CN106026666A - 一种dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种DC‑DC变换器，包括驱动电源、第一变换器、第二变换器、第一输入滤波电容、第二输入滤波电容和均衡电容；均衡电容的一端连接第一输入滤波电容与第二输入滤波电容的公共端，另一端连接第一变换器与第二变换器的公共端。在本发明中增设均衡电容后，当两输入滤波电容特性不一致时，能自动调节两变换器输入端电压，实现输入电压均衡目的；当两输入滤波电容特性一致，而两个变换器特性不一致时，均衡电容能够调整两个变换器的输入电流增量，从而纠正两个变换器的特性差异。由于仅在现有的变换器电路的输入电路上，增设了一个均衡电容，电路简洁，便于批量生产，且成本低廉；对于电路其他元件无须调试即可实现均压均流效果，可靠性高。

Description

一种DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种DC-DC(直流-直流)变换器。

背景技术

在输入电压高达1500V以上的DC-DC变换器中，为降低成本，方便功率MOS管的采购，一般采用两个或多个输入串联输出并联的双管反激或二极管去磁双管正激变换器完成高压到低压的转换。如图1所示为现有技术中的输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器，包括驱动电源V_IN，输入滤波电容C1、C2；与输入滤波电容C1并联的均压电阻R1、与输入滤波电容C2并联的均压电阻R2；两个双管反激变换器(图中11和12所示，其中绕组标志“●”的位置相反表示双管反激)；输出滤波电容E1以及输出电压Vo；其中，每个双管反激变换器均包括两个开关管(Q1-Q2或Q3-Q4)、两个二极管(D1-D2或D3-D4)，一个储能电感(Np1-Ns1或Np2-Ns2)、输出二极管(D5或D6)。如图2所示为现有技术中的输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器，其结构与图1中所示输入串联输出并联双管反激变换器结构相似，不同之处为其中的两个变换器21和22为双管正激变换器(图中绕组标志“●”的位置相同)，且输出部分还包括二极管D7和电感L。

以上两种电路中，当输入滤波电容C1的端电压V_C1及输入滤波电容C2的端电压V_C2相等，且在V_IN/2附近时，输入的驱动电压为1500V，则在输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器或输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器中，功率MOS管(Q1～Q4)耐压要求仅为800V。反之，当输入滤波电容C1的端电压V_C1及输入滤波电容C2的端电压V_C2严重偏离V_IN/2时，900V以上耐压的功率MOS管也有可能出现过压被击穿现象。

为此，现有技术严格要求输入滤波电容C1及输入滤波电容C2的容量相等，漏电流一致；两个变换器输入特性相同，如初级绕组与次级绕组之间漏感、功率MOS管Q1～Q4特性等尽可能相同或相近，这不仅增加了元件配对的难度，对变换器的制作工艺也提出了很高的要求，最终增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种DC-DC变换器，以解决现有技术中变换器中元件配对难度较高，变换器制作成本较高、可靠性低的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种DC-DC变换器，包括：

驱动电源、第一变换器、第二变换器、第一输入滤波电容、第二输入滤波电容和均衡电容；

所述第一变换器的正输入端与所述第一输入滤波电容的正端相连，并连接至所述驱动电源的正极；

所述第一变换器的负输入端与所述第二变换器的正输入端相连；

所述第二变换器的负输入端与所述第二输入滤波电容的负端相连，并连接至所述驱动电源的负极；

所述第一输入滤波电容的负端与所述第二输入滤波电容的正端相连；

所述均衡电容的一端连接所述第一输入滤波电容与所述第二输入滤波电容的公共端，另一端连接所述第一变换器与所述第二变换器的公共端。

优选地，所述均衡电容为一个电容。

优选地，所述均衡电容包括多个以串并联方式连接的电容。

优选地，所述第一变换器为第一双管反激变换器，所述第二变换器为第二双管反激变换器。

优选地，所述第一双管反激变换器与所述第二双管反激变换器具有相互独立的储能电感。

优选地，所述第一双管反激变换器的初级绕组、次级绕组与所述第二双管反激变换器的初级绕组、次级绕组绕在同一磁芯骨架上，形成集成电感。

优选地，所述第一变换器为第一双管正激变换器，所述第二变换器为第二双管正激变换器。

优选地，所述第一双管正激变换器与所述第二双管正激变换器具有相互独立的变压器。

优选地，所述第一双管正激变换器的初级绕组、次级绕组与所述第二双管正激变换器的初级绕组、次级绕组绕在同一磁芯骨架上，形成集成变压器。

优选地，所述第一变换器与所述第二变换器均为全桥变换器或半桥变换器

经由上述的技术方案可知，本发明提供的DC-DC变换器，包括驱动电源、第一变换器、第二变换器、第一输入滤波电容、第二输入滤波电容和均衡电容；所述均衡电容的一端连接所述第一输入滤波电容与所述第二输入滤波电容的公共端，另一端连接所述第一变换器与所述第二变换器的公共端。本发明中增设了均衡电容，当第一输入滤波电容与第二输入滤波电容的容量不同时，在变换器开关管导通过程中，均衡电容能够动态调整第一变换器输入端电压以及第二变换器输入端电压，在开关管关闭前，使第一变换器输入端电压与第二变换器输入端电压相等；当第一输入滤波电容与第二输入滤波电容容量相同，特性一致，而第一变换器和第二变换器的特性不一致时，均衡电容能够调整两个变换器的输入电流增量，从而达到纠正两个变换器的特性差异。

本发明中提供的变换器增设的均衡电容对两个输入滤波电容或两个变换器的输入特性偏差有良好的均衡效果。且本发明提供的变换器仅在传统变换器电路的输入电路基础上，增加了一个均衡电容，电路简洁，便于批量生产，且成本低廉；对于电路其他元件无须调试即可实现均压均流效果，可靠性高。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为现有技术中输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器电路示意图；

图2为现有技术中输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器电路示意图；

图3为本发明提供的输入串联输出并联DC-DC变换器电路示意图；

图4为本发明提供的输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器工作原理说明图；

图5为本发明实施例二提供的一种输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器的电路示意图；

图6为本发明实施例二提供的另一种输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器的电路示意图；

图7为本发明实施例二提供的一种输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器的电路示意图；

图8为本发明实施例二提供的另一种输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器的电路示意图；

图9为本发明实施例二提供的一种全桥DC-DC变换器的电路示意图；

图10为本发明实施例二提供的一种半桥DC-DC变换器的电路示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一

如图3所示，本实施例中提供一种输入串联输出并联DC-DC变换器，包括：驱动电源、第一变换器31、第二变换器32、第一输入滤波电容C1、第二输入滤波电容C2和均衡电容C3；第一变换器31的正输入端与第一输入滤波电容C1的正端相连，并连接至驱动电源的正极V_IN+；第一变换器31的负输入端与第二变换器32的正输入端相连；第二变换器的负输入端与第二输入滤波电容C2的负端相连，并连接至驱动电源的负极V_IN-；第一输入滤波电容的负端与第二输入滤波电容的正端相连；均衡电容C3的一端连接第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2的公共端A，另一端连接第一变换器31与第二变换器32的公共端B。

需要说明的是，本实施例中所述第一变换器和所述第二变换器由相位、占空比相同的信号驱动。所述第一变换器和所述第二变换器可以均是双管正激变换器、双管反激变换器、全桥变换器或半桥变换器，本实施例中对此不做限定。在本发明的其他实施例中，所述第一变换器和所述第二变换器还可以是其他拓扑结构，本发明对此不做限定。本实施例中对所述第一变换器与所述第二变换器中涉及到的开关管的类型也不做限定，本实施例中优选的所述开关管为N沟道功率MOS管。

本实施例中均衡电容C3可以是一个电容，也可以是由多个以串并联方式连接的电容组成的等效电容，即多个串联电容组成的等效电容，或多个并联电容组成的等效电容，或多个电容并联(或串联)后再串联(或并联)组成的等效电容，本实施例中对此不做限定。所述的均衡电容的组成方式不影响本实施例中DC-DC变换器的具体使用效果，这是本领域技术人员容易得知的，本实施例中对此不做详细赘述。

本实施例提供的DC-DC变换器，由于增设了均衡电阻C3，能够动态调整第一变换器输入端电压V_IN1与第二变换器输入端电压V_IN2，从而使得两个变换器输入端电压趋于一致。

下面以图4所示输入端串联输出并联的双管反激DC-DC变换器为例说明本实施例提供的DC-DC变换器实现均压的原理。图4中第一变换器为双管反激变换器41，第二变换器也为双管反激变换器42。其相对的现有技术为图1所示的输入端串联输出并联的双管反激DC-DC变换器。

对于图1中所示的现有技术中的输入端串联输出并联的双管反激DC-DC变换器来说，如果双管反激变换器11与双管反激变换器12输入特性一致，即双管反激变换器11的初级侧电感L_P1(即图中所示Np1绕组的电感)与双管反激变换器12的初级侧电感L_P2(即图中所示Np2绕组的电感)相等，但第一输入滤波电容C1≠第二输入滤波电容C2；

第一输入滤波电容C1的端电压为：

$V_{C1}=\frac{C_2}{C_1+C_2}\×V_{IN}$

第二输入滤波电容C2的端电压为：

$V_{C2}=\frac{C_1}{C_1+C_2}\×V_{IN}$

假设第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2的关系为：C1＝0.8×C2，而驱动电源电压V_IN为1500V，则第一输入滤波电容C1的两端电压V_C1＝833.3V，第二输入滤波电容C2的两端电压V_C2＝666.7V，可见，两个输入滤波电容的两端电压均严重偏离了驱动电源电压的中心值750V，这一现象在DC-DC变换器启动瞬间尤其明显。

而当增加了均衡电容C3后，由于两个输入滤波电容的关系为C2>C1，则两个输入滤波电容的端电压之间关系为V_C1>V_C2，使得开关管Q1-Q4导通瞬间，经过两个双管反激变换器的电流关系为i_LP1>i_LP2，均衡电容C3的端电压V_C3极性为“左负右正”，如图4所示，双管反激变换器41的初级侧输入电流增量为：

${\mathrm{\Δi}}_{LP1}=\frac{V_{C1}-V_{C3}}{L_{P1}}t$

双管反激变换器42的初级侧输入电流增量为：

${\mathrm{\Δi}}_{LP2}=\frac{V_{C2}+V_{C3}}{L_{P2}}t$

从上面的初级侧输入电流增量可以看出，随着均衡电容C3端电压V_C3的增加，双管反激变换器41和双管反激变换器42的初级侧输入电流增量逐渐趋于一致。当均衡电容C3容量较小时，一个开关周期内，在双管反激变换器41和双管反激变换器42中的开关管导通结束前，端电压V_C3接近则两双管反激变换器的电流增量相同；另一方面，在双管反激变换器41和双管反激变换器42中的开关管截止的瞬间，双管反激变换器41中的开关管承受的最大电压V_IN1＝V_C1-V_C3，与双管反激变换器42中的开关管承受的最大电压V_IN2＝V_C2+V_C3也完全相同。

对于C1>C2情况，均衡电容C3端电压V_C3极性为“左正右负”，当V_C3趋于稳定值时，进入均压均流状态。

对于输入滤波电容C1、C2容量相同，特性一致，即第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2的端电压关系为：V_C1＝V_C2＝V_IN/2，但双管反激变换器41的初级侧电感L_P1小于双管反激变换器42的初级侧电感L_P2，使开关管导通瞬间存在i_LP1>i_LP2的状况，均衡电容C3的端电压V_C3极性为“左负右正”，如图4所示，双管反激变换器41的初级侧输入电流增量为：

${\mathrm{\Δi}}_{LP1}=\frac{V_{C1}-V_{C3}}{L_{P1}}t$

双管反激变换器42的初级侧输入电流增量为：

${\mathrm{\Δi}}_{LP2}=\frac{V_{C2}+V_{C3}}{L_{P2}}t$

两双管反激变换器初级侧输入电流增量会随均衡电容C3的端电压V_C3的增加最终趋于一致。反之，当双管反激变换器41的初级侧电感L_P1大于双管反激变换器42的初级侧电感L_P2时，使双管反激变换器41和双管反激变换器42中的开关管导通瞬间i_LP1<i_LP2，将导致均衡电容C3端电压V_C3极性为“左正右负”，两双管反激变换器初级侧输入电流增量同样会随着均衡电容C3的端电压V_C3的增加而最终趋于一致。

当电感L_P1与电感L_P2的比值为α，即时，计算得知，只要均衡电容C3的端电压V_C3接近就能使两个串联的双管反激变换器的输入电流增量相等。本实施例中，在第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2特性一致条件下，因两个双管反激变换器的输入特性不同，会造成两个双管反激变换器的开关管截止时，双管反激变换器41中的开关管承受电压V_IN1＝V_C1-V_C3，双管反激变换器42中的开关管承受电压V_IN2＝V_C2+V_C3不同，但差别不大。例如，当L_P1＝0.9L_P2，V_IN＝1500V时，V_C3只有39.5V，第一变换器开关管承受的电压为750V-39.5V，约710.5V；第二变换器开关管承受的电压为750V+39.5V，约789.5V。

从上述分析可以看出，本实施例提供的DC-DC变换器电路，在其输入电路中增设了一个均衡电容后，实现了对因输入滤波电容的输入特性不一致或因双管反激变换器的初级侧输入电感不相同，造成的两个双管反激变换器的输入电压和输入电流进行调整。电路简洁，成本低廉，无须调试其他元件，即可达到均压均流目的。

以上仅以输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器为例说明了增加均衡电容后的工作原理；当输入串联输出并联DC-DC变换器中的第一变换器和第二变换器为双管正激变换器(如图7、图8所示)、全桥(如图9所示)或半桥(如图10所示)拓扑结构时，均衡电容C3同样能纠正由次级侧映射电流、激磁电感或输入滤波电容C1与输入滤波电容C2的端电压不一致，导致两变换器输入电流、截止期间开关管电压应力出现差异的现象。

需要说明的是，现有技术中有增设飞跨电容Cf实现均压效果的，但是飞跨电容Cf与输入滤波电容C1或输入滤波电容C2的关系为并联，并联时总容量为C1+Cf或C2+Cf，如果C1、C2远远大于Cf，那么效果就不明显，因此，现有技术中的飞跨电容的容量必须非常大。

而本实施例提供的均衡电容C3与第一输入滤波电容C1，或第二输入滤波电容C2的关系均为串联关系，第一变换器的初级绕组Np1的端电压为V_C1+V_C3，第二变换器的初级绕组Np2的端电压为V_C2-V_C3(或第一变换器的初级绕组Np1端电压为V_C1-V_C3，第二变换器的初级绕组Np2端电压为V_C2+V_C3)；本实施例利用均衡电容C3的端电压调整施加在初级绕组Np1和Np2上的电压。

具体的，本实施例中当第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2、第一变换器与第二变换器的特性完全一致时，i_LP1＝i_LP2，均衡电容C3的端电压为0；反之，当第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2或第一变换器与第二变换器的特性不完全一致时，流过均衡电容C3的电流仅仅是i_LP1与i_LP2的差值。可见，流过均衡电容C3的电流不大，因此，本实施例中均衡电容C3承受的电流容量要求不高，可以优选小容量、低耐压的CBB电容(金属化聚丙烯电容)。

本实施例提供的DC-DC变换器，在现有技术DC-DC变换器输入电路中增设了均衡电容，能够纠正由次级侧映射电流、激磁电感或第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2的端电压不一致，导致的两变换器输入电流、截止期间开关管电压应力出现差异的现象。由于只增加了均衡电容，对DC-DC变换器的输入电路结构改变较小，使得电路简洁、成本低廉。

而由于大容量电容误差较大，为降低电容配对难度，现有技术中在第一输入滤波电容C1两端并联大功率均压电阻R1，以及在第二输入滤波电容C2两端并联大功率均压电阻R2，采用该输入电路后能在一定范围内纠正因第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2参数不严格匹配导致的分压不均现象。

但由于均压电阻R1和均压电阻R2的功率较大，在使用过程中有电流过电阻R1和电阻R2，产生损耗，从而增加变换器的损耗，降低变换器的效率；另外，电流流经电阻产生热量，加剧了DC-DC变换器的温度升高，从而影响DC-DC变换器的可靠性。

而本实施例中提供的DC-DC变换器，一方面，加入均衡电容C3后，即使第一输入滤波电容C1与第二输入滤波电容C2的容量不等，使A点电位偏离也能保证两个变换器的输入电流相同，因此可以认为均衡电容C3的存在替代了均压电阻R1和均压电阻R2；另一方面，增设的均衡电容仅仅是储能元件，存储在均衡电容C3中的能量能够得到再利用，没有增加变换器的损耗，不会明显加剧DC-DC变换器的温升，因此提高了DC-DC变换器的可靠性。

实施例二

本发明实施例提供的DC-DC变换器中第一输入滤波电容C1和第二输入滤波电容C2的容量由DC-DC变换器的驱动电源电压及输出功率决定，当驱动电源电压为直流高压时，第一输入滤波电容C1和第二输入滤波电容C2的取值范围在0.1μF～1.0μF之间；反之，当驱动电源为交流整流脉动电源时，第一输入滤波电容C1和第二输入滤波电容C2的取值范围在10μF到数百μF之间；均衡电容C3的容量大小与第一输入滤波电容C1、第二输入滤波电容C2之间的关系不密切，取值在1nF～10nF之间，均衡电容C3的耐压与驱动电源电压的最大值有关，当V_IN上限为1500V时，均衡电容C3的耐压可选200V。本实施例中对上述取值不做具体限定，只要能够满足均压均流效果即可。

本实施例提供的一种DC-DC变换器如图5所示为输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器的具体结构，包括驱动电源、第一变换器、第二变换器、第一输入滤波电容、第二输入滤波电容和均衡电容，其中，第一变换器、第二变换器均为双管反激变换器，图中绕组标志“●”的位置相反表示双管反激，其相对于现有技术，在输入电路中增设了均衡电容C3，去掉了均压电阻R1和均压电阻R2，双管反激变换器与输出电路均与现有技术中的图1所示相同，本实施例中不再进行赘述。需要说明的是，所述第一双管反激变换器与所述第二双管反激变换器具有相互独立的储能电感，如图5中的Np1-Ns1与Np2-Ns2所示。

图6为本实施例中提供的另一种输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器，与图5所示的输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器不同的是，图6所示的输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器中，两个双管反激变换器的各绕组绕在同一磁芯的骨架上，共用同一次级绕组，即所述第一双管反激变换器的初级绕组、次级绕组与所述第二双管反激变换器的初级绕组、次级绕组绕在同一磁芯骨架上，形成集成储能电感，如图6中Np1-Np2-Ns所示，输出电路合并为一个。

需要说明的是，独立电感与集成储能电感均具有其优缺点，独立储能电感的优点是设计、制作容易，可输出更大的功率，但体积大；集成储能电感体积小，但设计、制作有一定的难度，输出功率也较小。

图7为本实施例中提供的一种输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器，包括驱动电源、第一变换器、第二变换器、第一输入滤波电容、第二输入滤波电容和均衡电容，其中，第一变换器、第二变换器均为双管正激变换器，图中绕组标志“●”的位置相同表示双管正激，其相对于现有技术，在输入电路中增设了均衡电容C3，去掉了均压电阻R1和均压电阻R2，双管正激变换器与输出电路均与现有技术中的图2所示相同，本实施例中不再进行赘述。需要说明的是，所述第一双管正激变换器与所述第二双管正激变换器具有相互独立的变压器，如图7中的Np1-Ns1与Np2-Ns2所示。

图8为本实施例中提供的另一种输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器，与图7所示的输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器不同的是，图8所示的输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器中，两个双管正激变换器的各绕组绕在同一磁芯的骨架上，共用同一次级绕组，即所述第一双管正激变换器的初级绕组、次级绕组与所述第二双管正激变换器的初级绕组、次级绕组绕在同一磁芯骨架上，形成集成变压器，如图8中Np1-Np2-Ns所示，输出电路合并为一个。

需要说明的是，独立电感与集成变压器均具有其优缺点，独立变压器的优点是设计、制作容易，可输出更大的功率，但体积大；集成变压器体积小，但设计、制作有一定的难度，输出功率也较小。

图9为全桥DC-DC变换器电路图，包括驱动电源、第一变换器、第二变换器、第一输入滤波电容C1、第二输入滤波电容C2和均衡电容C3，均衡电容C3的连接方式与之前的输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器中或输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器的连接方式相同，本实施例对此不做详细说明。其全桥电路与现有技术也相同，每个变换器包括4个开关管(图中Q11-Q14或Q21-Q24)，电容(C11或C21)、储能电感(Np1-Ns1或Np2-Ns2)、两个输出二极管(D11、D12或D21、D22)、输出电感L、输出滤波电容E1以及输出电压Vo。

图10为半桥DC-DC变换器电路图，包括驱动电源、第一变换器、第二变换器、第一输入滤波电容C1、第二输入滤波电容C2和均衡电容C3，均衡电容C3的连接方式与之前的输入串联输出并联双管正激DC-DC变换器中或输入串联输出并联双管反激DC-DC变换器的连接方式相同，本实施例对此不做详细说明。相对于全桥DC-DC变换器电路，半桥DC-DC电路中每个变换器的两个开关管更换为电容(Q12更换为C12、Q14更换为C13或Q22更换为C22、Q24更换为C23)，其他结构不变，以上更换为本领域技术人员容易得到的，本实施例中对此不做详细描述。

本实施例中提供的所有DC-DC电路中，均在输入电路中增设了均衡电容C3，从而能够对两个输入滤波电容或两个变换器的输入特性偏差有良好的均衡效果。且本发明提供的变换器仅在传统变换器电路的输入电路基础上，增加了一个均衡电容，电路简洁，便于批量生产，且成本低廉；对于电路其他元件无须调试即可实现均压均流效果，可靠性高。

需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种DC-DC变换器，其特征在于，包括：

驱动电源、第一变换器、第二变换器、第一输入滤波电容、第二输入滤波电容和均衡电容；

所述第一变换器的正输入端与所述第一输入滤波电容的正端相连，并连接至所述驱动电源的正极；

所述第一变换器的负输入端与所述第二变换器的正输入端相连；

所述第二变换器的负输入端与所述第二输入滤波电容的负端相连，并连接至所述驱动电源的负极；

所述第一输入滤波电容的负端与所述第二输入滤波电容的正端相连；

所述均衡电容的一端连接所述第一输入滤波电容与所述第二输入滤波电容的公共端，另一端连接所述第一变换器与所述第二变换器的公共端。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器输入电路，其特征在于，所述均衡电容为一个电容。

3.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述均衡电容包括多个以串并联方式连接的电容。

4.根据权利要求1-3任意一项所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一变换器为第一双管反激变换器，所述第二变换器为第二双管反激变换器。

5.根据权利要求4所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一双管反激变换器与所述第二双管反激变换器具有相互独立的储能电感。

6.根据权利要求4所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一双管反激变换器的初级绕组、次级绕组与所述第二双管反激变换器的初级绕组、次级绕组绕在同一磁芯骨架上，形成集成电感。

7.根据权利要求1-3任意一项所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一变换器为第一双管正激变换器，所述第二变换器为第二双管正激变换器。

8.根据权利要求7所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一双管正激变换器与所述第二双管正激变换器具有相互独立的变压器。

9.根据权利要求7所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一双管正激变换器的初级绕组、次级绕组与所述第二双管正激变换器的初级绕组、次级绕组绕在同一磁芯骨架上，形成集成变压器。

10.根据权利要求1-3任意一项所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一变换器与所述第二变换器均为全桥变换器或半桥变换器。