CN106031035A - 可变滤波电路及无线通信装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的可变滤波电路(10)具有：连接在端口(P3)与连接点(A)之间的并联臂(11)；包括串联连接在端口(P1)与连接点(A)之间的谐振器(Re_s1)的串联臂(12)；以及包括串联连接在端口(P2)与连接点(A)之间的谐振器(Re_s2)的串联臂(13)，并联臂(11)包括第一电感(Lp1)，串联臂(12、13)包括与谐振器(Re_s1、Re_s2)并联连接的可变电容(Cs_p1、Cs_p2)。

Description

可变滤波电路及无线通信装置
技术领域
本发明涉及可变滤波电路、以及具有可变滤波电路的无线通信装置。
背景技术
现有的可变滤波电路中，相对于SAW谐振器、BAW谐振器等的谐振器，通过并联和串联可变电容来构成基本电路，从而形成为组合了多级该基本电路的梯形电路(参照专利文献1)。在该可变滤波电路中，通过对与谐振器并联连接的可变电容的控制来分别调整各个基本电路的反谐振频率，利用对与谐振器并联连接的可变电路和与谐振器串联连接的可变电容这两者的控制来分别调整各个基本电路的谐振频率，由此将所希望的频带作为通频带。
先行技術文献
专利文献
专利文献1：特许第4053504号
发明内容
发明所要解决的问题
现有的可变滤波电路虽然能够利用对可变电容的控制来调整通频带，但是很难得到所希望的衰减特性。具体而言，很难在通频带的低频侧附近得到急剧的衰减特性。另外，由于将2个可变电容连接至1个谐振器来使通频带的频率为可变，所以在设置n个谐振器的情况下，需要2×n个可变电容，导致可变电容的总数变多，从而造成电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
因此，本发明的目的在于提供一种可变滤波电路，较易在频带的低频侧附近得到急剧的衰减特性，即使进行多级化，也较难造成电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的可变滤波电路具有：包括有串联连接在第一输入输出端和连接点之间的谐振器的第一串联臂；包括有串联连接在第二输入输出端和所述连接点之间的谐振器的第二串联臂；以及连接在所述连接点和所述接地连接端之间的并联臂。
另外，所述并联臂包括串联连接在所述连接点和所述接地连接端之间的第一电感。由此，通过适当地调整该第一电感的电感值，能够在通频带的低频侧附近得到急剧的衰减特性。
另外，所述第一串联臂和所述第二串联臂分别包括与所述谐振器并联连接的可变电容。由此，通过控制可变电容的电容值，在通频带的低频侧附近维持提高了衰减特性的急剧程度的状态下，能够调整通频带的低频侧的截止频率。
而且，在这样的可变滤波电路中，为了增加滤波器的级数，仅需逐一追加串联臂和并联臂，将所追加的串联臂的一端连接至第一输入输出端或者第二输入输出端，并且将所追加的串联臂的一端连接至第一输入输出端或者第二输入输出端即可。因此，即使在利用n级来构成可变滤波电路的情况下，由于串联臂和可变电容的总数最多为n+1个即可，所以相比于现有结构能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
本发明所涉及的可变滤波电路优选还包括分别与所述谐振器串联连接的第二电感(下面称为串联电感)。由此，若将串联电感连接至谐振器，则能够将谐振器的谐振点调整至更靠近低频侧，能够扩大谐振点与反谐振点之间的频率间隔。
另外，本发明所涉及的可变滤波电路优选还包括分别与所述谐振器并联连接的第三电感(下面称为并联电感)。由此，若将并联电感连接至谐振器，则能够将谐振器的反谐振点调整至更靠近高频侧，能够扩大谐振点与反谐振点之间的频率间隔。
由此，若扩大谐振器的谐振点与反谐振点之间的频率间隔，则能够扩大可利用对可变电容的控制来调整的通频带的低频侧的截止频率的可变范围。
本发明所涉及的可变滤波电路也可以构成为同时包括：与所述谐振器并联连接的并联电感；与并联连接所述谐振器和所述并联电感的电路串联连接的串联电感。或者，也可以构成为同时包括：与所述谐振器串联连接的串联电感，与串联连接所述谐振器和所述串联电感的电路并联连接的并联电感。由此，若改变串联电感和并联电感的连接结构，能够扩大通频带的低频侧的截止频率的可变范围，或能够调整成使通频带的低频侧附近的衰减特性更为急剧。
本发明所涉及的无线通信装置优选具有：具有上述可变滤波电路的前置电路；天线；以及经由所述前置电路与所述天线相连接的通信电路。尤其是，所述无线通信装置中，优选所述通信电路对应于多个通信频带，在至少一个串联臂中没有所述可变电容的情况下的反谐振点的频率高于多个所述通信频带中最高频侧的通信频带的阻频带的高频侧的上限频率。另外，在至少一个串联臂中没有所述可变电抗的情况下的谐振点的频率要低于多个所述通信频带中最低频侧的通信频带的阻频带的低频侧的下限频率。
通信电路所对应的多个通信频带分别需要设置阻频带和通频带。如上所述，通过设定多个通信频带与各个串联臂的谐振点、反谐振点之间的关系，能够将可变滤波器电路的通频带中的低频侧的截止频率调整至通信电路所对应的多个通信频带各自的通频带的低频侧。另外，在通信频带的阻频带位于通频带的低频侧的附近的情况下，能够利用可变滤波电路对该阻频带获得较大的衰减。
或者，所述无线通信装置中优选，所述可变滤波电路包括分别与所述谐振器并联连接的并联电感，所述通信电路与多个通信频带的相对应，在至少一个串联臂在没有所述可变电容的情况下的副反谐振点的频率高于多个所述通信频带中最高频侧的通信频带的阻频带的高低频侧的上限频率。
若将并联电感连接至谐振器，则在比谐振器的谐振点更靠近低频侧的位置也出现了反谐振点(下面称为副反谐振点)。由此，在通过特性中，除了高频侧的第一通频带，在低频侧还产生了第二通频带。而且，在低频侧的第二通频带中，通过控制可变电容的电容值，能够调整低频侧的截止频率。而且，如上所述，通过设定多个通信频带与各个串联臂的副反谐振点之间的关系，能够进行调整以使得可变滤波电路的低频侧的第二通频带与通信电路所对应的多个通信频带的通频带相对应。
发明效果
根据本发明，在通频带的低频侧附近能够得到急剧的衰减特性，利用对可变电容的控制能够调整通频带的低频侧的截止频率。而且，即使在利用n级来构成可变滤波电路的情况下，由于可变电容的总数只要为n+1个即可，所以相比于现有结构能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。
附图说明
图1是本实施方式1所涉及的可变滤波电路的电路图。
图2是说明构成实施方式1所涉及的可变滤波电路的第一电感的功能的特性图。
图3是说明构成实施方式1所涉及的可变滤波电路的串联电感及并联电感的功能的特性图。
图4是说明构成实施方式1所涉及的可变滤波电路的可变电容的功能的特性图。
图5是本实施方式1所涉及的可变滤波电路的变形例的电路图。
图6是本实施方式1所涉及的可变滤波电路的变形例的特性图。
图7是对每个可变滤波电路的结构来比较插入损耗的图。
图8是本实施方式1所涉及的可变滤波电路的其他变形例的电路图。
图9是本实施方式2所涉及的无线通信装置的电路图。
具体实施方式
下面，参照附图举出几个具体的示例，示出了用于实施本发明的几个实施方式。各图中对相同部分附加相同标号。各实施方式是示例，毫无疑问地，可以将不同实施方式所涉及的结构进行局部置换或组合。
(实施方式1)
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的可变滤波电路10的电路图。
可变滤波电路10具有端口P1、P2、P3，连接点A、并联臂11、串联臂12、13。端口P1、P2、P3经由连接点A相互连接。端口P1是可变滤波电路10的第一输入输出端。端口P2是可变滤波电路10的第二输入输出端。端口P3是可变滤波电路10的接地连接端。并联臂11连接在连接点A与端口P3之间。串联臂12连接在连接点A与端口P1之间。串联臂13连接在连接点A与端口P2之间。即，连接点A设置于连接了并联臂11的一端、串联臂12的一端、以及串联臂13的一端的位置。
并联臂11具有第一电感Lp1。第一电感Lp1设置在连接点A与端口P3之间，其一端连接至连接点A，其另一端连接至端口P3。
串联臂12具有谐振器Re_s1、可变电容Cp_s1、串联电感Ls_s1、并联电感Lp_s1。串联臂Ls_s1相当于权利要求书中所记载的第二电感。并联臂Lp_s1相当于权利要求书中所记载的第三电感。谐振器Re_s1的一端连接至端口P1。串联电感Ls_s1的一端连接至谐振器Rs_s1的另一端，其另一端连接至连接点A。可变电容Cp_s1与串联电感Ls_s1和谐振器Re_s1的串联电路并联连接，其一端连接至端口P1，其另一端连接至连接点A。并联电感Lp_s1并联连接至谐振器Re_s1，其一端连接至端口P1，其另一端连接至串联电感Ls_s1和谐振器Re_s1的连接点。
串联臂13具有谐振器Re_s2、可变电容Cp_s2、串联电感Ls_s2、并联电感Lp_s2。串联臂Ls_p2相当于权利要求书中所记载的第二电感。并联臂Lp_s2相当于权利要求书中所记载的第三电感。谐振器Re_s2的一端连接至端口P2。串联电感Ls_s2的一端连接至谐振器Rs_s2的另一端，其另一端连接至连接点A。可变电容Cp_s2与串联电感Ls_s2和谐振器Re_s2的串联电路并联连接，其一端连接至端口P2，其另一端连接至连接点A。并联电感Lp_s2并联连接至谐振器Re_s2，其一端连接至端口P2，其另一端连接至串联电感Ls_s2和谐振器Re_s2的连接点。
能够适当地设定第一电感Lp1，谐振器Re_s1、Re_s2，可变电容Cp_s1、Cp_s2，串联电感Ls_s1、Ls_s2，以及并联电感Lp_s1、Lp_s2的元件值和特性。
图2是说明第一电感Lp1的功能的通过特性图。图2中的虚线是从可变滤波电路10中省略了第一电感Lp1后的结构中的通过特性IL1。另外，图2中的实线是设置有第一电感Lp1的可变滤波电路10的通过特性IL2。此处，通过特性IL1、IL2都将可变电容Cp_s1、Cp_s2分别设定为3.6pF。
省略了第一电感Lp1的结构的通过特性IL1和设置有第一电感Lp1的结构的通过特性IL2在大约730MHz和750MHz处都具有衰减极。而且，在通过特性IL1中，不存在衰减量小于-3dB的通频带。另一方面，在通过特性IL2中在大约780MHz～840MHz中具有衰减量小于-3dB的通频带。关于这些通频带的低频侧附近的衰减特性，在通频带IL1中比较平缓，在通频带IL2中比较急剧。因此，可变滤波电路10能够利用第一电感Lp1来提高通频带的低频侧附近的急剧性。
图3(A)是说明串联电感Ls_s1的功能的阻抗特性图。图3(A)中的虚线是谐振器Re_s1的单体的阻抗特性Im1A。另外，图3(A)中的实线是连接有串联电感Ls_s1的状态下的谐振器Re_s1的阻抗特性Im2A。
在上述那样的将串联电感Ls_s1设置于谐振器Re_s的情况下的阻抗特性Im2A中，虽然反谐振点Mfa的频率与阻抗特性Im1A相比几乎没有变化，但是谐振点Mfr的频率与阻抗特性Im1A相比向着低频侧移动。
如上所述，在串联臂12中，串联电感Ls_s1具有使谐振点Mfr移动至低频侧的功能。另外，在串联臂13中串联电感Ls_s2也具有同样的功能。
图3(B)是说明并联电感Lp_s1的功能的阻抗特性图。图3(B)中的虚线是谐振器Re_s1的单体的阻抗特性Im1B。另外，图3(B)中的实线是连接有并联电感Lp_s1的状态下的谐振器Re_s1的阻抗特性Im3B。
在上述那样的将并联电感Lp_s1设置于谐振器Re_s1的情况下的阻抗特性Im3B中，虽然谐振点Mfr的频率与阻抗特性Im1B相比几乎没有变化，但是反谐振点Mfa的频率与阻抗特性Im1B相比向着高频侧移动。
如上所述，在串联臂12中，并联电感Lp_s1具有使反谐振点Mfa移动至高频侧的功能。另外，在串联臂13中并联电感Lp_s2也具有同样的功能。
图3(C)是设置有串联电感Ls_s1和并联电感Lp_s1的情况下的阻抗特性图。图3(C)中的虚线是谐振器Re_s1的单体的阻抗特性Im1C。另外，图3(C)中的实线是连接有串联电感Ls_s1和并联电感Lp_s1的状态下的谐振器Re_s1的阻抗特性Im4C。
在如上所述那样的在谐振器Re_s1设置有串联电感Ls_s1和并联电感Lp_s1的情况下的阻抗特性Im4C中，使谐振点Mfr的频率相比于阻抗特性Im1C更向着低频侧移动，并且反谐振点Mfa的频率比阻抗特性Im1C更向着高频侧移动。
如上所述，通过对串联臂12设置串联电感Ls_s1、并联电感Lp_s1，从而能够扩大谐振器Re_s1的谐振点Mfr和反谐振点Mfa之间的频带。同样地，通过对并联臂13设置串联电感Ls_s2、并联电感Lp_s2，从而能够扩大谐振器Re_s2的谐振点Mfr和反谐振点Mfa之间的频带。
图4(A)是说明可变电容Cp_s1的功能的阻抗特性图。图4(A)中的虚线是连接有并联电感Lp_s1的状态下的谐振器Re_s1的阻抗特性Im1D。另外，图4(A)中的实线是分别并联连接有并联电感Lp_s1和可变电容Cp_s1的状态下的谐振器Re_s1的阻抗特性Im2D、Im3D、Im4D。设定阻抗特性Im2D、Im3D、Im4D，从而使得可变电容Cp_s1的电容值在1.0pF～10.0pF的范围内按照记载顺序变大。
在设置有可变电容Cp_s1的情况下的阻抗特性Im2D、Im3D、Im4D中，其谐振点Mfr的频率与省略了可变电容Cp_s1的情况下的阻抗特性Im1D的谐振点Mfr的频率相同，但是其反谐振点Mfa的频率比阻抗特性Im1D中的反谐振点Mfa更靠近低频侧。而且，可变电容Cp_s1的电容值越大，则反谐振点Mfa的频率越是位于低频侧。
由此，在串联臂12中，可变电容Cs_p1具有根据电容值使谐振器Re_s1的反谐振点Mfa向着低频侧移动的功能。由此，在串联臂13中，可变电容Cs_p2也同样地具有根据电容值使谐振器Re_s2的反谐振点Mfa向着低频侧移动的功能。
图4(B)是说明可变电容Cp_s1的功能的通过特性图。图4(B)中的实线是设置有可变电容Cp_s1的可变滤波电路10的通过特性IL1D、IL2D、IL3D、IL4D、IL5D。设定通过特性IL1D、IL2D、IL3D、IL4D、IL5D，从而使得可变电容Cp_s1的电容值在1.0pF～10.0pF的范围内按照记载顺序变大。
在通过特性IL1D、IL2D、IL3D、IL4D、IL5D中，随着可变电容Cp_s1的电容值变大，通频带的低频侧的截止频率向着低频侧移动。因此，可变滤波电路10能够利用对可变电容Cp_s1的控制来调整通频带的低频侧的截止频率。
但是，即使进行控制以使可变电容Cp_s1的电容值变得极大，通频带的低频侧的截止频率也无法超过规定的频率而调整至低频侧。这是因为无法将反谐振点Mfa的频率调整为超过谐振点Mfr的频率而位于低频侧，通频带的低频侧的截止频率的可变范围被限制于没有可变电容Cp_s1的情况下的谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带。然而，如上所述，若设置串联电感Ls_s1、并联电感Lp_s1，则相比于没有设置串联电感Ls_s1、并联电感Lp_s1的情况，由于能够扩大谐振点Mfr与反谐振点Mfa之间的频带，所以在该滤可变波电路10中，能够扩大通频带的低频侧的截止频率的可变范围。
此处，对串联臂12中的可变电容Cp_s1、串联电容Ls_s1、并联电感Lp_s1的功能进行了说明，但是串联臂13中的可变电容Cp_s2、串联电容Ls_s2、并联电感Lp_s2的功能也是同样的。
如上面说明的那样，在可变滤波电路10中，在设置了第一电感Lp1以提高了通频带的低频侧附近的急剧程度的状态下，或者在设置了串联电感Ls_s1、Ls_s2或并联电感Lp_s1、Lp_s2以扩大了通频带的低频侧的截止频率的可变范围的状态下，利用对可变电容Cp_s1、Cp_s2的控制，能够调整通频带的低频侧的截止频率。
在这样的可变滤波电路10中，为了增大滤波器的衰减特性的急剧性，可以增加构成滤波器的串联臂或并联臂的级数，例如可以逐一追加新的并联臂14和串联臂15，并且将所追加的并联臂14和串联臂15连接至端口P1或者端口P2。此时，可以将所追加的并联臂15的可变电容Cp_s3替换成电容值不变化的固定电容。因此，即使在利用n级的并联臂来构成可变滤波电路10的情况下，由于串联臂和可变电容的总数最多为n+1个即可，所以相比于现有结构能够抑制电路尺寸的大型化和控制系统的复杂化。本实施方式的可变滤波电路10也能够设置n+1个串联臂和n个并联臂。
另外，在该可变滤波电路10中，除了反谐振点Mfa的高频侧附近的第一通频带以外，还能在更靠近低频侧得到第二通频带。而且，该可变滤波电路10能够利用低频侧的第二通频带。
例如在图3(B)所示的阻抗特性Im3B和图3(C)所示的阻抗特性Im4C中，在谐振点Mfr的低频侧出现了副反谐振点Sfa。而且，在图4(A)所示的阻抗特性Im1D、Im2D、Im3D、Im4D中，与副反谐振点Sfa同样地，利用对可变电容Cp_s1、Cp_s2的电容值的控制，使频率发生变化。因此，在图4(B)所示的可变滤波电路10的通过特性中，在比谐振点Mfr更靠近低频侧的副谐振点Sfa的附近(高频侧)能够得到低频侧的第二通频带。而且，利用对可变电容Cp_s1、Cp_s2的电容值的控制，能够调整低频侧的第二通频带中低频侧的截止频率。
如上所述，在该可变滤波电路10中，由于存在高频侧的第一通频带和低频侧的第二通频带，所以能够同时利用这两个通频带来扩大可对应的通频带的范围。
(变形例1)
图5(A)是实施方式1的变形例所涉及的可变滤波电路10A的电路图。可变滤波电路10A与上述的实施方式1所涉及的结构几乎相同，但是是省略了串联电感Ls_s1、Ls_s2后的结构。
图6(A)是示出了可变滤波电路10A的通过特性IL1E、IL2E、IL3E、IL4E、IL5E的通过特性图。设定通过特性IL1E、IL2E、IL3E、IL4E、IL5E，从而使得可变电容Cp_s1、Cp_s2的电容值在1.0pF～10.0pF的范围内按照记载顺序变大。在通过特性IL1E、IL2E、IL3E、IL4E、IL5E中，随着可变电容Cp_s1、Cp_s2的电容值变大，通频带的低频侧的截止频率出现在低频侧。因此，即使是可变滤波电路10A，也能够利用对可变电容Cp_s1、Cp_s2的控制来调整通频带的低频侧的截止频率。
图5(B)是实施方式1的变形例所涉及的可变滤波电路10B的电路图。可变滤波电路10B与上述的实施方式1所涉及的结构几乎相同，但是是省略了并联电感Lp_s1、Lp_s2后的结构。
图6(B)是示出了可变滤波电路10B的通过特性IL1F、IL2F、IL3F、IL4F、IL5F的通过特性图。设定通过特性IL1F、IL2F、IL3F、IL4F、IL5F，从而使得可变电容Cp_s1、Cp_s2的电容值在1.0pF～10.0pF的范围内按照记载顺序变大。在通过特性IL1F、IL2F、IL3F、IL4F、IL5F中，随着可变电容Cp_s1、Cp_s2的电容值变大，通频带的低频侧的截止频率出现在低频侧。因此，即使是可变滤波电路10B，也能够利用对可变电容Cp_s1、Cp_s2的控制来调整通频带的低频侧的截止频率。
图5(C)是实施方式1的变形例所涉及的可变滤波电路10C的电路图。可变滤波电路10C与上述实施方式1所涉及的结构几乎相同，但是并联电感Lp_s1、Lp_s2的一端连接至端口P1、P2，另一端连接至连接点A。即，在可变滤波电路10C中，并联电感Lp_s1、Lp_s2与谐振器Re_s1、Re_s2和串联电感Ls_s1、Ls_s2的串联电路并联连接。
图6(C)是示出了可变滤波电路10C的通过特性IL1G、IL2G、IL3G、IL4G、IL5G的通过特性图。设定通过特性IL1G、IL2G、IL3G、IL4G、IL5G，从而使得可变电容Cp_s1、Cp_s2的电容值在1.0pF～10.0pF的范围内按照记载顺序变大。在通过特性IL1G、IL2G、IL3G、IL4G、IL5G中，随着可变电容Cp_s1、Cp_s2的电容值变大，通频带的低频侧的截止频率出现在低频侧。因此，即使是可变滤波电路10C，也能够利用对可变电容Cp_s1、Cp_s2的控制来调整通频带的低频侧的截止频率。
实施方式1所涉及的可变滤波电路也可以构成为这些变形例这样。无论是哪个结构，都能够通过设置第一电感Lp1来使通频带的低频侧附近的衰减特性更为急剧。
此处，对上述每个电路结构的插入损耗进行说明。图7是比较每个电路结构的插入损耗的图。此处，对每个电路结构提取不同的可变电容的多个样本，对样本间的插入损耗的最小值的平均值进行绘制。另外，用滚动条示出了每个插入损耗的最小值的样本的变动范围。
图1所示的可变滤波电路10相比于其他的电路结构，即使控制可变电容值，插入损耗的平均值也较小，其变动极为稳定。与此相对地，图5(C)所示的可变滤波电路10A、10B、10C与可变滤波电路10相比，插入损耗的变动极大。另外，可变滤波电路10、10B、10C与可变滤波电路10A相比，插入损耗的平均值较小。即使变更各个电路元件的元件值或特性，上述每个电路结构的性质也具有同样的倾向。
(变形例2)
图8是示出了实施方式1的其他变形例的电路图。
图8所示的可变滤波电路10D与上述的实施方式1所涉及的结构几乎相同，但是是省略了串联电感Ls_s1、Ls_s2和并联电感Lp_s1、Lp_s2后的结构。
实施方式1所涉及的可变滤波电路也可以构成为该变形例这样。即使是这样的结果，相比于没有设置第一电感Lp1的情况，通过设置第一电感Lp1，从而提高了通频带的低频侧附近的衰减量变化的急剧性。
(实施方式2)
图9是实施方式2所涉及的无线通信装置9的框图。
无线通信装置9具有天线1、前置电路2、发送电路3、以及接收电路4。发送电路3构成为能够应对LTE等的通信系统中的多个通信频带，切换所对应的通信频带来输出发送信号。接收电路4构成为能够应对LTE等的通信系统中的多个通信频带，切换所对应的通信频带来接收接收信号的输入。前置电路2连接在天线1与发送电路3及接收电路4之间，且具有连接至发送电路3的可变滤波电路10、连接至接收电路4的可变滤波电路10’、以及循环器5。可变滤波电路10或者可变滤波电路10’与图1所示的结构相同。循环器5在信号传输方向上具有方向性，从而使发送信号从发送电路3传输至天线1，并使接收信号从天线1传输至接收电路4。
在这样的结构的无线通信装置9中，发送侧的可变滤波电路10通过控制可变电容值，使通频带与发送电路3所对应的通信频带相匹配。另外，接收侧的可变滤波电路10’也通过控制可变电容值，使通频带与接收电路4所对应的通信频带相匹配。发送侧的可变滤波电路10使发送频率的信号通过，且截止接收频率的信号。另一方面，接收侧的可变滤波电路10’使接收频率的信号通过，且截止发送频率的信号。即，使相反侧的频率的信号衰减。由此，能够抑制发送信号对接收信号造成的影响，能够保持接收灵敏度。因此，在发送频率相比于接收频率为较高的频率的情况下，可以将发送侧的可变滤波电路10设为与图1所示的结构相同的结构。相反地，在接受频率相比于发送频率为较高的频率的情况下，可以将接受侧的可变滤波电路10’设为与图1所示的结构相同的结构。
如上所述，在将可变滤波电路10、10’设为与图1所示的结构相同的结构时，可变滤波电路10、10’分别需要满足下面的第一条件和第二条件。第一条件是指，在至少一个串联臂中没有可变电容的情况下的反谐振点(Mfa)的频率为高于多个通信频带中最高频侧的通信频带的阻频带的高频侧的上限频率的频率。第二条件是指，在至少一个串联臂中没有可变电容的情况下的谐振点(Mfr)的频率为低于多个通信频带中最低频侧的阻频带的通频带的低频侧的下限频率的频率。若可变滤波电路10、10’满足第一条件或第二条件，则多个通信频带都包含于从谐振点(Mfr)至反谐振点(Mfa)为止的频带内，通过控制可变滤波电路10、10’的可变电容值，能够将可变滤波电路10、10’的通频带中低频侧的截止频率调整至多个通信频带各自的通频带的低频侧。
另外，可变滤波电路10、10’可以使更靠近低频侧的第二通频带与发送电路3或接收电路4所对应的通信频带相匹配，而不是使高频侧的第一通频带与发送电路3或接收电路4所对应的通信频带相匹配。在此情况下，可变滤波电路10、10’所需的条件是在至少一个串联臂中没有可变电容的情况下的副反谐振点(Sfa)的频率为高于多个通信频带中最大的高频侧的通信频带的阻频带的高频侧的上限频率的频率。若可变滤波电路10、10’满足该条件，则多个通信频带都包含于低于副反谐振点(Sfa)的频带内，通过控制可变滤波电路10、10’的可变电容值，能够将可变滤波电路10、10’的低频侧的第二通频带中低频侧的截止频率调整至多个通信频带各自的通频带的低频侧。
由此，通过控制可变滤波电路10、10’的可变电容值，能够在比谐振点(Mfr)低的频带中，能够调整可变滤波电路10、10’的第二通频带。
如上所述说明的那样，能够实时本发明。本发明中，只要是与权利要求的范围的记载相当的结构，即使是与上述各个实施方式所示的结构不同的其他结构也能够实施。
标号说明
9 无线通信装置
1 天线
2 前置电路
3 发送电路
4 接收电路
5 循环器
10 可变滤波电路
11 并联臂
12、13 串联臂

Claims (8)

1.一种可变滤波电路，其特征在于，
具有：包括有串联连接在第一输入输出端和连接点之间的谐振器的第一串联臂；包括有串联连接在第二输入输出端和所述连接点之间的谐振器的第二串联臂；以及连接在所述连接点和所述接地连接端之间的并联臂，
所述并联臂包括串联连接在所述连接点和所述接地连接端之间的第一电感，
所述第一串联臂和所述第二串联臂分别包括与所述谐振器并联连接的可变电容。
2.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一串联臂和所述第二串联臂还包括与所述谐振器串联连接的第二电感。
3.如权利要求1或2所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一串联臂和所述第二串联臂还包括与所述谐振器并联连接的第三电感。
4.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一串联臂和所述第二串联臂同时包括与所述谐振器并联连接的第三电感，以及与并联连接了所述谐振器和所述第三电感的电路串联连接的第二电感。
5.如权利要求1所述的可变滤波电路，其特征在于，
所述第一串联臂和所述第二串联臂同时包括与所述谐振器串联连接的第二电感，以及与串联连接了所述谐振器和所述第二电感的电路并联连接的第三电感。
6.一种无线通信装置，其特征在于，具有：
包括权利要求1至权利要求5中任一项所记载的可变滤波电路的前置电路；
天线；以及
经由所述前置电路连接至所述天线的通信电路。
7.如权利要求6所述的无线通信装置，其特征在于，
所述通信电路对应于多个通信频带，
在至少一个串联臂中没有所述可变电容的情况下的反谐振点的频率要高于多个所述通信频带中最高频侧的通信频带的阻频带的高频侧的上限频率，
在至少一个串联臂中没有所述可变电容的情况下的谐振点的频率要低于多个所述通信频带中最低频侧的通信频带的阻频带的低频侧的下限频率。
8.如权利要求6所述的无线通信装置，其特征在于，
所述可变滤波电路包括与所述谐振器分别并联连接的并联电感，
所述通信电路对应于多个通信频带，
在至少一个串联臂中没有所述可变电容的情况下的副反谐振点的频率要高于多个所述通信频带中最高频侧的通信频带的阻频带的高频侧的上限频率。
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