CN105830196A - 具有多个放大器路径的电源系统以及用于激发等离子体的方法 - Google Patents
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Abstract
一种电源系统(2、20)，该电源系统(2、20)包括功率转换器(3、30)，该功率转换器(3、30)产生高频功率信号并且可以连接到负载(6)以便向等离子体处理或气体激光器处理供应功率，其中，功率转换器(3、30)具有包括一个第一放大器路径(42)和一个第二放大器路径(43)的至少一个放大器级(40)，在各个情况下第一放大器路径(42)和第二放大器路径(43)具有放大器(42a、43a)，其中，第一放大器路径(42)在其输出端处发射第一放大器路径输出信号并且第二放大器路径(43)在其输出端处发射第二放大器路径输出信号，该第二放大器路径输出信号具有相对于第一放大器路径输出信号的相位偏移，该相位偏移不等于且具体而言大于0°并且不等于且具体而言小于180°，其中，放大器路径(42、43)连接到相移耦合器单元(47)，其将来自放大器路径(42、43)的输出信号耦合至高频功率信号，电源系统(2、20)的特征在于：至少一个放大器(42a、43a)包括场效应晶体管(60、T1、T2)，其在晶体管部件(61)中被实现，其半导体结构被构造成大体上成层，具体而言被实现为包括沟道(71)的平面半导体部件，其中，沟道(71)中流动的电流压倒性地沿横向方向进行，即大体上平行于半导体结构的层。
Description
技术领域
本发明涉及包括功率转换器的电源系统，该功率转换器产生高频功率信号并且可以连接到负载以向等离子体处理或气体激光器处理供应功率，功率转换器具有包括第一放大器路径和第二放大器路径的至少一个放大器级，其中第一放大器路径和第二放大器路径均具有放大器，所述路径连接到耦合器单元，所述耦合器单元耦合放大器路径的输出信号以形成高频功率信号。
本发明还涉及使用高频功率来激发等离子体的方法，其中，模拟信号被供应到两个放大器路径中的每一个放大器路径，并且通过至少一个放大器在放大器路径中被放大成高频信号，该高频信号被供应到耦合器单元，该耦合器单元耦合高频功率信号。
背景技术
电源系统(具体而言，在>1MHz并且具体而言小于200MHz并且具体而言主要地以小于90MHz的频率产生功率的系统)例如用于激光器激发或者用在等离子体涂覆装置中。往往，在这种类型的电源系统中，使用多个放大器以便由此产生电源系统的总功率。
在这种类型的电源系统中，可能发生所需功率的突然变化，例如，在等离子体室中出现电弧并且不得不相应地突然减小所供应的功率的情况下。另一方面，点燃等离子体所需的功率可能与操作等离子体处理的功率不同。当等离子体状态发生变化时，负载的阻抗从而也发生变化。这可能导致负载上的突然变化。往往无法足够快速地调节阻抗，从而功率被负载反射。如果可能的话，此反射功率应当保持远离放大器或放大器路径，以便防止对电源系统的破坏或损害。已知的是，使用环形器来吸收反射功率。然而，在所述频率范围内，这些环形器是非常庞大的并且不再是实际可用的。
如果突然的负载变化连同目标功率的突然变化一起发生，那么不得不对输出功率加以控制。这例如可以通过改变放大器的输入功率来完成。然而，在该过程中，放大器的效率也会发生变化。在小输出功率下，放大器将在回退范围内进行操作。这是放大器在输出端处仅提供最大可能的输出功率的部分的范围。在此回退范围内，降低了放大器的效率。取决于要被操作的负载，在放大器中使用的晶体管因此不得不耗散更多的损耗功率。晶体管因而变得热得多。如果失配，这种表现会发生变化。取决于负载角度(loadangle)或反射角度，晶体管在回退范围内或在饱和范围内变得更热。因而如果失配，只可能通过输入功率在一定程度上控制输出功率。为了防止晶体管过热，往往推荐的是限制最大输出功率。然而，使最大输出功率降低并不会解决这个问题，因为如果发生大量失配和不利的负载角度，甚至会在低功率下出现临界温度，而不仅仅是在相对高的功率下。
迄今为止，唯一的选择是通过以下方式来调整晶体管的电源电压，并且通过这样做来减小电源电压：可以在放大器的降低的饱和功率下经历整个特性范围。如果电压供给太缓慢，那么即使在低输出功率下电压源也必须依然被设定为相对高的电压。在这种情况下，突然的负载变化可能导致放大器中的晶体管过热。
因而，本发明的目的在于提供一种电源系统，借助于该电源系统可以向任何负载供应限定的功率，并且具体而言，甚至如果发生失配的话任何负载也能够进行操作，而晶体管不会被过电流、过电压或过度损耗的功率所损害。
发明内容
根据本发明，通过包括功率转换器的电源系统来实现这个目的，该功率转换器产生高频功率信号，并且可以连接到负载以向等离子体处理或气体激光器处理供应功率，该功率转换器具有包括第一放大器路径和第二放大器路径的至少一个放大器级，该第一放大器路径和第二放大器路径均具有放大器，第一放大器路径在其输出端处输出第一放大器路径输出信号，并且第二放大器路径在其输出端处输出第二放大器路径输出信号，第二放大器路径输出信号相对于第一放大器路径输出信号具有不等于0°具体而言大于0°并且不等于180°具体而言小于180°的相移，放大器路径连接到相移耦合器单元，相移耦合器单元将放大器路径的输出信号耦合以形成高频功率信号，至少一个放大器具有场效应晶体管，该场效应晶体管被实施为其半导体结构大部分为分层构造的半导体器件，具体而言被实施为具有被布置在半导体器件中的沟道的平面半导体器件，电流在沟道中主要沿横向方向流动，换言之电流大体上与半导体结构的层平行地流动。具体而言，半导体器件可以具有控制端子以及被布置在半导体器件中的控制端子下方的沟道，电流在位于控制端子下方的沟道中主要沿横向方向流动，换言之电流大体上与半导体结构的层平行地流动。
平面结构或分层构造的半导体结构被理解为在一个方向上具有比在与其正交的两个方向上小得多的延伸的结构。例如，其可以是具有比宽度和深度尺寸小得多的高度的长方体。因此，平面半导体器件在侧视图中具有比顶视图或底视图中小得多的尺寸。
在此背景下，横向方向被理解为大体上与平面延伸的任一面平行的方向，换言之在以上示例中，平行于半导体器件的上部表面或下部表面、或半导体结构的层。
半导体器件可以具有第一电源端子和第二电源端子以及控制端子，所有上述端子都被布置在半导体器件的第一面上。
半导体器件在半导体器件的面向端子的面上在电源端子(具体而言，漏极端子)与控制端子(栅极端子)之间可以具有弱负掺杂的漂移区域。具体而言，所述区域可以比控制端子(栅极端子)下方的沟道的宽度大。因此，电源端子之间的电容以及控制端子与上述电源端子(漏极)之间的电容可以保持为低。
借助于根据本发明的电源系统，可以在晶体管中实现比常规晶体管大得多的功率密度。由于其横向结构，所使用的晶体管不具有寄生元件。具体而言，晶体管在控制端子(栅极)与第一电源端子和第二电源端子(源极、漏极)之间具有较低电容，并且在处于关断状态的两个电源端子之间具有较低寄生电容。因而，该半导体器件可以被制作得比常规晶体管的半导体器件大。更多的半导体器件可以以紧密压缩的方式并联连接。
借助于根据本发明的电源系统，可以在放大器中实施大得多的功率。在放大器路径中不再需要使用多个放大器。相反，均包括放大器的两个放大器路径可以是足够的。具体而言，可以在单个放大器中实施超过1000W的功率。甚至在失配的情况下也可以完成这一点，而不会出现部件过热。根据本发明的电源系统比常规电源系统操作得稳定得多。
根据本发明，相移耦合器单元被理解为针对一个或多个放大器路径中的每一个放大器路径都具有耦合器并且任选地具有相移网络的单元，其中，在适当操作期间，耦合器单元的输入信号具有相对于彼此的相位，所述相位不是0°也不是180°，具体而言大于0°并小于180°。例如，输入信号可以相移90°。并不认为以下耦合器单元是本发明的含义内的相移耦合器单元：在该耦合器单元中该耦合器单元的输入信号具有相对于彼此0°或180°的相移，因为在这种情况下，输入信号仅仅被相加而没有其它相移。
相移耦合器单元可以是90°混合耦合器。这以最佳方式满足了具有最小部件花费的要求。
相移耦合器单元还被理解为被配置为馈送反射功率的单元，该反射功率从负载穿过耦合器被传导到放大器，回到具有不同相位的放大器。如果失配，90°混合耦合器例如以相移90°的方式在两个放大器之间划分反射功率，相同阻抗的两个放大器连接到90°混合耦合器的输入端子。
相移耦合器单元还被理解为在其第一输入端子处具有第一输入阻抗并且在其第二输入端子处具有第二输入阻抗的单元，并且以以下方式被配置：在没有反射功率穿过耦合器单元到达输入端子时输入阻抗相等，并且在反射功率穿过耦合器单元而到达输入端子时输入阻抗不同。
如上所述，可以以以下方式来配置耦合器单元：耦合器单元将向其输出端子所反射的功率以相移方式中继到其输入端子，并且从而将该功率中继到放大器路径中的放大器。因此，耦合器单元处的输入阻抗可以发生变化，具体而言可以不同。这可能导致第一放大器的输出阻抗取与第二放大器的输出阻抗不同的值。这继而可能以以下方式来影响耦合器单元的特性：耦合器单元将放大器的功率传导到其它放大器，从而放大器彼此影响。放大器的阻抗可能变为负的。在一些负载状态下，这可能导致第一放大器路径中的第一放大器向第二放大器路径中的第二放大器供应功率。在过去，这些特性可能导致不鼓励使用相移耦合器单元。所担心的是，放大器将会被引入不稳定状态和/或晶体管将会过热。
使用高反射因数的实验已经显示如果使用上述晶体管结构则情况相反。晶体管在两个放大器路径中不同地发热，但在无负载状态下则是晶体管的最大发热与具有耦合器单元的电源系统中一样高，该耦合器单元的输入信号具有0°的相位差。这可能与以下事实有关：由于晶体管的寄生元件的值较低，放大器的阻抗精确地按照这样的方式变化，即与没有相移耦合器单元的晶体管相比，具有相移耦合器单元的晶体管在最热点处发热要少得多。
不稳定性的更加常见的原因是负载的阻抗的非常快速的变化，例如等离子体处理的阻抗。负载变化如此快速地发生，以至于连接在电源系统与负载之间的阻抗匹配网络或者电源系统的功率调整都不能够对负载变化足够快速地作出反应。快速的负载变化产生了被反射到放大器中的反射功率。如上所述，这改变了放大器的阻抗。因此，在快速的负载变化之后，放大器不再供应与负载发生变化之前相同的功率。然而，在包括相移耦合器单元(具体而言，包括90°混合耦合器)的电源系统中，与不具有这种类型的耦合器或具有非相移特性的电源系统相比，每次负载状态变化的功率变化要小得多。因此，包括相移耦合器单元的电源系统表现得更加稳定。然而，已发现单独使用相移耦合器单元的稳定仍然是不够的。仅在使用上述晶体管时，实现了等离子体处理所需的特别高的稳定性，而同时防止处于失配状态下的晶体管的过载。
使用相移耦合器单元的优点是，连接到耦合器单元的两个放大器路径在失配的情况下经历不同的阻抗。此外，在失配的情况下，功率不会被馈送回放大器路径，但相反可以耗散到吸收电阻器中。因为放大器路径经历不同的阻抗，所以与相同相位组合的情况不同，放大器的晶体管在失配的情况下温度不同，即使在没有调整电源电压的情况下，与使用常规组合器相比，两个晶体管中的较热的晶体管发热少约45％。
一个放大器(具体而言，每个放大器)在其输出端处具有输出阻抗，该输出阻抗与耦合器单元的输入阻抗不同。在这种情况下，放大器将被传导到该放大器的大部分功率反射回耦合器单元，该耦合器单元继而将功率传导到吸收电阻器中。这种类型的电源系统的优点在于，减小了负载与放大器之间的驻波的比率。这种类型的电源系统所频繁提及的缺点在于，大量功率在吸收电阻器中被转换为热并且因此电阻器不得不被制作得很大并被提供有良好的冷却。这将使得这种类型的电源系统昂贵。然而，高得多的稳定性和可靠性补偿了较高的费用。
一个放大器(具体而言，每个放大器)可以被配置为当被供应放大器的功率的阻抗发生变化时，放大器的输出阻抗发生变化。这例如可以是反射功率被传导到放大器的情况。具体而言，如果连接到耦合器单元的输出的负载阻抗发生变化，则连接到放大器的耦合器单元的输入阻抗可能发生变化。
使用根据本发明的电源系统，可以在饱和状态下(换言之，在完全导电的状态下)和压缩状态下(换言之，具有随着输入功率的增大而下降的放大率)两者以及在晶体管的特性曲线的线性范围内的任何点处，对晶体管进行操作。具体而言，放大器的晶体管可以在具有大于二的压缩度的压缩状态下进行操作。因此，对于电源系统可以向任何期望负载供应限定功率，并且因此即使在失配的情况下也不会发热超过预定限度。
作为附加优点，可以以较高电源电压在回退范围内操作包括相移耦合器单元的电源系统和前述晶体管技术。由于可以通过输入功率来调整输出功率，因此可以以小输出功率更加快速地对电源系统进行调整。另外，如果两个放大器路径的相位相对于彼此发生变化，则包括吸收电阻器的相移耦合器单元可以用于在两个输出功率之间进行快速脉冲化(pulsing)或者用于调制输出功率。在这种情况下，部分功率不会流到电源系统的输出端，而相反地流到吸收电阻器。
对于等离子体处理，有时期望以低于高频功率信号的频率的调制或脉冲频率经调制或经脉冲化的高频功率信号。这可以使用电源系统来特别良好地实施。具体而言，出于此目的，相移耦合器单元是有利的。为了调制高频功率信号或使高频功率信号脉冲化，可以通过调制频率或脉冲信号来调节放大器路径之间的高频信号的相位。以此方式，特别快速地脉冲化或调制是可能的。
使用场效应晶体管的优点在于，场效应晶体管线性地操作并且在高频下较稳定地操作。由于在半导体器件的相同面上实施所有的控制端子，所以可以以简单的方式来连接所述器件。具体而言，可以选择哪一个端子直接转移到(passedto)平面半导体器件的相对面上。如果连接到地的端子在晶体管如所预期的那样被操作时被转移到相对面，那么可以提供端子的直接接地。通过与其中漏极端子通常被布置在面对地平面的面上的公知高频功率MOSFET结构(例如，VDMOS结构)相比，这个变型具有以下优点：
-非常良好的热耗散的可能性，因为不需要在地平面与电源端子之间布置电绝缘体；
-电源端子之间的低电容耦合，其在晶体管的适当操作期间通过放大器实现了相对于地的快速交变电势；
-地与电源端子之间较低的电感负载，该电源端子在放大器如所预期的那样被操作时连接到地。
因此，可以以较高频率在负载上操作较高功率，而不会使晶体管过热，该负载的阻抗非常快速变化。
此外，可以给这种类型的半导体器件提供陶瓷或塑料封装。此外，这种类型的晶体管在高电流下具有负温度系数，并且因此当晶体管的温度上升时，以减少其中产生的热的方式来自动地对其进行调整。这增加了晶体管的可靠性。
放大器路径在构造上可以相同。这使得可以以特别简单的方式来制造电源系统。
在半导体器件的与第一面相对的面上，可以提供电源端子，该电源端子穿过半导体器件而导电连接到第一电源端子。具体而言，源极端子因此可以位于半导体器件的背面上，产生较简单的接触。具体而言，可以避免用于接触源极端子的接合导线，并且因此可以实施具有较低电感的端子。
可以通过p+掺杂区域的方式来实施第一电源端子到半导体器件内位于相对面上的电源端子的电连接，该p+掺杂区域从半导体器件的一面延伸到半导体器件的另一面。通过这种高掺杂区域的方式，可以在此区域中提高半导体器件的导电性。对于p掺杂，引入(例如，注入)了外来原子，并且用作电子受主。为了改变常规硅半导体部件中的导电性，第三主族的元素(例如，硼、碘、铝或镓)用于p区。硅是半导体部件最常使用的基底材料。硅晶体由四价硅原子构成。每个硅原子的四个价电子(外部电子)形成了到相邻原子的四个原子键，并且从而形成晶体结构。这使得所有的四个电子都成为成键电子。在p掺杂期间，四价元素(公知为受主)被引入到硅晶格中并且从而代替四价硅原子。四价元素具有可用于原子键的三个外部电子。在硅晶体中，不存在用于第四原子键的外部电子。这些电子间隙被称为空穴或电子空穴。在施加电压时，此空穴表现得像自由移动的正电荷载流子，并且可以传导电流。被外场驱动的电子跳出原子键、填充空穴并且留下新的空穴。在硅晶体中，p+掺杂(高掺杂区域)指的是至少一个受主原子与104硅原子的比率。
半导体器件可以具有连接到导电盘的下部表面，下部表面的第一层是p+或p掺杂的。作为这种测量的结果，在半导体器件的下部表面与导电盘之间的过渡处实施较低电阻。
放大器可以包括LDMOS晶体管。LDMOS代表“横向扩散的金属氧化物半导体”。这些是迄今为止主要用在GHz范围内的MOSFET。在用于放大器中以产生可以被供应到等离子体处理的功率期间，已发现采用LDMOS技术的这些晶体管与可比较的常规MOSFET相比表现得可靠得多。这可以归因于高得多的载流容量。具体而言，在1MHz到200MHz(具体而言，3.4MHz、13MHz、27MHz、30MHz到90MHz以及162MHz)的频率下使用多个放大器路径的测试中，这些晶体管类型被证实有特别高的可靠性。这些晶体管类型优于常规MOSFET的其它优点在于，相同晶体管可以用于所述频率(1MHz到200MHz)。因此，可以使用非常相似或甚至相同的拓扑结构来构建放大器和电源系统，其可以在1MHz到200MHz的范围内的频率下使用超过几十年。这些是在等离子体处理中常常使用的并且常常用于气体激光器激发的频率。如果被供应到等离子体处理的功率中的太多功率被反射回来，那么在等离子体处理中在这些频率下操作的常规MOSFET常常有问题。因此，所产生的功率常常必须受到限制，以便允许反射功率超过临界极限。因此，等离子体处理不能总是被可靠地点燃或在期望的功率范围内进行操作。此外，提供了复变阻抗调节电路和组合器来克服这些缺点。现在当处理高水平的反射功率时，如例如在将功率供应到等离子体处理时，使用LDMOS晶体管是有利的。与前述相移耦合器单元有关，LDMOS晶体管的优点在于晶体管可以接收高得多的反射功率。因此，对在电源系统与负载之间连接的附加阻抗匹配网络的需求较低，并且在这些阻抗匹配网络中可以降低部件和调整的成本。
在放大器与耦合器单元之间，放大器路径可以具有输出网络，该输出网络具有至少一个平面电感器，该至少一个平面电感器经由电介质热耦合和电容性地耦合到地平面(冷却剂流过地平面)。通过输出网络的方式，放大器路径的输出阻抗可以最佳地被调节至耦合器单元的输入阻抗。因此，可以防止功率损耗。可以通过将平面电感器布置在地平面(冷却剂流过地平面)上来防止过热。
耦合器单元可以具有第一平面电感器和第二平面电感器，该第一平面电感器和第二平面电感器经由电介质热耦合和电容性地耦合到地平面(冷却剂流过地平面)，并且同时彼此电容性地且电感性地耦合。关于这一点，电感器可以具有超过两个绕组并且被形成为不含有铁素体元素。因此，可以以简单的方式使电感保持为低。
平面电感器可以具有窄于15mm的导体路径宽度。以此方式，可以节省空间，并且可以使得导体路径与地之间的电容耦合保持为低。在混合耦合器的情况下，多个导体路径可以并联布置在平面中。这增大了导体路径之间的电感耦合，而不需要铁素体。如果不需要在冷却体与用于导体路径的支撑材料之间布置铁素体，那么可以减少电感器中的损耗。
如果耦合器单元的电感器和输出网络的电感器被至少部分地布置在电路板的层上，则实现紧凑的构造。
耦合器单元的电感器可以至少部分地被布置在平面中，晶体管的平面半导体器件被布置在相同平面中或与其平行的平面中。具体而言，可以采用以下方式来对半导体器件进行定向：其中横向电流流动穿过半导体器件的沟道被定向于相同平面中或者与其平行的平面中。因此，可以减少从放大器的输出到输入的耦合。
输出网络的电感器可以至少部分地被布置在平面中，晶体管的平面半导体器件被布置在相同平面中或与其平行的平面中。具体而言，可以采用以下方式来对半导体器件进行定向：其中横向电流流动穿过半导体器件的沟道被定向在相同平面中或在与其平行的平面中。作为前述测量的结果，可以减少从一个放大器路径到另一个放大器路径的耦合。这是重要的，因为两个放大器路径并非处于相同的相位。因此，可以省略放大器路径之间的屏蔽。因而，两个放大器路径可以被布置在相同电路板上。这降低了生产成本。
如果要产生甚至更高的功率，可以提供多个放大器级，在每种情况下，放大器级的两个放大器路径连接到相移耦合器单元(具体而言，为90°混合耦合器)，具体而言直接地进行连接而不具有连接于其间的其它耦合器件。
至少一个放大器路径可以具有推挽放大器。因此，可以通过放大器自身的晶体管将要被放大的信号的每个半波放大。因此，每个放大器的温度遍布两个晶体管，并且这导致例如与在每个放大器仅具有一个晶体管或者每个放大器具有多个晶体管(与端子中的所有端子并联连接)的E类放大器中相比，输出信号具有较少的谐波。推挽放大器可以被调谐得更好，因为可以更加容易地将由此所产生的谐波过滤。另外，其适用于宽的频率范围。
可以提供可调节电压源，该电压源连接到至少一个放大器并且向其供应电压。具体而言，电压源可以是DC电压源，该DC电压源可以向放大器供应DC电力或DC电压。由于电压调整的原因，具体而言，可以对输出功率的设定点中的缓慢变化作出反应。因此，可以提升电源系统的效率或将电源系统的效率保持为高。
可以提供用于对被施加到电压源的放大器的电压进行调整的调整单元。该调整单元不需要以电压源被实施。例如，调整单元可以以连接到电压源的数字逻辑电路被实施。
用于检测或确定反射因数的测量装置可以连接到调整单元。
通过数字-模拟转换器(DAC)由数字信号产生的模拟信号可以被供应到至少一个放大器路径。因此，可以另外进行幅值调整。对于幅值调整，可以以简单的方式产生数字信号，其具有关于信号形式的信息以及要在DAC中产生的模拟信号的幅值。具体而言，可以通过被存储在信号数据存储器中的信号数据值序列(通过计数器的方式读出的)来产生数字值序列，并且这个信号数据值序列被供应到乘法器，并且借助于这个乘法器乘以从幅值数据存储器读出的幅值数据值。具体而言，这在并行产生多个模拟信号并且随后通过耦合器被组合以使得可以采用特别简单和快速的方式来互相调节要被耦合的信号的情况下是有利的。使用由此产生的模拟信号激励的放大器路径特别适用于对多个放大器路径的并行操作。因此，可以在放大器路径的输出端处以简单的方式耦合由此产生的功率，导致非常快速并且总功率可调谐的功率转换器。负载可以是等离子体处理或气体激光器处理。
因此，还可以将两个调整概念进行组合，具体地在一方面是幅值调整，在另一方面是电压调整。在等离子体应用或激光器激发应用中，典型地遵循预设概述。因此，(例如，输出功率的)所需动态范围以及设定点跳动的时刻常常是预先已知的。因此，可以同时使用两个调整概念。因此，可以通过幅值调整的方式来实施功率上的快速变化。随后，可以再调节电压调整并且因此可以提升效率。具体而言，在输出功率快速增大时，应当注意，要采用保留足够调整范围的方式来提前选择电压和幅值。简言之，未计划的动态负载过程，可以想到仅使用快速幅值调整，因为可以在短时间段内忽略系统的效率。
放大器可以被配置为在其特性的线性范围内和在饱和状态(压缩状态)下两者转换功率。以此方式，可以覆盖比以前更宽的功率范围。
场效应晶体管可以具有控制输入，驱动电压经由电容性耗散电路单元连接到该控制输入，电容性耗散电路单元具有包括并联连接的电阻器的电容性元件。因此，可以减弱不期望的振荡。具体而言，电容性耗散电路单元可以在电源线中串联地环路连接到栅极。
用于产生被供应到DAC的数字信号的逻辑电路单元可以是连接的DAC的上游，逻辑电路单元具有信号数据存储器，在该信号数据存储器中存储用于产生模拟信号形式的数据信号值。具体而言，逻辑电路单元可以另外地具有幅值数据存储器，其中，存储了影响模拟信号的幅值的幅值数据值，以及用于将信号数据值乘以幅值数据值的乘法器。
本发明的范围还包括使用高频功率来激发等离子体的方法，其中，模拟信号被供应到两个放大器路径中的每一个放大器路径，并且在放大器路径中通过至少一个放大器被放大成高频信号，所述高频信号被供应到相移耦合器单元，所述相移耦合器单元以依赖于相位的方式来耦合高频功率信号，借助于场效应晶体管在至少一个放大器中进行放大，所述场效应晶体管被实施为其半导体结构大部分为分层构造的半导体器件，具体而言被实施为具有被布置在半导体器件中的沟道的平面半导体器件，电流在所述沟道中主要沿横向方向流动，换言之电流大体上与半导体结构的层平行地流动。
出于此目的，半导体器件可以具有第一电源端子和第二电源端子以及控制端子，前述端子中的所有端子都被布置在半导体器件的第一面上。
因此，与现有技术相比，可以稳定得多地产生高频功率。此外，可以在单个放大器中实施较高的功率。不需要并联连接多个放大器路径，换言之不需要并联连接多于两个放大器路径。可以在单个放大器器中实施超过1000W的功率。在失配的情况下不存在部件过热的风险。
如果放大器被供应可调节电压，那么可以实行电压调整。
具体而言，可以通过调整用于向放大器供应功率的电压来调节可调节电压。
可以检测到在负载处所反射的功率的反射因数，并且可以基于所检测到的反射因数(具体而言，反射因数的大小)来调整电压。因此，可以基于反射因数的大小来减小发生器的功率。对(混合)耦合器的使用使得给定的最小功率所需的电压源的电压实际上与负载角度或反射角度无关。因此，对于特定大小的反射因数，可以将电压源设定为实际上恒定的电压。
在各种情况下，放大器的晶体管在回退范围内变得较热的负载点和最热点处于全功率的负载点偏移了180°。具有最高温度的负载点是最热点处于饱和状态或压缩状态的点。原理上，最高点处于回退范围内的负载点不会变得一样热。这意味着可以独立于整个转移曲线(transfercurve)的负载角度来控制具有经调整的电压的放大器。
因此，可以在放大器的特性曲线的线性范围内以及在饱和状态或压缩状态下操作放大器，其中压缩度大于二。这引起放大器的使用的较宽范围。
在第一方法步骤中，可以确定反射因数的大小，并且在第二方法步骤中可以根据反射因数的大小来设定放大器的电源电压。具体而言，可以根据所反射的功率和反射因数的大小来设定放大器的电源电压。
在用于激发等离子体的常规方法中，必须根据负载角度和反射因数来调节电源电压，以便保护晶体管免于过热。因此，在失配的情况下，允许输出功率流动的速度限于可以改变电源电压的电压的速度。
本发明的范围还包括高频等离子体设备，该高频等离子体设备包括等离子体室，在该等离子体室中布置了至少一个电极，根据本发明的电源系统连接到电极。
附图说明
根据对本发明的实施例的以下描述、通过附图(附图示出了对于本发明必要的细节)、并且根据权利要求，本发明的其它特征和优点将变得显而易见。个体特征均可以在本发明的变型中的任何期望的组合中单独地或者一起被实施。
在附图中示意性地示出并且在下文中参考附图详细地描述了本发明的优选实施例，在附图中：
图1是包括电源系统的等离子体系统的高度示意性的图；
图2是电源系统的方框图；
图3是DDS模块的方框图；
图4是LDMOS晶体管的示意图；
图5a示出了根据现有技术的恒定输出功率和不同负载角度的放大器的电源电压；
图5b示出了在使用混合耦合器时恒定输出功率和不同负载角度的放大器的电源电压；
图6示出了在p-n过渡处的作为负载角度的函数的两个晶体管的温度；
图7是示出多个放大器级的耦合的示意图；
图8示出了晶体管的温度作为负载点(loadpoint)的函数的两个测量结果；
图9示出了电源系统的输出功率作为负载点的函数的两个测量结果。
具体实施方式
图1示出了等离子体系统1，等离子体系统1包括电源系统2。电源系统2继而包括功率转换器3，功率转换器3可以连接到电压源网络4。功率转换器的输出端处产生的功率经由阻抗匹配网络5传递到负载6，负载6例如可以是等离子体室，在等离子体室中产生了等离子体，所产生的等离子体可以用于在等离子体室中进行等离子体加工。具体而言，可以对工件进行蚀刻或者可以将材料层施加到基底。负载6也可以是气体激光器激发。
图2是电源系统20的高度示意性的图。电源系统20具有功率转换器30，功率转换器30产生输出功率，该输出功率可以被供应到负载6，例如等离子体处理或激光器激发。可以将阻抗调节网络5布置在负载6与功率转换器30之间。
数字-模拟转换器(DAC)31产生模拟输出信号。以图3为基础解释了模拟信号的产生。逻辑电路单元32向数字-模拟转换器31赋值。具体而言，可以将来自逻辑电路单元32的数字值的序列供应到DAC31，DAC31从该数字值的序列产生模拟输出信号。可以将DAC31和逻辑电路单元32集成到直接合成模块(DDS模块)33中，该直接合成模块33也被称为直接数字合成器。在这种情况下，逻辑电路单元32包括：
1.信号数据存储器34，在其中存储信号数据值，该信号数据值用于产生模拟信号形式，
2.幅值数据存储器35，在其中存储用于影响模拟信号的幅值的幅值数据值，
3.乘法器36，乘法器36用于将信号数据值乘以幅值数据值，以及
4.计数器37，计数器37确保在预定时钟周期内从信号数据存储器34读出该信号数据值并且将该信号数据值供应到乘法器36。
信号数据存储器34和幅值数据存储器35两者都可以采用查找表(LUT)的形式。
如从图2中可见的，所产生的模拟信号被供应到第一放大器级40，并且其中，具体而言被供应到分路器41。分路器41可以被配置为混合耦合器，该混合耦合器可以将模拟信号分成两个相移信号(具体而言为90°相移的信号)，由分路器41发射的一个信号被供应到每个放大器路径42、43。放大器路径42、43均具有至少一个放大器42a、43a，这些放大器可以被形成为推挽放大器并且从而均具有两个晶体管，具体而言为两个LDMOS晶体管。以电压源44的方式提供放大器路径42、43的电压源和因此放大器42a、43a以及包含在其中的晶体管的电压源。在放大器路径42、43中的每一个放大器路径的输出端处，提供了输出网络45、46，所述网络使放大器42a、43a的输出阻抗适于相移耦合器单元47的输入阻抗并且同时过滤不期望的谐波。在相移耦合器单元47中，放大器路径42、43的输出信号以依赖于相位的方式耦合从而形成输出信号，该输出信号最终经由可选的阻抗调节网络5传递到负载6。优选地，相移耦合器单元47是90°混合耦合器。
可以通过适当的测量装置47来检测耦合器单元47的输出端处的输出功率。虚线49指示测量装置48连接到电压调整系统50，电压调整系统50继而激励电压源44。具体而言，测量装置48还可以检测被供应到负载6的功率以及被负载6反射的功率。根据这些值，可以确定反射因数或反射因数的大小，并且继而可以用于调整电压。
图4示出了LDMOS晶体管60，可以在放大器路径42、43中的至少一个放大器路径的放大器42a、43a中使用LDMOS晶体管60。LDMOS晶体管60被形成为半导体器件61。在其一面上，半导体器件61包括两个电源端子62(源极)、63(漏极)以及控制端子64(栅极)。半导体器件61的半导体结构大部分是分层构造。这些层被强正掺杂(例如，源极层68)、或弱正掺杂(例如，弱正掺杂层70)、或弱负掺杂(例如，弱负掺杂漂移区域72)。这些层限定了半导体器件61的平面结构。在与端子62、63、64的相对的面上，所述模块还具有电源端子65(源极)，电源端子65导电连接到半导体器件61内的电源端子62。经由p+掺杂区66提供导电连接。在其下部表面67的区域中，晶体管60具有同样的p+掺杂层70作为底层。LDMOS晶体管60的下部表面67可以连接到冷却设备，以使得在大片区域内热可以耗散到LDMOS晶体管60之外。控制端子64(栅极)经由沟道71来控制弱p掺杂层70中的从漏极73到源极62的电流的流动。在沟道71中，电流优选地沿横向方向流动，换言之大体上与半导体结构的层平行，如由箭头75指示的。在漏极73与沟道71之间，存在弱掺杂n-区域，弱掺杂n-区域被称为漂移区域72。这使得源极65与漏极73之间的电容以及栅极64与漏极73之间的电容保持为低。在漂移区域72中，具体而言，电流也沿横向方向流动，换言之大体上与半导体结构的层平行。在此背景下，n+代表高n掺杂，p+代表高p掺杂，p-代表弱p掺杂，并且n-代表弱n掺杂。在控制端子64的下方，提供了薄氧化物层74。因此，通过将适当的电压施加到控制端子64来控制晶体管60。因此，依据电压来控制晶体管60。根据图4的附图，还可以看出的是，晶体管60是非对称构造，并且漏极和源极的电源端子62、63以及控制端子64被布置在晶体管60的同一面上。
优选地，保持半导体器件的尺寸以使得半导体器件61的厚度比要由此被放大的信号的波长小超过200倍。
半导体器件61的宽度和/或深度应当有利地比要由此被放大的信号的波长小超过20倍。因此，在半导体器件61中，波长效应并不显著，并且由于半导体器件61中的传播波，也不会在要被放大的信号的谐波处出现不期望的谐波震荡。此外，可以由此减少对寄生元件的不利影响。因此，这种布置还可以有效地用于以超过1MHz的脉冲化和调制频率对输出电压进行脉冲化和调制。
被形成为或具有90°混合耦合器的耦合器单元47也有利地具有以下尺寸：使得耦合器的厚度比要由此被放大的信号的波长小超过200倍。
用于将耦合器电容性地和电感性地进行耦合的90°混合耦合器47的线路的长度有利地小于要由此被放大的信号的波长的十分之一。这还有助于使电源系统20稳定。
图5a示出了放大器的晶体管60的电源电压，其为放大器的负载角度的函数，该放大器未经由相移耦合器单元耦合(具体而言，未经由90°混合耦合器耦合)。在晶体管不会过热的情况下，如果对于大小为0.9的反射因数要保持恒定的输出功率，那么必须根据负载角度来改变电压。由于电压减小的原因，还减小了最大速度，在发生不正确调节的情况下可以以该最大速度来控制输出功率。具体而言，调节的速度取决于可以以其对电压源进行调整的速度。如果电压源的调整太缓慢，那么突然的负载变化可能导致晶体管过热。
相比之下，如果借助于两个放大器路径来产生功率并且使用混合耦合器来耦合这些放大器，那么结果是根据图5b的情形。对于大小为0.9的反射因数，恒定的输出功率针对所有的负载角度可以实质上保持恒定。这意味着电压源的电压实质上独立于负载角度。因此，对于特定大小的反射因数，电压源可以被设定为恒定电压。调整速度不再取决于可以以其设定电压源的速度。
图6示出了在p-n过渡处以℃为单位的温度，其为放大器路径42中的放大器42a、放大器路径43中的放大器43a中的两个晶体管T1、T2的负载角度的函数。具体而言，晶体管T1、T2形成推挽级形式的放大器，使用90°混合耦合器作为耦合器单元47来对该放大器进行操作。在所有测量点处，反射因数的大小为|Γ|＝0.9。对于曲线100，晶体管T2处于饱和状态；并且对于曲线101，晶体管T1处于饱和状态。在饱和状态下，晶体管达到小于180℃的温度。还在特定负载角度下，在回退范围内对温度进行了测量。其它点100a、100b、100c、100d示出了晶体管T2在每种情况下在回退范围内所达到的最高温度。其它点101a、101b、101c、101d示出了晶体管T1在每种情况下在回退范围内所达到的最高温度。然而，为此，根据针对饱和状态下的测量结果，晶体管在不同的功率范围内被操作，这意味着温度值不是直接可比较的。然而，这些测量结果可以用于示出，在每种情况下在一些负载角度下在回退范围内的晶体管T1、T2变得比相同负载角度下的处于饱和状态的晶体管T1、T2更热。然而，总的说来，在回退范围内的每个晶体管T1、T2从未变得比饱和状态下的相关联的最热点更热。这意味着，当晶体管处于饱和状态时，达到最大温度。然而，在回退范围内，晶体管不会变得如此热。这仅可以通过使用相移耦合器单元47(具体而言90°混合耦合器)以及放大器中的上述晶体管来实现。
图7示意性地示出了电源系统200，该电源系统200具有两个放大器级40、40a，放大器级40对应于图2中的放大器级，并且对于放大器级40a可以具有相同的设计。放大器级40、40a的输出继而经由耦合器201耦合到可以被供应给负载6的输出功率。因此采用级联的方式来布置放大器级40、40a的混合耦合器和耦合器201。耦合器201继而可以是相移耦合器单元，具体而言是90°混合耦合器。耦合器201还可以是同相耦合器。
图8示出了电源系统2、20、200的晶体管T1、T2的半导体部件61的温度曲线的两个测量结果，该温度曲线为不同失配的负载点的函数，该测量结果是相对复反射因数而绘制的。从-1到+1的Γ的大小适用于上图和下图的实数部分。沿着外圈绘制反射因数的角度对于50Ω的放大器的设定输出功率，通过改变负载来设定失配并且示出了温度曲线。对于测量结果，以脉冲模式来操作晶体管并且晶体管仅被驱动10％的时间，以便能够评估在不破坏晶体管的情况下100％驱动的实际温度。
上图示出了具有非相移耦合器单元的电源系统2的温度分布。可以清楚地看出，温度可以上升到高于120℃。下图示出了具有90°混合耦合器的电源系统20的温度分布。从此图可以清楚地看出，温度仅略微上升到高于80℃。这证实了使用相移耦合器单元的惊人优点。
图9示出了电源系统的输出功率作为负载点的函数的两个测量结果。在这两个图中，相对复反射因数绘制了输出功率，该输出功率被标准化为被供应给50Ω的功率。沿着外圈绘制反射因数的角度对于50Ω的放大器的设定输出功率，通过改变负载来设定失配，并且在图中示出了所产生的功率。上图示出了具有非相移耦合器单元的电源系统2的输出功率。可以清楚地看出，不会在图的中心的50Ω点处输出最大功率。在方向上失配的情况下，输出了高得多的功率。这意味着在失配的情况下，功率可以增大。在负载快速变化的情况下，这可能导致不稳定。下图示出了包括90°混合耦合器的电源系统20的输出功率。可以清楚地看出，不会在图的中心的50Ω点处输出最大功率，并且功率随着反射因数的增大而缓慢地减小。在第二个图中，功率减小得慢得多。这可以从线的较宽间距看出。这还使包括90°混合耦合器的电源系统20稳定得多。还可以看出，输出功率几乎不会随着负载角度而发生变化。这意味着如果反射因数的大小保持稳定，那么输出功率仅随着负载角度发生非常小的因数的变化。
图6、图8和图9示出了使用弧度的反射因数的角度以便确保附图中的角度与温度之间清楚的区分。温度以℃为单位给出，但在附图中仅包含单位°。从弧度到度的转换是众所周知的：π/2对应于90°，π对应于180°，3π/2对应于270°，并且2π对应于360°。
Claims (23)
1.一种电源系统(2、20)，所述电源系统(2、20)包括功率转换器(3、30)，所述功率转换器(3、30)产生高频功率信号并且能够连接到负载(6)以为等离子体处理或气体激光器处理供应功率，所述功率转换器(3、30)具有包括第一放大器路径(42)和第二放大器路径(43)的至少一个放大器级(40)，所述第一放大器路径(42)具有放大器(42a)并且所述第二放大器路径(43)具有放大器(43a)，所述第一放大器路径(42)在所述第一放大器路径(42)的输出端处输出第一放大器路径输出信号，并且所述第二放大器路径(43)在所述第二放大器路径(43)的输出端处输出第二放大器路径输出信号，所述第二放大器路径输出信号相对于所述第一放大器路径输出信号具有相位偏移，所述相位偏移不同于0°，具体而言大于0°，并且所述相位偏移不同于180°，具体而言小于180°，所述放大器路径(42、43)连接到相移耦合器单元(47)，所述相移耦合器单元(47)将所述放大器路径(42、43)的输出信号进行耦合以形成高频功率信号，
所述电源系统(2、20)的特征在于：至少一个放大器(42、43a)具有场效应晶体管(60、T1、T2)，所述场效应晶体管(60、T1、T2)被实施为其半导体结构大部分为分层构造的半导体器件(61)，具体而言被实施为具有沟道(71)的平面半导体器件，电流在所述沟道(71)中主要沿横向方向流动，换言之所述电流大体上与所述半导体结构的层平行地流动。
2.根据权利要求1所述的电源系统，其特征在于：所述半导体器件(61)具有第一电源端子(62)和第二电源端子(63)以及控制端子(64)，前述端子(62-64)中的所有端子都被布置在所述半导体器件(61)的第一面上。
3.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：在所述半导体器件(61)的与所述第一面相对的面上提供了电源端子(65)，所述电源端子(65)通过所述半导体器件(61)导电连接到第一导体端子(62)。
4.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述半导体器件在具体而言为漏极端子的电源端子(63)与所述控制端子(64)之间、在面向端子的所述半导体器件(61)的面上具有弱负掺杂的漂移区域(72)。
5.根据权利要求4所述的电源系统，其特征在于：所述漂移区域(72)比位于所述控制端子(62)下方的所述沟道的宽度大。
6.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述放大器(42a、43a)中的放大器，具体而言为每个放大器(42a、43a)，在所述放大器(42a、43a)的输出端处具有输出阻抗，所述输出阻抗与所述耦合器单元(47)的输入阻抗不同。
7.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述放大器(42a、43a)中的放大器，具体而言为每个放大器(42a、43a)，被配置为当被供应所述放大器(42a、43a)的功率的阻抗发生变化时所述放大器的所述输出阻抗发生变化。
8.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述放大器(42a、43a)具有LDMOS晶体管。
9.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：在所述放大器(42a、43a)与所述耦合器单元(47)之间，所述放大器路径(42、43)具有输出网络(45、46)，所述输出网络(45、46)具有至少一个平面电感器，所述至少一个平面电感器经由电介质热耦合和电容性地耦合到地平面，其中冷却剂流过所述地平面。
10.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述耦合器单元(47)具有第一平面电感器和第二平面电感器，所述第一平面电感器和所述第二平面电感器经由电介质热耦合和电容性地耦合到地平面，并且所述第一平面电感器和所述第二平面电感器同时电容性地和电感性地彼此耦合，其中冷却剂流过所述地平面。
11.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述耦合器单元(47)的电感器和所述输出网络(45、46)的电感器至少部分地被布置在电路板的层上。
12.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述耦合器单元(47)的电感器至少部分地被布置在平面中，所述晶体管(60)的所述半导体器件(61)被布置在相同的平面中或被布置在平行的平面中。
13.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述输出网络(45、46)的电感器至少部分地被布置在平面中，所述晶体管(60)的所述半导体器件(61)被布置在相同的平面中或被布置在平行的平面中。
14.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：提供了多个放大器级(40、40a)，所述放大器级(40、40a)的两个放大器路径(42、43)在各种情况下连接到90°混合耦合器，特别是直接连接而没有其它耦合器件连接在所述两个放大器路径(42、43)与所述90°混合耦合器之间。
15.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：提供了可调节电压源(44)，所述可调节电压源(44)连接到所述至少一个放大器(42a、43a)并且向所述至少一个放大器(42a、43a)供应电压。
16.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述放大器(42a、43a)被配置为在所述放大器(42a、43a)的特性曲线的线性范围内以及在饱和状态下转换功率。
17.根据前述权利要求中的任一项所述的电源系统，其特征在于：所述晶体管(60)具有控制输入端(64)，驱动电压经由电容性耗散电路单元连接到所述控制输入端(64)，所述电容性耗散电路单元具有包括并联连接的电阻器的电容性元件。
18.一种使用高频功率来激发等离子体的方法，其中，将模拟信号供应到两个放大器路径(42、43)中的每一个放大器路径，并且通过至少一个放大器(42a、43a)在所述放大器路径(42、43)中将所述模拟信号放大成高频信号，将所述高频信号供应到相移耦合器单元(47)，所述相移耦合器单元(47)以依赖于相位的方式将所述高频功率信号耦合，所述方法的特征在于：借助于场效应晶体管(60)在至少一个放大器(42a、43a)中进行放大，所述场效应晶体管(60)被实施为其半导体结构大部分为分层构造的半导体器件(61)，具体而言被实施为平面半导体器件(61)，其在所述半导体器件中布置有沟道，电流在所述沟道中主要沿横向方向流动，换言之所述电流大体上与所述半导体结构的层平行地流动。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于：能够检测到在负载(6)处反射的功率的反射因数，并且能够基于所检测到的反射因数，具体而言基于所述反射因数的大小，来对电压进行调整。
20.根据前述权利要求18和19中的任一项所述的方法，其特征在于：在所述放大器(42a、43a)的特性曲线的线性范围内以及在饱和状态下操作所述放大器(42a、43a)。
21.根据前述权利要求18至20中的任一项所述的方法，其特征在于：在第一方法步骤中确定所述反射因数的大小，并且能够在第二方法步骤中根据所述反射因数的所述大小来设定所述放大器(42a、43a)的电源电压。
22.根据前述权利要求18至21中的任一项所述的方法，其特征在于：能够根据所述反射因数的所述大小和所反射的功率来设定所述放大器(42a、43a)的所述电源电压。
23.一种高频等离子体设备，其包括等离子体室，在所述等离子体室中布置了至少一个电极，根据权利要求1至17中的任一项所述的电源系统(2、20)连接到所述电极。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |