CN1059042C - 控制数字式闭合伺服回路系统的方法和盘存储装置 - Google Patents

Abstract

一个受控变量在每个预定时刻被检测部分2检测，该受控变量由一比较器3和一目标值相比较得到一偏差。根据这个偏差由补偿部分4计算一控制变量，并由控制部分5计算出和控制变量相当的高度H。一个具有高度H和一预定宽度W的控制脉冲被控制部分5提供给受控系统6。这样使自适应控制成为可能。

Description

控制数字式闭合伺服回路系统的方法和盘存储装置

本发明涉及一种控制数字式闭合伺服回路系统的方法，数字式闭合伺服回路系统及使用该系统的盘存储装置。在一个盘存储装置中，读/写头的位置，用于驱动盘的主轴电动机的转数等等，都是由一个内部的数字式微型计算机控制的数字式闭合回路控制的。以下作为一个例子，对读/写头的位置控制进行描述。一个熟知的磁盘装置的位控机制是由一个用作读/写头驱动源的音圈电机实现的。使用一个脉冲装置控制音圈电机的惯用的例子是日本专利JA PUPA64-89088中所作的公开。在这个惯例中，一个控制脉冲被脉冲宽度调节装置(PWM)调节，用来操作音圈电机。尽管如此，由于PWM控制下的可变脉冲宽度是有限的，因而很难进行自适应控制以保持在任何时刻的最佳性能，而不考虑磁盘存储装置中的可变参数，如音圈电机的输出特性，头臂的惯性转矩和连在头臂上的软电缆对头臂的作用力的影响。另外，功率损耗的减少也是有限的。下面将详细描述为什么自适应控制常规上是不可能的。

现在，考虑离散时刻读/写头的运动方程。假设在某一时刻n+1读/写头的位置为y_n+1，那么y_n+1＝a₁y_n+a₂y_n-1+b₁u_n+b₂u_n-1+b₃u_n-2       ---(1)其中，U_n是流经音圈的电流，a₁，a₂，b₁，b₂，和b₃是由可变参数决定的系数。

在表达式(1)中，如果 $U_n=\frac{-1}{b1}(a_1{y}_n+a_2{y}_{n-1}+b_2{u}_{n-1}+b_3{u}_{n-2})$

那么，y_n+1在n+1时刻将消失。

现在来考虑是否有引起y_n+1消失的稳定的输入。

表达式(1)可写成下述Z变换的形式(见“数字控制”“DigitslControl”Katsuhisa Furuta，Coronasha，1989，P.32)：

zY＝a₁Y+a₂z^-1Y+b₁u+b₂ ^z-1u+b₃z^-2u即： $Y=\frac{b_1+b_2{z}^{-1}+b_3{z}^{-2}}{z-a_1-a_2{z}^{-1}}u---\left(2\right)$

假设Y＝0，也就是Z的值(0)已被确定，即分子变为零。如果Y＝0，从(2)式可出下述表达式：

b₁z²+b₂z+b₃＝0        ---(3)

尽管如此，满足(3)式的z，即z＝0也不一定在复空间的单位圆内，因此，不考虑可变参数不可能完成在所有时间内都保持最佳控制的自适应控制。(见opus citstum，P.218)。

本发明的一个目的就是解决上述问题，提供一种能够自适应控制数字闭合伺服回路系统的方法及该系统。

本发明的另一个目的是提供一个能够自适应控制同时减少功率损耗的盘存储装置。

为了达到上述目的，根据本发明所述的控制数字式闭合伺服回路系统的方法包括以下步骤：在每一预定时刻，检测出一个受控变量；用该受控变量和一目标值比较计算出偏差值；根据偏差值计算出一个控制变量；并产生一个高度与控制变量相应且有一预定宽度的控制脉冲，提供给受控系统。

根据本发明所述的一个数字式闭合伺服回路系统包括：用于设定一目标值的设定装置；用于在每一个预定时刻检测受控变量的检测装置；通过比较由检测装置检测到的受控变量与所述目标值来计算偏差的比较装置；根据从比较装置中得到的偏差来计算控制变量的补偿装置；和向受控系统输出一个具有与补偿装置计算出的控制变量相应的高度和一个预定宽度的控制脉冲的控制装置。

根据本发明所述的盘存储装置包括：用于检测伺服信息的每个采样点上头的位置的位置检测装置；根据比较由位置检测装置检测到的位置与一预定位置的偏差计算电流值的计算装置；和用于向驱动读/写头的音圈电机输出一个与计算装置计算出的电流值具有相应的高度且有一预定宽度的控制脉冲的驱动装置。

在一个根据本发明所述的控制数字式闭合回路系统的方法中，在每一预定时刻检测一个受控变量，通过比较受控变量和一个目标值计算出一个偏差值，根据偏差值计算出一个控制变量，而后把一个与控制变量具有相应高度且有一预定宽度的控制脉冲提供给受控系统。

在一个根据本发明所述的控制数字式闭合回路系统的控制系统中由设定装置设定目标值，由检测装置在预定时刻检测出受控变量，由比较装置将受控变量与目标值比较计算出偏差值，根据从比较装置中得出偏差值由补偿装置计算出控制变量，从控制装置向受控系统输出一个具有与控制变量相应高度及预定宽度的控制脉冲。

在一个根据本发明所述的盘存储装置中，头的位置是由位置检测装置在伺服信息的每个采样点进行检测，计算装置根据比较由位置检测装置检测出的位置与一预定位置的偏差来计算电流值，并由驱动装置向一个音圈电机输出一个和由计算装置得出的电流值具有相应高度且有一预定宽度的控制脉冲，以驱动所述头。

图1所示为根据本发明所述的一个数字式闭合伺服回路系统的实施例的框图。

图2所示为根据本发明所述的一个盘存储装置的实施例的框图。

图3所示为头位置的控制中头信号的时间和一个DAC28的输出信号的时间图表。

图4所示为a和z之间的关系图。

图5为描述如何计算功率损耗的解释图。

图中1-设置部分

2-检测部分

3-比较器

4-补偿部分

5-控制部分

6-受控系统

10.20-控制脉冲

21-盘

22-音圈电机

23-头

24-采样定时检测电路

25-位置检测电路

26-MPU

27-脉冲宽度产生电路

28-DAC

29-功率放大器

30-转换开关

接下来参考附图详细描述本发明的一个实施例。

图1所示为根据本发明所述的一个数字式闭合伺服回路系统的实施例。

在图1中，数字1表示作为设置装置的设置部分，用于设置一个目标值。数字2表示一个作为检测装置的检测部分用于检测来自一受控系统6的受控变量。数字3表示用作比较装置的比较器，用于比较设置部分1设置的目标值与检测部分2检测出的受控变量，从而获得一个偏差。数字4表示用作补偿装置的补偿部分，用于根据比较器3得出的偏差产生一个控制变量。数字5表示用作控制装置的控制部分，根据来自补偿部分4的控制变量计算出控制脉冲的高度(控制变量)H，向受控系统6提供一个具有高度H和预定宽度W的控制脉冲10。

下面描述控制该系统的方法。

在每个预定的时刻，一个受控变量被检测部分2检测，该受控变量被检测到后，和一个目标值相比较，由比较器3获得一个偏差。然后，由补偿部分4根据偏差计算出一个控制变量。接下来，通过控制部分5向受控系统6提供一个与控制变量具有相同高度H且有一预定宽度W的控制脉冲10。

自适应控制是否可行将根据下一个例子进行描述，这里就不在说明。

图2所示为根据本发明所述的一个盘存储装置的一个实施例。这是一个硬盘驱动的例子，也是上述数字式闭合伺服回路系统的一个具体的例子。

在图2中，数字21表示一硬盘，它有一个以上的园形轨道，每个园形轨道包括一个以上装有或设有伺服信息的扇区。数字22表示用于驱动头23的一个音圈电机。数字24表示一个采样定时检测电路，根据来自头23的头信号检测采样时间。数字25所示是用作位置检测装置的一个位置检测电路，用于接收来自头23的根据采样定时检测电路24的信号得出的头信号，并根据伺服信息检测头的位置。26表示用作计算装置的一个MPU，它根据位置检测装置25检测到的头的位置和目标位置之间的偏差产生一个决定脉冲20的高度H的8比特数字值，并根据查找或是道跟踪分别把所述脉冲转换成低增益或高增益。

数字27所示是一脉冲宽度产生电路，用于根据MPU26设置的增益设置一个电源供应时间W，在道跟踪操作期间，从来自采样定时检测电路24的信号到达时起，经过一段预定时间之后，产生一个对应于低增益的有预定宽度的脉冲信号；在查找操作期间，产生一个对应于高增益的有预定宽度的脉冲信号。这样，脉冲宽度产生电路27在道寻迹操作期间设置一较宽的脉冲宽度，在查找操作期间设置一较窄的脉冲宽度。数字28表示一个DAC用于根据来自MPU26的预定脉冲的高度H，把一个8比特数字值转换成模拟值，从而产生一个PAM调制的控制脉冲20。

数字29表示一功率放大器，为音圈电机22提供一个来自DAC28的高度为H的模拟转换脉冲20。该DAC28和功率放大器29构成驱动装置。数字30表示一个转换开关，以来自脉冲宽度产生电路27的脉冲信号的方式控制功率放大器29的开关，以产生一个有预定宽度W的控制脉冲20。

下面将参考附图3描述头的位置控制操作。

脉冲宽度产生电路27的增益，也就是一个脉冲信号宽度W被MPU26根据查找或道跟踪操作转换成低增益或高增益，即在查找过程中产生一较宽的脉冲宽度W或在磁道跟踪过程中产生一较窄的脉冲宽度W。接下来，当写在一个扇区的开始的伺服信息被采样定时检测电路24根据来自头23(图3(a))的头信号检测出时，而且当在这个扇区开始的位置信息被位置检测电路25获得时，一个决定控制脉冲20的高度H的8比特数字值由MPU26根据所得的位置信号与一目标位置之间的偏差，设置在DAC28中。同时，从扇区的开始部分被检测到起，经过一段时间λT，转换开关30被来自脉冲宽度产生电路27的一个脉冲信号打开，然后经一预定时间W＝αT，转换开关30被关闭。转换开关30从打开到关闭的时间就等于脉冲宽度产生电路27产生的脉冲信号的脉冲宽度。因此，从扇区的开始被检测到起，经过一时间λT，就产生一个提供给音圈电机22的电流，然后，经时间W＝αT后，提供给音圈电机22的电流立即被切断(图3(b))。相应的，来自DAC28的由数字转换成模拟的控制脉冲20的高度H输出给功率放大器29，而且，控制脉冲20由功率放大器29根据一个PAM调制信号提供给音圈电机22。另外，T是相应的扇区出现的时间间隔，在每个采样周期时间T产生一个PAM调制脉冲20。接下来将叙述上述方法，它使自适应控制成为可能。

如果假设在某个时间t音圈电机22的位置是P(t)，头23的速度是V(t)，通过音圈电机22的一个音圈的电流是U(t)，这样一个运动方程便可以表示如下： $X\left(t\right)=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ 0& 0\end{array}\right]X\left(t\right)+\left[\begin{array}{c}0\\ K\end{array}\right]u\left(t\right)---\left(4\right)$

                  ，X(t)＝[p(t)v(t)]^t

    k＝转动矩常数/惯量

(4)式还可写成

   X(t)＝1FX(t)+Gu(t)

其中， $1\mathrm{FX}=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ 0& 0\end{array}\right],G=\left[\begin{array}{c}0\\ K\end{array}\right].$

如果在t＝nt已知一值，则在t＝nT+T时X的值可写为： $X(\mathrm{nT}+T)=e^{1\mathrm{FT}}X\left(\mathrm{nT}\right)+{\∫}_{\mathrm{nT}}^{\mathrm{nT}+T}{e}^{1F(\mathrm{nT}+T-T)}\mathrm{Gu}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}---\left(5\right)$

现在，假设图3所示的λ输入为0。

如果电流波形成表示为u(nT)，则方程(5)可写为： $X(\mathrm{nT}+T)={e^{1\mathrm{FT}}}_{X\left(\mathrm{nT}\right)}{\∫}_{T-\mathrm{dT}}^T{e}^{1\mathrm{FT}}\mathrm{d\τGu}\left(\mathrm{nT}\right)$ $=\left[\begin{array}{cc}1& T\\ 0& 1\end{array}\right]X\left(\mathrm{nT}\right)+{[}_{\mathrm{KTd}}^{K\frac{T^2}{2}(2d-d^2)}]u\left(\mathrm{nT}\right)---\left(6\right)$

现在，从输入u(uT)到输出p(uT)在所述系统中的O点进行如下计算(见“Digital Control of Dynamics Systems”G.F.Franklin，J.D.Powell.Addison-Wesley.1981.P.138)： $\left[\begin{array}{ccc}z-1& -T& -K\frac{T^2}{2}(2d-d^2)\\ 0& z-1& -\mathrm{KTd}\\ 1& 0& 0\end{array}\right]$ $=K\{T^{2}d+\frac{T^2}{2}(z-1)(2d-d^2)\}$ $=K\frac{T^2}{2}\{(\stackrel{\‾}{2d}-d^2)z+d^2\}=0$ $=K\frac{T^2}{2}\{d(2-d)z+d^2\}=0---\left(7\right)$

从方程(7)中，z可以写成： $z=\frac{-d}{2-d}=1+\frac{2}{d-2}---\left(8\right)$

α(0＜α＜1)和z之间的关系如图4所示。很明显，如果0＜α＜1，则0＞z＞-1，表示这个系统在单位循环中有零值。因此，在这个系统中在每个采样周期T产生一个PAM调制的有预定宽度αT的控制脉冲，使自适应控制成为可能。

同样当λ≠0是，也是可以成立的，因此这里不再说明。

如图5所示，就一个惯例，即PWM控制来说，一个音圈电机和一个功率放大器的功率损耗如下：

音圈电机中的功率损耗：RA²

功率放大器中的功率损耗：(V-RA)A

其中，R：音圈的电阻

      A：流经音圈的电流

另一方面，就如图5所示的实施例而论，和惯例不同，如果假设电流仅在t/T_s的时间内流经音圈，仅在0到t的时间内有电流(T_s/t)A，在t到T_s时间内没有电流。

音圈电机中的平均功率损耗变成：

(1/T_S)R(AT_S/t)²t＝(T_S/t)RA²

功率放大器中的平均功率损耗变为：

(1/T_S)(V-R(T_S/t)A)(T_S/t)At＝VA-R(T_S/t)A²

以上可明显看出，尽管在本实施例中音圈电机和功率放大器的总的功率损耗和惯例中的结果是相同的，但本实施例中功率放大器的功率损耗和惯例相比是减少了。

(惯例中功率放大器的功率损耗)一(本实施例中功率放大的功率损耗)可表示如下：

(V-RA)A-{VA-R(T_S/t)A²}＝RA²((T_S/t)-1)

由了T_s＞t，所以

RA²((T_S/t)-1)＞0

很明显，和惯例中功率放大器的功率损耗相比，本实施例中功率放大器的功率损耗是减少了。

作为一个数值例子，如果假设A＝1(A)，V＝12(V)，R＝5(Ω)，(T_s/t)＝2，在惯例中功率放大器的功率损耗是7W，而本实施例中的功率损耗为2W。

如上述，本发明的总的功率损耗和已有技术相同，但本发明中功率放大器的功率损耗减小了，音圈电机的功率损耗增加。由于功率放大器是集成电路。和较大的音圈电机相比发热问题更严重。本发明对功率放大器的集成电路的选择是有益的。

由于在本实施例的DAC28中，电流在查找操作期间在采样周期流过，在道跟踪操作期间仅在采样周期时间的一部分内有电流流过，这样分辩率就能被改变，在查找操作期间，分辨率减小，运动范围增大，在道跟踪操作期间，分辨率增大，运动范围减小。

在本实施例中，已以描述了在硬盘驱动器中控制头位置的例子，无需说明便应知道，本发明也可应用于一个主轴电机的速度控制。

如上所述，根据本发明一个受控变量在每个预定采样时间被检测，比较该受控变量和一个目标值计算出一个偏差，根据该偏差计算控制变量，然后向受控系统提供一个和控制变量具有相应高度且有一预定宽度的控制脉冲，这样，自适应控制就成为可能，其优越性也因此得以发挥。

尽管在通常的脉冲宽度调制(PWM)中，可变宽度不能大于采样周期时间T的宽度，但根据本发明在脉冲幅率调制(PAM)中是没有这种限制的。因此，根据一个闭合回路系统的可变参数，最优化控制总是可能的。也就是说，因为脉冲幅度的可变宽度没有理论上的限制，所以根据一个可变参数的自适应控制成为可能。

另外，根据本发明所述，一个头的位置在伺服信息的每个采样点被检测，被检测的位置与一预定位置相比得出一偏差，根据这个偏差计算出电流值，向音圈电机输出一高度和电流值相应且有一预定宽度的控制脉冲，以驱动所述头，这样功率损耗减小且自适应控制成为可能的益处便可得到。

Claims (2)

1.一种控制数字式闭合伺服回路系统的方法，其特征是该方法的步骤为：

在所述系统中，在每个预定的时刻检测一个值；

比较被检测值和一个目标值计算一个偏差；

根据偏差计算出一补偿值；产生一个高度和补偿值相应且有一固定值的宽度的控制脉冲，提供给一个受控系统。

2.一个盘存储装置，其特征包括：

头位置检测装置，用于在伺服信息的每个采样点检测头的位置；

计算装置，用于根据比较由头位置检测装置检测出的头位置和一预定位置的偏差计算出一电流值；和驱动装置，输出一高度与计算装置中得出的电流值相应且有一固定值宽度的控制脉冲给一音圈电机，以驱动所述头。

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