CN105743343A

CN105743343A - 一种高效率dc-dc型升压转换器

Info

Publication number: CN105743343A
Application number: CN201610172483.2A
Authority: CN
Inventors: 李迪; 柴长春; 李娅妮; 杨银堂
Original assignee: Kunshan Innovation Institute of Xidian University
Current assignee: Kunshan Innovation Institute of Xidian University
Priority date: 2016-03-24
Filing date: 2016-03-24
Publication date: 2016-07-06
Anticipated expiration: 2036-03-24
Also published as: CN105743343B

Abstract

本发明涉及一种高效率DC?DC型升压转换器，其特征在于：包括ARC模块、控制电路模块、带隙基准模块、误差放大器EA、PWM比较器和振荡器OSC；采用固定频率、峰值电流模式的控制方式，设计了短路保护电路，对内部关键模块进行设计，如带隙基准模块、PWM比较器、振荡器等，并在误差放大器的输出端对电路进行了内部补偿。上述技术方案中提供的一种高效率DC?DC型升压转换器，其效率高、频率固定、体积小，并且具备自动轻载模式，可提高轻载时效率，延长电池寿命。

Description

一种高效率DC-DC型升压转换器

技术领域

本发明涉及开关电源设计领域，具体涉及一种高效率DC-DC型升压转换器。

背景技术

随着科技革命的发展，电力电子技术进入了一个飞速发展的时期。电源管理作为电力电子产业的源头，也随之进入了一个快速发展的阶段。目前，电源管理芯片的应用范围已经深入到导航、移动通信和消费电子等诸多领域。随着全球能源危机出现，电能消耗巨大且能源使用效率不高成为人类共同面临的问题，所以为了提升电源系统的转换效率，开关电源应运而生。开关电源是利用电感和电容这些无源元件，通过调节对无源元件充电和放电的时间比例来维持输出电压稳定的一种电源。开关电源一般由脉冲宽度调制控制和功率管组成，通过输出端的反馈信号产生相应的逻辑控制信号，即占空比信号去调节功率管的导通与关断。这种转换方式，由于采用的是无源元件，所以理论上转换器本身是不消耗能量的，效率可以达到很高。随着通信设备以及便携式设备的日趋小型化，我们总是希望产品的待机时间和工作时间更长，以减少我们经常充电带来的不便和困扰，而更高的电源效率显然能帮助我们实现这个愿望，所以提高开关电源的效率、提升开关电源的功率密度成为我们必须面临的问题。提高效率主要是减少开关电源工作时的各种损耗，提高电源利用率。电源芯片的损耗主要是开关管的导通损耗、交叠损耗和栅极驱动损耗、整流二极管导通损耗等，所以要用更优的电路和更好的器件去减少电路的损耗，需要采用同步整流技术、PWM/PSM混合调制模式等。

发明内容

本发明的目的就是提供一种具备自动轻载模式，可提高轻载时效率，体积小、高效率的DC-DC型升压转换器。

为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：

一种高效率DC-DC型升压转换器，包括ARC模块、控制电路模块、带隙基准模块、误差放大器EA、PWM比较器和振荡器OSC；输入电压Vin分别连接ARC模块和启动模块的输入端，启动模块的输出端连接控制电路模块，控制电路模块还连接TSD显示模块；基准参考电压Vref连接误差放大器EA的正极输入端，输出电压反馈信号FB连接误差放大器EA的负极输入端，误差放大器EA的输出端分别连接PWM比较器的负极输入端和负载R的一端，负载R的另一端连接电容C的一端，电容C的另一端接地；振荡器OSC分别连接RAMP模块和控制电路模块，异或门XOR的两输入端分别连接RAMP模块的输出端和电流检测模块的一输出端，异或门XOR的输出端连接PWM比较器的正极输入端，PWM比较器的输出端连接控制电路模块，控制电路模块输出端连接电流检测模块的输入端，电流检测模块的另一输出端与ARC模块的输出端相连接且两者之间的接点分别连接P型二极管MP的源极、开关SW以及N型二极管MN的漏极，外部使能信号端EN连接带隙基准模块；控制电路模块的两输出端分别连接P型二极管MP和N型二极管MN的栅极，P型二极管MP的漏极作为电压输出端Vout，N型二极管MN的源极接地信号GND。

上述技术方案中提供的一种高效率DC-DC型升压转换器，其效率高、频率固定、体积小，并且具备自动轻载模式，可提高轻载时效率，延长电池寿命。

附图说明

图1为本发明的整体结构图；

图2为带隙基准模块电路图；

图3为误差放大器EA电路图；

图4为振荡器OSC电路图；

图5为PWM比较器电路图；

图6为采样电路电路图；

图7为PWM/PSM轻重载切换时的电路波形图；

图8为负载调整率结果图。

具体实施方式

为了使本发明的目的及优点更加清楚明白，以下结合实施例对本发明进行具体说明。应当理解，以下文字仅仅用以描述本发明的一种或几种具体的实施方式，并不对本发明具体请求的保护范围进行严格限定。

本发明提供的高效率DC-DC型升压转换器结构图如图1所示，包括ARC模块、控制电路模块、带隙基准模块、误差放大器EA、PWM比较器和振荡器OSC；输入电压Vin分别连接ARC模块(即图1中的Anti-ringcontool模块)和启动模块的输入端，启动模块的输出端连接控制电路模块，控制电路模块还连接TSD显示模块；基准参考电压Vref连接误差放大器EA的正极输入端，输出电压反馈信号FB连接误差放大器EA的负极输入端，误差放大器EA的输出端分别连接PWM比较器的负极输入端和负载R的一端，负载R的另一端连接电容C的一端，电容C的另一端接地；振荡器OSC分别连接RAMP模块和控制电路模块，异或门XOR的两输入端分别连接RAMP模块的输出端和电流检测模块的一输出端，异或门XOR的输出端连接PWM比较器的正极输入端，PWM比较器的输出端连接控制电路模块，控制电路模块输出端连接电流检测模块的输入端，电流检测模块的另一输出端与ARC模块的输出端相连接且两者之间的接点分别连接P型二极管MP的源极、开关SW以及N型二极管MN的漏极，外部使能信号端EN连接带隙基准模块；控制电路模块的两输出端分别连接P型二极管MP和N型二极管MN的栅极，P型二极管MP的漏极作为电压输出端Vout，N型二极管MN的源极接地信号GND。

带隙基准模块产生零温度系数的带隙基准电压，经电阻分压之后为芯片各模块提供高精度基准电压；产生零温度系数电流，为各个子模块电路提供精准的零温度系数电流；产生过温保护判断信号，当芯片温度超过150℃时关断电路，并在芯片温度低于130℃之后解除过温保护信号。带隙基准模块的电路图如图2所示，采用两级放大结构产生基准电压，包括二极管MP201、MP202、MP203、MP204、MP205、MP206、MP207、MP208、MP209、MP210、MP211、MP212、MN201、MN202、MN203、MN204、MN205、MN206、MN207、MN208、MN209、MN210、MN211，负载R201、R202、R203、R204、R205、R206，晶体管Q201、Q202、Q203、Q204、Q205、Q206，电容C1；负载R206的一端连接输入电压V_IN，负载R206的另一端连接二极管MN211的漏极，外部使能信号端EN连接二极管MN211的栅极，二极管MN211的源极连接二极管MN210的漏极，二极管MN210的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN209的栅极，二极管MN210的源极接地；二极管MP212、MP211、MP210、MP209、MP208、MP207、MP206、MP203、MP204、MP205的源极以及二极管MN204的漏极均分别连接输入电压V_IN，二极管MP212的栅极和漏极短接且连接点分别连接二极管MP210、MP207的栅极，二极管MP212、MP211的漏极还共同接入二极管MN209的漏极，二极管MN209的源极接地；二极管MP211的栅极分六路分别连接二极管MP209、MP208、MP206、MP203、MP204、MP205的栅极，二极管MP208的漏极连接二极管MN206的漏极；二极管MP210、MP209的漏极共同接入二极管MN208的漏极以及二极管MN204的栅极，二极管MN208的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN207的栅极，二极管MN208的源极连接晶体管Q206的发射极，晶体管Q206的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；二极管MN206的栅极连接二极管MN205的栅极，二极管MN206的源极连接二极管MN207的漏极，二极管MN207的源极连接晶体管Q205的发射极，晶体管Q205的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；二极管MP207、MP206的漏极共同接入二极管MN205的漏极，二极管MN205的栅极和漏极短接，二极管MN205的源极连接晶体管Q204的发射极，晶体管Q204的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；二极管MN204的源极连接负载R203的一端，负载R203的另一端分别连接负载R204、R201的一端，负载R204的另一端分别连接晶体管Q201的发射极以及二极管MP202的栅极，晶体管Q201的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；负载R201的另一端分别连接负载R202的一端以及二极管MP201的栅极，负载R202的另一端连接晶体管Q202的发射极，晶体管Q202的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；二极管MP203的漏极分别连接二极管MP201、MP202的源极，二极管MP201、MP202的漏极分别连接二极管MN201、MN202的漏极，二极管MN201的栅极和漏极短接，二极管MN201、MN202的源极分别接地；二极管MP204的漏极连接二极管MN203的漏极，二极管MN204的源极与二极管MP205的漏极共同接入晶体管Q203的发射极，晶体管Q203的基极连接电容C1的一端，电容C1的另一端连接负载R205的一端，负载R205的另一端与二极管MP202的漏极共同接入二极管MN203的栅极，二极管MN203的栅极和晶体管Q203的集电极分别接地；其中二极管MP201、MP202、MP203、MP204、MP205、MP206、MP207、MP208、MP209、MP210、MP211、MP212为P型二极管，二极管MN201、MN202、MN203、MN204、MN205、MN206、MN207、MN208、MN209、MN210、MN211为N型二极管。带隙基准模块采用两级放大结构，由差分输入级和高增益的共源级电路组成，输出级电路采用弥勒补偿，这样可以使电路在保证带宽的基础上得到尽量高的相位裕度。

误差放大器EA主要功能是将输出反馈电压V_FB与0.5V的电压基准进行比较，并对差值进行放大。然后送到PWM比较器，产生占空比信号控制功率管的导通与关断，从而稳定输出电压。该模块中还对EA-out电压进行了箝位，高压箝位是为了限制电感电流，防止电感电流过大，使器件损坏；低压箝位是防止轻载时EA-out电压过低，导致从轻载转换到重载时系统动态响应过慢，提高系统响应速度。图3为误差放大器EA的电路图，包括二极管MP301、MP302、MP303、MP304、MP305、MP306、MN301、MN302、MN303、MN304、MN305、MN306，补偿电阻R301、R302、R303，补偿电容C301；二极管MN306、MP306、MP303、MP305、MP304的源极分别连接输入电压V_IN，二极管MN306的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN305的栅极，二极管MN306的源极接地；二极管MP306的漏极连接二极管MN305的漏极，二极管MN305的源极接地，二极管MP306的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MP305的栅极；二极管MP303的漏极连接二极管MN302的漏极，二极管MP303的栅极连接二极管MP304的栅极，二极管MN302的栅极连接二极管MN301的栅极，二极管MN302的源极接地；二极管MP305的漏极分别连接补偿电阻R302、R303的一端，补偿电阻R302的另一端连接二极管MP301的源极，二极管MP301的漏极连接二极管MN301的漏极，二极管MN301的栅极和漏极短接，二极管MN301的源极接地；补偿电阻R303的另一端连接二极管MP302的源极，二极管MP302的漏极连接二极管MN303的漏极，二极管MN303的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN304的栅极，二极管MN303的源极接地；二极管MP304的漏极分别连接二极管MN304的漏极、补偿电阻R301的一端以及Clamp模块，二极管MN304的源极接地，补偿电阻R301的另一端连接补偿电容C301的一端，补偿电容C301的另一端接地；其中二极管MP301、MP302、MP303、MP304、MP305、MP306为P型二极管，二极管MN301、MN302、MN303、MN304、MN305、MN306为N型二极管。

结合图3，I_BIAS为外加偏置电流源，MP305为尾电流源，为跨导MOS管提供直流偏置，MP301和MP302组成差分输入管，将输入电压转换成输入电流，MN301、MN302、MN303和MN304组成电流镜，将流过MP301和MP302的电流放大3倍，EA-out端口串联的电阻和电容是为了补偿整个环路系统的零极点系统，从而使电路在保持一定带宽的基础上，仍然能够获得足够的相位裕度。Clamp小模块是为了箝位EA-out输出电压值，防止其轻载时过低从而导致系统动态响应过慢；重载时过高而使电感峰值电流过大。由于电路的基准电压较低，所以为了获得尽量小的G_m等效跨导值，尽量大的输出电阻值，从而使电路在增益一定的情况下，主极点尽量小，使系统稳定。该电路可以获得较大的输出阻抗，从而获得比较高的电路增益。

振荡器OSC主要产生1MHz的时钟信号，并通过设定时钟信号的占空比来控制电路的最大占空比，同时产生斜坡补偿电流，增加电流环的稳定性。振荡器OSC的电路图如图4所示，包括二极管MP401、MP402、MP403、MP404、MP405、MP406、MP407、MP408、MP409、MP410、MP411、MP412、MP413、MP414、MN401、MN402、MN403、MN404、MN405、MN406、MN407、MN408、MN409、MN410，反相器INV401、INV402、INV403、INV404、INV405，电容C401、C402以及比较器；二极管MN401、MN404的漏极以及二极管MN405、MN407、MN409的栅极分别与电源电压VCC相连接，二极管MN401的栅极和漏极短接且两者之间的接点分五路分别连接二极管MN402、MN403、MN404、MN406、MN408的栅极，二极管MN401的源极连接二极管MN402的漏极，二极管MN402的源极连接二极管MN403的漏极；二极管MN404的源极连接二极管MN405的漏极；二极管MP401、MP404、MP406、MP408、MP410、MP412的源极分别与电源电压VCC相连接，二极管MP401的漏极连接二极管MP402的源极，二极管MP402的漏极连接二极管MP403的源极；二极管MP404的漏极连接二极管MP405的源极，二极管MP404的栅极连接二极管MP406的栅极且两者之间的接点连接，二极管MP406的漏极连接二极管MP407的源极，二极管MP408的漏极连接二极管MP409的源极，二极管MP410的漏极连接二极管MP411的源极，二极管MP412漏极连接二极管MP413的源极；二极管MP401、MP402、MP403、MP405、MP407、MP409、MP411、MP413的栅极相连接且八者之间的接点与二极管MP403的漏极共同接入二极管MN406的漏极，二极管MN406的源极连接二极管MN407的漏极；二极管MP404、MP406、MP408、MP410、MP412的栅极相连接且五者之间的接点与二极管MP405的漏极共同接入二极管MN408的漏极，二极管MN408的源极连接二极管MN409的漏极；二极管MP407、MP409、MP411的漏极共同接入二极管MP414的源极；二极管MN403、MN405、MN407、MN409、MN410的源极均分别连接电容C401的一端，二极管MP414、MN410的漏极相连接且两者之间的接点与电容C401的另一端以及二极管MP413的漏极共同接入比较器的负极输入端，基准电压V_REF连接比较器的正极输入端，比较器的输出端连接反相器INV401的输入端，反相器INV401的输出端连接反相器INV402的输入端，反相器INV402的输出端连接负载R401的一端，负载R401的另一端与电容C402的一端共同接入反相器INV403的输入端，反相器INV403的输出端与二极管MP414、MN410的栅极共同接入反相器INV404的输入端，反相器INV404的输出端连接反相器INV405的输入端，反相器INV405的输出端输出OSC信号；其中二极管MP401、MP402、MP403、MP404、MP405、MP406、MP407、MP408、MP409、MP410、MP411、MP412、MP413、MP414为P型二极管，二极管MN401、MN402、MN403、MN404、MN405、MN406、MN407、MN408、MN409、MN410为N型二极管。本发明的振荡器OSC采用张弛振荡器，通过周期性的电流源给电容充电和电容直接对地放电产生频率为1MHz的时钟信号，当V_T为低电压时，MP414管导通，电流对电容进行充电，V_RAMP电压以固定斜率上升，当V_RAMP>V_REF时,比较器的输出逐渐降低，最终导致V_T由低电平翻转为高电平；当V_T为高电平，MN410打开，V_RAMP电压很快放电到低电平，从而比较器的输出开始升高，最终导致V_T由高电平翻转为低电平，V_RAMP重新开始上升，循环上述过程。

PWM比较器的电路图如图5所示，包括二极管MP501、MP502、MP503、MP504、MP505、MN501、MN502、MN503、MN504、MN505；二极管MN504、MP505、MO503、MP504分别连接输入电压V_IN，二极管MN504的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN505的栅极，二极管MN504的源极接地；二极管MP505的栅极连接二极管MP503的栅极，二极管MP505的栅极和漏极短接且两者之间的连接点接入二极管MP504的栅极，二极管MP505的漏极连接二极管MN505的漏极，二极管MN505的源极接地；二极管MP503的漏极分别连接二极管MP501、MP502的源极，二极管MP501的栅极作为PWM比较器的负极输入端，二极管MP501的漏极连接二极管MN501的漏极，二极管MN501的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN502的栅极，二极管MN501的源极接地；二极管MP502的栅极作为PWM比较器的正极输入端，二极管MP501的漏极分别连接二极管MN501的漏极以及二极管MN503的栅极，二极管MN502的源极接地；二极管MP504、MN503的漏极相连接且两者之间的接点作为PWM比较器输出端OUT，二极管MN503的源极接地；其中二极管MP501、MP502、MP503、MP504、MP505为P型二极管，二极管MN501、MN502、MN503、MN504、MN505为N型二极管。在该两级比较器电路中，MP501和MP502为差分输入对管，MP503提供尾电流源，MN501和MN502组成电流镜，这是比较器的第一级；MN503和MP504构成比较器的第二级。

电流采样即逐周期的对电感电流进按一定比例进行采样，并将采样信号和斜坡补偿信号叠加后作为PWM比较器的一个输入信号，与EA-out值进行比较，从而快速响应，对主开关管进行操作，保证电感电流在安全范围以内。电流采样电路是DC-DC开关电源系统中一个常见的模块，尤其对于峰值电流控制模式的Boost拓扑结构而言，电感电流采样的精度和速度显得尤为重要，其核心思想就是在每个开关周期中，当功率管打开时，电感开始由输入电压进行充电，电感电流开始上升，开始进行电感电流采样。当达到限流的峰值时，逻辑信号翻转，功率管关断，电感开始放电，此时不再采样电感电流。图6为采样电路的电路图，电路中M_p管表示功率管，SW601表示该点是Boost型DC-DC拓扑结构的开关节点，V_T是栅极逻辑控制信号，从电路图中可以看出，功率管M_p与MN603和MN604两个采样管是保持同步的，即功率管打开时，电路开始采样；功率管关断时，电路停止采样。通过调节采样管与功率管宽长比的比值，就可以实现比较精确的采样，并且损耗较小，对电路的整体工作效率影响不大。

另外，在电路中电感峰值电流是电感很重要的一个指标，根据峰值电流与平均电流的关系以及伏秒平衡原理可得到，在输出功率一定的情况下，输入电压越低，峰值电感电流越大，即需要在最小输入电压下设计电路。

电感作为Boost电路中一个重要的储能元件，增大电感可以降低电感电流纹波、增强带载能力，但会导致成本和体积的增大。保证工作在连续导通模式下的最小平均电感电流由下式给出：I_{min_avg}＝ΔI/2，计算L值以便满足等式。为了解出上式，会用ΔI_L(+)或者ΔI_L(-)的关系式来求解它。同时需要指出的是，ΔI_L是与输出电流值没有关系的。这里使用的是ΔI_L(+)，即电感电流上升时的变化量。对于升压功率级电路当占空比为二分之一时，ΔI_L最大。

代入并解出电感最小值L_min：L_min≥(V_oTs)/(16I_o)，对于负载电流高于临界电流值I_O，使用计算得到的电感值就可以保证系统工作在连续导通模式。

对于电感电流连续导通模式，输出电容的选择与负载电流、系统开关频率、占空比和最大输出电压纹波四个量有关。假定所有的输出电压纹波是由于电容器的电容值，即不考虑电容的等效串联电阻，保证C≥(I_o(max)×D_max)/(f×ΔV_o)；其中，I_O(max)是最大输出电流，D_max是最大占空比，f是开关电源的工作频率，ΔV_O表示输出电压纹波。

对于同步升压型DC-DC转换器而言，损耗主要是由功率管产生的，还有很小的一部分来自于电感和电容的寄生电阻等。功率管的损耗有三方面：导通损耗、栅极充放电损耗和开关损耗。

功率管的导通损耗即功率管导通时，将其等效成一个电阻，电感电流流经电阻产生的热损耗。在这里需要注意的一个问题就是导通损耗只与开关电源的占空比有关，而与开关电源的工作频率是无关的，这是一个比较容易混淆的地方，即假设开关电源系统的占空比为0.5，那么在1s的时间内功率管的导通时间之和就是0.5s，无论系统的频率是多大，开关周期是多少。在功率管的选择过程中，就是在要满足电流、电压要求的情况下，实现功率管的损耗最小，从而使转换效率最高。但是通过以上三种损耗的分析，增大管子的尺寸能够降低功率管的通态电阻从而使导通损耗降低，但同时由于栅极寄生电容增加，功率管的驱动损耗会增大，并且如果假定栅极驱动电流不变，则功率管开关的交叠时间也会增大，从而使开关损耗也增大，所以对功率管的尺寸要折中考虑；另外对于工作频率，增大系统的工作频率显然能降低外围电感和电容的大小，但同时也会增大功率管的驱动损耗和开关损耗，所以对系统的工作频率也要折中考虑。对于电感和电容的寄生电阻所产生的热损耗，在选择外围器件时，要选择等效串联电阻尽量小的电感和电容，从而降低这一损耗。

另外，本发明还加入电路短路保护功能及电路的重启功能和PWM/PSM轻重载自动切换功能。加入了短路保护的功能，一定程度上解决了Boost型DC-DC本身存在的短路保护的困难。该芯片能够在电路启动阶段屏蔽对短路故障的判断，从而防止误判。正常工作阶段一旦发现短路能及时关断电路并在休眠一段时间后自动重启，再次检测短路故障是否消除。集成了PWM/PSM转换电路，能根据负载的轻重自动切换电路的工作模式，从而实现电路的最大效率，另外由于芯片内部大部分模块采用较低的输入电压供电，降低芯片本身的功耗，延长电池的使用寿命。

短路保护功能及电路的重启功能如下：当电路完成正常启动之后发生短路，电路将自动进入短路保护状态，切断输入与输出之间的通路，并且进入电路的自动检测状态，在休眠一段时间后电路将重新启动，以检测短路故障是否解除，如若解除电路将进入正常工作状态，如若短路故障依然存在，电路将继续休眠一段时间，重复上述过程。

PWM/PSM轻重载自动切换功能如下：重载时，PWM控制方式能获得较高的效率。轻载时，芯片的主要损耗是功率管的开关损耗，如果继续保持频率不变，势必会降低效率。而开关频率与开关损耗是成正比的，因此为了实现高效率，当电路进入轻载模式时就降低芯片工作频率，即让开关管导通几个周期后连续关断一段时间，使得功率管的等效开关频率下降。具体电路实现：当负载电流小于100mA时，输出电压变大，V_FB变大，使得EA-out输出电压降低。当EA-out输出电压低于PFM比较器设定的低触发点时，PFM比较器输出逻辑控制信号关断功率管、PWM比较器和电流采样模块。这时负载靠输出电容供电，输出电压变小，V_FB变小，EA-out开始上升，直到触发PFM比较器的高触发点时，PFM比较器输出逻辑控制信号让功率管、PWM比较器和电流采样模块正常工作。

图7所示为PWM/PSM轻重载切换时的电路波形图，从上到下依次为输出电压波形、电感电流波形和负载电流波形。设置负载电流100mA为电路轻载、重载模式的临界值，所以当负载为60mA时电路工作在PSM模式，当负载为1A时，电路工作在PWM模式，仿真中是将输出负载由60mA转换到1A，再由1A转换到60mA，观察输出电压波形和电感电流波形。由轻载转到重载时，输出电压由5V降到4.8V；由重载转到轻载时，输出电压由5V升到5.25V，说明系统的动态响应能力是足够的。

图8为负载调整率仿真结果图，从上到下依次为负载电流波形、输出电压波形和电感电流波形。当负载由150mA跳变为1A时，输出电压由5V跳变到4.7V，ΔV_O为0.3V；当负载电流由1A跳变到150mA时，输出电压由5V跳变到5.4V，ΔV_O为0.4V，带入公式计算可得，负载调整率为9.4％/A，即在系统稳定工作的前提下，输出电压为5V时，负载电流突然有1A的波动量时，输出电压的变化量为0.47V。本芯片的最大输出电流限制为1A，9.4％/A的负载调整率可以满足系统的动态要求。

本发明所述的高效率DC-DC型升压转换器是在上华的b5212CSMC0.25μmBCD5V工艺基础上设计的DC-DC型升压转换器PT1313，在输出电压5V时，最大输出电流能达到1A，进一步满足快速充电的市场需求，除驱动模块用输出电压供电之外，其余模块均采用输入电压供电，并且芯片具备轻重载的自动切换功能，从而使整个芯片具有较高的效率；同时采用固定频率、峰值电流模式的控制方式，从而使系统的瞬态响应更快，环路带宽更宽；另外还设计了短路保护电路，在电路发生短路后具有周期性探测和重启的功能，从而使芯片在短路故障解除以后能够自动重启，使芯片更加智能化。

总之本发明提供的一种高效率DC-DC型升压转换器，采用同步整流技术、PWM/PSM混合调制模式等，并优化带隙基准模块、误差放大器EA、PWM比较器等关键模块的电路，其效率高、频率固定、体积小，具备自动轻载模式，可提高轻载时效率，延长电池寿命。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在获知本发明中记载内容后，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对其作出若干同等变换和替代，这些同等变换和替代也应视为属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种高效率DC-DC型升压转换器，其特征在于：包括ARC模块、控制电路模块、带隙基准模块、误差放大器EA、PWM比较器和振荡器OSC；输入电压Vin分别连接ARC模块和启动模块的输入端，启动模块的输出端连接控制电路模块，控制电路模块还连接TSD显示模块；基准参考电压Vref连接误差放大器EA的正极输入端，输出电压反馈信号FB连接误差放大器EA的负极输入端，误差放大器EA的输出端分别连接PWM比较器的负极输入端和负载R的一端，负载R的另一端连接电容C的一端，电容C的另一端接地；振荡器OSC分别连接RAMP模块和控制电路模块，异或门XOR的两输入端分别连接RAMP模块的输出端和电流检测模块的一输出端，异或门XOR的输出端连接PWM比较器的正极输入端，PWM比较器的输出端连接控制电路模块，控制电路模块输出端连接电流检测模块的输入端，电流检测模块的另一输出端与ARC模块的输出端相连接且两者之间的接点分别连接P型二极管MP的源极、开关SW以及N型二极管MN的漏极，外部使能信号端EN连接带隙基准模块；控制电路模块的两输出端分别连接P型二极管MP和N型二极管MN的栅极，P型二极管MP的漏极作为电压输出端Vout，N型二极管MN的源极接地信号GND。

2.根据权利要求1所述的一种高效率DC-DC型升压转换器，其特征在于：所述的带隙基准模块采用两级放大结构产生基准电压，包括二极管MP201、MP202、MP203、MP204、MP205、MP206、MP207、MP208、MP209、MP210、MP211、MP212、MN201、MN202、MN203、MN204、MN205、MN206、MN207、MN208、MN209、MN210、MN211，负载R201、R202、R203、R204、R205、R206，晶体管Q201、Q202、Q203、Q204、Q205、Q206，电容C1；负载R206的一端连接输入电压V_IN，负载R206的另一端连接二极管MN211的漏极，外部使能信号端EN连接二极管MN211的栅极，二极管MN211的源极连接二极管MN210的漏极，二极管MN210的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN209的栅极，二极管MN210的源极接地；二极管MP212、MP211、MP210、MP209、MP208、MP207、MP206、MP203、MP204、MP205的源极以及二极管MN204的漏极均分别连接输入电压V_IN，二极管MP212的栅极和漏极短接且连接点分别连接二极管MP210、MP207的栅极，二极管MP212、MP211的漏极还共同接入二极管MN209的漏极，二极管MN209的源极接地；二极管MP211的栅极分六路分别连接二极管MP209、MP208、MP206、MP203、MP204、MP205的栅极，二极管MP208的漏极连接二极管MN206的漏极；二极管MP210、MP209的漏极共同接入二极管MN208的漏极以及二极管MN204的栅极，二极管MN208的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN207的栅极，二极管MN208的源极连接晶体管Q206的发射极，晶体管Q206的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；二极管MN206的栅极连接二极管MN205的栅极，二极管MN206的源极连接二极管MN207的漏极，二极管MN207的源极连接晶体管Q205的发射极，晶体管Q205的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；二极管MP207、MP206的漏极共同接入二极管MN205的漏极，二极管MN205的栅极和漏极短接，二极管MN205的源极连接晶体管Q204的发射极，晶体管Q204的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；二极管MN204的源极连接负载R203的一端，负载R203的另一端分别连接负载R204、R201的一端，负载R204的另一端分别连接晶体管Q201的发射极以及二极管MP202的栅极，晶体管Q201的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；负载R201的另一端分别连接负载R202的一端以及二极管MP201的栅极，负载R202的另一端连接晶体管Q202的发射极，晶体管Q202的集电极和基极短接且两者之间的连接点接地；二极管MP203的漏极分别连接二极管MP201、MP202的源极，二极管MP201、MP202的漏极分别连接二极管MN201、MN202的漏极，二极管MN201的栅极和漏极短接，二极管MN201、MN202的源极分别接地；二极管MP204的漏极连接二极管MN203的漏极，二极管MN204的源极与二极管MP205的漏极共同接入晶体管Q203的发射极，晶体管Q203的基极连接电容C1的一端，电容C1的另一端连接负载R205的一端，负载R205的另一端与二极管MP202的漏极共同接入二极管MN203的栅极，二极管MN203的栅极和晶体管Q203的集电极分别接地；其中二极管MP201、MP202、MP203、MP204、MP205、MP206、MP207、MP208、MP209、MP210、MP211、MP212为P型二极管，二极管MN201、MN202、MN203、MN204、MN205、MN206、MN207、MN208、MN209、MN210、MN211为N型二极管。

3.根据权利要求1所述的一种高效率DC-DC型升压转换器，其特征在于：所述的误差放大器EA包括二极管MP301、MP302、MP303、MP304、MP305、MP306、MN301、MN302、MN303、MN304、MN305、MN306，补偿电阻R301、R302、R303，补偿电容C301；二极管MN306、MP306、MP303、MP305、MP304的源极分别连接输入电压V_IN，二极管MN306的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN305的栅极，二极管MN306的源极接地；二极管MP306的漏极连接二极管MN305的漏极，二极管MN305的源极接地，二极管MP306的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MP305的栅极；二极管MP303的漏极连接二极管MN302的漏极，二极管MP303的栅极连接二极管MP304的栅极，二极管MN302的栅极连接二极管MN301的栅极，二极管MN302的源极接地；二极管MP305的漏极分别连接补偿电阻R302、R303的一端，补偿电阻R302的另一端连接二极管MP301的源极，二极管MP301的漏极连接二极管MN301的漏极，二极管MN301的栅极和漏极短接，二极管MN301的源极接地；补偿电阻R303的另一端连接二极管MP302的源极，二极管MP302的漏极连接二极管MN303的漏极，二极管MN303的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN304的栅极，二极管MN303的源极接地；二极管MP304的漏极分别连接二极管MN304的漏极、补偿电阻R301的一端以及Clamp模块，二极管MN304的源极接地，补偿电阻R301的另一端连接补偿电容C301的一端，补偿电容C301的另一端接地；其中二极管MP301、MP302、MP303、MP304、MP305、MP306为P型二极管，二极管MN301、MN302、MN303、MN304、MN305、MN306为N型二极管。

4.根据权利要求1所述的一种高效率DC-DC型升压转换器，其特征在于：所述的振荡器OSC包括二极管MP401、MP402、MP403、MP404、MP405、MP406、MP407、MP408、MP409、MP410、MP411、MP412、MP413、MP414、MN401、MN402、MN403、MN404、MN405、MN406、MN407、MN408、MN409、MN410，反相器INV401、INV402、INV403、INV404、INV405，电容C401、C402以及比较器；二极管MN401、MN404的漏极以及二极管MN405、MN407、MN409的栅极分别与电源电压VCC相连接，二极管MN401的栅极和漏极短接且两者之间的接点分五路分别连接二极管MN402、MN403、MN404、MN406、MN408的栅极，二极管MN401的源极连接二极管MN402的漏极，二极管MN402的源极连接二极管MN403的漏极；二极管MN404的源极连接二极管MN405的漏极；二极管MP401、MP404、MP406、MP408、MP410、MP412的源极分别与电源电压VCC相连接，二极管MP401的漏极连接二极管MP402的源极，二极管MP402的漏极连接二极管MP403的源极；二极管MP404的漏极连接二极管MP405的源极，二极管MP404的栅极连接二极管MP406的栅极且两者之间的接点连接，二极管MP406的漏极连接二极管MP407的源极，二极管MP408的漏极连接二极管MP409的源极，二极管MP410的漏极连接二极管MP411的源极，二极管MP412漏极连接二极管MP413的源极；二极管MP401、MP402、MP403、MP405、MP407、MP409、MP411、MP413的栅极相连接且八者之间的接点与二极管MP403的漏极共同接入二极管MN406的漏极，二极管MN406的源极连接二极管MN407的漏极；二极管MP404、MP406、MP408、MP410、MP412的栅极相连接且五者之间的接点与二极管MP405的漏极共同接入二极管MN408的漏极，二极管MN408的源极连接二极管MN409的漏极；二极管MP407、MP409、MP411的漏极共同接入二极管MP414的源极；二极管MN403、MN405、MN407、MN409、MN410的源极均分别连接电容C401的一端，二极管MP414、MN410的漏极相连接且两者之间的接点与电容C401的另一端以及二极管MP413的漏极共同接入比较器的负极输入端，基准电压VREF连接比较器的正极输入端，比较器的输出端连接反相器INV401的输入端，反相器INV401的输出端连接反相器INV402的输入端，反相器INV402的输出端连接负载R401的一端，负载R401的另一端与电容C402的一端共同接入反相器INV403的输入端，反相器INV403的输出端与二极管MP414、MN410的栅极共同接入反相器INV404的输入端，反相器INV404的输出端连接反相器INV405的输入端，反相器INV405的输出端输出OSC信号；其中二极管MP401、MP402、MP403、MP404、MP405、MP406、MP407、MP408、MP409、MP410、MP411、MP412、MP413、MP414为P型二极管，二极管MN401、MN402、MN403、MN404、MN405、MN406、MN407、MN408、MN409、MN410为N型二极管。

5.根据权利要求1所述的一种高效率DC-DC型升压转换器，其特征在于：所述的PWM比较器包括二极管MP501、MP502、MP503、MP504、MP505、MN501、MN502、MN503、MN504、MN505；二极管MN504、MP505、MO503、MP504分别连接输入电压V_IN，二极管MN504的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN505的栅极，二极管MN504的源极接地；二极管MP505的栅极连接二极管MP503的栅极，二极管MP505的栅极和漏极短接且两者之间的连接点接入二极管MP504的栅极，二极管MP505的漏极连接二极管MN505的漏极，二极管MN505的源极接地；二极管MP503的漏极分别连接二极管MP501、MP502的源极，二极管MP501的栅极作为PWM比较器的负极输入端，二极管MP501的漏极连接二极管MN501的漏极，二极管MN501的栅极和漏极短接且栅极连接二极管MN502的栅极，二极管MN501的源极接地；二极管MP502的栅极作为PWM比较器的正极输入端，二极管MP501的漏极分别连接二极管MN501的漏极以及二极管MN503的栅极，二极管MN502的源极接地；二极管MP504、MN503的漏极相连接且两者之间的接点作为PWM比较器输出端OUT，二极管MN503的源极接地；其中二极管MP501、MP502、MP503、MP504、MP505为P型二极管，二极管MN501、MN502、MN503、MN504、MN505为N型二极管。