CN106092360A - 电路装置、电子设备以及移动体 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种降低由电阻元件的特性变动所造成的影响，从而高精度地求出温度数据的电路装置、电子设备以及移动体等。电路装置包括：电压输出电路，其输出如下电压，即，第一温度特性的第一电流流过电阻元件(R1、R2)时的第一输出电压、和与第一温度特性不同的第二温度特性的第二电流流过电阻元件时的第二输出电压；A/D转换电路，其对第一输出电压进行A/D转换而输出第一数字值，并对第二输出电压进行A/D转换而输出第二数字值；处理部，其通过第一数字值与第二数字值的数字运算处理，从而求出温度数据。

Description

电路装置、电子设备以及移动体
技术领域
本发明涉及一种电路装置、电子设备以及移动体等。
背景技术
一直以来，已知各种温度传感器或者温度检测电路。虽然可考虑各种求出温度数据的具体的方法，但是例如只要求出具有温度依赖性的输出电压即温度依赖电压，并使用该温度依赖电压来输出温度数据即可。例如，如果温度依赖电压V与温度T具有使用系数C而以V＝CT来表示的关系，则能够使用由电路元件的特性等而被决定的C和温度依赖电压V来求出温度T。
在专利文献1中公开了如下方法，即，通过利用减法放大电路而对由带隙参考电路(BGR(Band Gap Reference)电路)生成的基准电压与温度依赖电压进行调整，从而对温度进行检测。此外，在专利文献2中公开了如下方法，即，根据由BGR电路生成的基准电压、以及使用与在BGR电路中所使用的电阻为同一种类的电阻而生成的温度依赖电压，来对温度进行检测。
在温度依赖电压等电压的输出中使用有电阻元件。但是，在专利文献1与专利文献2中，并未考虑该电阻元件的特性的偏差。例如，如果在电阻元件的制造工艺上存在偏差，则有时电阻值将发生变动。在该情况下，由于使用了该电阻元件而被输出的电压值等也会发生变动，因此将无法进行高精度的温度检测。
此外，已知电阻元件也会根据温度而使电阻值发生变化(具有温度特性)。因此，有必要实施考虑了电阻元件的温度特性的补正、或者设置使该温度特性不会给温度依赖电压造成影响的这样的电路结构。例如，为了降低电阻元件的温度特性而需要设置其他的电阻，从而增大了电路规模。
专利文献1：日本特开2007-192718号公报
专利文献2：日本特开2008-216234号公报
发明内容
根据本发明的若干方式，能够提供一种降低由电阻元件的特性变动所造成的影响，从而高精度地求出温度数据的电路装置、电子设备以及移动体等。
本发明是为了解决上述的课题的至少一部分而完成的发明，其能够作为以下的形态或方式而实现。
本发明的一个方式涉及一种电路装置，包括：电压输出电路，其输出如下电压，即，第一温度特性的第一电流流过电阻元件时的第一输出电压、和与所述第一温度特性不同的第二温度特性的第二电流流过所述电阻元件时的第二输出电压；A/D转换电路，其对所述第一输出电压进行A/D转换而输出第一数字值，并对所述第二输出电压进行A/D转换而输出第二数字值；处理部，其通过基于所述第一数字值以及所述第二数字值的数字运算处理，从而求出温度数据。
在本发明的一个方式中，输出温度特性不同的电流流过电阻元件时的输出电压，并且在对该输出电压进行A/D转换后实施数字运算处理从而求出温度数据。采用这种方式，由于两个输出电压为使用相同电阻元件而取得的电压，因此通过实施使用了基于该输出电压的数字值的数字运算处理，从而能够降低由电阻元件的特性变动所造成的影响等，进而能够高精度地求出温度数据。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述处理部实施降低所述温度数据相对于所述电阻元件的电阻值的依赖性的所述数字运算处理。
采用这种方式，则即使电阻元件的电阻值发生了变动，也能够降低由该变动造成的对温度数据的影响，从而能够高精度地求出温度数据等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述处理部实施减少由所述电阻元件的电阻值的变动所引起的所述温度数据的第一变动、以及由所述电阻元件的温度特性所引起的所述温度数据的第二变动中的至少一方的变动的所述数字运算处理。
采用这种方式，则能够降低由电阻值的变动所造成的对温度数据的影响以及由电阻值的温度特性造成的对温度数据的影响中的至少一方，从而能够高精度地求出温度数据等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述处理部通过包括所述第二数字值除以所述第一数字值的除法处理的所述数字运算处理，从而求出所述温度数据。
采用这种方式，则通过除法处理而降低了由第一数字值与第二数字值双方所包含的电阻值所造成的影响，从而能够高精度地求出温度数据等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，在将所述第一数字值设为DREF、将所述第二数字值设为DPTAT、将给定的常数设为m的情况下，所述处理部作为所述除法处理而实施对(DPTAT+m)/(DREF+m)进行运算的处理。
采用这种方式，则能够使用第一数字值、第二数字值来执行具体的除法处理。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括：第一电流生成电路，其生成所述第一电流；第二电流生成电路，其生成所述第二电流，所述电压输出电路将由所述第一电流生成电路所生成的所述第一电流流过所述电阻元件时的电压作为所述第一输出电压而输出，并且将由所述第二电流生成电路所生成的所述第二电流流过所述电阻元件时的电压作为所述第二输出电压而输出。
采用这种方式，则能够分别通过第一电流生成电路、第二电流生成电路而生成第一电流、第二电流，从而能够例如作为第一电流、第二电流而生成减少了偏差等的恒电流。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述电压输出电路具有选择电路，所述选择电路在第一期间内选择所述第一电流而向所述电阻元件输出，并且在第二期间内选择所述第二电流而向所述电阻元件输出。
采用这种方式，则能够以分时的方式而向电压输出电路的电阻元件输出第一电流与第二电流。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述第一电流为，温度特性平坦的基准电流，所述第二电流为，具有正温度特性或负温度特性中的一方的温度特性的电流。
采用这种方式，则作为第一电流和第二电流而能够使用具有特定的温度特性的电流。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，在所述第二电流具有正温度特性的情况下，所述电阻元件为具有正温度特性的电阻元件，在所述第二电流具有负温度特性的情况下，所述电阻元件为具有负温度特性的电阻元件。
采用这种方式，则能够使第二电流的温度特性与电阻元件的温度特性一致，从而能够增大第二输出电压的温度特性的斜率(电压值相对于温度变化的变化)，提高A/D转换中的分辨能力。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述第二电流具有正温度特性，所述电阻元件为阱电阻或扩散电阻。
采用这种方式，则在第二电流具有正温度特性的情况下，作为电阻元件而能够使用具有正温度特性的阱电阻或扩散电阻，从而能够使第二电流的温度特性与电阻元件的温度特性一致等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述处理部相对于通过所述数字运算处理而被求出的所述温度数据而实施数字低通滤波处理。
采用这种方式，则能够相对于数字运算处理的结果而实施滤波处理，从而能够例如减少运算结果的时间上的偏差等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述处理部相对于通过所述数字运算处理而被求出的所述温度数据而实施截止频率为可变的所述数字低通滤波处理。
采用这种方式，则能够根据情况而适当地设定截止频率。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述处理部在启动后的第一期间内，将所述截止频率设定为第一频率，并且在所述第一期间经过后的第二期间内，将所述截止频率设定为低于所述第一频率的第二频率。
采用这种方式，则能够在启动后以较短的时间而使温度数据收敛于给定的稳定值等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述A/D转换电路为，被输入有由第一输入信号与第二输入信号构成的差动输入信号的差动型的A/D转换电路，所述电压输出电路作为所述电阻元件而具有第一电阻元件和第二电阻元件，所述电压输出电路在输出所述第一输出电压的情况下，将所述第一电流流过所述第一电阻元件时的输出电压作为所述第一输入信号的电压而向所述A/D转换电路输出，并且将所述第一电流流过所述第二电阻元件时的输出电压作为所述第二输入信号的电压而向所述A/D转换电路输出，所述电压输出电路在输出所述第二输出电压的情况下，将所述第二电流流过所述第一电阻元件时的输出电压作为所述第一输入信号的电压而向所述A/D转换电路输出，并且将所述第二电流流过所述第二电阻元件时的输出电压作为所述第二输入信号的电压而向所述A/D转换电路输出。
采用这种方式，则能够使用差动型的电压输出电路、A/D转换电路，从而例如与单一型的情况相比而能够扩大A/D转换电路的输入电压范围等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括：检测电路，其根据与从物理量传感器输出的物理量相对应的检测信号，而输出与所述物理量相对应的物理量数据；驱动电路，其对所述物理量传感器进行驱动，所述处理部对来自所述检测电路的所述物理量数据实施基于所述温度数据的补正处理。
采用这种方式，则由于能够使用高精度地求出的温度数据来实施物理量数据的补正处理，因此能够输出精度较高的物理量数据。
此外，本发明的其他方式涉及一种包括上述电路装置的电子设备。
此外，本发明的其他方式涉及一种包括上述电路装置的移动体。
附图说明
图1为本实施方式所涉及的电路装置的结构例。
图2为第一电流生成电路的结构例。
图3为第二电流生成电路的结构例。
图4为被施加于第二电流生成电路中所包含的电阻元件上的电压的温度特性的示例。
图5为第一电流与第二电流的温度特性的示例。
图6为第一期间与第二期间的定时示例。
图7(A)、图7(B)为电压生成电路的结构例。
图8(A)、图8(B)为对阱电阻(well resistance)的构造进行说明的剖视图、俯视图。
图9(A)、图9(B)为对多晶电阻(poly resistance)的结构进行说明的剖视图、俯视图。
图10为阱电阻的温度特性与多晶电阻的温度特性的示例。
图11(A)为在使用了阱电阻的情况下的第一输出电压、第二输出电压的温度特性，图11(B)为在使用了多晶电阻的情况下的第一输出电压、第二输出电压的温度特性的示例。
图12为处理部的结构例。
图13(A)至图13(D)为对A/D转换中的量化噪声的影响进行说明的图。
图14为电路装置的整体的系统结构例。
图15为电路装置的其他的整体的系统结构例。
图16为本实施方式的电路装置、电子设备、陀螺传感器(物理量检测装置)的结构例。
图17为驱动电路、检测电路的详细结构例。
图18(A)至图18(D)为组装有本实施方式的电路装置的移动体、电子设备的示例。
图19(A)、图19(B)为电压生成电路的其他的结构例。
具体实施方式
以下，对本实施方式进行说明。另外，以下所说明的本实施方式并非对权利要求中所记载的本发明的内容进行不当限定。此外，在本实施方式中所说明的全部结构不一定为本发明的必需结构要件。
1.本实施方式的方法
首先，对本实施方式的方法进行说明。如专利文献1或专利文献2所示，已知有各种温度传感器、温度检测电路。在求温度数据时，一般情况下，会使用具有温度依赖性的给定的输出电压(专利文献1等中的温度依赖电压)。而且，在输出电压的生成中，大多会使用I-V转换电路，该I-V转换电路为具有给定的电阻元件的电路。
但是，电阻元件的电阻值可能会根据各种条件而发生变动。例如像后文所述，电阻元件具有温度特性并且电阻值根据温度而发生变化，这种情况在电阻元件中是一般存在的。因此，在专利文献2等中也能够看到欲降低由电阻元件的温度特性所产生的对温度数据的影响的记载。
但是，尽管欲制造出相同特性的电阻元件，但是也考虑到了由于工艺偏差而制造出不同特性的电阻元件的情况。例如，在有两个通过相同工序来制造从而期望具有相同特性的电阻元件的情况下，各自具有温度特性、即各电阻的电阻值R1与R2分别成为温度T的函数R1(T)、R2(T)的情况，如上文所述是很普通的。但是，如果为相同温度T＝T0，则可期望两个电阻值R1(T0)与R2(T0)成为相等，但如果不满足该条件，则可能会出现R1(T0)≠R2(T0)的状况，从而该电阻值的变动也将对温度数据造成影响。
也就是说，电阻元件的电阻值可能会因如下两个主要原因而发生变动，即：第一、产生工艺偏差等偏差；第二、具有温度特性。而且，由于电阻值的变动与输出电压的变动相关联，因此为了高精度的温度数据的输出，而需要降低由上述电阻值的变动所造成的影响。
但是，在现有方法中，并未公开有效地降低由工艺偏差所造成的影响的方法。因此，存在第一课题，即，例如在电路装置的出厂前等时，需要实施抑制工艺偏差的这样的调节作业从而非常繁杂。
此外，关于电阻元件的温度特性，在上述这样现有方法中也可以看到减少其影响的记载。但是，在像现有方法这样实施模拟电路中的运算的情况下，存在第二课题，即，为了降低电阻元件的温度特性(狭义而言为消除)，而需要设置降低用的另外的电阻元件等对应措施，从而增大了电路规模。此外，还具有模拟电路中的运算电力消耗较大这一课题。
因此，本申请人提出了一种通过数字运算处理来求出温度数据的方法。具体而言，本实施方式所涉及的电路装置20包括：电压输出电路150，其输出如下电压，即第一温度特性的第一电流IREF流过电阻元件时的第一输出电压VREF、和与第一温度特性不同的第二温度特性的第二电流IPTAT流过电阻元件时的第二输出电压VPTAT；A/D(模拟/数字)转换电路160，其对第一输出电压VREF进行A/D转换而输出第一数字值DREF，并对第二输出电压VPTAT进行A/D转换而输出第二数字值DPTAT；处理部170，其通过第一数字值DREF与第二数字值DPTAT的数字运算处理，从而求出温度数据。
在此，电阻元件是指，例如电压输出电路中所包含的电阻元件，且既可以为例如后文所述的图7(A)、图7(B)中的R1以及R2，或者也可以为图19(A)、图19(B)中的R1。虽然关于电阻元件的具体示例将在后文进行叙述，但可考虑为，像使用图10等而进行后文所述那样，电阻元件具有温度特性。
在本实施方式中，首先，在将两个输出电压转换为数字值之后，通过使用了该两个数字值的数字运算处理从而求出温度数据。因此，与通过模拟电路来减少电阻值的变动等影响的情况相比，能够减小电力消耗，并且也能够减小电路规模。此外，在本实施方式中，在求第一输出电压VREF与第二输出电压VPTAT之时，所使用的电阻元件能够通用。因此，电阻元件的特性会给两个数字值DREF与DPTAT的双方带来影响。也就是说，如果可实施使用了DREF与DPTAT的双方的运算，则能够减少电阻元件的特性变动，从而能够高精度地求出温度数据。
也就是说，本实施方式所涉及的处理部170也可以为实施降低温度数据相对于电阻元件的电阻值的依赖性(由于电阻值发生变动而使温度数据的值也发生变动的这一依赖性)的数字运算处理的装置。由此，如果是现有方法，则为了实现高精度的温度数据输出而将需要例如电阻值的调节作业等，但是通过数字运算处理则能够进行高精度的温度数据输出。因此，具有能够简化制造、出厂工序的优点。
此外，本实施方式所涉及的处理部170也能够实施如下数字运算处理，即，减少由电阻元件的电阻值的变动所引起的温度数据的第一变动以及由电阻元件的温度特性所引起的温度数据的第二变动中的至少一方的变动的数字运算处理。
温度数据的值可能会因电阻元件而发生变动，具体而言，这是由因工艺偏差等所产生的电阻值的变动以及温度特性这两个主要原因所造成的。在此，将由前一主要原因所引起的温度数据的变动设为第一变动，将由后一主要原因所引起的温度数据的变动设为第二变动。相对于此，在本实施方式的方法中，由于通过处理部170的数字运算处理而能够降低由这两个原因所引起的温度数据的变动，因此能够实现高精度下的温度数据的输出，并且此时的调节作业较容易，从而与通过模拟电路来实施降低处理的情况相比，能够减小电力消耗以及电路规模。
以下，对本实施方式所涉及的电路装置的各部的详细内容进行说明。之后，对包含本实施方式所涉及的电路装置的装置的示例，具体而言，对物理量检测装置、电子设备、移动体等进行说明。最后，对电路装置的电压输出电路150(以及A/D转换电路160)的改变例进行说明。
2.各部的结构例以及工作的详细内容
图示了本实施方式所涉及的电路装置20的详细的结构例。首先，对电路装置20的整体结构例进行说明，之后，对各部的详细内容进行说明。
2.1电路装置的整体结构例
本实施方式所涉及的电路装置20的整体结构如图1所示。电路装置20包括：第一电流生成电路181、第二电流生成电路182、电压输出电路150、A/D转换电路160和处理部170。
第一电流生成电路181生成具有第一温度特性的第一电流IREF。第二电流生成电路182生成具有第二温度特性的第二电流IPTAT。关于第一电流生成电路181与第二电流生成电路182的详细内容，将在后文中使用图2、图3来进行叙述。
电压输出电路150输出如下电压，即，第一电流IREF流过电阻元件时的第一输出电压VREF和第二电流IPTAT流过电阻元件时的第二输出电压VPTAT。具体的电路结构将在后文中使用图7(A)、图7(B)来进行叙述。另外，电压输出电路150可以为，使用图6如后文所述以分时的方式进行工作，并在第一期间内输出第一输出电压VREF，在第二期间内输出第二输出电压VPTAT的电路。
A/D转换电路160对第一输出电压VREF进行A/D转换并向处理部170输出第一数字值DREF，并且对第二输出电压VPTAT进行A/D转换并向处理部170输出第二数字值DPTAT。另外，如上文所述，如果考虑以分时的方式输出第一输出电压VREF与第二输出电压VPTAT，则A/D转换电路160能够通过可以分时的方式进行工作的A/D转换电路来实现，且例如可以为SAR型(逐次比较型)的A/D转换电路。
处理部170通过第一数字值DREF与第二数字值DPTAT的数字运算处理，从而求出温度数据。处理部170例如为DSP(digital signal processor：数字信号处理器)。关于由处理部170实施的具体的数字运算处理，将在后文中进行叙述。
2.2电流生成电路
如图1所示，本实施方式所涉及的电路装置20包括生成第一电流IREF的第一电流生成电路181和生成第二电流IPTAT的第二电流生成电路182。如果采用这种方式，则能够分别通过电流生成电路(狭义而言为，使用了后文所述的功函数差的电路)来生成第一电流IREF与第二电流IPTAT。以下，使用图2至图5，来对各个电流生成电路的结构和第一电流、第二电流的温度特性进行说明。
图2为第一电流生成电路181的详细结构例。第一电流生成电路181通过被供给高电位侧的电源电压VDD(例如1.8V)与低电位侧的电源电压VSS(例如0V)而进行工作。
第一电流生成电路181具有：构成电流镜电路的晶体管TA1、TA2、构成差动对的晶体管TA3、TA4、构成电流源的晶体管TA5以及电阻元件RA2。晶体管TA1、TA2例如为P型晶体管(广义而言为，第一导电型的晶体管)，晶体管TA3、TA4、TA5为N型晶体管(广义而言为，第二导电型的晶体管)。此外，晶体管TA1、TA2、TA4为增强型的晶体管，晶体管TA3、TA5为耗尽型的晶体管。
晶体管TA1、TA2被设置在电源电压VDD(第一电源电压)的节点与节点NA1、NA2之间。电源电压VDD被供给至晶体管TA1、TA2的源极，晶体管TA1、TA2的栅电极与晶体管TA2的漏极的节点NA2连接。
晶体管TA3、TA4被设置在节点NA1、NA2与节点NA3之间。电源电压VSS被输入至晶体管TA3的栅电极。晶体管TA4的栅电极与晶体管TA6的漏极的节点NA4连接。
晶体管TA5、电阻元件RA2被串联设置在节点NA3与电源电压VSS的节点之间，从而构成电流源。电源电压VSS被输入至晶体管TA5的栅电极，晶体管TA5的源极与电阻元件RA2的一端连接。电阻元件RA2的另一端与电源电压VSS的节点连接。
此外，第一电流生成电路181包括驱动用的晶体管TA6以及电阻元件RA1。晶体管TA6为P型晶体管。晶体管TA6被设置在电源电压VDD的节点和与晶体管TA4的栅极连接的节点NA4之间，并且所述晶体管TA6的栅电极与节点NA1连接。晶体管TA6、电阻元件RA1被串联设置在电源电压VDD与电源电压VSS的节点之间。
晶体管TA3成为，栅电极的导电性与晶体管TA4不同的晶体管。例如，晶体管TA3的栅电极为N型，而晶体管TA4的栅电极成为P型。例如，虽然晶体管TA3与TA4的基板的杂质浓度或沟道的杂质浓度相同，但是栅电极的导电性不同，栅电极的杂质浓度不同。
具体而言，MOS晶体管的阈值电压能够表示为，Vth＝φMS-QSS/COX+2φF+QD/COX。在此，φMS为栅电极与基板的功函数差，QSS为氧化膜内的固定电荷，COX栅极氧化膜的每单位面积的电容，φF为费米能级，QD为耗尽层内的电荷。通过晶体管TA3的N型栅电极的杂质浓度与晶体管TA4的P型栅电极的杂质浓度的设定，而将耗尽型的晶体管TA3的阈值电压VTN设定为例如-0.52V，并将增强型的晶体管TA4的阈值电压VTP设定为例如0.45V。因此，将有VTP-VTN＝0.97V的电源电压VA1被输出到第一电流生成电路181的输出节点NA4上。即，即使在电源电压VDD发生了变动的情况下，也能够供给固定电压的电源电压VA1。
此外，在图2中，由于晶体管TA5为耗尽型的晶体管，因此即使不另行设置偏压电流的生成电路，也能够实现流动偏压电流的电流源。
在该情况下，在被设置于节点NA4与电源电压VSS之间的电阻元件RA1中将流动有满足IA1＝VA1/RA1的恒电流IA1。在此，VA1具有负温度特性，即，温度越变高，则电压值通过负斜率而越发生变化(电压值单调递减)。因此，如果作为电阻元件而使用了具有负温度特性的、即温度越高则电阻值通过负斜率而越发生变化的(电阻值单调递减)电阻元件，则作为IA1而消除了VA1和RA1的负温度特性，从而能够生成相对于温度而平坦(flat)的基准电流。
此外，通过晶体管TA1与TA4之间的输出节点NA1的信号，来对晶体管TA6、TA7的栅电极实施控制。在此，通过晶体管TA6与TA7的晶体管比(W/L)的设定，从而对流过电阻元件RA1的电流IA1与流过晶体管TA7的恒电流IA2的电流比进行设定。
而且，N型的晶体管TA8的栅极与漏极通过节点NA5而被连接，从而来自节点NA5的偏压电压VBS(或者将VBS作为控制电压而生成的恒电流)将向电路装置的各个模拟电路进行供给。例如，第一电流生成电路181包括N型晶体管TA10，通过在TA10的栅电极的控制中使用该偏压电压VBS，从而能够输出与IA1相对应的恒电流IREFN。
但是，如后文所述，如果考虑作为A/D转换电路160而使用差动型的A/D转换电路的情况等，则第一电流生成电路181也可以输出两个恒电流。例如，如图2所示那样，第一电流生成电路181也可以将输出节点NA1的信号与输出节点NA5的信号的双方利用到晶体管的栅电极的控制中。
第一电流生成电路181包括P型晶体管TA9，输出节点NA1的信号被用于TA9的栅电极的控制中。在该情况下，将从晶体管TA9的漏极流出与恒电流IA1相对应的恒电流IREFP(由TA6与TA9的晶体管比所决定的电流)，并且在晶体管TA10的源极中流入有与恒电流IA1相对应的恒电流IREFN(由TA8与TA10的晶体管比所决定的电流)。在本实施方式中，将该恒电流IREFP以及IREFN设为第一电流。虽然在下文中，为了简化说明而将两个恒电流设为IREFP＝IREFN(＝IREF)，但是并不限定于此。
图3为第二电流生成电路182的详细结构例。第二电流生成电路182通过被供给高电位侧的电源电压VDD(例如1.8V)与低电位侧的电源电压VSS(例如0V)而进行工作。
图3中的晶体管TB1～TB10以及RB1～RB2与图2的TA1～TA10以及RA1～RA2相同。此外，节点NB1～NB5也与NA1～NA5相同。在对图3与图2进行比较的情况下，则第二电流生成电路182为如下结构，即，在电阻元件RB1与电源电压VSS之间追加了双极晶体管TB11。
TB11为例如PNP型的双极晶体管，发射极与RB1中的不同于节点NB4一侧的一端连接，基极以及集电极与电源电压VSS连接。双极晶体管TB11通过被形成在半导体基板上的扩散区域(杂质区域)或阱区域等来实现。在此，在将晶体管TB11的发射极的电位设为VB2的情况下，如图4所示，其与节点NB1的电位差VB1-VB2具有正温度特性。图4的横轴表示温度，纵轴表示电位差VB1-VB2，并且由图4可知，VB1-VB2具有正斜率(单调递增)。
因此，流过电阻元件RB1的电流IB1成为IB1＝(VB1-VB2)/RB1。RB1与上述的RA1相同，也具有负温度特性。也就是说，由于是具有正温度特性的值除以具有负温度特性的值，因此电流IB1具有正温度特性。因此，与IB1相对应的第二电流IPTAT也具有正温度特性。
将IREF以及IPTAT的具体的温度特性的示例图示于图5。在图5中，横轴表示温度，纵轴表示电流值。由图5可知，第一电流IREF相对于温度变化而言，电流值的变化非常小。另一方面，第二电流IPTAT相对于温度变化而言，则具有正斜率。
另外，第一电流生成电路、第二电流生成电路并不限定于图2或图3的结构，其能够省略结构要素的一部分或者追加其他结构要素等实施各种改变。
如上文所示，本实施方式中的第一电流IREF可以为温度特性平坦的基准电流，第二电流IPTAT可以为具有正温度特性或负温度特性中的一方的温度特性的电流。虽然在图3至图5的示例中，将IPTAT设为具有正温度特性的电流，但是IPTAT只要与IREF温度特性不同即可。因此，如果IREF为平坦的温度特性，则IPTAT可以具有正温度特性与负温度特性中的任意一种特性。另外，此处的平坦的温度特性是指，在狭义上，即使温度发生了变动数值也不会发生变动的这种特性，在此则表现为，即使温度发生了变动，第一电流IREF的值也不会发生变动，即相对于温度的变化的电流值的斜率为零。但是，本实施方式中的平坦的温度特性并未被限定于斜率完全为零的情况，也可以具有微小的斜率。作为一个示例，在表示相对于温度变化的电流值的变化的斜率的值(最大值、平均值等)a与非零的给定的閾值Δ，成为a≤Δ的情况下，也可以将该温度特性认为是平坦的。
在本实施方式中，如上文所述，由电阻元件(电压输出电路150的电阻元件，且与上述的RA1、RA2、RB1、RB2不同)的电阻值的变动或温度特性所造成的影响通过数字运算处理而被降低。在这一点上，如果使用两个电流值，则在该电流值的双方中均会产生电阻值的变动等的影响，通过实施数字运算处理，从而能够降低由电阻的特性变动所造成的影响。此外，实施了数字运算处理的结果为，会留下两个电流间的温度特性的差异，从而能够根据该温度特性而适当地输出温度数据等。如上文所述，如果第一电流IREF的温度特性为平坦，则数字运算处理的结果为，会留下基于第二电流IPTAT的温度特性。
2.3电压输出电路
接下来，对电压输出电路150进行说明。电压输出电路150输出如下电压，即，基于第一电流IREF的第一输出电压VREF与基于第二电流IPTAT的第二输出电压VPTAT。如上所述，如果分别通过第一电流生成电路、第二电流生成电路来生成第一电流、第二电流，则电压输出电路150只要将由第一电流生成电路181所生成的第一电流IREF流过电阻元件时的电压作为第一输出电压VREF而输出，将由第二电流生成电路182所生成的第二电流IPTAT流过电阻元件时的电压作为第二输出电压VPTAT而输出即可。
在该情况下，无需同时输出第一输出电压VREF与第二输出电压VPTAT双方，也可以以分时的方式进行输出。具体而言，电压输出电路150可以具有选择电路，所述选择电路在第一期间内选择第一电流并向电阻元件进行输出，并且在第二期间内选择第二电流并向电阻元件进行输出。本实施方式中的选择电路，例如如果在后述的图7(A)、图7(B)中，则为晶体管TC1～TC4。但是，如果在后述的图19(A)、图19(B)的示例中，则晶体管TC1以及TC2将对应于选择电路，而本实施方式中的选择电路则能够通过各种结构来实现。
将具体的定时例图示于图6。图6的横轴表示时间，图6的上部表示第一电流IREF向电阻元件输出的定时，下部表示第二电流IPTAT向电阻元件输出的定时。如图6所示，在电压输出电路150中，可以在给定的定时下，以排他的方式输出第一电流IREF与第二电流IPTAT中的任意一方。如果采用这种方式，则在输出两种输出电压时，将无需设置多个电压输出电路150(狭义而言为，电阻元件或输出节点等)，从而能够抑制电路规模。另外，虽然在图6中，将2.5msec设为一个周期，并设为在各个周期中第一期间与第二期间仅表现相同的时间，但并不限定于此，第一期间与第二期间的设定能够实施各种改变。
在图7(A)、图7(B)中，图示了电压输出电路150的结构例。另外，在图7(A)、图7(B)中，为了便于说明，也对与A/D转换电路160的连接进行了记载。如图7(A)所示，电压输出电路150具有作为开关而发挥功能的晶体管TC1～TC4、电阻元件R1、R2和电容器C1、C2。
电阻元件R1的一端与电源电压VSS连接，另一端与晶体管TC1的漏极以及晶体管TC2的漏极连接。晶体管TC1的源极与图2的晶体管TA9的漏极连接。如上所述，由于在晶体管TA9中流动有与流过电阻元件RA1的电流IA1相对应的第一电流IREF，因此在TC1成为导通的情况下，第一电流IREF将经由TC1而流向电阻元件R1。
此外，晶体管TC2的源极与图3的晶体管TB9的漏极连接。如上所述，由于在晶体管TB9中流动有与流过电阻元件RB1的电流IB1相对应的第二电流IPTAT，因此在TC2成为导通的情况下，第二电流IPTAT将经由TC2而流向电阻元件R1。
此外，电阻元件R2的一端与电源电压VDD连接，另一端与晶体管TC3的源极以及晶体管TC4的源极连接。晶体管TC3的漏极与图2的晶体管TA10的源极连接。如上所述，由于晶体管TA10为第一电流IREF所流入的节点，因此在TC3成为导通的情况下，第一电流IREF将经由TC3而流向电阻元件R2。
此外，晶体管TC4的漏极与图3的晶体管TB10的源极连接。如上所述，由于晶体管TB10为第二电流IPTAT所流入的节点，因此在TC4成为导通的情况下，第二电流IPTAT将经由TC4而流向电阻元件R2。
此外，电阻元件R1中的TC1以及TC2侧的节点NC1与A/D转换电路160的一方的输入节点连接。也就是说，NC1的电压值被输出至A/D转换电路160。另外，也可以在输出节点NC1与基准电流VSS之间设置稳定化用的电容器C1。
同样地，电阻元件R2中的TC3以及TC4侧的节点NC2与A/D转换电路160的另一方的输入节点连接。也就是说，NC2的电压值被输出至A/D转换电路160。另外，也可以在输出节点NC2与基准电流VSS之间设置稳定化用的电容器C2。
如上所述，在第一期间内，向电阻元件输出第一电流IREF。也就是说，在第一期间内，如图7(A)所示，只要将晶体管TC1以及TC3设为导通，将TC2以及TC4设为断开即可。在该情况下，第一电流IREF分别流向电阻元件R1以及R2，从而节点NC1的电压值VREFP以及节点NC2的电压值VREFN作为第一输出电压VREF而对A/D转换电路160进行输出。
VREFP以及VREFN分别能够通过下式(1)以及(2)而求出。在图7(A)的示例中，由于A/D转换电路160为差动型的A/D转换电路，因此在A/D转换电路160中为VREFP与VREFN的差分，并且实施相对于通过下式(3)而求出的VREF的A/D转换。
VREFP＝IREFR1……(1)
VREFN＝VDD-IREFR2……(2)
VREF＝IREF(R1+R2)-VDD……(3)
此外，在第二期间内向电阻元件输出第二电流IPTAT。也就是说，在第二期间内，如图7(B)所示，只要将晶体管TC2以及TC4设为导通，将TC1以及TC3设为断开即可。在该情况下，第二电流IPTAT分别流向电阻元件R1以及R2，节点NC1的电压值VPTATP以及节点NC2的电压值VPTATN作为第二输出电压VPTAT而相对于A/D转换电路160进行输出。具体的VPTATP、VPTATN、VPTAT的值与上式(1)～(3)相同，能够通过下式(4)～(6)而求出。
VPTATP＝IPTATR1……(4)
VPTATN＝VDD-IPTATR2……(5)
VPTAT＝IPTAT(R1+R2)-VDD……(6)
另外，在电压输出电路150中所包含的电阻元件R1、R2能够通过各种方法来实现。例如，R1以及R2既可以通过广泛公知的多晶电阻(多晶硅电阻)来实现，也可以通过阱电阻来实现。
多晶电阻是指，将作为MOS的栅电极而利用的多晶硅形成在栅极氧化膜以外的区域中并作为电阻来利用的电阻。另一方面，阱电阻是指，将作为杂质的添加区域的阱作为电阻来利用的电阻，例如，在P型基板上形成N阱，并将该N阱作为N阱电阻来利用。
将构成阱电阻的情况下的剖视图图示于图8(A)。如图8(A)所示，阱电阻(在图8(A)的示例中为N阱电阻)，利用被形成在P型基板的表面附近的N阱区域。图8(B)为阱电阻的结构例的俯视图。由于电阻值依赖于宽度W与长度L，因此如图8(B)所示，通过以多重叠回的方式来构成宽度较窄的N阱区域，从而即使面积较窄，也能够有效地形成所需的电阻值的阱电阻。在图8(B)中，阱电阻的一端成为抽头TPN1，另一端成为抽头TPN2。
此外，将构成多晶电阻的情况下的剖视图图示于图9(A)。如图9(A)所示，只要在栅极氧化膜以外的区域(例如图9(A)所示的区域)中形成多晶硅层即可。图9(B)为多晶电阻的结构例的俯视图。与阱电阻相同，由于其电阻值依赖于宽度W与长度L，因此如图9(B)所示，通过以多重折回的方式来构成宽度较窄的多晶硅层，从而即使面积较窄也能够有效地形成所需的电阻值的多晶电阻。在图9(B)中，多晶电阻的一端成为抽头TPP1，另一端成为抽头TPP2。
在此，使用图10来对多晶电阻与阱电阻的温度特性的差异进行说明。图10的横轴表示温度，纵轴以百分比的方式表示相对于给定的基准温度下的电阻值的、各温度下的电阻值的变动程度。另外，可以认为，在纵轴方向上越向上走则电阻值越大，越向下走则电阻值越小。
由图10可知，多晶电阻具有温度越升高则电阻值越变小的负温度特性。相对于此，还可知阱电阻具有温度越升高则电阻值越变大的正温度特性。
在图11(A)中，图示了作为电压输出电路150的电阻元件R1、R2而使用了阱电阻的情况下的第一输出电压VREF、第二输出电压VPTAT的温度特性。如上所述，在VREF与电阻值R1、R2的关系为上式(3)、且R1、R2具有正温度特性的情况下，由于IREF为平坦的温度特性，因此VREF也具有正温度特性。但是，由于VREF的相对于温度的斜率的大小仅受到R1、R2的正斜率(图10)的影响，因此所述斜率并不那么大。
在VPTAT与电阻值R1、R2的关系为上式(6)、且R1、R2具有正温度特性的情况下，由于IPTAT也具有正温度特性，因此VPTAT具有正温度特性。而且，由于VPTAT的相对于温度的斜率的大小受到R1、R2的正斜率(图10)和IPTAT的正斜率(图5)的双方的影响，因此所述斜率成为比较大的值。
此外，在图11(B)中，图示了作为电压输出电路150的电阻元件R1、R2而使用了多晶电阻的情况下的第一输出电压VREF、第二输出电压VPTAT的温度特性。如上所述，在VREF与电阻值R1、R2的关系为上式(3)、且R1、R2具有负温度特性的情况下，由于IREF为平坦的温度特性，因此VREF也具有负温度特性。但是，由于VREF的相对于温度的斜率的大小仅受到R1、R2的负斜率(图10)影响，因此所述斜率并不那么大。
在VPTAT与电阻值R1、R2的关系为上式(6)、且R1、R2具有负温度特性的情况下，由于IPTAT具有正温度特性，因此VPTAT的正温度特性与负温度特性相抵消。在图11(B)的示例中，IPTAT的正温度特性与R1、R2的负温度特性相比影响较大，从而设为VPTAT具有正温度特性。在该情况下，由于IPTAT的正斜率(图5)通过R1、R2的负斜率(图10)而被抵消，因此VPTAT的相对于温度的斜率的大小至少与使用了图11(A)所示的阱电阻的情况下的VPTAT的斜率相比而较小。
在本实施方式中，电阻元件R1、R2的电阻值的变动或者温度特性的对温度数据造成的影响，通过数字运算处理而被降低。这意味着电阻元件既可以通过多晶电阻来实现，也可以通过阱电阻来实现。但是，如果考虑A/D转换时的数字数据的分辨能力，则优选为电压值的变动相对于温度变化、即斜率更大。由于如果为图11(A)、图11(B)的示例，则优选斜率更大的图11(A)，因此优选使用阱电阻。关于详细理由，则将在后文中进行叙述。
2.4A/D转换电路
接下来，对A/D转换电路160的详细内容进行说明。如图7(A)、图7(B)所示，A/D转换电路160可以为差动型、SAR型的A/D转换电路。另外，关于A/D转换电路的具体的结构例，由于已知有各种方法，且在本实施方式中这些方法均能够广范应用，因此省略详细的说明。
在A/D转换电路160中，对第一输出电压VREF进行A/D转换而求出第一数字值DREF，并对第二输出电压VPTAT进行A/D转换而求出第二数字值DPTAT，并且将所求得的第一数字值DREF以及第二数字值VPTAT向处理部170输出。
具体而言，A/D转换电路160为被输入有由第一输入信号与第二输入信号构成的差动输入信号的差动型的A/D转换电路，在电压输出电路150中，作为电阻元件而具有第一电阻元件R1与第二电阻元件R2，电压输出电路150可以在输出第一输出电压VREF的情况下，将第一电流IREF流过第一电阻元件R1时的输出电压VREFP作为第一输入信号的电压而向A/D转换电路160输出，并将第一电流IREF流过第二电阻元件R2时的输出电压VREFN作为第二输入信号的电压而向A/D转换电路160输出。此外，电压输出电路150也可以在输出第二输出电压VPTAT的情况下，将第二电流IPTAT流过第一电阻元件R1时的输出电压VPTATP作为第一输入信号的电压而向A/D转换电路160输出，并将第二电流IPTAT流过第二电阻元件R2时的输出电压VPTATN作为第二输入信号的电压而向A/D转换电路160输出。关于具体的结构，由于已在上文中使用图7(A)、图7(B)以及上式(1)～(6)进行了说明，因此省略以上说明。
在此，在A/D转换电路160为10位的A/D转换电路的情况下，在被输入了作为差动输入信号的电压的VINP与VINN的情况下的输出、即数字值DOUT，能够通过下式(7)而求出。
DOUT＝{(VINP-VINN)/2VDD}×210
＝(Vdiff/VDD)×29……(7)
在上式(7)中，2VDD这一电压值为A/D转换中的输入电压范围(满刻度量程)，且例如相当于将图11(A)等中的-VDD作为最小的数字值(例如-511)将+VDD作为最大的数字值(例如+511)而输出的情况。另外，输入电压范围也可以变更为其他值。
在对第一输出电压VREF进行A/D转换而求出第一数字值DREF的情况下，只要将上式(7)中的VINP设为上式(1)的VREFP，将VINN设为上式(2)的VREFN即可，其结果为，作为Vdiff而使用上式(3)的VREF即可。也就是说，能够根据上式(3)和(7)而导出下式(8)。
数学式1：
D R E F = ( R 1 + R 2 V D D I R E F - 1 ) × 2 9 ..... ( 8 )
同样地，在对第二输出电压VPTAT进行A/D转换而求出第二数字值DPTAT的情况下，作为Vdiff而使用上式(6)的VPTAT即可，从而能够根据上式(6)和(7)而导出下式(9)。
数学式2：
D P T A T = ( R 1 + R 2 V D D I P T A T - 1 ) × 2 9 ..... ( 9 )
在此，作为A/D转换电路160的输入的电压值(第一输出电压、第二输出电压)的、由温度所引起的变化量越大，则越能够提高作为输出的数字值(第一数字值、第二数字值)的分辨能力。如上所述，如果为10位的A/D转换电路，则将相当于满刻度量程的输入电压范围划分为1024等级而求出数字值。也就是说，可认为是，电压变化量相对于温度变化越大，则数字值的变动相对于温度变化也越大，从而越能够输出高精度地反映了温度特性的数字值。反而言之，如果电压变化量相对于温度变化较小，则尽管实际上电压值相对于温度变化而发生了变动，但是也有可能会出现作为输出的数字值不发生变动的这种状况，其意味着分辨能力降低了。
如图10～图11(B)所示，输出电压的变化量相对于温度变化、即温度特性中的斜率由电流(第一电流IREF、第二电流IPTAT)的温度特性和电阻元件(R1、R2)的温度特性决定。如果在第一电流IREF具有如上所述的平坦的温度特性的情况下，则通过向电阻元件R1、R2输出第一电流IREF而获得的第一输出电压VREF的温度特性的斜率是由R1、R2的温度特性所决定的，且如图11(A)、图11(B)所示，成为较小的值。
也就是说，在考虑了提高A/D转换中的分辨能力的情况下，对通过向电阻元件R1、R2输出第二电流IPTAT而获得的第二输出电压VPTAT的温度特性进行研究是较为有效的。而且，如上式(6)所示，由于第二输出电压VPTAT为根据第二电流IPTAT与电阻值R1、R2之积而取得的值，因此可认为是，通过使第二电流IPTAT与电阻R1、R2的温度特性一致从而增大斜率的。
具体而言，电阻元件(R1、R2)为在第二电流IPTAT具有正温度特性的情况下具有正温度特性的电阻元件，且为在第二电流IPTAT具有负温度特性的情况下具有负温度特性的电阻元件。如果采用这种方式，则由于第二电流IPTAT的温度特性与电阻元件R1、R2的温度特性成为双方正或者双方负，因此能够增大温度特性的斜率。具体而言，与通过使第二电流IPTAT具有正(负)温度特性且使电阻元件具有负(正)温度特性从而抵消相互的特性的情况相比，在使温度特性一致的情况下，电压变化量相对于温度变化较大，从而能够有效地利用输入电压范围。
使用图3～图5并如上所述，在本实施方式中，假定第二电流IPTAT具有正温度特性。因此，电阻元件可以由阱电阻来实现。如上所述，由于阱电阻具有正温度特性，因此能够使第二电流IPTAT与温度特性一致。此外，也可以将扩散电阻作为电阻元件来使用，所述扩散电阻是将在硅基板上注入了较高浓度的杂质而形成的扩散区域作为电阻来利用的。已知扩散电阻也具有正温度特性，从而能够使第二电流IPTAT与温度特性一致。
2.5处理部
在图12中，图示了处理部170的详细结构例。处理部170可以包括除法处理部171、摄氏转换部173、LPF(Low-pass filter：低通滤波器)175。处理部170通过例如DSP(Digital Dignal Processing：数字信号处理)来实现，该DSP只要执行除法处理、摄氏转换处理、数字低通滤波处理即可。
处理部170从A/D转换电路160中取得第一数字值DREF与第二数字值DPTAT。各数字值能够通过上式(1)～(9)而求出。本实施方式所涉及的处理部170被要求输出高精度的温度数据，因此如上文所述需要降低由电阻元件R1、R2的电阻值的变动或温度特性所造成的对温度数据的影响。
因此，在处理部170中，可以使用上式(1)～(9)并通过数字运算处理而求出具有给定的温度特性并且不依赖于电阻元件R1、R2的特性的这样的值。具体而言，只要根据上式(8)以及上式(9)来实施消去R1以及R2的项的运算即可，并且鉴于(R1+R2)在上式(8)、(9)中分别为第一电流IREF、第二电流IPTAT的系数，因此只要实施IPTAT与IREF的除法处理即可。尤其是，由于IREF与IPTAT为通过第一电流生成电路181、第二电流生成电路182而生成的恒电流，因此IPTAT与IREF的除法处理的结果受温度特性以外的偏差等的影响非常小，从而适于精度较高的温度数据的输出。
因此，本实施方式的处理部170可以通过包括第二数字值DPTAT除以第一数字值DREF的除法处理在内的数字运算处理，从而求出温度数据。此处的除法处理，例如通过图12的除法处理部171来执行。
具体而言，能够根据上式(8)以及(9)而导出下式(10)。另外，由上式(7)可知，下式(10)中的29为，由A/D转换的位数以及满刻度量程所决定的常数。
IPTAT/IREF＝(DPTAT+29)/(DREF+29)……(10)
由此，如果将上式(10)一般化，则在将第一数字值设为DREF，将第二数字值设为DPTAT，将给定的常数设为m的情况下，在处理部170中，作为除法处理，将实施对(DPTAT+m)/(DREF+m)进行运算的处理。如上所述，如果A/D转换的位数或满刻度量程发生变化，则m的值也会发生变化。此外，如使用图19以及下式(15)～(20)而后述的那样，如果A/D转换电路160为单端，则无论A/D转换的位数或满刻度量程如何均成为m＝0。也就是说，此处的m既可以为零，也可以为零以外的常数。
在摄氏转换部173中，将通过上式(10)而得到的值转换为摄氏温度。例如，在IPTAT与IREF相等的状态(除法结果＝1的状态)下的摄氏温度(偏移值)为B，且将斜率变量设为A的情况下，摄氏温度数据能够通过(除法结果-1)×A+B而求出。也就是说，此处的A为，对IPTAT的相对于IREF的变化率与摄氏温度的变化率的关系进行规定的斜率。
另外，处理部170除了摄氏温度以外也可以求出华氏温度等其他形式的温度。或者，不实施向特定的温度形式的变更，而是输出除法结果等的变形实施也是可以的。
此外，处理部170可以相对于通过数字运算处理而求出的温度数据来实施数字低通滤波处理。作为一个示例，处理部170可以包括实施数字低通滤波处理的LPF175。
如使用图11而上述的那样，在IREF具有平坦的温度特性的情况下，虽然VREF具有与电阻元件的温度特性相对应的温度特性，但是电压相对于温度变化的斜率较小。其结果为，根据VREF而求出的第一数字值DREF的A/D转换的分辨能力较低，并且尽管实际上相对于温度变化而言电压值发生了变动，但也可能会出现作为输出的数字值不发生变动的这样的状况。换言之，DREF易于产生量化噪声。
而且，如上式(10)所示，由于DREF为成为除法处理的分母的值，因此即使在DREF仅变化了1LSB(least significant bit：最低有效位)的情况下，除法结果也可能变化较大。例如，考虑实际的温度与DREF的值处于图13(A)所示的这种关系的情况。图13(A)的横轴为温度，纵轴为DREF的值，在图13(A)的示例中，温度在T4以下(至少T1～T4)的范围内的DREF为第一值d1，在T5以上(至少T5～T7)的范围内的DREF为第二值d2，且d2仅比d1大1LSB。
在图13(A)的情况下，如图13(B)所示，考虑实际的温度随着时间的变动而逐渐增加的状况。在该情况下，由于DREF成为如图13(A)所示的情况，因此DREF相对于时间变化的变化成为图13(C)。也就是说，即使在期望温度平缓地(线性地)变化从而DREF(以及根据DREF而求出的温度数据)也如图13(B)所示那样平缓地变化的状况下，DREF也将如图13(C)那样以阶梯状的方式发生变化。
而且，由于将图13(C)这样的DREF作为分母来实施除法处理，因此除法结果也如图13(D)所示那样发生阶梯状的变化，并且根据情况该变化量还会变大。也就是说，即使本来的温度变化为图13(B)那样的平缓变化，通过处理部170而求出的温度数据在图13(C)、图13(D)的定时t1与定时t2之间、即DREF阶梯性地变化的图13(B)的温度T4与温度T5之间，也具有与其他区域相比而特殊的点。
本实施方式所涉及的数字低通滤波处理为，用于降低由这种特殊点所造成的影响的处理。具体而言，只要实施截止频率非常低的低通滤波器处理即可。通过使截止频率降得非常低，从而能够提取DC成分，即能够降低除法结果的时间性的变动，从而能够减少如图13(D)的t1与t2之间所示的这种特殊的变化(使变化平缓)。
虽然此处的LPF175能够应用各种形式的滤波器，但只要使用例如一阶低通滤波器即可，并且作为一阶低通滤波器的传递函数H而已知有下式(11)。此外，在对下式(11)进行了双线性变换的情况下的传递函数H成为下式(12)。另外，下式(12)中的s表示拉普拉斯变量，fs表示实施离散处理的情况下的采样频率，b为使用截止频率fc并通过下式(14)而求出的系数，g为通过下式(13)而求出的标准化增益系数。
数学式3：
H L P F ( z ) = g 1 + z - 1 1 + bz - 1 ..... ( 11 )
数学式4：
H L P F ( s ) = 1 1 + 1 2 f s 1 - b 1 + b s ..... ( 12 )
数学式5：
g = 1 + b 2 ..... ( 13 )
数学式6：
b = f s - πf c f s + πf c ..... ( 14 )
也就是说，通过利用上式(14)而预先求出系数b，并使用所求出的系数b来实现与上式(12)相对应的数字滤波(狭义而言为IIR型的数字低通滤波器)，从而能够降低除法结果的特殊的变动。另外，由于采样频率fs能够根据电路装置20的规格来决定，因此如果决定了截止频率fc则便能够求出系数b。如上所述，由于本实施方式所涉及的低通滤波器只要去除AC成分并提取DC成分即可，因此只要使截止频率fc非常低即可，作为一个示例而可以设为1Hz这样的值。
但是，当使截止频率fc过度减小时，除法结果(以及由此计算出的温度数据)相对于实际的温度变化的追踪性将会恶化。因此，在后述的物理量检测装置(陀螺传感器)的物理量的补正中使用温度数据的情况下，物理量的补正精度可能会降低。也就是说，由于截止频率fc具有如果过低则相对于温度变化的追踪性将会恶化，如果过高则DREF的量化噪声的影响将会变大的这种性质，因此需要将其调节为适当的值。
因此，处理部170也可以针对通过数字运算处理而求出的温度数据而实施截止频率fc可变的数字低通滤波处理。
作为一个示例，可以根据是否在温度变化激烈的状况下被使用而对截止频率fc进行变更。在温度变化激烈的情况下，由于相对于该温度变化除法结果(温度数据)必须能够追踪，因此优选为将截止频率fc的设为较大的值。反之，由于在温度变化不那么大的情况下，也可以不重视追踪性，因此将重视降低DREF的量化噪声的影响，而将截止频率fc设为较小的值。
或者，处理部170也可以在启动后的第一期间内，将截止频率fc设定为第一频率，在第一期间的经过后的第二期间内，将截止频率fc设定为低于第一频率的第二频率。
这样例如在本实施方式中实现包括电路装置20的陀螺传感器等的物理量检测装置的情况下较为有效。在陀螺传感器等中，需要降低启动时的值的漂移(启动漂移)。因此，为了输出精度较高的物理量数据(角速度)，可以在物理量检测装置的启动后尽可能快速地输出稳定的温度数据，并执行该温度数据的补正处理。为此，可以设定数字低通滤波处理的结果尽可能快速地收敛于稳定值的这样的截止频率fc，从而优选为将启动后的第一频率设为较大的值。具体而言，通过在物理量检测装置的启动后的第一期间内使用较高的截止频率，并在经过给定的期间之后将截止频率变更为较低的值，从而即使在物理量检测装置刚启动之后(从启动起的经过时间较短的第一期间)，也能够输出固定的精度的物理量数据。另外，此处的“启动”不仅包括从物理量检测装置或电子设备等的电源完全断开的状态向导通的状态转移的情况，而且还包括从休眠的状态向通常工作状态恢复的情况。广义而言，从未实施物理量数据或者温度数据的输出的状态向输出物理量数据或者温度数据的状态的转移均被包含在本实施方式的“启动”中。
2.6物理量检测装置、电子设备、移动体
此外，本实施方式的电路装置20也可以包括检测电路60和驱动电路30，所述检测电路60根据与从物理量传感器(physical quantity transducer)18被输出的物理量相对应的检测信号而输出与物理量相对应的物理量数据，所述驱动电路30对物理量传感器进行驱动。而且，处理部170也可以相对于来自检测电路60的物理量数据而实施基于温度数据的补正处理。
如果采用这种方式，则能够使用通过上述的方法而求出的精度较高的温度数据来实施物理量数据的温度补正，从而能够提高所输出的物理量数据的精度。
图14为本实施方式的电路装置20的整体的系统结构例。在图14的电路装置20中，除了上述的电压输出电路150、A/D转换电路160、处理部170以外，还包括驱动电路30、检测电路60、控制部140、寄存器部142。但是，电路装置20并不限定于图14的结构，也能够实施省略其一部分的结构要素或者追加其他的结构要素等的各种变形。
如图14所示，电路装置包括对物理量传感器18进行驱动的驱动电路30。驱动电路30例如通过接收来自物理量传感器18的反馈信号DI，并输出与反馈信号DI相对应的驱动信号DQ，从而对物理量传感器18进行驱动。例如，来自物理量传感器18的第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2经由端子PD1、PD2(衬垫)而被输入至电路装置的检测电路60。此外，来自物理量传感器18的反馈信号DI经由端子PD3(衬垫)而被输入至电路装置的驱动电路30，驱动电路30经由端子PD4(衬垫)而向物理量传感器18输出驱动信号DQ。
检测电路60包括放大电路61、同步检波电路81和A/D转换电路100。放大电路61也可以为例如差动放大电路。以此方式，本实施方式的电路装置包括对物理量传感器18进行驱动的驱动电路30、和被输入有来自物理量传感器18的第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2的检测电路60。另外，虽然图14的检测电路60为假定包括如下差动放大电路的结构，所述差动放大电路由第一放大器、第二放大器构成且被输入有与第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2相对应的第一信号QB1、第二信号QB2，但是检测电路60并不限定于此，也能够实施各种变形。
控制部140实施各种控制处理。例如，控制部140实施驱动电路30的控制处理或检测电路60的控制处理。该控制部140例如能够通过由门阵列等的自动配置配线方法而生成的逻辑电路、或者根据固件等而进行工作的处理器等来实现。另外，虽然控制部140与处理部170的双方可以通过门阵列等自动配置配线方法而被生成，但并不限定于此，也可以通过不同的处理来生成控制部140与处理部170。
寄存器部142具有设定了各种信息的寄存器。寄存器部142例如能够通过SRAM等存储器或触发电路等来实现。
此外，虽然在图14中设置有与上述的A/D转换电路160不同的A/D转换电路100，但是并不限定于此，也可以以分时的方式而将一个A/D转换电路利用于温度数据用的A/D转换和物理量数据用的A/D转换。在图15中，图示了检测电路60或处理部170等其他的结构例。如图15所示，在对电路装置20与图14的结构进行比较的情况下，也可以追加多路转换器MUX，并且省略与A/D转换电路160不同的A/D转换电路100。在该情况下，电压输出电路150与多路转换器MUX连接，多路转换器MUX将对来自同步检波电路81的输入(与通过物理量传感器18而被检测出的物理量相对应的信号)与来自电压输出电路150的输出电压中的一方进行选择并向A/D转换电路160输出。在该情况下，由于A/D转换电路160如上所述被假定为是以分时的方式而被利用，因此例如可以使用SAR型的A/D转换电路。此外，关于A/D转换电路，其能够实施与图15相同的改变的点，与后述的图16或图17等本实施方式中所说明的其他附图等相同。
在图14或图15的情况下，处理部170取得基于物理量传感器的物理量数据和基于温度传感器(狭义而言为电压输出电路150)的温度数据的双方，并实施针对这些数据的处理。
此外，本实施方式的方法能够应用于包含上述电路装置的物理量检测装置、或者包含上述电路装置的电子设备中。在图16中，图示了本实施方式的电路装置20、包含该电路装置20的陀螺传感器510(广义而言为物理量检测装置)、包含该陀螺传感器510的电子设备500的详细结构例。
另外，电路装置20、电子设备500、陀螺传感器510并不限定于图16的结构，也能够实施省略其结构要素的一部分或者追加其他的结构要素等的各种的变形。此外，作为本实施方式的电子设备500而能够假想为，数码照相机、摄像机、智能手机、便携式电话机、汽车导航系统、自动装置、生物体信息检测装置、游戏机、时钟、健康器具、或者便携式信息终端等各种的设备。此外，虽然在下文中以物理量传感器为压电型的振动片(振动陀螺仪)、传感器为陀螺传感器的情况为例而进行了说明，但本发明并不限定于此。例如，本发明也能够应用于由硅基板等形成的静电电容检测方式的振动陀螺仪、或对与角速度信息等价的物理量或角速度信息以外的物理量进行检测的物理量传感器等中。
电子设备500包括陀螺传感器510和处理部520。另外，在此的处理部520假定为电子设备500的结构，且为与电路装置20中所包含的处理部170不同的结构。此外，还能够包含存储器530、操作部540、显示部550。由CPU、MPU等实现的处理部520(控制器)实施陀螺传感器510等的控制或电子设备500的整体控制。此外，处理部520根据由陀螺传感器510所检测出的角速度信息(在广义而言为物理量)来实施处理。例如，根据角速度信息而实施用于手抖补正、姿态控制、GPS自动航行等的处理。存储器530(ROM、RAM等)对控制程序或各种数据进行存储，或作为工作区域或数据储存区域而发挥功能。操作部540为用于供用户操作电子设备500的部件，显示部550向用户显示各种信息。
陀螺传感器510(物理量检测装置)包括振动片10和电路装置20。振动片10(在广义而言为物理量传感器)为，由水晶等的压电材料的薄板形成的压电型振动片。具体而言，振动片10为，通过Z切割的水晶基板而形成的双T字型的振动片。
电路装置20包括：驱动电路30、检测电路60、控制部140、寄存器部142、电压输出电路150、A/D转换电路160和处理部170。另外，能够实施省略这些结构要素的一部分或者追加其他的结构要素等的各种的变形。
驱动电路30输出驱动信号DQ并对振动片10进行驱动。例如，通过从振动片10接收反馈信号DI，并输出与之相对应的驱动信号DQ，从而使振动片10激振。检测电路60从通过驱动信号DQ而被驱动的振动片10中接收检测信号IQ1、IQ2(检测电流、电荷)，并从检测信号IQ1、IQ2中检测(提取)出与被施加于振动片10上的物理量相对应的所需信号(科里奥利力信号)。
振动片10具有：基部1、连结臂2、3、驱动臂4、5、6、7和检测臂8、9。检测臂8、9相对于矩形形状的基部1而在+Y轴方向、-Y轴方向上延伸。此外，连结臂2、3相对于基部1而在-X轴方向、+X轴方向上延伸。而且，驱动臂4、5相对于连结臂2而在+Y轴方向、-Y轴方向上延伸，驱动臂6、7相对于连结臂3而在+Y轴方向、-Y轴方向上延伸。另外，X轴、Y轴、Z轴为表示水晶轴的轴，且分别被称为电轴、机械轴和光轴。
来自驱动电路30的驱动信号DQ被输入至设置于驱动臂4、5的上表面上的驱动电极、和设置于驱动臂6、7的侧面上的驱动电极上。此外，来自被设置于驱动臂4、5的侧面上的驱动电极和被设置于驱动臂6、7的上表面上的驱动电极的信号，作为反馈信号DI而被输入至驱动电路30。此外，来自被设置于检测臂8、9的上表面上的检测电极的信号，作为检测信号IQ1、IQ2而被输入至检测电路60。另外，被设置于检测臂8、9的侧面上的共同电极例如被接地。
当通过驱动电路30而被施加有交流的驱动信号DQ时，驱动臂4、5、6、7利用反压电效果而实施如箭头标记A所示那样的弯曲振动(激振振动)。即，实施驱动臂4、6的顶端反复进行相互接近与远离、且驱动臂5、7的顶端也反复进行相互接近与远离的弯曲振动。此时，由于驱动臂4、5和驱动臂6、7实施了相对于穿过基部1的重心位置的Y轴而线对称的振动，因此基部1、连结臂2、3、检测臂8、9几乎不发生振动。
在该状态下，当相对于振动片10而施加了以Z轴为旋转轴的角速度时(当振动片10以绕Z轴的方式进行旋转时)，通过科里奥利力而使驱动臂4、5、6、7以箭头标记B所示的方式进行振动。即，通过使与箭头标记A的方向和Z轴的方向正交的箭头标记B的方向上的科里奥利力作用在驱动臂4、5、6、7上，从而产生箭头标记B的方向上的振动成分。该箭头标记B的振动经由连结臂2、3而向基部1传递，从而使检测臂8、9在箭头标记C的方向上实施弯曲振动。由该检测臂8、9的弯曲振动的压电效果所产生的电荷信号，将作为检测信号IQ1、IQ2而被输入至检测电路60。此处，驱动臂4、5、6、7的箭头标记B的振动相对于基部1的重心位置而为周向上的振动，而检测臂8、9的振动则为在周向上与箭头标记B相反朝向的箭头标记C的方向上的振动。因此，检测信号IQ1、IQ2成为相位相对于驱动信号DQ仅偏移了90度的信号。
例如，当将围绕Z轴的振动片10(陀螺传感器)的角速度设为ω、将质量设为m、将振动速度设为v时，科里奥利力可表示为Fc＝2m·v·ω。因此，检测电路60通过对作为与科里奥利力相对应的信号的所需信号进行检测，从而能够求出角速度ω。而且，处理部520通过使用所求得的角速度ω，从而能够实施用于手抖补正、姿态控制、或者GPS自动航行等的各种处理。
另外，虽然在图16中图示了振动片10为双T字型的情况的示例，但本实施方式的振动片10并不限定于这种结构。例如，也可以为音叉型、H型等。此外，振动片10的压电材料也可以为水晶以外的陶瓷或硅等材料。
如上文所示，在本实施方式所涉及的电路装置中，通过驱动电路30而被驱动的物理量传感器18为振动片10，物理量数据(检测数据)可以为角速度数据。如果采用这种方式，则能够使用根据适当的温度数据而实施了精度较高的补正处理的角速度数据，例如，在使用图18(A)～图18(D)而后述的各种设备中，能够执行精度较高的处理等。
在图17中，图示了电路装置的驱动电路30、检测电路60的详细结构例。
驱动电路30包括：放大电路32，其被输入有来自振动片10的反馈信号DI；益控制电路40，其实施自动增益控制；驱动信号输出电路50，其向振动片10输出驱动信号DQ。此外，还包括向检测电路60输出同步信号SYC的同步信号输出电路52。另外，驱动电路30的结构并不限定于图17，也能够实施省略这些结构要素的一部分或者追加其他的结构要素等各种的变形。
放大电路32(I/V转换电路)对来自振动片10的反馈信号DI进行放大。例如，将来自振动片10的电流的信号DI转换为电压的信号DV并输出。该放大电路32能够通过运算放大器、反馈电阻元件、反馈电容器等来实现。
驱动信号输出电路50根据放大电路32的放大后的信号DV而输出驱动信号DQ。例如，在驱动信号输出电路50输出矩形波(或者正弦波)的驱动信号的情况下，驱动信号输出电路50能够通过比较器等来实现。
增益控制电路40(AGC)向驱动信号输出电路50输出控制电压DS，并对驱动信号DQ的振幅进行控制。具体而言，增益控制电路40对信号DV进行监视，并对振荡环的增益进行控制。例如，在驱动电路30中，为了将陀螺传感器的灵敏度保持为固定，而需要将向振动片10(驱动用振动片)供给的驱动电压的振幅保持为固定。因此，在驱动振动系统的振荡环内，设置有用于对增益进行自动调节的增益控制电路40。增益控制电路40以使来自振动片10的反馈信号DI的振幅(振动片的振动速度v)成为固定的方式，而可变地对增益进行自动调节。该增益控制电路40能够通过对放大电路32的输出信号DV进行全波整流的全波整流器、或实施全波整流器的输出信号的积分处理的积分器等来实现。
同步信号输出电路52接收放大电路32的放大后的信号DV，并向检测电路60输出同步信号SYC(参照信号)。该同步信号输出电路52能够通过实施正弦波(交流)信号DV的二值化处理从而生成矩形波的同步信号SYC的比较器或实施同步信号SYC的相位调节的相位调节电路(移相器)等来实现。
检测电路60包括：放大电路61、同步检波电路81、滤波器部90和A/D转换电路100。放大电路61接收来自振动片10的第一检测信号IP1、第二检测信号IQ2，并实施电荷-电压转换或差动的信号放大或增益调节等。同步检波电路81根据来自驱动电路30的同步信号SYC来实施同步检波。滤波器部90(低通滤波器)作为A/D转换电路100的前置滤波器而发挥功能。此外，滤波器部90也作为对未被同步检波除尽的无用信号进行衰减的电路而发挥功能。A/D转换电路100实施同步检波后的信号的A/D转换。
另外，例如作为来自振动片10的电荷信号(电流信号)的检测信号IQ1、IQ2相对于作为电压信号的驱动信号DQ而言相位滞后90度。此外，在放大电路61的Q/V转换电路等中，相位滞后90度。因此，放大电路61的输出信号相对于驱动信号DQ而言相位滞后180度。因此，例如通过利用与驱动信号DQ(DV)同相的同步信号SYC来进行同步检波，从而能够去除相对于驱动信号DQ而言相位滞后了90度的无用信号等。
处理部170除了实施求出上述的温度数据的处理以外，还实施相对于来自A/D转换电路100的数字信号(物理量数据)的数字滤波处理或数字补正处理等的数字信号处理。具体而言，根据温度数据而实施物理量数据的补正处理。
控制部140实施电路装置20的控制处理。该控制部140能够通过逻辑电路(门阵列等)或处理器等来实现。电路装置20中的各种开关控制或模式设定等通过该控制部140而被实施。
此外，本实施方式的方法能够应用在包含上述电路装置的移动体中。在图18(A)中，图示了包含本实施方式的电路装置20的移动体的示例。本实施方式的电路装置20例如能够安装在汽车、飞机、摩托车、自行车、或者船舶等的各种移动体上。移动体为，例如具备发动机或电机等驱动机构、方向盘或舵等转向机构、各种电子设备，并在陆上、空中或海上进行移动的设备和装置。图18(A)概要地图示了作为移动体的具体示例的汽车206。在汽车206上，安装有具有振动片10和电路装置20的陀螺传感器510(传感器)。陀螺传感器510能够对车身207的姿态进行检测。陀螺传感器510的检测信号被供给至车身姿态控制装置208。车身姿态控制装置208例如能够根据车身207的姿态而对悬架的软硬进行控制、或者对各个车轮209的制动器进行控制。此外，也能够在双足行走机器人或航空器、直升飞机等各种的移动体中利用这样的姿态控制。能够在姿态控制的实现时，安装有陀螺传感器510。
如图18(B)、图18(C)所示，本实施方式的电路装置能够应用于数码照相机或生物体信息检测装置(可穿带的健康设备。例如脉搏计、计步器、活动量仪等)等各种电子设备中。例如，在数码照相机中，能够实施使用了陀螺传感器或加速度传感器的手抖补正等。此外，在生物体信息检测装置中，能够使用陀螺传感器或加速度传感器而对用户的身体活动进行检测，或者对运动状态进行检测。此外，如图18(D)所示，本实施方式的电路装置也能够应用于自动装置的可动部(臂、关节)或主体部中。自动装置可以假定为移动体(行驶或步行自动装置)、电子设备(非行驶或非步行自动装置)中的任意一个。在行驶或步行自动装置的情况下，例如能够在自主行驶中利用本实施方式的电路装置。
3.改变例
在上文中，如图7(A)、图7(B)所示，电压输出电路150向A/D转换电路160输出与由两个输入信号构成的差动输入信号相对应的两个输出电压VREFP、VREFN(VPTATP、VPTATN)，A/D转换电路160被设为差动型的A/D转换电路。
但是，电压输出电路150以及A/D转换电路160并不限定于此，也可以为以单一方式进行工作的电路。将具体的电压输出电路150以及A/D转换电路160的示例图示于图19(A)、图19(B)。
由图19(A)、图19(B)可知，在与图7(A)、图7(B)进行比较的情况下，成为省略了晶体管TC3、TC4、电阻元件R2、电容器C2的结构，并且电阻元件R1中的TC1以及TC2侧的节点NC1与A/D转换电路160的输入节点连接。
如上所述，在第一期间内，向电阻元件输出第一电流IREF。也就是说，在第一期间内，如图19(A)所示，只要将晶体管TC1设为导通，将TC2设为断开即可。在该情况下，第一电流IREF流过电阻元件R1，并且作为节点NC1的电压值的第一输出电压VREF向A/D转换电路160输出。VREF能够通过下式(15)而求出。
VREF＝IREFR1……(15)
此外，在第二期间内，向电阻元件输出第二电流IPTAT。也就是说，在第二期间内，如图19(B)所示，只要将晶体管TC2设为导通，将TC1设为断开即可。在该情况下，第二电流IPTAT流过电阻元件R1，并且作为节点NC1的电压值的第二输出电压VPTAT向A/D转换电路160输出。VPTAT的值能够通过下式(16)而求出。
VPTAT＝IPTATR1……(16)
在该情况下，A/D转换电路160中的A/D转换通过下式(17)而被实施。虽然位数与差动的情况相同也设为10位，但在单一方式的工作中，由于满刻度量程成为差动的情况下的一半(差动为单一方式的倍数)，因此在与上式(7)相对应的示例中成为VDD。
DOUT＝(VIN/VDD)×210……(17)
因此，第一数字值DREF以及第二数字值DPTAT能够通过下式(18)、(19)而被求出。
数学式7：
D R E F = I R E F R 1 V D D × 2 10 ..... ( 18 )
数学式8：
D P T A T = I P T A T R 1 V D D × 2 10 ..... ( 19 )
而且，由于处理部170(除法处理部171)中的除法处理与上式(10)相同，均为IPTAT除以IREF即可，因此只要实施下式(20)的运算即可。
IPTAT/IREF＝DPTAT/DREF……(20)
在单一方式的情况下，无需相当于上式(10)的29的这样的值，从而只要如上所述将常数m设为0即可。
另外，虽然如上文所述对本实施方式进行了详细说明，但本领域技术人员能够很容易理解出如下内容，即，能够实施在实质上不脱离本发明的新颖事项以及效果的多种改变。因此，这种改变例也全部被包含在本发明的范围中。例如，在说明书或附图中至少一次与更广义或同义的不同用语一起记载的用语，在说明书或附图的任意位置处均能够置换为该不同的用语。此外，电路装置等的结构、工作也不限定于本实施方式中所说明的内容，能够实施各种改变。
符号说明
1、基部；2、3、连结臂；4～6、驱动臂；8、检测臂；10、振动片；18、物理量传感器；20、电路装置；30、驱动电路；32、放大电路；40、增益控制电路；50、驱动信号输出电路；52、同步信号输出电路；60、检测电路；61、放大电路；81、同步检波电路；90、滤波器部；100、A/D转换电路；140、控制部；142、寄存器部；150、电压输出电路；160、A/D转换电路；170、处理部；171、除法处理部；173、摄氏转换部；175、LPF；181、第一电流生成电路；182、第二电流生成电路；206、汽车；207、车身；208、车身姿态控制装置；209、车轮；500、电子设备；510、陀螺传感器；520、处理部；530、存储器；540、操作部；550、显示部；C1、C2、电容器；R1、R2、RA1、RA2、RB1、RB2、电阻元件；TA1～TA10、TB1～TB11、TC1～TC4、晶体管。

Claims (19)

1.一种电路装置，其特征在于，包括：
电压输出电路，其输出如下电压，即，第一温度特性的第一电流流过电阻元件时的第一输出电压、和与所述第一温度特性不同的第二温度特性的第二电流流过所述电阻元件时的第二输出电压；
模拟/数字转换电路，其对所述第一输出电压进行模拟/数字转换而输出第一数字值，并对所述第二输出电压进行模拟/数字转换而输出第二数字值；
处理部，其通过基于所述第一数字值以及所述第二数字值的数字运算处理，从而求出温度数据。
2.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部实施降低所述温度数据相对于所述电阻元件的电阻值的依赖性的所述数字运算处理。
3.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部实施减少由所述电阻元件的电阻值的变动所引起的所述温度数据的第一变动、以及由所述电阻元件的温度特性所引起的所述温度数据的第二变动中的至少一方的变动的所述数字运算处理。
4.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部通过包括所述第二数字值除以所述第一数字值的除法处理的所述数字运算处理，从而求出所述温度数据。
5.如权利要求2所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部通过包括所述第二数字值除以所述第一数字值的除法处理的所述数字运算处理，从而求出所述温度数据。
6.如权利要求3所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部通过包括所述第二数字值除以所述第一数字值的除法处理的所述数字运算处理，从而求出所述温度数据。
7.如权利要求4所述的电路装置，其特征在于，
在将所述第一数字值设为DREF、将所述第二数字值设为DPTAT、将给定的常数设为m的情况下，
所述处理部作为所述除法处理而实施对(DPTAT+m)/(DREF+m)进行运算的处理。
8.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
包括：
第一电流生成电路，其生成所述第一电流；
第二电流生成电路，其生成所述第二电流，
所述电压输出电路将由所述第一电流生成电路所生成的所述第一电流流过所述电阻元件时的电压作为所述第一输出电压而输出，并且将由所述第二电流生成电路所生成的所述第二电流流过所述电阻元件时的电压作为所述第二输出电压而输出。
9.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述电压输出电路具有选择电路，所述选择电路在第一期间内选择所述第一电流而向所述电阻元件输出，并且在第二期间内选择所述第二电流而向所述电阻元件输出。
10.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述第一电流为，温度特性平坦的基准电流，
所述第二电流为，具有正温度特性或负温度特性中的一方的温度特性的电流。
11.如权利要求10所述的电路装置，其特征在于，
在所述第二电流具有正温度特性的情况下，所述电阻元件为具有正温度特性的电阻元件，
在所述第二电流具有负温度特性的情况下，所述电阻元件为具有负温度特性的电阻元件。
12.如权利要求10所述的电路装置，其特征在于，
所述第二电流具有正温度特性，
所述电阻元件为阱电阻或扩散电阻。
13.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部相对于通过所述数字运算处理而被求出的所述温度数据而实施数字低通滤波处理。
14.如权利要求13所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部相对于通过所述数字运算处理而被求出的所述温度数据而实施截止频率为可变的所述数字低通滤波处理。
15.如权利要求14所述的电路装置，其特征在于，
所述处理部在启动后的第一期间内，将所述截止频率设定为第一频率，并且在所述第一期间经过后的第二期间内，将所述截止频率设定为低于所述第一频率的第二频率。
16.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述模拟/数字转换电路为，被输入有由第一输入信号与第二输入信号构成的差动输入信号的差动型的模拟/数字转换电路，
所述电压输出电路作为所述电阻元件而具有第一电阻元件和第二电阻元件，
所述电压输出电路在输出所述第一输出电压的情况下，将所述第一电流流过所述第一电阻元件时的输出电压作为所述第一输入信号的电压而向所述模拟/数字转换电路输出，并且将所述第一电流流过所述第二电阻元件时的输出电压作为所述第二输入信号的电压而向所述模拟/数字转换电路输出，
所述电压输出电路在输出所述第二输出电压的情况下，将所述第二电流流过所述第一电阻元件时的输出电压作为所述第一输入信号的电压而向所述模拟/数字转换电路输出，并且将所述第二电流流过所述第二电阻元件时的输出电压作为所述第二输入信号的电压而向所述模拟/数字转换电路输出。
17.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
包括：
检测电路，其根据与从物理量传感器输出的物理量相对应的检测信号，而输出与所述物理量相对应的物理量数据；
驱动电路，其对所述物理量传感器进行驱动，
所述处理部对来自所述检测电路的所述物理量数据实施基于所述温度数据的补正处理。
18.一种电子设备，其特征在于，
包括权利要求1所述的电路装置。
19.一种移动体，其特征在于，
包括权利要求1所述的电路装置。
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