CN106130946A - 一种双正交频分复用多载波调制/解调方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种双正交频分复用多载波调制解调方法以及系统(BFDMA)。在对输入符号进行多载波调制之前先进行交织分配和FFT变换，把时域符号变换到频域符号信号进行DFT滤波器处理。发送端采用分析滤波器组结构，信号进行前置滤波后进行IFFT变换。前置滤波器的位置在NM点FFT和M点IFFT之间，利用滤波器系数的对称性降低系统的PAPR值，且把频域符号信号分到不同子带进行多载波调制。滤波器组采用双正交循环卷积DFT滤波器组(CCDFT)，发送端不受完全重建条件的约束，允许自由设计滤波器组原型函数，最大限度满足系统性能要求。系统的完全重建由接收端的双正交滤波器组完成。

Description

一种双正交频分复用多载波调制/解调方法及系统

技术领域

本发明涉及多载波调制解调技术，特别涉及一种双正交频分复用多载波调制解调方法以及系统(BFDMA)。

背景技术

为了提高数据传输速率，以LTE标准为代表的第四代移动通信网采用了多载波调制技术。在LTE标准中，上行采用单载波频分多用户接入技术(SC-FDMA)，下行采用正交频分复用多用户接入技术(OFDMA)。多载波调制技术具有抗无线信道多径衰减能力，因为在多载波调制中，高速信号通过IFFT被分成多个低速信号，然后把低速信号调制到不同子载波上，合成一个具有长符号周期的信号进行传输。

在以LTE标准为代表的第四代移动通信网中广泛地使用了多载波调制技术，特别是下行链路采用了正交频分复用多用户接入(OFDMA)技术。多载波调制技术具有天然的抗无线信道多径衰减能力，因为在多载波调制中，高速信号通过IFFT被分成多个低速信号，然后把低速信号调制到不同子载波上，合成一个具有长符号周期的信号进行传输。由于符号周期的扩展，信号抵抗多径衰减的能力得到了很大提高，因此，多载波调制技术是高速无线通信不可缺少的部分。

OFDMA和SC-FDMA对载波漂移较为敏感。此外，OFDMA的PAPR值偏大。相比之下SC-FDMA的PAPR值小。在现在的第四代移动通信网中采用的LTE标准即在上行通信中采用SC-FDMA。由于要保持SC-FDMA调制信号的多载波特性，LTE标准采用的是集中插入模式的SC-FDMA(SC-LFDMA)。尽管SC-LFDMA的PAPR值比OFDMA低，但仍然和PAPR的理论最小值有很大的差别，也就是说其PAPR还有改善的可能。OFDMA和SC-FDMA对发送和接收端的子载波频率需保持严格的同步，这对接收和发送端的晶振精度提出了很高的要求。现有多载波调制系统PAPR值大的原因是由于逆向傅里叶变换(IFFT变换)的使用。由于IFFT变换的基函数是复指数函数，而复指数函数通过随机符号的相乘叠加后幅度值变大，特别当相乘后的复指数的相位一致时，幅度值最大，这时的PAPR值也最大。PAPR值直接影响移动终端的电池使用时间，因此，对于上行通信来说PAPR值越低越好。降低OFDMA系统中PAPR值的方法很多，但这些方法只能解决PAPR值高的问题，并不能解决OFDMA系统子载波漂移对系统性能带来的影响。

提高多载波调制系统抗载波漂移能力的可选方法是用滤波器组代替OFDMA系统中的IFFT，因为滤波器组原型函数频率特性比IFFT中的矩形窗口函数的频率特性好，能够较好的消除子载波之间的干扰(ICI)。滤波器组的时频分辨率可调，通过调节时频分辨率可以有效地降低系统对载波漂移的敏感度。此外，良好的原型函数频率特性还能提高系统的功率谱密度，降低子带之间的功率泄露，提高信号传输的有效性。然而，传统滤波器组多载波调制(FBMC)系统采用的是对称结构，也就是说，解调器是调制器的转置，调制器和解调器具有相同的原型函数。由于这种结构滤波器组多载波调制的特点，会带来如下问题一是PAPR值较大，二是系统不能完全重建，三是对原型函数的设计约束条件多，因为原型函数要能让系统尽可能满足完全重建。这些特点制约了FBMC多载波调制系统在实践中的应用。

分析表明，降低PAPR值有两种基本方法，一是降低调制符号的功率峰值，二是缩短IFFT变换的长度。缩短IFFT变换的长度同时还能降低调制系统的频率分辨率，提高系统的抗载波漂移能力。由于理论最小PAPR值是原输入符号信号的PAPR，所以，如果调制输出符号能尽可能的逼近原输入符号，那么PAPR值就越低。在单载波调制中，输入符号首先进行FFT载波映射，然后再进行IFFT调制。根据载波映射的模式，经过FFT/IFFT变换后的调制符号是输入符号的加权和(集中映射)，或者是输入符号的重复(交织映射)。

未来移动通信发展的主要动力是物联网(IoT)和机器对机器的通信(M2M)，IoT和M2M通信的特点是随机性、非同步、短数据、低延时及低功耗和低成本。LTE标准采用的OFDMA和SC-FDMA不能满足这些要求，因此有必要研究一种新的调制技术来满足未来无线通信发展的需求，本发明正是为了满足这些要求而提出的。目前绝大多数调制方法及系统(包括已在标准中使用的系统)都不能同时解决OFDMA中高PAPR和高载波漂移敏感度的问题。

为了解决OFDMA中的几个问题，本申请人前期提交了一种多载波时分复用调制/解调方法及系统(MC-TDMA系统)的发明专利申请。MC-TDMA系统能够同时解决OFDMA系统中存在的高PAPR和和高载波漂移敏感度的问题，和OFDMA相比，PAPR有明显的降低，对载波漂移的敏感度也明显减小。但MC-TDMA要求调制解调系统的发送和接收端使用的滤波器组满足匹配对称的关系，也就是说，接收端的滤波器组系数必须等于发送端滤波器组系数，这个要求给滤波器组的设计带来了很大的限制，也对提供系统的性能带来了一定影响。为了解决这个问题，本申请在调制解调系统中引入了一种新型滤波器组(循环双正交滤波器组)，在保持MC-TDMA性能的同时，大大提高了设计的灵活性，从而也提高了调制解调系统的性能，我们把这种新的调制解调系统称为双正交频分复用多载波调制解调系统(BFDMA)。

发明内容

本发明针对现有技术存在的上述问题，提出一种双正交频分复用多载波调制方法。

本发明解决上述技术问题的技术方案是，一种双正交频分复用BFDMA多载波调制方法，发送端对输入符号进行交织分配，利用快速傅里叶变换进行FFT变换，把时域符号变换到频域符号信号进行CCIDFT处理，发送到发送端。

一种双正交频分复用BFDMA多载波解调方法，接收端对接收信号去前缀，经均衡器均衡去前缀后的信号，进行CCDFT处理合成全带频域信号，合成的全带频域信号进行快速逆向傅里叶IFFT变换得到时域信号,再对时域信号进行符号反映射，经符号反映射处理获得重建的发送端输入符号信号。

本发明的其中一个实施例包括：所述CCIDFT处理进一步包括子带分析滤波处理和逆向傅里叶变换处理，子带分析滤波处理用于对NM点频域符号信号进行前置滤波，前置滤波部分根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符号信号进行处理(如右乘处理等)得到NM点频域符号信号；逆向傅里叶变换IFFT部分对NM点频域符号信号进行N次M-点IFFT变换，得到NM点时域复数符号信号。

本发明的其中一个实施例包括：快速傅里叶变换进一步为一个NM-点快速傅里叶变换，其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数，N、M为大于或等于1的正整数。

本发明的其中一个实施例包括：系数矩阵H由一个有NxN个矩阵元素块的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵H包括一系列子矩阵h_i，通过把原型函数系数h(n)(0<＝n<＝NM-1)分为N个子块，每子块包含M点。

本发明还提出一种双正交频分复用调制解调系统，该系统包括：发送端和接收端，发送端包括：用于对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号的符号映射单元，用于对复数符号信号进行交织分配的符号排序单元，用于把时域符号信号变换为频域符号信号的快速傅立叶变换FFT单元，前置滤波部分采用对频域符号信号进行前置滤波后作IFFT变换的CCIDFT处理单元，CCIDFT单元采用分析滤波器组结构；接收端包括：对接收信号去前缀、均衡处理获得符号信号的去前缀单元、均衡器，对均衡处理后的信号进行变换的CCDFT处理单元，用于将获得的符号信号进行快速傅立叶反变换获得发送端重建信号的IFFT单元。

本发明的其中一个实施例包括：CCIDFT处理单元进一步包括子带分析滤波处理单元、逆向傅里叶变换处理单元，子带分析滤波处理单元对NM点频域符号信号进行前置滤波，再根据原型滤波器函数构造原型滤波器系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符号信号进行处理(如右乘)得到NM点频域符号信号，逆向傅里叶变换处理单元IFFT对系数矩阵H处理后的符号信号进行N次M-点IFFT变换。

本发明的其中一个实施例包括：前置滤波部分根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符号信号进行右乘得到NM点滤波后的频域符号信号，IFFT变换部分对NM点频域符号信号进行N次M-点IFFT变换，得到NM点时域复数符号信号。

本发明的其中一个实施例包括：根据原型滤波器函数构造系数矩阵H包括：如原型滤波器为平方根升余弦RRC函数，原型滤波器函数系数h(n)为：

$h\left(n\right)=\frac{\frac{4rn}{M}cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1+r)n}{M}\&rsqb;+sin\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1-r)n}{M}\&rsqb;}{\&lsqb;1-{\left(\frac{4rn}{M}\right)}^2\&rsqb;\mathrm{\&pi;}n},-\mathrm{\&infin;}\&le;n<\mathrm{\&infin;}$

系数矩阵H由一

$h(\&PlusMinus;\frac{M}{4r})=-\frac{r}{M}\{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}}{4r}(1+r)\&rsqb;-cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}}{4r}(1-r)\&rsqb;\}$

个有NxN个矩阵元素块h_i(0<＝i<＝N-1)的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵H包括一系列子矩阵h_i，通过把原型函数系数h(n)(0<＝n<＝NM-1)分为N个子块，每子块包含M点，矩阵元素块h_i是个对角阵，h_i由第i子块的M点组成，其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数，r表示RRC函数的滚降因子，RRC函数变量n的范围由前置滤波器的长度NM决定。原型滤波器系数矩阵H的大小为NM x NM，在循环移位的过程中，右边移出的M点移进左边的M点，移位从第一个M x NM矩阵块开始到第N-1个矩阵块结

束,其中，h(iM)表示第iM个系数。

本发明进一步包括：CCIDFT处理单元进一步包括子带综合滤波处理单元、逆向傅里叶变换处理单元，子带综合滤波处理单元对NM点频域符号信号进行后置滤波，具体为，综合滤波器系数矩阵G对NM点频域符号信号右乘处理得到后置滤波处理后的NM点频域符号信号，其中，综合滤波器系数矩阵G等于原型滤波器系数矩阵H的逆矩阵，即G＝H^-1，矩阵G和H构成双正交矩阵，即GH＝I(I为单位矩阵)。

本发明结合SC-FDMA和FBMC调制技术的优点，在一个调制系统中成功的解决了上述两个困扰无线通信物理层多年的问题。此外，本发明提出的BFDMA多载波调制系统解决了传统FBMC调制技术中不能达到完全重建的缺点，解除了完全重建条件多原型函数设计的约束，使原型函数的设计和选择得到了充分的自由度。本发明提出的BFDMA多载波调制系统比传统FBMC调制技术具有更好的性能，BFDMA多载波调制系统不仅可以用于高速通信也能用于IoT和M2M通信。

附图说明

图1 BFDMA多载波调制系统原理结构框图；

图2 BFDMA中的循环卷积DFT滤波器组(CCDFT)结构；

图3原型函数h(n)和g(n)的例子；

图4原型函数h(n)的功率谱密度(PSD)比较；

图5 PAPR模拟结果示意图；

图6 BFDMA系统符号误码率模拟结果；

图7 BFDMA系统抗载波漂移模拟结果；

图8接收端采用的置零均衡器示意图。

具体实施方式

以下以一个具体实施例说明本发明的一种双正交频分复用调制解调方法。需要注意的是，此处的描述仅仅是一个具体实施例的主要过程，不应被视为是唯一的实施例，其中的各个步骤并不是必须的，整个流程及其具体步骤也并不局限于图中和上文的描述。例如，在实施步骤中对于输入符号进行交织分配前仍可以做相应的一些予处理，而FFT变换以及CCDFT处理的次序也可以做适当的调整。显然，对于本领域的专业人员来说，在了解本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，对此系统进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。

一种双正交频分复用BFDMA多载波调制方法，对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号，对复数符号信号进行交织分配，利用快速傅里叶FFT变换把时域符号信号变换为频域符号信号，对频域符号信号进行前置滤波后进行循环卷积离散傅立叶反变换CCIDFT处理。

一种双正交频分复用解调方法，对接收信号去前缀，均衡器均衡处理去前缀后的信号，进行CCIDFT处理合成全带频域信号，对频域信号进行快速逆向傅里叶变换IFFT变换得到时域信号,对时域信号进行符号反映射处理获得重建的发送端输入符号信号。

本发明还提出一种双正交频分复用系统，该系统包括发送端和接收端，发送端包括：用于对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号的符号映射单元；用于对输入符号进行交织分配的符号排序单元，用于把时域符号信号变换为频域符号信号的快速傅立叶变换(FFT变换)单元；前置滤波器采用对频域符号信号进行前置滤波后作IFFT变换的CCIDFT处理单元，CCIDFT单元采用分析滤波器组结构。在CCIDFT处理部分，传统的采用综合滤波器组结构，本发明采用分析滤波器组结构。

接收端包括：去前缀单元、均衡器对接收信号去前缀、均衡处理获得符号信号，循环卷积滤波器组CCDFT单元对符号信号进行前置滤波，IFFT变换得到NM点复数符号信号，IFFT单元将获得的符号信号进行快速傅立叶反变换(IFFT变换)获得发送端重建信号。其中，均衡器可以采用频域置零均衡器也可以采用非置零型均衡器，可以采用盲均衡器也可以采用非盲均衡器，可以采用自适应型均衡器也可以采用非自适应型均衡器。

均衡器去除信道干扰的处理过程包括，接收端接收到的信号去前缀后进行FFT变换(快速傅立叶变换)到频域获得频域信号，频域信号除以信道的系统函数H(k)(信道冲激响应h(n)的傅里叶变换)，经IFFT变换得到去除信道干扰的信号。

更进一步，对于接入用户数为N，每个用户的子载波数为M的系统，总的子载波数为L＝NM，发送端前置滤波器的位置在NM点FFT和M点IFFT之间，其在BFDMA中起双重作用，一是利用滤波器系数的对称性降低系统的PAPR值，二是把频域符号信号分到不同子带进行多载波调制。该滤波器系数具有对称性，频域符号信号被分到不同子带进行多载波调制。符号映射单元进行符号映射，获得M个时域输入符号信号，符号排序单元对M个时域输入符号信号采用交织分配模式分配到NM个时间点上，FFT变换单元对NM点时域符号信号进行FFT运算得到NM点频域符号信号。

CCIDFT单元包括:子带分析滤波部分、IFFT变换部分，其中，子带分析滤波部分对NM点发送端输入符号信号进行FFT变换,得到NM点频域符号信号，根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符号信号进行右乘；IFFT变换部分：对右乘后的NM点频域符号信号进行N次M-点IFFT变换得到NM点时域信号。

系数矩阵H由CCIDFT分析滤波器组的系数通过M点循环移位得到，CCIDFT分析滤波器组系数可以自由设计和选择不受完全重建条件限制，H矩阵的维数是NM×NM，由一个有M×NM个矩阵元素的矩阵块循环右移M得到大小为NM×NM的矩阵H，右边移出的M点移进左边的M点，移位从第一个M×NM矩阵块开始直到第N个矩阵块结束。

更进一步，接收端均衡器对符号信号去前缀后进行FFT变换获得频域信号，将频域信号除以信道的系统函数，经IFFT变换得到去除信道干扰的信号。接收端CCDFT单元：用于把NM点去除信道干扰的符号信号还原为NM点时域符号信号，对NM点时域符号信号进行N次M-点FFT变换得到NM点频域信号，然后把NM点频域信号右乘系数矩阵G得到NM点信号

本发明提出的BFDMA系统结构实现简单，发送端通过输入符号交织分配和CCIDFT滤波器组实现，接收端采用CCDFT综合滤波器组结构，采用FFT变换单元，子载波数为M，N个多载波调制符号分别在N个时间段传输，通过调整N和M可以让系统得到最优的时频分辨率，从而让系统既有抗无线信道多径衰减的能力也有抗载波漂移的能力，BFDMA集所有其他调制系统的优点于一个系统，发送端采用分析滤波器组结构，接收端采用综合滤波器组结构，接收端可以一次性恢复NM点发送端输入信号，延时小，并能节约前缀占用的资源，采用频域置零均衡器，实现简单。原型滤波器可以自由设计，最大程度的满足系统性能要求。

以下结合附图和具体实例对本发明的实施作进一步详细说明。以下描述仅仅是一个具体实施例的主要过程，不应被视为是唯一的实施例，整个流程及其具体步骤也并不局限于图中和上文的描述。例如，取决于无线信道的通信质量好坏，其中有的单元并不是必须的，对于本领域的专业人员来说，在了解本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，对此系统进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。显而易见地，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图将本发明应用于其它类似情景。

如图1所示为BFDMA多载波调制系统原理结构框图，BFDMA多载波调制系统包括：发送端和接收端，发送端包括：符号映射单元、符号排序单元、NM-点FFT变换单元、CCIDFT单元，其中，CCIDFT单元包括:子带分析滤波部分、N次M-点IFFT变换部分。接收端包括：N次M-点FFT变换单元，子带综合滤波器，NM-点IFFT变换单元,符号反排序单元，符号反映射单元。二进制比特序列s(n)经符号映射单元进行符号映射，符号映射可以用QPSK或QAM方法，经过符号映射后得到需要进行调制的复数符号信号。复数符号信号经过符号排序单元对符号排序处理，符号排序可采用交织排序模式，也就是说，每隔N点插入一个符号信号，对于单用户(上行传输)来说，两个非零符号信号之间的值为零，对于多用户(下行传输)来说，两个非零符号信号之间的值为其他用户的信号，排序单元处理后得到NM点符号信号，获得排序处理后的NM点符号信号经NM-点FFT变换单元进行处理，子带分析滤波单元对信号进行分析滤波后，送入N次M-点IFFT变换单元进行变换，获得调制后的信号，加前缀后送入信道发送到接收端。

接收端对接收信号去前缀及均衡处理，再送入M-点FFT变换单元对其进行N次M-点FFT变换获得频域子带信号，经子带综合滤波处理后合成全带频域信号，合成的频域信号送入NM-点IFFT变换单元得到时域信号,对IFFT变换单元输出的信号进行符号反排序，最后经符号反映射单元处理获得重建的发送端输入符号信号。

具体来说，对多用户接入调制系统，假设总的子载波数为L＝NM，每个用户分到的子载波数为M，子载波信号经过符号映射单元映射后得到M个符号信号，M个符号信号经过交织运算单元采用交织符号分配模式分配到L个时间点上。对复数符号信号进行L点FFT变换，把时域符号信号变换到频域得到频域信号。

如图2所示为BFDMA中的循环卷积DFT滤波器组结构。包括分析子带滤波器和综合子带滤波器。CCIDFT滤波器组包括：子带分析滤波部分、IFFT变换部分，子带分析滤波部分完成前置滤波，IFFT变换得到NM点复数符号输出进行传输。前置滤波单元由一个抽取率为M(取滤波器组的通道数为M)的循环卷积分析滤波器组组成，对输入信号x(n)进行子带分析处理，获得M个子带信号。与线性卷积滤波器组不同，循环卷积分析滤波器组中，输入信号x(n)和滤波器组h_i(n)进行的是循环卷积而不是线性卷积。选取原型函数系数为h(n)的循环卷积滤波器组。每一帧NM点输入符号信号x(n)沿延时线进行M抽样，然后进入前置滤波器，得到M路输出。其中，N由调制系统的用户数决定，M由子载波数决定。M路输出经过傅立叶反变换(IFFT)后得到M路调制信号，对合成的复数符号信号添加循环前缀，然后进入无线信道发送。图2中，z-1表示一位延时,↓M表示M抽样，↑M表示M插值，h(n)为发送端原型滤波器函数，g(n)为接收端原型滤波器函数，x(n)和分别表示发送端输入信号和接收端重建信号。

CCIDFT滤波器组包括前置滤波部分和IFFT变换部分，最优可采用如下方式，前置滤波部分根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符号信号进行右乘得到NM点滤波后的频域符号信号，IFFT变换部分对NM点频域符号信号进行N次M-点IFFT变换，得到NM点时域复数符号信号。

根据原型滤波器函数构造系数矩阵H可采用如下方法，原型函数可以任意选取，比如平方根升余弦函数，优化设计的原型函数等本领域采用的原型函数均可。

以下以一实例说明，如原型滤波器为RRC函数(平方根升余弦函数)，则原型滤波器函数系数h(n)可表达为：

$h\left(n\right)=\frac{\frac{4rn}{M}cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1+r)n}{M}\&rsqb;+sin\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1-r)n}{M}\&rsqb;}{\&lsqb;1-{\left(\frac{4rn}{M}\right)}^2\&rsqb;\mathrm{\&pi;}n},-\mathrm{\&infin;}\&le;n<\mathrm{\&infin;}$

$h\left(0\right)=\frac{1}{M}+\frac{r}{M}(\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}-1)$

$h(\&PlusMinus;\frac{M}{4r})=-\frac{r}{M}\{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}}{4r}(1+r)\&rsqb;-cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}}{4r}(1-r)\&rsqb;\}$

其中，M等于子载波数，r表示RRC函数的滚降因子，决定RRC函数滤波器的阻带衰减因子，RRC函数变量n的范围由前置滤波器的长度NM决定。

构造系数矩阵H，假设接入用户数为N，每个用户分到的子载波数为M，H矩阵是由一个有NxN个矩阵元素块的矩阵循环右移M得到，其中，矩阵元素块h_i(0<＝i<＝N-1)是个对角阵，如果把RRC原型函数系数h(n)(0<＝n<＝NM-1)分为N个子块(每子块包含M点)，h_i分别由第i子块的M点原型函数组成。H的大小为NM x NM。在循环移位的过程中，右边移出的M点移进左边的M点。移位从第一个M x NM矩阵块开始到第N-1个矩阵块结束。即，

综合滤波器系数矩阵G等于H的逆矩阵：

下面我们假如原型函数用RRC(原型函数可以任意设计和选取)，用户数N＝2，子载波数M＝8，滚降因子r＝0.5，举例说明矩阵H，G，及h_i和g_i的构造。

根据RRC公式得到原型函数系数h(n):

$h\left(n\right)=\frac{\frac{4*0.5*n}{8}cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1+0.5)n}{8}\&rsqb;+sin\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1-0.5)n}{8}\&rsqb;}{\&lsqb;1-{\left(\frac{4*0.5*n}{8}\right)}^2\&rsqb;\mathrm{\&pi;}n},-4\&le;n<4,n\&NotEqual;0,-4$

$h\left(0\right)=\frac{1}{8}+\frac{0.5}{8}(\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}-1)$

$h(-4)=-\frac{0.5}{8}\{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}}{4*0.5}(1+0.5)\&rsqb;-cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}}{4*0.5}(1-0.5)\&rsqb;\}$

矩阵元素块h₀,h₁分别为：

$h_0=\left[\begin{array}{cccccccc}h\left(0\right)& & & & & & & \\ & h\left(1\right)& & & & & & \\ & & h\left(2\right)& & & & & \\ & & & h\left(3\right)& & & & \\ & & & & h\left(4\right)& & & \\ & & & & & h\left(5\right)& & \\ & & & & & & h\left(6\right)& \\ & & & & & & & h\left(7\right)\end{array}\right]$

$h_1=\left[\begin{array}{cccccccc}h\left(8\right)& & & & & & & \\ & h\left(9\right)& & & & & & \\ & & h\left(10\right)& & & & & \\ & & & h\left(11\right)& & & & \\ & & & & h\left(12\right)& & & \\ & & & & & h(513& & \\ & & & & & & h\left(14\right)& \\ & & & & & & & h\left(15\right)\end{array}\right]$

最后得到矩阵H为

$H=\left[\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_1& h_0\end{array}\right]$

$G=H^{-1}={\left[\begin{array}{cc}{h}_0& h_1\\ h_1& h_0\end{array}\right]}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{g}_0& g_1\\ g_1& g_0\end{array}\right]$

用系数矩阵H对NM点频域信号X(k)进行右乘得到NM点符号信号，然后，对NM点符号信号进行N次M-点IFFT(快速傅立叶反变换)运算，得到NM点时域信号。

接收端进行与发送端相反的操作。接收端对接收到的信号首先进行去前缀处理，然后经均衡器进行均衡运算去除信道干扰，M-点FFT变换单元对其进行N次M-点FFT变换获得频域子带信号，经子带综合滤波合成全带信号，送入NM-点IFFT变换单元获得时域信号,对变换单元输出的信号进行符号反排序，经符号反映射单元处理获得发送端重建符号信号。

本发明还可采用频域置零均衡器。频域置零均衡器将去前缀后的信号进行FFT变换到频域，然后除以信道的系统函数H(k)(信道冲激响应h(n)的傅里叶变换)，最后进行IFFT(快速傅立叶反变换)变换得到去除信道干扰的信号。图8为接收端采用的置零均衡器示意图，接收端把时域符号信号变换到频域符号信号进行DFT滤波器处理。接收信号经过DFT、置零均衡器处理，再经过IDFT变换得到发送端的信号y(n)。

图3，4给出了原型函数h(n)和g(n)的一个具体实例。图3中的调制端原型函数h(n)是采用窗口函数设计法得到的，g(n)是采用本发明给出的设计方法得到的。h(n)和g(n)具有双正交特性。图4给出了三种原型函数的功率谱密度(PSD)比较曲线，矩形窗函数、RRC函数和优化设计的原型函数。图4表明优化设计的原型函数具有比RRC更好的PSD特性，能更好的满足系统性能要求。

图5，6，7给出了对本发明提出的BFDMA多载波调制系统性能比较的模拟结果图。图5给出PAPR的模拟结果，图中s表示符号移位，实线代表OFDMA系统，虚线代表SC-FDMA系统，点线代表BFDMA系统。从图5中可清楚的看出，BFDMA系统的PAPR值最低，比OFDMA和SC-FDMA有十分明显的改进。图6给出的是符号误码率的比较图，从图中也可看出，BFDMA的误码率最低。图7给出了系统抗子载波漂移的性能比较，从图中可以看出，在10％的载波漂移的情况下，BFDMA仍然具有很好的性能，而这时OFDMA和SC-FDMA系统已经不能工作。从模拟结果可以清楚的看出本发明提出BFDMA系统比OFDMA和SC-FDMA的性能都好。BFDMA既可以用于上行通信也可以用于下行通信，既可以用于高速通信也可以用于非同步的低速通信。

BFDMA是一种基于循环卷积滤波器组的多载波调制系统，使用循环卷积DFT滤波器组(CCDFT)。BFDMA是在传统的滤波器组多载波调制系统(FBMC)的基础上，通过引入单载波调制系统和循环卷积滤波器组的优点而得。BFDMA系统具有多载波和单载波系统的双重优点，既有非常低的功率峰均值比(PAPR)又有很强的抗无线信道多径衰减和载波非同步，并且可以自由设计和选取调制器的原型函数。PAPR值接近理论最低值，比LTE标准中采用的单载波频分复用(SC-FDMA)系统的PAPR值还要低。仿真表明，MC-TDMA系统的抗载波非同步能力是OFDM的10倍以上。BFDMA多载波调制系统既可用于上行通信(uplink)也可用于下行通信(downlink)。BFDMA系统既能降低终端设备的功耗也能降低基站设备的功耗，同时可以降低对终端设备时钟频率的精度要求。BFDMA系统具有设计灵活，实现容易的特点，既能用于高速通信也能用于物联网通信。

本发明所列举的实施方式如上所述，但只是为了便于理解本发明而采用的一个案例，并非用以限定本发明。在不背离本发明思想以及实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明在实施的形式上或细节上做出各种相应的修改和变化，本发明的专利保护范围，仍以权利要求书所界定的范围为准。

如本说明书和权利要求书中所示，除非上下文明确提示例外情形，“一”、“一个”、“一种”和/或“该”等词并非特指单数，也可包括复数。一般说来，术语“包括”与“包含”仅提示包括已明确标识的步骤和元素，而这些步骤和元素不构成一个排它性的罗列，方法或者设备也可能包含其它的步骤或元素。

Claims (11)

1.一种双正交频分复用多载波调制方法，其特征在于：对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号，对复数符号信号进行交织分配，利用快速傅里叶FFT变换，把时域符号信号变换为频域符号信号，对频域符号信号前置滤波后进行循环卷积离散逆向傅立叶变换CCIDFT处理，发送到发送端。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述CCIDFT处理进一步包括子带分析滤波处理和逆向傅里叶变换处理，子带分析滤波处理对NM点频域符号信号进行前置滤波，根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符号信号进行处理得到NM点频域符号信号；逆向傅里叶变换IFFT部分对NM点频域符号信号进行N次M-点IFFT变换，得到NM点时域复数符号信号，其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：系数矩阵H由一个有NxN个矩阵元素块的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵H包括一系列子矩阵h_i，通过把原型函数系数h(n)(0<＝n<＝NM-1)分为N个子块，每子块包含M点。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于：如原型滤波器为平方根升余弦RRC函数，原型滤波器函数系数h(n)为：

$h\left(n\right)=\frac{\frac{4rn}{M}cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1+r)n}{M}\&rsqb;+sin\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1-r)n}{M}\&rsqb;}{\&lsqb;1-{\left(\frac{4rn}{M}\right)}^2\&rsqb;\mathrm{\&pi;}n},-\mathrm{\&infin;}\&le;n<\mathrm{\&infin;}$

系数矩阵H由一个有NxN个矩阵元素块h_i(0<＝i<＝N-1)的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵H包括一系列子矩阵h_i，通过把原型函数系数h(n)(0<＝n<＝NM-1)分为N个子块，每子块包含M点，矩阵元素块h_i是个对角阵，由第i子块的M点组成，其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数，r表示RRC函数的滚降因子。

5.一种双正交频分复用多载波解调方法，其特征在于：对接收信号去前缀，均衡器均衡去前缀后的信号，进行CCDFT处理合成全带频域信号，对全带频域信号进行快速逆向傅里叶IFFT变换得到时域信号,对时域信号进行符号反映射处理获得重建的发送端输入符号信号。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：CCDFT处理进一步包括，子带综合滤波处理单元对NM点频域符号信号进行后置滤波，具体为，综合滤波器系数矩阵G对NM点频域符号信号右乘处理得到后置滤波处理后的NM点频域符号信号，其中，综合滤波器系数矩阵G等于原型滤波器系数矩阵H的逆矩阵，矩阵G和H构成双正交矩阵。

7.一种双正交频分复用调制解调系统，其特征在于，该系统包括：发送端和接收端，发送端包括：用于对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号的符号映射单元，用于对复数符号信号进行交织分配的符号排序单元，用于把时域符号信号变换为频域符号信号的快速傅立叶变换FFT单元，前置滤波器采用对频域符号信号进行前置滤波后作IFFT变换的CCIDFT处理单元，CCIDFT单元采用分析滤波器组结构；接收端包括：对接收信号去前缀、均衡处理获得符号信号的去前缀单元、均衡器，对符号信号进行变换的CCDFT处理单元，用于将获得的符号信号进行快速傅立叶反变换获得发送端重建信号的IFFT单元。

8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，CCIDFT处理单元进一步包括子带分析滤波处理单元、逆向傅里叶变换处理单元，子带分析滤波处理单元对NM点频域符号信号进行前置滤波，前置滤波器的位置在NM点FFT单元和M点IFFT单元之间，再根据原型滤波器函数构造原型滤波器系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符号信号进行处理，逆向傅里叶变换处理单元IFFT对系数矩阵H处理后的符号信号进行N次M-点IFFT变换，得到NM点时域复数符号信号，其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数。

9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，如原型滤波器为平方根升余弦RRC函数，原型滤波器函数系数h(n)为：

$h\left(n\right)=\frac{\frac{4rn}{M}cos\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1+r)n}{M}\&rsqb;+sin\&lsqb;\frac{\mathrm{\&pi;}(1-r)n}{M}\&rsqb;}{\&lsqb;1-{\left(\frac{4rn}{M}\right)}^2\&rsqb;\mathrm{\&pi;}n},-\mathrm{\&infin;}\&le;n<\mathrm{\&infin;}$

系数矩阵H由一个有NxN个矩阵元素块h_i(0<＝i<＝N-1)的矩阵循环右移M点得到，系数矩阵H包括一系列子矩阵h_i，通过把原型函数系数h(n)(0<＝n<＝NM-1)分为N个子块，每子块包含M点，矩阵元素块h_i是个对角阵，由第i子块的M点组成，其中，M为每个用户分到的子载波数，N为接入用户数，r表示RRC函数的滚降因子。

10.根据权利要求7至9其中之一所述的系统，其特征在于，原型滤波器系数矩阵H的大小为NMxNM，在循环移位的过程中，右边移出的M点移进左边的M点，移位从第一个MxNM矩阵块开始到第N-1个矩阵块结束,其中，h(iM)表示第iM个系数。

11.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，CCDFT处理单元进一步包括子带综合滤波处理单元、逆向傅里叶变换处理单元，子带综合滤波处理单元对NM点频域符号信号进行后置滤波，具体为，综合滤波器系数矩阵G对NM点频域符号信号右乘处理得到后置滤波处理后的NM点频域符号信号，其中，综合滤波器系数矩阵G等于原型滤波器系数矩阵H的逆矩阵，矩阵G和H构成双正交矩阵。