实施方式中。
DC-DC电压转换
如图3A中所图示的，在说明性实施例中，DC-DC电压转换器214可以包括两个电容器12和14、开关矩阵16和控制逻辑17。控制逻辑17可以包括被配置为调整开关矩阵16的状态的任何合适的电路元件。控制逻辑17可以包括比较器电路18和切换逻辑20。可以将参考电压信号V_REF作为控制输入而提供至DC-DC电压转换器214。在某些实施例中，可以由在DC-DC转换器214外部的数字至模拟转换器(DAC)生成参考电压信号V_REF。这样的DAC可以控制DC-DC转换器214的输出，用于连续的功率放大器功率调整。根据某些实施例，可以通过相对大的电容器(例如，具有1000pF量级的电容)绕过参考电压V_REF而至模拟地。这样的旁路电容器可以具有电耦接至被提供至到DC-DC转换器214的输入的参考电压V_REF的第一端，并且旁路电容器可以具有耦接至模拟地的第二端。结果，参考电压V_REF可以是相对无噪声的信号。DC-DC电压转换器214可以产生输出电压信号V_OUT，其可以对应于和/或跟踪参考电压信号V_REF。在某些实施方式中，可以将输出电压信号V_OUT提供至功率放大器5中的双极晶体管的集电极。DC-DC电压转换器214还可以包括时钟信号生成器电路22和关联的振荡器24，其可以通过使能信号ENABLE激活。使能信号可以在DC-DC电压转换器214的操作期间保持激活的。
开关矩阵16可以被配置为几个模式配置中的一个，例如，如下所述的，其中在不同配置中互连电容器12和14。每个模式配置可以称为开关矩阵16的状态。在每个模式配置中，开关矩阵16可以假设包括互连的电容器12和14的电容器电路正在充电的第一阶段配置、或包括互连的电容器12和14的电容器电路正在放电的第二阶段配置。开关矩阵16可以在输出节点26提供电容器电路的输出。在操作中，开关矩阵16可以响应于由时钟信号生成器22生成的时钟信号，在第一与第二状态配置之间交替切换。诸如电容器28的滤波器电路可以连接至输出节点26，以对输出电压信号V_OUT滤波。
如以下进一步详细描述的，比较器电路18可以比较参考电压信号V_REF、与由可以独立于参考电压信号V_REF的电源生成的一个或多个其它参考信号。响应于这些比较中的一个或多个，比较器电路18可以生成多个比较信号30。切换逻辑20可以包括模式选择逻辑32和开关控制逻辑34。模式选择逻辑32可以接收比较信号30，并且，作为响应，生成一个或多个模式选择信号36。开关控制逻辑34可以接收模式选择信号36，并且，作为响应，生成一个或多个开关控制信号38。
图3B示出另一说明性DC-DC转换器214。图3B的DC-DC转换器与图3A的DC-DC电压换器基本相同，除了以下之外：图3B的DC-DC转换器接收附加的输入信号，其可以用于将图3B的DC-DC转换器编程为操作在阶跃模式或连续模式中。因此，图3B的DC-DC转换器可以在阶跃模式与连续模式之间可编程。例如，将诸如V_CTRL1和/或V_CTRL2的一个或多个控制信号提供至控制逻辑17可以生成输出电压V_OUT，其可以是连续的输出电压、或多个离散的输出电压之一。更具体地，通过两个数字位V_CTRL1、V_CTRL2和参考电压V_REF，DC-DC转换器214可以产生连续的输出，或使用两个控制位V_CTRL1、V_CTRL2以生成4个离散的输出电压。控制位V_CTRL1、V_CTRL2可以是基带输入。控制位可以驱动模拟信号、或者两个或更多个数字信号。控制位例如可以控制与参考电压V_REF相关的时钟门电路。在某些实施方式中，DC-DC转换器214可能能够同时生成连续的和离散的电压两者。
如图4A、4B、5A、5B、6A、6B、7A和7B中所图示的，开关矩阵16可以在几个不同配置中在电压电势(例如，诸如电池电压的电源电压、或地)与输出节点26之间互联电容器12和14。说明性的开关矩阵16包括九个开关40、42、44、46、48、50、52、54和56，它们由开关控制信号38控制(S1-S9)。虽然在图4A-7B中以可控的单极刀单掷(SPST)开关的形式示意性地示出开关40-56，但是它们可以包括任何合适的切换设备，诸如，场效应晶体管(FET)。例如，在某些实施方式中，开关40和50的每个可以包括P型FET(PFET)，开关46和56的每个可以包括N型FET(NFET)，并且开关42、44、48、52和54的每个可以包括PFET和NFET的并联组合。每个FET的控制端子(例如，栅极)可以接收开关控制信号38中的一个(S1-S9)。
虽然在示例实施例中开关矩阵16包括可以如所示的布置的九个开关，但是，在其它实施例中，开关矩阵可以包括以任何其它合适方式布置的任何合适数目的开关。类似地，虽然说明性的实施例包括开关矩阵16可以如下所示互连的两个电容器12和14，但是，其它实施例可以包括多于两个电容器，并且开关矩阵可以在各种合适的配置中互连电容器。此外，应用这里所述的原理和优点，可以使用开关矩阵实施任何合适数目的模式。另外，虽然描述了电池电压，但是另一电源电压可以与电池相组合、或者作为替代。
如图4A-B中所图示的，在第一配置中，开关矩阵16可以在图4A中所示的第一阶段配置、或图4B中所示的第二阶段配置中互连电容器12和14。这里，根据某些实施方式，第一配置可以称为“1/3模式”，这是因为，在此模式中的操作意图在输出节点26引起输出电压信号V_OUT，该输出节点26具有标称地或平均地为电池电压V_BATT的约三分之一的电压电平。
如图4A中所示，在1/3模式的第一阶段配置中，开关40、44、48、50和54断开，并且开关42、46、52和56闭合。开关42和46的闭合状态的组合将电容器12耦接或电连接在地电压电位(例如，0伏)与输出节点26之间。类似地，开关52和56的闭合状态的组合将电容器14耦接或电连接在地电位与输出节点26之间(即，与电容器12并联)。因此，在1/3模式的第一阶段配置中，包括彼此并联的电容器12和14的电容器电路关于输出节点26放电。
如图4B中所示，在1/3模式的第二阶段配置中，开关42、44、46、50、52和56断开，并且开关40、48和54闭合。开关40、48和54的闭合状态的组合将电容器12和14串联地耦接在诸如由电池V_BATT或其它电源电压提供的基极参考电压的正电压电位与输出节点26之间。因此，在1/3模式的第二阶段配置中，包括彼此串联的电容器12和14的电容器电路关于输出节点26充电。
如图5A-B中所图示的，在第二配置中，开关矩阵16可以在图5A中所示的第一阶段配置、或图5B中所示的第二阶段配置中互连电容器12和14。这里，根据某些实施方式，此第二配置可以称为“1/2A模式”，这是因为，在此模式中的操作意图在输出节点26引起输出电压信号V_OUT，该输出节点26具有标称地或平均地为电池电压V_BATT的约一半的电压电平。而且，如下所示，存在1/2A模式的变型，其称为1/2B模式。
如图5A中所示，在1/2A模式的第一阶段配置中，开关40、44、48、50和54断开，并且开关42、46、52和56闭合。开关42和46的闭合状态的组合将电容器12耦接在地与输出节点26之间。类似地，开关52和56的闭合状态的组合将电容器14耦接在地与输出节点26之间(即，与电容器12并联)。因此，在1/2A模式的第一阶段配置中，包括彼此并联的电容器12和14的电容器电路关于输出节点26放电。
如图5B中所示，在1/2A模式的第二阶段配置中，开关42、46、48、52和56断开，并且开关40、44、50和54闭合。开关40和44的闭合状态的组合将电容器12耦接在电池电压与输出节点26之间。类似地，开关50和54的闭合状态的组合将电容器14耦接在电池电压与输出节点26之间(即，与电容器12并联)。因此，在1/2A模式的第二阶段配置中，包括彼此并联的电容器12和14的电容器电路关于输出节点26充电。
在图6A-B中示出第二模式配置的1/2B模式变型。如下所述，第二模式配置包括1/2A和1/2B模式两者或子模式，以最小化在从一个模式切换至另一个模式期间改变状态的开关的数目。虽然在说明性的实施例中包括这些子模式，但是，在其它实施例中不需要包括这些子模式。
如图6A中所示，在1/2B模式的第一阶段配置中，开关42、46、48、52和56断开，并且开关40、44、50和54闭合。开关40和44的闭合状态的组合将电容器12耦接在电池电压与输出节点26之间。类似地，开关50和54的闭合状态的组合将电容器14耦接在电池电压与输出节点26之间(即，与电容器12并联)。因此，在1/2B模式的第一阶段配置中，包括彼此并联的电容器12和14的电容器电路关于输出节点26充电。
如图6B中所示，在1/2B模式的第二阶段配置中，开关40、44、48、50和54断开，并且开关42、46、52和56闭合。开关42和46的闭合状态的组合将电容器12耦接在地与输出节点26之间。类似地，开关52和56的闭合状态的组合将电容器14耦接在地与输出节点26之间(即，与电容器12并联)。因此，在1/2B模式的第二阶段配置中，包括彼此并联的电容器12和14的电容器电路关于输出节点26放电。
如图7A-B中所图示的，在第三配置中，开关矩阵16可以在图7A中所示的第一阶段配置、或图7B中所示的第二阶段配置中互连电容器12和14。这里，根据某些实施方式，此第三配置可以称为“2/3模式”，这是因为，在此模式中的操作意图在输出节点26引起输出电压信号，该输出节点26具有标称地为电池电压V_BATT的约三分之二的电压电平。
如图7A中所示，在2/3模式的第一阶段配置中，开关42、46、48、52和56断开，并且开关40、44、50和54闭合。开关40和44的闭合状态的组合将电容器12耦接在电池电压与输出节点26之间。类似地，开关50和54的闭合状态的组合将电容器14耦接在电池电压与输出节点26之间(即，与电容器12并联)。因此，在2/3模式的第一阶段配置中，包括彼此并联的电容器12和14的电容器电路关于输出节点26充电。
如图7B中所示，在2/3模式的第二阶段配置中，开关40、44、46、50、52和54断开，并且开关42、48和56闭合。开关42、48和56的闭合状态的组合将电容器12和14串联地耦接在地与输出节点26之间。因此，在2/3模式的第二阶段配置中，包括彼此串联的电容器12和14的电容器电路关于输出节点26放电。
如图8A中所图示的，比较器电路18可以包括四个比较器58、60、62和64、以及包括四个电阻器66、68、70和72的电压电平生成器。电阻器66、68、70和72可以彼此串联地连接在诸如电池电压的电源电压与地之间。可以选择电阻器66、68、70和72的值以使得：在比较器60的第一输入(例如，反相输入)的节点74的电压近似是电源电压V_BATT的2/3，在比较器62的第一输入的节点76的电压近似是电源电压V_BATT的1/2，并且在比较器64的第一输入的节点78的电压近似是电源电压V_BATT的1/3。比较器60、62和64的每个的第二输入(例如，非反相输入)可以耦接至参考电压信号V_REF。在其它实施方式中，电压电平生成器可以例如经由电阻分压器生成任何合适的电压电平。
参考电压信号V_REF可以是模拟基带信号。在某些实例中，参考电压信号V_REF可以跟踪诸如在前所述的功率放大器5的功率放大器的输出功率。参考电压信号V_REF可以独立于诸如电池电压V_BATT的电源信号。参考电压信号V_REF可以是具有相对少的噪声的干净信号。例如，在某些实施方式中，噪声特征可使参考电压信号V_REF失真不多于约参考电压信号V_REF的量值的0.01％至0.5％。在某些实施方式中，噪声特征可使参考电压信号V_REF失真不多于约参考电压信号V_REF的量值的0.05％、不多于约参考电压信号V_REF的量值的0.1％、不多于约参考电压信号V_REF的量值的0.25％、或不多于约参考电压信号V_REF的量值的0.5％。在某些实施方式中，旁路电容器(例如，如在前所述的)可以减小参考电压信号V_REF上的噪声、和/或维持参考电压信号V_REF上的噪声的低电平。使用参考电压信号V_REF可以避免如下情形：该模式可能由于与提供至比较器的信号关联的抖动而陷入困境。输出电压V_OUT可以通过电池电压V_BATT充电，同时参考电压信号V_REF独立于电池电压V_BATT。此外，使比较器电路18的比较基于参考电压信号V_REF可以增大对输出电压V_OUT充电的速度。在各个实施方式中，参考电压信号V_REF可以在被提供至比较器58、60、62和64的任何组合的输入之前被滤波。
比较器60的输出V_23为高可以指示参考电压V_REF超过(例如，在量值上大于)2/3的V_BATT；比较器62的输出V_12为高可以指示参考电压V_REF超过1/2的V_BATT；并且比较器64的输出V_13为高可以指示参考电压V_REF超过1/3的V_BATT。比较器58的一个输入(例如，反相输入)可以连接至在输出节点26的输出电压信号V_OUT。然而，比较器58的另一个输入(例如，非反相输入)可以连接至参考电压信号V_REF。因此，比较器58的输出V_UD(或VUD)为高可以指示参考电压V_REF超过输出电压V_OUT。相反地，比较器58的输出V_UD为低可以指示输出电压V_OUT超过参考电压V_REF。在某些实施方式中，比较器58的输出V_UD可以用作方向比较信号，其向切换逻辑20(图3A和/或3B)指示切换逻辑20应当使得输出电压信号V_OUT在哪个方向(“向上”或“向下”)上改变。
可以将比较器58、60、62和64中的一个或多个的输出提供至开关矩阵，诸如，在前所述的开关矩阵16。在某些实施方式中，可以经由一个或多个介入的电路元件将比较器的输出提供至开关矩阵16。
在图8B中示出与电容电路元件组合的另一示例开关矩阵。图8B中所图示的开关矩阵16可以实施这里所述的开关矩阵的特征的任何组合。如图8B中所示，开关矩阵16中的开关可以由彼此并联和/或串联的两个或多个子开关表示。每个子开关可以包括压控开关，例如，NFET和/或PFET器件。开关矩阵16可以通过多于两个的诸如电容器的电容电路元件来实施。例如，如图8B中所图示的，开关矩阵16可以通过四个电容器C1、C2、C3和C4来实施。在某些实施方式中，电容器C1、C2、C3和C4可以具有近似相同的电容。根据其它实施方式，电容器C1、C2、C3和C4中的两个或更多个可以具有不同的电容。电容器C1、C2、C3和C4中的一个或多个可以具有与电容器28不同的电容。
在某些实施方式中，开关矩阵中的一个或多个开关可以由并联的多个子开关实施。多个子开关的每个可以由不同的输入信号控制。例如，子开关sw1_1可以由比较器60的输出V_23控制，子开关sw1_2可以由比较器62的输出V_12控制，并且子开关sw1_3可以由比较器64的输出V_13控制。作为另一示例，子开关sw3_1和子开关sw3_2可以由从V_23、V_12和V_13中选择的两个不同的信号控制。开关sw4可以被认为仅具有一个子开关，其可以由V_13、V_12或V_23控制。如图8B中也图示的，某些开关可以基于设计考虑而包括不同数目的子开关(例如，如所图示的，一个、两个或三个子开关)。虽然在图8A中示出四个比较器，但是，可以包括任何合适数目的比较器，以便实现期望的用于控制开关矩阵16的粒度等级。例如，可以将更多的比较器添加至比较器电路18以生成附加的控制信号，以便实现用于在参考电压信号V_REF的电压电平的范围上的开关控制的更精细的分辨率。在这些实施方式中的某些中，可以提供由比较器电路18所生成的不同的控制信号控制的多于三个的子开关，用于开关矩阵16的一个或多个开关。
随着参考电压信号V_REF的电压电平改变，比较器的输出电压(例如，V_23、V_12和V_13)可以用于动态地调整开关矩阵16中的开关的有效开关尺寸，以提高和/或最优化在参考电压信号V_REF的不同电压电平的效率。例如，在参考电压信号V_REF的相对高的电压电平(例如，约2/3的Vbatt，其中假设在V_REF与V_OUT之间的1比1的比率)，可以接通所有并联的子开关以降低开关在接通状态中的电阻。作为另一示例，在参考电压信号V_REF的相对低的电压电平(例如，低于1/3的Vbatt，其中假设在V_REF与V_OUT之间的1比1的比率)，仅可以接通彼此并联的子开关的一部分以减小动态切换电流。因此，可以基于所需电流调整开关矩阵16中的诸如场效应晶体管的开关的有效尺寸。结果，可以消耗较少的电流来对诸如电容器12和/或14的一个或多个电容器动态充电。
还可以基于比较器58、60、62和64的一个或多个输出控制切换频率。开关电容器网络的有效电阻可以与切换频率与电容相乘的倒数成比例。更多的并联子开关可以减小开关电容器网络的有效电阻，并且更少的并联子开关可以增大开关电容器网络的有效电阻。因为动态功率可以与电容乘以电压的平方再乘以频率成比例，所以调整切换频率可以减小功率、和/或通过参考电压信号V_REF的特定电压电平而实现对切换频率的有效率的选择。对于参考电压信号V_REF的特定电压电平，这可以实现更优的效率。
图8C图示用于功率放大器5的偏置控制电路的示例示意图。图8C的DC-DC电压转换器214可以包括诸如DC-DC电压转换器10的这里所述的电压转换器的特征的任何组合。来自诸如图8A的比较器58、60、62和64的比较器电路18的输出中的一个或多个可以用于基于参考电压信号V_REF的电压电平，动态地调整功率放大器5的偏置电流。可以在控制逻辑的比较器电路18中包括任何合适数目的比较器，以便实现期望的用于控制功率放大器的偏置电流的分辨率等级。例如，可以在比较器电路18中包括更多比较器，以便实现用于在参考电压信号V_REF的电压电平的范围上的功率放大器偏置控制的更精细的分辨率。这可以利用相邻信道功率比(ACPR)余量进一步提高功率放大器效率。在某些实施方式中，功率放大器5的偏置电流轮廓可以连续地跟踪电压参考信号和/或功率放大器功率输出电平、以及功率放大器5的集电极电压。
在某些实施方式中，切换逻辑20的模式选择逻辑32(图3A和/或3B)可以包括组合逻辑，其被配置为确定切换逻辑20使得开关矩阵16切换至的模式，以便使得输出电压信号V_OUT在由例如可以由比较器58生成的方向比较信号指示的方向上改变。模式选择逻辑32可以接收比较信号30，其可以是比较器电路18的输出(例如，比较器58-64的输出)、和/或基于比较器电路18的输出(例如，基于比较器58-64的输出)。可以将比较信号30提供作为到组合逻辑的输入。可以以诸如逻辑门的网络的任何合适形式提供组合逻辑。为了说明性目的，这里将参考图9A中所示的表80描述组合逻辑。将理解，存在通过逻辑门的网络或任何其它合适形式实施由表80表示的逻辑功能的多个方式。模式选择逻辑32可以响应于比较信号30和组合逻辑，输出模式选择信号36(图3A和/或3B)。
如图9A中所图示的，表80指示切换逻辑20可以分别响应于比较器58、60、62和64的输出V_UD、V_23、V_12和V_13的组合而使得开关矩阵16切换至的“下个模式”(其也可以称为“下个状态”)。表80中指示的模式为如上所述：1/3模式、1/2A模式、1/2B模式和2/3模式。表80还指示是否“保持”当前模式，即，是否维持当前模式作为下个模式。具体地，所有比较器58-64的输出为低可以指示要将当前模式保持在1/3模式(的第二阶段配置)中。在其它实例中，表80指示该模式要切换。如下所述，该模式可以每隔一个时钟周期从当前模式切换至下个模式。应注意，这里对“切换”或“改变”模式、或者提供模式控制信号的引用意图在其含义的范围内不仅涵盖在可发生模式切换(即，在当前模式和下个模式相同的实例中从当前模式切换或改变至“下个”模式)的时间改变至不同模式，而且还涵盖在可发生模式切换的时间维持同一模式。
模式选择逻辑32(图3A和/或3B)可以包括用于对例如下个模式的输出的一些或全部进行编码的编码逻辑，并且以编码形式提供模式选择信号36。编码逻辑可以以例如3比特字(MODE[2:0])的形式对输出进行编码。例如，可以将下个模式输出“1/3”编码为“001”；可以将下个模式输出“1/2A”编码为“010”；可以将下个模式输出“1/2B”编码为“011”；并且可以将下个模式输出“2/3”编码为“100”。因为在本领域技术人员的能力内能够很好地提供这样的编码逻辑，所以这里不在更详细地示出或描述其。
图9B是图示图9A的真值表中反映的示例模式选择逻辑的应用的示例信号图900。线902表示DC-DC电压转换器的输出电压V_OUT，线904表示提供至DC-DC电压转换器的参考电压V_REF。此外，线906表示由电源电压V_BATT提供的电压。线908、910和912图示图900上分别对应于电源电压的1/3、1/2和2/3的点。在图9B中图示的示例中，参考电压是从稍微低于2/3的V_BATT开始并且在一段时间之后下降至稍微高于1/3的V_BATT的阶跃函数。应注意，虽然将示例参考电压图示为阶跃函数，但是参考电压不限于此，并且可以使用各种类型的函数来表示参考电压。
如由线914所图示的，当V_OUT或输出电压小于V_REF或参考电压时，对应于在转换器的输出电压与参考电压之间的比较的信号V_UD可以具有‘1’的值、或逻辑上的高值。当输出电压超过参考电压时，V_UD值下降至‘0’或逻辑低值。应理解，当输出电压大于参考电压时V_UD值是‘0’还是‘1’是约定的事，而不限于这里所述的示例中指定的值。类似地，这里所述的附加比较器的值也不限于所给出的示例值。
在某些实施方式中，V_UD信号仅在时钟信号内的特定点(诸如，时钟信号的前沿或上升沿)改变值。然而，在其它实施方式中，如由V_UD线914和表示时钟信号的时钟线916所图示的，V_UD值可以在输出电压与参考电压之间的关系改变时立即改变，而与时钟信号无关。
如上所讨论的，切换逻辑20可以使得开关矩阵16切换至的下个模式可以分别响应于比较器58、60、62和64的输出V_UD、V_23、V_12和V_13的组合而发生。此外，如上所述，线914反映与输出电压V_OUT是否超过期望的电压、或参考电压相关联的输出V_UD的值。类似地，线918、920和922分别反映V_13、V_12和V_23的输出。如从图900所见的，当输出电压超过1/3的V_BATT时，线918从逻辑上的低移至逻辑上的高。类似地，当输出电压超过1/2的V_BATT时，线920从逻辑上的低移至逻辑上的高。此外，当参考电压减小为小于1/2的V_BATT、从而使得输出电压下降至1/2的V_BATT之下时，比较器的输出V_12从逻辑上的高移回至逻辑上的低。当参考电压未达到2/3的V_BATT并且因此输出电压未达到2/3的V_BATT时，线922在图9B中所图示的示例中保持逻辑上的低。
如图10中所图示的，开关控制逻辑34可以接收模式选择信号36，其可以为3比特字(MODE[2:0])和“保持”信号的上述编码形式。MODE[2:0]字和“保持”信号一起可以指示切换逻辑20要切换至的下个模式。可以将“保持”信号锁存到控制逻辑34中的诸如触发器82的状态元件中。可以将MODE[2]比特锁存到控制逻辑34中的诸如触发器84的状态元件中。可以将MODE[1]比特锁存到控制逻辑34中的诸如触发器86的状态元件中。可以将MODE[0]比特锁存到控制逻辑34中的诸如触发器88的状态元件中。触发器82-88可以每隔时钟信号(CLOCK)的周期锁存它们的输入。另一触发器90可以将时钟信号分频(divide)成两个，并且将经分频的时钟信号提供至触发器82-88的时钟输入。可以使用其它状态元件来代替触发器，诸如，锁存器等。
开关控制逻辑34还包括耦接至触发器82-88的输出的解码器逻辑92。解码器逻辑92可以将锁存的MODE[2:0]字和“保持”信号解码为控制开关矩阵16的上述开关40-56和/或开关矩阵16中的子开关中的任一个的各个开关控制信号38(例如，S1-S9)。当模式选择信号36可以指示“下个”模式时，锁存的MODE[2:0]字和“保持”信号可以指示“当前”模式。解码器逻辑92可以响应于当前模式和时钟信号生成开关控制信号38(例如，S1-S9)。
在图4A-7B的电路图中反映了解码器逻辑92的某些实施方式的操作。将理解，对于图4A-7B中所图示的每个模式配置，开关40-56在每个时钟周期的一半假设第一阶段配置，并且在每个时钟周期的另一半假设第二阶段配置。响应于锁存的MODE[2:0]字指示1/3模式或“001”，解码器逻辑92可以生成开关控制信号38(例如，S1-S9)以在每个时钟周期的前一半期间将开关40-56设置到图4A中所示的状态，并且在每个时钟周期的后一半将开关40-56设置到图4B中所示的状态。响应于锁存的MODE[2:0]字指示1/2A模式或“010”，解码器逻辑92可以生成开关控制信号38(例如，S1-S9)以在每个时钟周期的前一半期间将开关40-56设置到图5A中所示的状态，并且在每个时钟周期的后一半将开关40-56设置到图5B中所示的状态。响应于锁存的MODE[2:0]字指示1/2B模式或“011”，解码器逻辑92可以生成开关控制信号38(例如，S1-S9)以在每个时钟周期的前一半期间将开关40-56设置到图6A中所示的状态，并且在每个时钟周期的后一半将开关40-56设置到图6B中所示的状态。响应于锁存的MODE[2:0]字指示2/3模式或“100”，解码器逻辑92可以生成开关控制信号38(例如，S1-S9)以在每个时钟周期的前一半期间将开关40-56设置到图7A中所示的状态，并且在每个时钟周期的后一半将开关40-56设置到图7B中所示的状态。响应于锁存的“保持”信号指示“保持”模式，解码器逻辑92可以生成开关控制信号38(S1-S9)以在下个时钟周期的每一半期间将开关40-56维持在它们在前的模式配置中。将理解，可以在每个时钟周期的相反一半中、和/或对于时钟周期的不同部分/倍数，实施上述状态的任何组合。
图11和12图示这里所述的DC-DC转换器214中的不同操作模式之间切换的示例方法。可以通过响应于V_OUT跨过V_REF而使时钟停止、由此暂停切换网络16，来提高效率。虽然对应于图11中所示的图和/或图12的流程图的DC-DC转换器可以为了说明性的目的而包括特定数目的模式，但是，将理解，参考图11和/或12描述的原理和优点可以应用于具有合适数目的模式的系统。类似地，将理解，也为了说明性的目的描述了阈值电压电平(例如，1/3Vcc、1/2Vcc、2/3Vcc)，并且可以通过参考图11和/或12描述的特征的任何组合实施任何合适的电压电平。
图11是图示图3A和/或3B的DC-DC电压转换器214的示例操作的时序图。该时序图示出一个实施例中的参考电压信号V_REF和输出电压信号V_OUT。在图11中，输出电压信号V_OUT随时间经过的电压电平由虚线曲线表示，并且参考电压信号V_REF随时间经过的电压电平由实线曲线表示。如所图示的，参考电压信号V_REF是相对无噪声的信号。输出电压信号V_OUT可以跟踪参考电压信号V_REF，这是因为，参考电压信号V_REF经由DC-DC开关电容器电压转换器而改变。在图11中所示的图中，Vcc电压由电池提供。
取决于是输出电压信号V_OUT、还是参考电压信号V_REF具有更高的电压电平，DC-DC转换器可以操作在脉冲跳跃模式(PSM)中。例如，当参考电压V_REF跨过1/3Vcc时，1/3模式可能不能将输出电压V_OUT增大至近似等于参考电压V_REF。结果，DC-DC转换器214可以切换至1/2模式。然而，因为参考电压V_REF可能刚好稍微高于1/3Vcc，所以，当改变至1/2模式时，V_OUT可能对参考电压V_REF过冲(overshoot)，并且在过冲时间段期间引起诸如3.0mA的大电流。在某些情况下，过冲电压可能取决于电路上的负载。在某些情况下，该过冲可能高至2倍的参考电压。这可能降低DC-DC转换器214的效率。然而，这里给出的实施例中的一些可以减少或防止过冲电压、以及可能与对参考电压的过冲关联的所引起的相应的大电流的发生。
为了解决过冲电压等的问题，DC-DC转换器214可以操作在脉冲跳跃模式(PSM)中、和/或调整有效开关尺寸。在SPM模式中，一旦输出电压V_OUT通过参考电压V_REF(例如，V_OUT变为大于V_REF)，DC-DC转换器214就可以关闭振荡器，让负载消耗(drain)电流直到输出电压V_OUT变为小于参考电压V_REF为止，并且重新启动时钟以对输出电压V_OUT充电。例如，可以如参考图8B所示和所述地实施对开关尺寸的调整。例如，基于当输出电压V_OUT刚刚通过参考电压V_REF时的负载电流，可以关断至少一部分子开关以增大一个或多个开关的有效电阻。这也可以帮助抵消从诸如Vbatt的电源电压引起的电流过冲。这还可以进一步增大功率效率。
参考回图11，在某些实施方式中，当输出电压V_OUT大于参考电压V_REF时，DC-DC转换器214可以操作在PSM模式中。更具体地，当参考电压V_REF低于1/3Vcc时，在输出电压V_OUT小于参考电压V_REF时，模式控制逻辑可以使得DC-DC转换器214保持在1/3模式中。当输出电压V_OUT大于参考电压V_REF时，DC-DC转换器214可以操作在PSM模式中、而非1/3模式中。当参考电压V_REF和输出电压V_OUT基本上相等时，则取决于实施方式，DC-DC转换器214可以操作在任一模式中。然而，诸如比较器电路18的比较电路可以确定输出电压V_OUT与参考电压V_REF之间的小差异。
当参考电压V_REF的电压电平超过1/3Vcc时，在1/3模式中，输出电压V_OUT可能不能超过参考电压V_REF。结果，控制逻辑20可以切换开关矩阵16中的一个或多个开关，使得DC-DC转换器214切换至1/2模式。当V_REF在1/3Vcc与1/2Vcc之间时，DC-DC转换器214可以在V_OUT小于V_REF时保留在1/2模式中，并且在V_OUT大于V_REF时转变至PSM模式。类似地，当V_REF在1/2Vcc与2/3Vcc之间时，DC-DC转换器214可以在V_OUT小于V_REF时操作在2/3模式中，并且在V_OUT大于V_REF时操作在PSM模式中。同样地，当V_REF大于2/3Vcc时，DC-DC转换器214可以在V_OUT小于V_REF时操作在电源模式、或Vbatt模式中，并且在V_OUT大于V_REF时操作在PSM模式中。每当输出电压V_OUT的电压电平跨过参考电压V_REF时，控制逻辑20可以使得DC-DC转换器214操作在PSM模式中。可以通过切换开关矩阵16中的一个或多个开关以使得DC-DC转换器214调整模式，来调整模式。
如图11中还所示的，可以通过对保持电容器放电来限制斜降。在某些实施方式中，可期望为偏置使用DC-DC转换器214的功率放大器5的集电极电压为多于约0.7V。另外，通过增大开关尺寸以便减小在增大电流时的IR下降，可以在某些实例中减小将参考电压V_REF与输出电压V_OUT分开的间隙。
图12是图示操作图3A和图3B的DC-DC电压转换器214的示例处理1200的流程图。电压转换器可以基于从诸如比较器电路18的比较电路中的比较生成的输出，操作在例如这里所述的模式中的任何模式的一模式中。例如，由图8A的比较器执行的一个或多个比较可以用于确定DC-DC电压转换器214可以操作的模式。
在某些实施方式中，DC-DC电压转换器214可以在参考电压信号V_REF小于电源电压的1/3时操作在1/3模式中。例如，当在块1202的比较指示V_REF小于电源电压的1/3、并且在块1204的比较指示输出电压V_OUT小于参考电压V_REF时，可以在块1206将DC-DC转换器214设置到1/3模式。
DC-DC电压转换器214可以在参考电压信号V_REF大于电源电压的1/3并且小于电源电压的1/2时操作在1/2模式中。例如，当在块1210的比较指示V_REF在电源电压的1/3与电源电压的1/2之间、并且在块1212的比较指示输出电压V_OUT小于参考电压V_REF时，可以在块1214将DC-DC转换器214设置到1/2模式。
DC-DC电压转换器214可以在参考电压信号V_REF大于电源电压的1/2并且小于电源电压的2/3时操作在2/3模式中。例如，当在块1218的比较指示V_REF在电源电压的1/2与电源电压的2/3之间、并且在块1220的比较指示输出电压V_OUT小于参考电压V_REF时，则可以在块1222将DC-DC转换器214设置到2/3模式。
DC-DC电压转换器214可以在参考电压信号V_REF大于电源电压的2/3时操作在电源模式中。例如，当在块1218的比较指示V_REF多于电源电压的2/3、并且在块1226的比较指示输出电压V_OUT小于参考电压V_REF时，则可以在块1228将DC-DC转换器214设置到Vbatt模式。
基于比较器电路18中的一个或多个比较，DC-DC转换器214还可以操作在PSM模式中。例如，当输出电压V_OUT大于参考电压V_REF时，DC-DC转换器214可以操作在PSM模式中。例如，基于在块1204、1212、1220或1226的比较，可以分别在块1208、1216、1224或1230将DC-DC转换器214设置到脉冲跳跃模式。
在某些实施方式中，DC-DC转换器214可以响应于参考电压V_REF达到Vcc的特定百分比而切换至旁路模式。例如，如图12中所示，当参考电压V_REF达到2/3Vcc时，DC-DC转换器214可以操作在Vbatt模式中。可以同时地、顺序地、或以任何适当顺序实施图12中的操作。
PSM和FM组合概述
如在前所述，在某些实施方式中，DC-DC电压转换器可以被设计为操作在脉冲跳跃模式(PSM)中。当对于具备PSM能力的DC-DC开关电容器，V_OUT超过V_REF时，DC-DC电压转换器进入PSM模式、或使能PSM，其可导致振荡器(例如，振荡器24)被关闭。如在前所述，在某些这样的情况下，负载可以用于消耗电流，直到所得到的V_OUT下降到V_REF之下为止。此外，还可以接触激活用于修改V_OUT的切换网络(例如，开关矩阵16)。
开关电容器DC-DC转换器(例如，DC-DC电压转换器214)可能能够以诸如1/2、1/3等的固定比率减小电池电压。这可能是生成输出电压的高效方法，因为存在等于电压增益的倒数的电流增益。对于每个切换模式(增益比率)可存在两个阶段——对浮动电容器充电和放电——并且，在常规操作中，对于每个这些阶段的时钟占空比略低于50％。然而，当至浮动电容器所有开关闭合时可能存在少量的非重叠时间，从而导致正空比低于50％。浮动电容器一般指代可能关于地或公共节点浮动的电容器。换言之，在电路的某些配置中，浮动电容器可能不电连接至地，或者可能与地隔离。而是，这些浮动电容器可能电连接在除了地之外的两个节点之间。例如，参考图7A，电容器12电连接在V_BATT与V_OUT之间，但是与图7A中所图示的地节点隔离。换言之，可以将浮动电容器转移(shift)为连接在除了地之外的不同节点之间。非浮动电容器可以在诸如V_OUT的节点与地之间。
在某些情况下，存在与每个电压比率关联的输出电阻，其中所述电压比率是如下三个调制参数的函数：切换频率、开关的电阻、以及每个阶段的占空比。输出电阻与频率成反比例，并且与开关电阻和复合占空比直接成比例。输出电压遵循如下公式：V_OUT＝V_BATT*Av–R_OUT*I_OUT，其中Av是电压增益，并且I_OUT是负载引起(pull)的电流。由于输出电阻，输出电压不能达到V_BATT*Av。对于可以将期望的输出电压设置在特定的I_OUT的连续输出设计，可以通过上面提及的三个参数之一来调制输出电阻。
在某些实施方式中，一旦V_OUT下降到V_REF之下，就接触激活、或禁用PSM模式，并且可以重新启动或重新初始化振荡器。此外，可能需要重新激活切换网络。在某些实施方式中，可能需要不可忽略的时间段来重新激活或重新启动振荡器、关联的时钟生成器和相关系统(例如，切换网络)。例如，在重新激活时钟之后、V_OUT开始赶上V_REF之前，可能需要多达10μs来开始操作开关网络。在某些通信系统中，此10μs重启时间可导致呼叫被丢弃。此外，因为振荡器需要时间来重新启动，所以在重新激活切换网络时可能存在延迟。此外，激活和解除激活振荡器可以产生高于制造商预期的振荡器频率的有效切换频率。这个更高的频率使得系统的功率效率减小。
在某些实施方式中，将V_OUT与参考电压比较的信号用于当输出电压变得太高时关闭振荡器。这允许负载拉低输出电压。根据调制参数，一个阶段相对于另一阶段的占空比将不再是1:1，而是将上升至与15:1一样高的值，并且频率在下降至原始频率的约50％之前也将上升140％。当频率上升时，用于驱动开关的电流也上升，从而降低效率。
在本公开的某些实施例中，DC-DC电压转换器可以被配置为除了使用PSM之外，还使用频率调制(FM)。可以通过使用经放大的误差信来将电压驱动至电流转换阶段、并驱动压控振荡器以基于V_REF电平动态调整切换频率，来实施FM。有利地，在某些实施方式中，通过在操作在PSM模式中时使用FM，可以使得DC-DC电压转换器的振荡器保持操作，从而消除当现有PSM模式时重新初始化振荡器的处理，并且提高转换器的效率。换言之，在某些实施方式中，可以通过减少或消除用于在电压模式之间切换(例如，在1/2Vcc与2/3Vcc之间切换)并解除消除PSM之前初始化或重新初始化振荡器的时间量，改善DC-DC电压转换器的操作。此外，在某些实施方式中，使用PSM和FM两者可能在V_OUT和/或I_OUT为低的低功率区域尤其有效，这是因为，驱动电流可能在DC-DC电压转换器的效率上起到大得多的作用。
使用PSM和FM的示例电压转换器
图13是根据某些实施例的可以使用PSM和FM两者操作的诸如DC-DC电压转换器的电压转换器1300的示意框图。电压转换器1300可以包括在前关于DC-DC电压转换器214描述的实施例中的一些或全部。例如，与图2中以及图3A和3B中所图示的DC-DC电压转换器214的实施例类似，电压转换器1300可以包括开关阵列或开关矩阵1302。此开关矩阵1302可以包括多个开关，它们可以被闭合和关断，从而对作为开关矩阵1302的部分而被包括的多个电容元件、或电容器充电和放电。如同开关矩阵16那样，开关矩阵1302可包括的电容器的数目和类型不被限制。例如，开关矩阵1302可以包括两个电容器、三个电容器、十个电容器，等等。可以将开关矩阵1302的输出V_OUT提供至使用在特定电压电平的直流操作的系统或电路。例如，可以将开关矩阵1302的输出电压V_OUT提供至功率放大器(例如，功率放大器裸芯204或功率放大器5)。在某些实施例中，可以在输出节点1318提供诸如电容器1316的滤波器电路。此滤波器电路可以用于对输出电压信号V_OUT进行滤波。
电压转换器1300还可以包括控制逻辑或切换逻辑1304，用于控制何时关断或闭合开关矩阵1302的开关。去在前关于控制逻辑17所述的，切换逻辑1304可以包括用于将参考电压V_REF与由开关矩阵1302输出的输出电压V_OUT相比较的与比较器电路18类似的比较器电路。切换逻辑1304的控制信号可以至少部分地基于V_REF与V_OUT之间的比较。
此外，由切换逻辑1304输出的控制信号可以在被提供至开关矩阵1302之前被提供至驱动器1306。驱动器1306可以是由一系列逆变器电路组成并且被设计为具有逐级最优化的驱动能力的逆变器驱动器。虽然驱动器1306在某些情况下可以由逆变器(inverter)形成，但是驱动器1306通常不意图对信号进行逆变，而是提升驱动能力。然而，在某些情况下，驱动器1306可以被设计为对信号进行逆变。逆变器电路可以由pFET和nFET形成。驱动器1306可以提供驱动开关矩阵1302中的开关栅极的大电容负载的能力。通常，驱动器1306的目的是提升驱动能力，而非对信号进行逆变。
电压转换器1300还可以包括时钟信号生成器1308，其可以基于由振荡器1310提供或生成的信号生成多个时钟信号(例如，时钟信号1312A和1312B)。在某些实施方式中，时钟信号生成器1308和振荡器1310可以包括关于图3A或图3B中的时钟信号生成器22和关联的振荡器24描述的实施例中的一些或全部。然而，与由使能信号激活的振荡器24形成对比，振荡器1310从压控电流源(VCCS)接收信号。虽然未被同样限制，但是VCCS可以是如图13中所图示的运算跨导放大器(OTA)1314。OTA 1314可以使得基于由OTA 1314提供的电流调制由振荡器1310生成的频率。由OTA 1314提供的电流可以基于V_REF与V_OUT之间的增量(delta)或差(V_REF-V_OUT)。V_REF与V_OUT之间的增量越大，由OTA产生的电流就越大。当V_OUT>V_REF时，增量V可以为负，并且振荡器通常以其最小频率运行。因此，有效地，增量V的量值在此情况下在触发最小频率之外对振荡器频几乎不存在影响。然而，当V_REF>V_OUT时，增量V可以为正，并且可以用于设置OTA电流，其可以设置或对应于振荡器频率。
在操作期间，OTA 1314可以当V_OUT超过V_REF时使得振荡器1310减小其生成的频率。另一方面，当V_REF超过V_OUT时，OTA 1314可以使得振荡器1310增大器生成的频率。换言之，在某些情况下，可以基于V_REF与V_OUT之间的关系执行频率调制。
一般地，由OTA 1314产生的电流可以与V_OUT与V_REF之间的差、或ΔV成比例。因为频率可以直接与电流输入成比例，所以振荡器频率可以被认为与ΔV或增量V成比例。可以将振荡器频率保持在连续范围内。此外，电流、以及因此的振荡器频率可以具有最大值和非零正最小值。当V_OUT>V_REF时，可以将OTA电流设置到其最小值，因此可以将振荡器1310设置到其最小非零操作频率。如果该频率为最小、但是V_OUT保持大于V_REF，则可以与FM并行地使用PSM以进一步减小V_OUT。此外，更高的频率可以减小输出阻抗，使得在高输出电流条件下，V_OUT更紧密地接近或跟踪V_REF。更低的频率可以通过降低对可能相对大从而导致相当大的浪费电流量的开关电容的充电和放电，提高功率效率。因此，有利地，随着V_OUT接近V_REF、或者当V_OUT超过V_REF时减小输出电流可以节省电力。
如前所述，DC-DC电压转换器可以包括多个比较器，其可以用于为开关矩阵的开关确定开关配置。这些比较器之一(例如，比较器1320)可以将V_OUT与V_REF相比较。此比较的输出可以称为V_UD。当DC-DC电压转换器1300的输出电压V_OUT小于参考电压V_REF时，V_UD具有逻辑1值。在某些这样的情况下，开关矩阵1302被配置以使得开关矩阵1302的电容器继续充电。此外，当V_UD具有逻辑1值时，开关矩阵1302被配置以使得输出电压V_OUT继续上升。电容器的充电以及输出电压的增大可能由于供应至DC-DC电压转换器1300的电源电压V_BATT(未示出)。
当V_UD值为高、或者逻辑上的1时，DC-DC电压转换器禁用PSM，并且由OTA基于V_OUT与V_REF值之间的差调制(例如，执行FM)振荡器信号的频率。调制频率的量虽然通常与增量V相关，但是可以是应用特定的或环境特定的。另一方面，当V_UD值为低、或逻辑上的0时，DC-DC电压转换器使能PSM，并且振荡器可以被配置为以最小操作频率运行，其中最小操作频率可以是应用特定的或环境特定的。在某些情况下，当V_UD为逻辑0时，开关矩阵的开关可以被配置为允许开关矩阵的电容器消耗并且允许电源电压从开关矩阵电断开。此外，随着电源电压被切断以及电容器消耗，输出电压减小。另外，可以由OTA 1314将振荡器信号减小至更低频率。一旦输出电压下降到参考电压之下，V_UD就可以变为逻辑上的1，并且就可以将振荡器信号的频率恢复为更高的操作频率。此外，可以禁用PSM。
如上所述，频率调制可以与输出电压与参考电压之间的差异量相关。例如，在当V_OUT<V_REF时的情况下，随着V_OUT增大，V_REF与V_OUT之间的差减小(例如，V_REF-V_OUT减小)。随着参考电压与输出电压之间的差减小，OTA的输出电流减小。因此，振荡器的频率减小。与来自OTA的输出电流的减少相关的此频率减小可以用作经由由OTA实施的压控电流源(VCCS)的FM控制的形式。
随着输出电压增大并接近参考电压，振荡器频率减小。有利地，在某些实施例中，振荡器频率的减小导致DC-DC转换器的功率效率提高，这是因为，随着参考电压与输出电压之间的差减小，DC-DC电压转换器使用更少的能量来进一步增大输出电压。此外，一旦输出电压超过参考电压(V_OUT>V_REF)，振荡器就可以被设置为以低或最小操作频率运行。此最小操作频率可以是使得振荡器能够继续操作、而非被关闭的最小信号频率。在某些情况下，最小操作频率可以基于振荡器，或者可以是应用特定的。因此，在某些情况下，当V_OUT<V_REF时，DC-DC转换器操作在使用连续调整或修改的频率的FM模式中。此外，当V_OUT>V_REF时，DC-DC转换器可以操作在PSM模式中，同时振荡器以最小操作频率操作。
在某些实施方式中，DC-DC电压转换器的控制逻辑中包括的比较器中的一个或多个可以是迟滞比较器。有利地，在某些实施方式中，使用迟滞比较器减少或防止开关矩阵1302或DC-DC电压转换器1300的连续或快速模式改变。快速模式改变可能由于噪声、或者因为输出电压在参考电压周围徘徊而发生。例如，DC-DC电压转换器1300可以被配置为当输出电压超过参考电压时操作在一个模式中，并且可以被配置为当输出电压下降到参考电压之下时操作在第二模式中。随着输出电压在高于参考电压的点与低于参考电压的点之间振荡，可能存在DC-DC电压转换器1300的连续或快速的模式改变，并且，在某些情况下，DC-DC电压转换器1300可能在被重新配置为进入第二模式之前未完成进入第一模式。因此，迟滞比较器1320使得能够在DC-DC电压转换器1300的模式之间进行稳定的转变，并且防止在DC-DC电压转换器1300的模式之间的不期望的快速改变。在某些实施方式中，迟滞比较器1320可以例如通过引入小迟滞电压来使得能够进行更稳定的转变。此小的迟滞电压可用于例如通过在回复到在前状态或转变至另一状态之前，要求超过可能导致状态改变的阈值的电压下降到比该阈值低至少迟滞电压电平，来防止快速波动。
通常，将应用至迟滞比较器1320的迟滞值设置为几毫伏。在其它情况下，迟滞值可以涉及电压应在触发状态改变之前低于阈值的多个时钟周期。然而，可以基于迟滞比较器1320应保留在特定状态中的最小时间段，选择迟滞比较器1320的迟滞值。在某些情况下，最小时间段可以是初始化DC-DC电压转换器1300的组件(诸如，振荡器1310、或开关矩阵1302的一个或多个开关)所需的一个时钟周期或多个时钟周期。
如图13中所图示的，在某些实施例中，振荡器1310可以包括逻辑。此逻辑可用于确定振荡器1310是否要生成具有基于从OTA 1314接收的电流的频率的信号、或者振荡器1310是否应当生成某个其它频率信号，诸如具有用于DC-DC电压转换器1300的最小操作频率的信号。虽然图示为一个系统，但是，在某些实施方式中，逻辑可以与振荡器1310分开。用于逻辑的多个实施方式是可能的。例如，振荡器1310可以包括多路复用器，其可以基于V_UD信号、或者某个其它控制信号，输出最小频率信号、或具有基于来自OTA 1314的电流的频率的信号。作为第二示例，振荡器1310可以包括一个或多个组合门，用于控制振荡器的输出是最小操作频率、还是基于OTA 1314的输出的频率。在某些实施例中，OTA 1314的输出可以用作用于振荡器1310的控制信号。
在某些实施方式中，当V_UD信号为高时，指示DC-DC电压转换器1300的输出电压低于参考电压，来自振荡器1310的输出信号可以具有基于由OTA1314输出的电流确定的频率。因此，在输出信号的频率与由OTA 1314输出的电流直接成比例的情况下，频率调制的形式可以发生。此外，由OTA 1314输出的电流可以基于V_REF与V_OUT信号之间的差。在某些情况下，V_REF与V_OUT信号之间的差越大，由振荡器1310输出的信号的频率越高。在某些实施例中，振荡器1310可具有最大频率值。在某些这样的情况下，一旦V_REF与V_OUT信号之间的差达到阈值，就可以将振荡器1310设置为输出在最大频率的信号。
然而，当V_UD为低并且PSM被使能时，可以将振荡器1310的输出设置为最小操作频率，而与由OTA 1314提供的电流无关。在某些这样的情况下，为了在将振荡器1310维持在激活状态中的同时省电的目的，可以将系统设计为使得振荡器以最小操作频率运行。在这样的实施例中，当V_UD在为低的时段之后为高时，振荡器不需要被重新激活，这是因为，振荡器1310保持在激活状态中。因此，在某些实施例中，可以更高效且更快地执行DC-DC电压转换器1300的模式之间的转变。
使用PSM和FM的第二示例电压转换器
图14A是根据某些实施例的可以使用PSM和FM两者操作的电压转换器的另一示意框图。电压转换器1400提供与DC-DC电压转换器1300类似的功能，但是使用与DC-DC电压转换器214的设计类似的设计而被图示。因此，电压转换器1400的与DC-DC电压转换器1300和/或DC-DC电压转换器214共同的元件共享相同的标号。
电压转换器1400包括可以控制开关矩阵16的控制逻辑17。此外，控制逻辑17可以将控制信号(例如，V_UD或VUD)提供至FM控制器1410。FM控制器1410可以与输出电压信号组合地使用控制信号，以确定频率调制(FM)振荡器信号，其可以被提供至时钟生成器22。有利地，FM控制器1410可以在期望频率范围内修改振荡器信号，并因此修改由时钟生成器22生成的时钟信号。虽然在某些情况下FM控制器1410可以解除激活振荡器并且不提供信号/或常数值，但是，通常，FM控制器1410在最小频率与最大频率之间改变FM振荡器信号。通常，将最小频率选择为如下这样的最小操作频率：其使得振荡器能够继续操作，而无需被解除激活、或者不需要在退出用于DC-DC电压转换器1400的PSM模式之前重新初始化振荡器。
图14B是图示图14A中呈现的电压转换器的额外细节的示意框图。电压转换器1450是图示电压转换器1400的额外细节的电压转换器1400的实施例。如电压转换器1400那样，电压转换器1450提供与DC-DC电压转换器1300类似的功能，但是使用与DC-DC电压转换器214的设计类似的设计而被图示。因此，电压转换器1450的与DC-DC电压转换器1300和/或DC-DC电压转换器214共同的元件共享相同的标号。
如图14B所图示的，与被提供至图3A和3B的DC-DC电压转换器214的使能信号形成对比，将频率调制(FM)振荡器信号提供至DC-DC电压转换器1450的时钟生成器22。FM振荡器信号可以至少部分地基于输出电压是否超过参考电压而改变。在某些实施方式中，可以省略V_CTRL1和V_CTRL2输入。例如，V_CTRL1和V_CTRL2输入可以被比较器电路18的输出取代。这些输出可以基于V_REF信号。
由虚线框表示的FM控制器1410包括OTA 1314和振荡器1310，它们均被在前描述了。如前所述，OTA 1314可以调制被提供至时钟生成器22的由振荡器1310输出的信号的频率。此外，比较器电路18可以向振荡器1310提供控制信号，其可用于确定是否将振荡器1310设置为最小操作频率。
在某些实施方式中，DC-DC电压转换器1450可以接收使能信号，或者替代地，接收禁用信号。可以通过可以由FM控制器1410包括的使能输入1412或使能管脚接收此使能信号。替代地，使能输入1412可以是禁用输入。通过使能输入1412接收的信号可以用于关闭DC-DC电压转换器1450。如图14B中所图示的，可以将来自使能输入1412的信号提供至DC-DC电压转换器1450的各个元件(包括OTA 1314、振荡器1310和DC-DC电压转换器块214)，并且用于关闭或解除激活各个元件。替代地，未接收到信号可以被用于关闭或解除激活DC-DC电压转换器1450的各个元件。
驱动器电路电流
图15是比较由通过PSM操作的电压转换器与由通过PSM和FM操作的电压转换器(诸如，DC-DC电压转换器1450)所引起的驱动器电路电流的差的图。通常，开关矩阵16的开关很大，并因此具有几百pF量级的大栅极电容。接通和关断开关可能需要通过驱动器电路对这些大电容进行充电和放电。电流可能与切换频率和电容、或开关尺寸成比例。通常，所引起的电流不去往输出负载，而是作为热量耗散。因此，降低DC-DC电压转换器的效率。如图1500所图示的，使用PSM和FM两者的DC-DC电压转换器的设计与仅利用PSM的电压转换器相比，在一组输出电压上具有减小的驱动器电流。因此，使用PSM和FM两者的设计比仅利用PSM的设计更高效。
此外，如线1502所图示的，仅利用PSM的DC-DC电压转换器的电流在1伏、1.5伏和2伏周围出现尖峰，并且可以达到3.5mA以上。如线1504所图示的，利用PSM和FM两者的DC-DC电压转换器也在1伏、1.5伏和2伏周围具有电流尖峰。然而，如图1500所图示的，所述电流尖峰小于仅利用PSM的DC-DC电压转换器的电流尖峰的50％。因此，利用PSM和FM两者的DC-DC电压转换器与不实施FM的DC-DC电压转换器相比，在电压值的范围上以及在与高电流关联的电压点都具有高得多的效率。具高电流值或电流尖峰的电压点可能由于与打开和关闭振荡器的高频率相关的开关矩阵内的高切换频率的点。
图16是比较通过PSM操作的DC-DC电压转换器与通过PSM和FM操作的DC-DC电压转换器的功率效率的图1600。线1602表示通过PSM操作的DC-DC电压转换器的效率。线1604表示通过PSM和FM操作的DC-DC电压转换器的效率。如通过将线1602与线1604相比较可见的，该效率在参考电压的范围上大致相同或更优。换言之，尽管振荡器继续被供电以用于通过PSM和FM操作的DC-DC电压转换器，DC-DC电压转换器的效率仍与当未在使用中则解除激活其振荡器的DC-DC电压转换器相当或优于其。特别地，在低功率范围(例如，当V_REF<1.0V)，与DC-DC转换器的仅通过PSM的实施例相比，DC-DC转换器的通过PSM和FM的实施例提高了效率。
应用
上述实施例中的一些已经提供了与包括功率放大器的诸如移动电话的无线设备有关的示例。然而，实施例的原理和优点可用于具有对DC-DC电压转换的需求的任何其它系统或装置。
在各种电子设备(例如，包括消费电子产品、消费电子产品的部件、电子测试设备等)中可以实施具有DC-DC转换器的这样的系统。消费电子产品可以包括但不限于：移动电话(例如，智能电话)、电话、电视、计算机监视器、计算机、手持计算机、平板型计算机、膝上型计算机、个人数字助理(PDA)、微波炉、冰箱、汽车、立体声系统、盒式录音机或播放器、DVD播放器、CD播放器、VCR、MP3播放器、收音机、摄像机、相机、数码相机、便携式存储芯片、洗衣机、烘干机、洗衣机/烘干机、复印机、传真机、扫描仪、多功能外设、手表、钟，等等。可以包括如这里所述的DC-DC转换器的消费电子产品的部件可以包括多芯片模块、功率放大器模块、包括DC-DC转换器的集成电路等。此外，电子设备的其它示例还可以包括但不限于存储芯片、存储模块、光网络或其它通信网络的电路、以及盘驱动器电路。此外，电子设备可以包括未完成的产品。
附加实施例
此公开的一个方面是包括开关矩阵和控制逻辑的装置。开关矩阵可以包括开关，其可被配置为对应于输出电压的多个电压电平的多个状态。开关矩阵可以被配置为至少部分地基于一个或多个模式控制信号，调整开关中的至少一个的状态。控制逻辑可以具有耦接至从电源电压生成的第一电压的第一输入、和耦接至独立于电源电压的参考电压的第二输入。控制逻辑可以被配置为将从电源电压生成的第一电压与独立于电源电压的参考电压相比较。控制逻辑还可以被配置为至少部分地基于该比较来生成一个或多个模式控制信号。
该装置还可以包括多个电容电路元件，其操作地耦接至开关矩阵。开关矩阵可以被配置为调整电容电路元件与输出节点之间的电连接。开关矩阵中的开关中的两个或更多个可以由不同的模式控制信号控制。开关矩阵还可以被配置为实施多个模式，每个模式具有对多个电容电路元件中的至少一个充电的第一阶段配置、以及对多个电容电路元件中的至少一个放电的第二阶段配置。
控制逻辑还可以被配置为将参考电压与从电源生成的第二参考电压相比较，其中从电源生成的第二参考电压具有与从电源生成的第一电压不同的电位差。可以基于参考电压与从电源生成的第二参考电压的比较，生成一个或多个模式控制信号。控制逻辑还可以被配置为将参考电压与从电源生成的第三电压相比较，其中从电源生成的第三参考电压具有与从电源生成的第一电压、以及从电源生成的第二电压不同的电位差。可以基于参考电压与从电源生成的第三电压的比较，生成一个或多个模式控制信号。控制逻辑可以被编程在连续的和离散的电压模式之间。在某些情况下，可能不通过LC滤波器的电感器对输出电压进行滤波。
参考电压可以跟踪功率放大器的输出功率。该装置还可以包括旁路电容器，其具有耦接至参考电压的第一端、和耦接至模拟地的第二端。第二参考电压上的噪声可以比输出电压上的早少小至少约一个量级。
本公开的另一方面是包括功率放大器裸芯和控制器裸芯的多芯片模块，其中所述功率放大器裸芯包括一个或多个功率放大器。控制器裸芯可以包括功率放大器偏置控制、以及直流到直流(DC-DC)转换器。DC-DC转换器可以被配置为基于一个或多个模式控制信号生成输出电压。此外，DC-DC转换器可以具有模式控制逻辑，其被配置为将从电源电压生成的多个电压与独立于电源电压的参考电压相比较，并至少部分地基于该比较生成一个或多个模式控制信号。
功率放大器裸芯可以包括GaAs器件，并且控制器裸芯可以包括CMOS器件。功率放大器可以包括CDMA功率放大器，诸如，双波段CDMA功率放大器、或三波段CDMA功率放大器。多芯片模块可以被配置为安装在电话板上。
此公开的另一方面是移动设备，其包括电池、功率放大器、和直流到直流(DC-DC)电压转换器。电池可以被配置为对移动设备供电。功率放大器可以被配置为放大射频(RF)输入信号并生成经放大的RF输出信号。DC-DC电压转换器可以被配置为生成输出电压以控制功率放大器，以便提高功率效率。DC-DC电压转换器可以包括开关矩阵，其具有对应于多个输出电压电平的多个模式配置。开关矩阵可以被配置为至少部分地基于一个或多个模式控制信号，调整一个或多个开关的状态。DC-DC电压转换器还可以包括控制逻辑，其被配置为将从电池生成的第一电压、与指示功率放大器的输出功率的参考电压相比较，并至少部分地基于该比较而生成一个或多个模式控制信号。DC-DC电压转换器可以被配置为至少部分地基于该比较而转变至脉冲跳跃模式中。
所述一个或多个开关中的至少一个可以具有多个子开关，并且，多个子开关中的至少一个可以被配置为至少部分地基于由DC-DC电压转换器提供的电流量改变状态。此外，移动设备可以被配置为例如使用3G通信标准或4G通信标准进行通信。例如，移动设备可以被配置为智能电话或平板型计算机。
此公开的另一方面是包括开关矩阵和控制逻辑的装置。开关矩阵可以包括开关，其可被配置为对应于输出电压的多个电压电平的多个状态。开关矩阵可以被配置为至少部分地基于模式控制信号，调整多个开关的状态。控制逻辑可以具有耦接至从电源电压生成的电压的第一输入、和耦接至低噪声电压的第二输入，其中所述低噪声电压具有引起具有不多于低噪声信号电压的量值的约0.1％的量值的失真的噪声特征。控制逻辑可以被配置为将从电源电压生成的电压与低噪声电压相比较，并至少部分地基于该比较生成一个或多个模式控制信号。
低噪声电压可具有小于输出电压一个或两个量级的噪声。低噪声电压可具有引起具有不多于低噪声信号电压的量值的约0.05％的量值的失真的噪声特征。
此公开的又一方面是一种方法，其包括：将从电源电压生成的第一电压与独立于电源电压的参考电压相比较；至少部分地基于该比较生成模式控制信号；以及基于模式控制信号调整开关矩阵中的至少一个开关的状态，以调整开关矩阵的输出的输出电平。该方法还可以包括将指示开关矩阵的输出的电压与参考电压附加地比较，并且还可以基于该附加地比较而生成模式控制信号。此外，该方法还可以包括将独立于电源电压的参考电压、与从电源电压生成且具有与从电源电压生成的第一电压不同的电压电平的第二电压附加地比较，并且还可以基于该附加地比较而生成模式控制信号。
结论
除非上下文另外明确需要，否则在整个说明书的权利要求书中，词“包括”、“包含”等应被解释为包含的意义，而非排他或穷尽的意义；也就是说，为“包括但不限于”的意义。如这里通常使用的，词“耦接的”指代可以直接连接、或通过一个或多个中间元件连接的两个或更多个元件。另外，词“这里”、“以上”、“以下”以及类似的外来词当用在词申请中时，应指代作为整体的此申请，而非此申请的任何特定部分。在上下文允许的情况下，在以上“具体实施方式”中使用单数或复数的词也可以分别包括单数或复数。词“或”引用两个或更多个项目的列表，该词涵盖该词的以下解释的全部：列表中的任一个项目、列表中的全部项目、以及列表中的项目的任何组合。
此外，这里使用的条件式语言(诸如，“可以”、“可能”、“或许”、“例如”、“比如”、“诸如”等)，除非另外具体声明、或者在所使用的上下文内另外理解，否则通常意指表示：某些实施例包括、而其它实施例不包括某些特征、元件和/或状态。因此，这样的条件式语言一般不意图暗示如下内容：对于一个或多个实施例以任何方式需要特征、元件和/或状态；或者，无论有没有作者的输入或提示，一个或多个实施例都一定包括用于判决是否在任何特定实施例中包括、或者要执行这些特征、元件和/或状态的逻辑。
这里将多个信号描述为具有逻辑低值和逻辑高值。此外，将多个系统的功能描述为取决于特定信号的逻辑值。应理解，在某些情况下，所选择的逻辑值是为了举例，并且系统可以使用相反的逻辑值来如所述的那样起作用。例如，在某些情况下，当V_OUT超过V_REF时，可以将V_UD设置为逻辑高，并且当V_REF超过V_OUT时，可以将V_UD设置为逻辑低。在这样的情况下，可以将控制电路修改为处理替代的逻辑信号。
以上对实施例的详细描述不意图是穷尽的、或将本发明限于以上公开的精确形式。虽然以上为了说明性目的描述了本发明的特定实施例以及示例，但是各种等同修改在本发明的范围内是可能的，如本领域技术人员将认识到的。例如，虽然以给定顺序给出处理或块，但是替代实施例可以以不同的顺序执行具有动作的例程、或采用具有块的系统，并且，某些处理或块可以被删除、移动、添加、细分、组合、和/或修改。这些处理或块的每个可以以各种不同方式来实施。而且，虽然处理或块有时被示出为顺序地执行，但是这些处理或块可以另外并行地执行，或者可以在不同时间执行。
这里提供的教示可以应用于其它系统，而不一定是上述系统。可以将上述各个实施例的元件和动作组合以提供其它实施例。
虽然已经描述了本发明的某些实施例，但是这些实施例已经仅通过示例的方式被给出，并且不意图限制本公开的范围。事实上，可以以各种其它形式实现这里所述的新的方法和系统；此外，可以做出对这里所述的方法和系统的形式的各种省略、代替和改变，而不脱离本公开的精神。所附的权利要求和它们的等同物意图涵盖如将落在本公开的范围和精神内的这样的形式或修改。

Claims (20)

1.一种装置，包括：
开关矩阵，其包含开关，所述开关能够被配置为对应于输出电压的多个电压电平的多个状态，所述开关矩阵被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号，调整所述开关中的至少一个的状态；以及
控制逻辑，被配置为接收第一电压和第二电压，比较所述第一电压与所述第二电压，至少部分地基于所述比较的结果修改振荡器信号的频率，并且从所述一个或多个开关控制信号生成开关控制信号。
2.如权利要求1所述的装置，其中所述控制逻辑还被配置为随着所述第一电压与所述第二电压之间的差减小而减小所述振荡器信号的频率。
3.如权利要求1所述的装置，其中所述控制逻辑还被配置为当所述第一电压与所述第二电压之间的差为负时，将所述振荡器信号的频率减小到最小频率。
4.如权利要求1所述的装置，其中所述控制逻辑还被配置为至少部分地基于所述第一电压与所述第二电压的比较，将所述装置转变至脉冲跳跃模式。
5.如权利要求1所述的装置，还包括振荡器，其被配置为响应于至少部分地基于所述第一电压与所述第二电压的比较的结果而生成的电流，生成所述振荡器信号。
6.如权利要求5所述的装置，还包括压控电流源(VCCS)，其被配置为生成所述电流并将所述电流提供至所述振荡器。
7.如权利要求6所述的装置，其中所述VCCS是运算跨导放大器(OTA)。
8.如权利要求1所述的装置，还包括时钟生成器，其被配置为生成用于所述开关矩阵的一个或多个时钟信号，所述一个或多个时钟信号至少部分地基于所述振荡器信号。
9.如权利要求1所述的装置，还包括开关控制器，该开关控制器被配置为基于开关控制信号配置所述开关矩阵，所述控制逻辑还被配置为将所述开关控制信号提供至所述开关控制器。
10.如权利要求9所述的装置，还包括与所述开关矩阵电通信的电容器，所述开关控制器还被配置为基于所述开关控制信号对所述电容器进行充电或放电。
11.一种无线设备，包括：
电池，被配置为对所述无线设备供电；
功率放大器，被配置为放大射频(RF)输入信号，并生成经放大的RF输出信号；以及
电压控制器，其包含开关矩阵和控制逻辑，所述开关矩阵包含开关，所述开关能够被配置为对应于输出电压的多个电压电平的多个状态，所述开关矩阵被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号，调整所述开关中的至少一个的状态，所述控制逻辑被配置为接收第一电压和第二电压，比较所述第一电压与所述第二电压，至少部分地基于所述比较的结果修改振荡器信号的频率，并且从所述一个或多个开关控制信号生成开关控制信号。
12.如权利要求11所述的无线设备，其中所述控制逻辑还被配置为随着所述第一电压与所述第二电压之间的差减小而减小所述振荡器信号的频率。
13.如权利要求11所述的无线设备，其中所述控制逻辑还被配置为当所述第一电压与所述第二电压之间的差为负时，将所述振荡器信号的频率减小到最小频率。
14.如权利要求11所述的无线设备，其中所述控制逻辑还被配置为至少部分地基于所述第一电压与所述第二电压的比较，将所述装置转变至脉冲跳跃模式。
15.如权利要求11所述的无线设备，其中所述电压控制器还包含振荡器和压控电流源(VCCS)，所述VCCS被配置为至少部分地基于所述比较的结果生成电流并将所述电流提供至所述振荡器，所述振荡器被配置为至少部分地基于所述电流生成所述振荡器信号。
16.如权利要求15所述的无线设备，其中所述VCCS是运算跨导放大器(OTA)。
17.一种多芯片模块，包括：
功率放大器裸芯，其包含一个或多个功率放大器；
控制器裸芯，其包含功率放大器偏置控制器和电压转换器，所述电压转换器包含开关矩阵和控制逻辑，所述开关矩阵包含开关，所述开关能够被配置为对应于输出电压的多个电压电平的多个状态，所述开关矩阵被配置为至少部分地基于一个或多个开关控制信号，调整所述开关中的至少一个的状态，所述控制逻辑被配置为接收第一电压和第二电压，比较所述第一电压与所述第二电压，至少部分地基于所述比较的结果修改振荡器信号的频率，并且从所述一个或多个开关控制信号生成开关控制信号。
18.如权利要求17所述的多芯片模块，其中所述控制逻辑还被配置为至少部分地基于所述第一电压与所述第二电压之间的差设置所述振荡器信号的频率。
19.如权利要求17所述的多芯片模块，其中所述控制逻辑还被配置为至少部分地基于所述第一电压与所述第二电压的比较，将所述装置转变至脉冲跳跃模式。
20.如权利要求17所述的多芯片模块，其中所述电压控制器还包含振荡器和压控电流源(VCCS)，所述VCCS被配置为至少部分地基于所述比较的结果生成电流并将所述电流提供至所述振荡器，所述振荡器被配置为至少部分地基于所述电流生成所述振荡器信号。
CN201510726643.9A 2014-09-30 2015-10-30 基于频率调制的电压控制器配置 Active CN106558984B (zh)

Applications Claiming Priority (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201462057627P 2014-09-30 2014-09-30
US201462057465P 2014-09-30 2014-09-30
US201462057477P 2014-09-30 2014-09-30
US14/868,970 US9831765B2 (en) 2014-09-30 2015-09-29 Frequency modulation and pulse skipping mode voltage controller
US14/868,968 US9912233B2 (en) 2014-09-30 2015-09-29 Variable switched DC-to-DC voltage converter using pulse skipping mode and frequency modulation
US14/869,092 US9621034B2 (en) 2014-09-30 2015-09-29 Frequency modulation based voltage controller configuration
US14/868,968 2015-09-29
US14/868,970 2015-09-29
US14/869,092 2015-09-29

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106558984A true CN106558984A (zh) 2017-04-05
CN106558984B CN106558984B (zh) 2020-10-23

Family

ID=55585518

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510726641.XA Active CN106558983B (zh) 2014-09-30 2015-10-30 频率调制和脉冲跳跃模式电压控制器
CN201510728297.8A Active CN106558985B (zh) 2014-09-30 2015-10-30 使用脉冲跳跃模式和频率调制的可变开关dc-dc电压转换器
CN201510726643.9A Active CN106558984B (zh) 2014-09-30 2015-10-30 基于频率调制的电压控制器配置

Family Applications Before (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510726641.XA Active CN106558983B (zh) 2014-09-30 2015-10-30 频率调制和脉冲跳跃模式电压控制器
CN201510728297.8A Active CN106558985B (zh) 2014-09-30 2015-10-30 使用脉冲跳跃模式和频率调制的可变开关dc-dc电压转换器

Country Status (2)

Country Link
US (5) US9621034B2 (zh)
CN (3) CN106558983B (zh)

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10389235B2 (en) 2011-05-05 2019-08-20 Psemi Corporation Power converter
CN108964442A (zh) * 2011-05-05 2018-12-07 北极砂技术有限公司 用于电源转换的装置
US10680515B2 (en) 2011-05-05 2020-06-09 Psemi Corporation Power converters with modular stages
US9882471B2 (en) 2011-05-05 2018-01-30 Peregrine Semiconductor Corporation DC-DC converter with modular stages
US9621034B2 (en) 2014-09-30 2017-04-11 Skyworks Solutions, Inc. Frequency modulation based voltage controller configuration
TWI560985B (en) * 2015-07-01 2016-12-01 Anpec Electronics Corp Buck-boost converter and control circuit thereof
US20170244245A1 (en) 2016-02-18 2017-08-24 Apparent Energy, Inc. Dielectric energy converter
US20200328676A1 (en) * 2016-05-31 2020-10-15 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Smart cable and methods thereof
WO2018023695A1 (en) * 2016-08-05 2018-02-08 The University Of Hong Kong High-efficiency switched-capacitor power supplies and methods
KR102517461B1 (ko) * 2016-09-28 2023-04-04 에스케이하이닉스 주식회사 전압생성회로 및 반도체장치
TWI607623B (zh) * 2016-10-07 2017-12-01 新唐科技股份有限公司 切換式電容型直流轉直流轉換器及其控制方法
US10833579B1 (en) * 2016-11-01 2020-11-10 Lion Semiconductor Inc. Switched capacitor regulators with flying-inverter-controlled power switches
CN106773958A (zh) * 2016-12-16 2017-05-31 北京电子工程总体研究所 一种控制电路的通用供电系统
KR20200010830A (ko) * 2018-07-23 2020-01-31 삼성전자주식회사 동적으로 출력 전압을 변경하는 스위칭 레귤레이터 및 이를 포함하는 전원 회로
CN109039058B (zh) * 2018-08-09 2020-06-26 安徽矽磊电子科技有限公司 一种基于可配置开关电容的电压转换器
US11188105B2 (en) * 2018-10-10 2021-11-30 Smart Prong Technologies, Inc. Electrical circuit for pre-regulation power management
US10972016B2 (en) * 2018-10-24 2021-04-06 Solaredge Technologies Ltd. Multilevel converter circuit and method
US11082021B2 (en) 2019-03-06 2021-08-03 Skyworks Solutions, Inc. Advanced gain shaping for envelope tracking power amplifiers
US11387797B2 (en) 2019-03-15 2022-07-12 Skyworks Solutions, Inc. Envelope tracking systems for power amplifiers
US11374538B2 (en) 2019-04-09 2022-06-28 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for envelope tracking
TW202101909A (zh) * 2019-06-17 2021-01-01 瑞鼎科技股份有限公司 應用於脈寬調變系統的自動頻率調變電路及自動頻率調變方法
DE112020003286T5 (de) * 2019-07-09 2022-04-21 Murata Manufacturing Co., Ltd. Hochfrequenzmodul und Kommunikationsgerät
WO2021061851A1 (en) 2019-09-27 2021-04-01 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier bias modulation for low bandwidth envelope tracking
US11011977B2 (en) * 2019-09-30 2021-05-18 Silego Technology Inc. Dual-stage inductorless switched-capacitor converter without divisor dependency
CN110994994B (zh) * 2019-12-30 2021-04-02 芯原微电子(上海)股份有限公司 一种pwm和psm模式切换控制电路及其方法
US11513578B1 (en) * 2020-02-03 2022-11-29 Meta Platforms Technologies, Llc Power management system for an artificial reality system
US11431243B2 (en) * 2020-02-28 2022-08-30 Smart Prong Technologies, Inc. Pre-charging a voltage converter
US11489441B2 (en) * 2020-06-02 2022-11-01 Texas Instruments Incorporated Reference voltage generation circuits and related methods
US11855595B2 (en) 2020-06-05 2023-12-26 Skyworks Solutions, Inc. Composite cascode power amplifiers for envelope tracking applications
US11482975B2 (en) 2020-06-05 2022-10-25 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifiers with adaptive bias for envelope tracking applications
US11296597B1 (en) * 2020-09-25 2022-04-05 Apple Inc. Switched-capacitor regulators with output transient compensation
CN112653324B (zh) * 2020-12-22 2023-03-10 飞昂创新科技南通有限公司 一种无直接供电的升压转换器系统
US11502619B1 (en) * 2021-07-30 2022-11-15 Texas Instruments Incorporated Hybrid multi-level inverter and charge pump
US20230208295A1 (en) * 2021-12-28 2023-06-29 Novatek Microelectronics Corp. Power supply circuit for switching converter
CN114884498B (zh) * 2022-06-02 2023-08-25 深圳市泰高技术有限公司 Cmos逻辑控制电路、集成芯片及射频开关

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6055168A (en) * 1998-03-04 2000-04-25 National Semiconductor Corporation Capacitor DC-DC converter with PFM and gain hopping
CN1282137A (zh) * 1999-07-26 2001-01-31 日本电气株式会社 开关稳压器
CN101453170A (zh) * 2008-12-19 2009-06-10 深圳创维－Rgb电子有限公司 一种分立元器件电源电路
TW200952313A (en) * 2008-06-13 2009-12-16 Green Solution Technology Inc DC/DC converter circuit and controller thereof
CN202713275U (zh) * 2011-12-10 2013-01-30 哈尔滨飞羽科技有限公司 窄带频率可调的pll振荡电路
CN103516333A (zh) * 2012-06-28 2014-01-15 Nxp股份有限公司 振荡器装置
CN104601168A (zh) * 2013-10-31 2015-05-06 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 自偏置锁相环

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4497054A (en) 1983-04-29 1985-01-29 Honeywell Inc. One-for-N redundancy in a digital switch matrix
US4719447A (en) 1987-02-09 1988-01-12 Tektronix, Inc. Analog-to-digital converter with push-pull input signal configuration
US5227781A (en) 1991-03-01 1993-07-13 Litton Systems, Inc. Mosfet switch matrix
US6198645B1 (en) 1998-07-02 2001-03-06 National Semiconductor Corporation Buck and boost switched capacitor gain stage with optional shared rest state
US6169673B1 (en) * 1999-01-27 2001-01-02 National Semiconductor Corporation Switched capacitor circuit having voltage management and method
DE19935249C2 (de) 1999-07-27 2001-09-27 Texas Instruments Deutschland Gleichspannungswandler
US6504349B2 (en) 2000-02-29 2003-01-07 Sipex Corporation Pulse width modulated voltage regulation circuit and related methods
JP2001326567A (ja) * 2000-03-10 2001-11-22 Rohm Co Ltd Ｍｏｓｆｅｔ駆動回路
US6373340B1 (en) 2000-08-14 2002-04-16 K. S. Waves, Ltd. High-efficiency audio power amplifier
US6753623B2 (en) 2000-12-05 2004-06-22 National Semiconductor Corporation Switched capacitor array circuits having universal rest state and method
JP2002315308A (ja) 2001-04-10 2002-10-25 Fujitsu Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び記憶装置
CN1474500A (zh) 2002-08-05 2004-02-11 电子科技大学 利用开关电容矩阵实现直流变压器的电路及方法
GB2398648B (en) 2003-02-19 2005-11-09 Nujira Ltd Power supply stage for an amplifier
US7286069B1 (en) 2004-05-25 2007-10-23 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for clock mode determination utilizing divide ratio testing
CN100454736C (zh) 2005-08-02 2009-01-21 蜜蜂工房半导体有限公司 电源装置
JP2007336722A (ja) 2006-06-15 2007-12-27 Sharp Corp 昇圧回路及び昇圧回路を用いた半導体装置
US7342389B1 (en) 2007-01-09 2008-03-11 Diodes, Inc. High efficiency charge pump DC to DC converter circuits and methods
KR101173923B1 (ko) 2007-07-03 2012-08-16 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전력소자의 구동회로
US7907429B2 (en) 2007-09-13 2011-03-15 Texas Instruments Incorporated Circuit and method for a fully integrated switched-capacitor step-down power converter
CN101478234A (zh) 2009-01-13 2009-07-08 浙江大学 一种开关电容式直流-直流变换器
KR101770848B1 (ko) 2009-12-01 2017-08-23 스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드 연속적으로 가변적인 스위칭형 캐패시터 ｄｃ-ｄｃ 전압 컨버터
CN101917123B (zh) * 2010-09-06 2013-05-29 Bcd半导体制造有限公司 具有内置线性降频的pwm控制器和pwm控制电路
CN102158078B (zh) 2011-01-21 2014-01-01 华为终端有限公司 一种功放供电电路及终端
US8704408B2 (en) 2011-04-14 2014-04-22 National Instruments Corporation Switch matrix modeling system and method
US9136795B2 (en) 2011-05-19 2015-09-15 Skyworks Solutions, Inc. Variable switched DC-to-DC voltage converter
US8848947B2 (en) 2011-06-30 2014-09-30 Blackberry Limited Low-noise microphone pre-amplifier with active load element
US9374048B2 (en) 2013-08-20 2016-06-21 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Signal processing device, and driving method and program thereof
CN103731024A (zh) * 2013-12-24 2014-04-16 苏州易能微电子科技有限公司 基于开关周期改变的信号抖动系统及方法
CN104518663B (zh) * 2014-07-18 2017-03-29 上海华虹宏力半导体制造有限公司 负压电荷泵反馈电路
US9812954B1 (en) * 2014-09-17 2017-11-07 University Of South Florida Secure converter-gating, reconfiguration, and regulation
US9621034B2 (en) 2014-09-30 2017-04-11 Skyworks Solutions, Inc. Frequency modulation based voltage controller configuration

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6055168A (en) * 1998-03-04 2000-04-25 National Semiconductor Corporation Capacitor DC-DC converter with PFM and gain hopping
CN1282137A (zh) * 1999-07-26 2001-01-31 日本电气株式会社 开关稳压器
TW200952313A (en) * 2008-06-13 2009-12-16 Green Solution Technology Inc DC/DC converter circuit and controller thereof
CN101453170A (zh) * 2008-12-19 2009-06-10 深圳创维－Rgb电子有限公司 一种分立元器件电源电路
CN202713275U (zh) * 2011-12-10 2013-01-30 哈尔滨飞羽科技有限公司 窄带频率可调的pll振荡电路
CN103516333A (zh) * 2012-06-28 2014-01-15 Nxp股份有限公司 振荡器装置
CN104601168A (zh) * 2013-10-31 2015-05-06 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 自偏置锁相环

Also Published As

Publication number Publication date
CN106558983A (zh) 2017-04-05
US9621034B2 (en) 2017-04-11
US20160094126A1 (en) 2016-03-31
US10199930B2 (en) 2019-02-05
CN106558985B (zh) 2020-07-03
US9831765B2 (en) 2017-11-28
US9912233B2 (en) 2018-03-06
US20160094213A1 (en) 2016-03-31
CN106558985A (zh) 2017-04-05
CN106558984B (zh) 2020-10-23
US20190214902A1 (en) 2019-07-11
US20170279350A1 (en) 2017-09-28
CN106558983B (zh) 2020-11-27
US20160094214A1 (en) 2016-03-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106558984A (zh) 基于频率调制的电压控制器配置
US10038406B2 (en) Variable switched DC-to-DC voltage converter
US11677356B2 (en) Supply modulator and wireless communication apparatus including the same
Shinoda et al. Voltage-boosting wireless power delivery system with fast load tracker by ΔΣ-modulated sub-harmonic resonant switching
CN104335280A (zh) 负电压发生器
CN106575962A (zh) 用于控制射频开关的装置和方法
US7851941B2 (en) Method and system for a multiple output capacitive buck/boost converter
TW201707365A (zh) 用於射頻系統之充電泵之裝置及方法
US8872581B2 (en) Class-D power amplifier capable of reducing electromagnetic interference and triangular wave generator thereof
CN104185953A (zh) 用于包络跟踪的装置和方法
GB2479182A (en) RF Power Amplifier
CN103155389A (zh) 电压调节器、包络追踪电源系统、传输模块、及集成电路设备
EP4047817A1 (en) Distributed power management apparatus
CN104518508A (zh) 电源电路及其控制方法
WO2016070015A1 (en) Circuits, devices, and methods for operating a charge pump
CN100566104C (zh) 具有前向和后向控制的转换器电路
US7245888B2 (en) Phone energy management for low battery voltages
US10152077B2 (en) Voltage generating circuit and pre-driving signal generating module
US20240088845A1 (en) High voltage driver for digital power amplifier
KR101066227B1 (ko) 공통 커패시터를 이용하여 다출력이 가능한 컨버터 및 상기컨버터를 이용한 전압 출력방법
US20220407529A1 (en) Efficiency enhanced circuit digital-to-analog converter (cdac) by optimized q of the off-load cap
CN115987084A (zh) 多电压生成电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: DE

Ref document number: 1232681

Country of ref document: HK

SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant