CN105656234A - 永磁体马达、位置估计装置和马达驱动控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种永磁体马达，其包括：转子，所述转子包括旋转轴和在外围上的多个磁化转子磁体，所述转子磁体被磁化以交替地形成N极和S极；第一和第二环形爪极单元，其内周界面对转子磁体,第一和第二环形爪极单元包括沿着内周界的多个第一和第二爪极，第一和第二爪极彼此紧邻并且在旋转轴的向上轴向和向下轴向上交替地延伸，第一和第二爪极的底侧形成环形。第一开口部分形成在第一环形爪极单元的第一连结表面中，以便于连结到第二环形爪极单元，并且第二开口部分形成在第二环形爪极单元的第二连结表面中，以便于连结到第一环形爪极单元。

Description

永磁体马达、位置估计装置和马达驱动控制装置

技术领域

本发明涉及永磁体马达、位置估计装置和马达驱动控制装置。

背景技术

按照惯例，不消耗磁场能量的永磁体马达被广泛地用作为高效马达(专利文件1)。该永磁体马达，特别是永磁体被嵌入转子内的内永磁体(IPM)马达，具有被称为凸极效应的性质(特性)，其中线圈电感根据转子的角度而变化。由于凸极性质，不仅能够使用由于永磁体的磁通量产生的磁力扭矩还能使用由于凸极性质产生的磁阻扭矩的IPM马达是高效的并且具有广泛的运用速度范围，因此，目前IPM马达的应用范围在扩大。

此外，IPM马达也被用于无传感器角度估计，其中不使用旋转传感器而是通过使用凸极性质估计转子角度。

[引用列表]

[专利文件]

[专利文件1]日本专利申请公开第2014-99996号

发明内容

本发明是鉴于上述情况而提出的。本发明的目的是扩大凸极性质。

本发明提供一种永磁体马达，其包括：转子，其被配置为包括旋转轴和在外围上的多个磁化转子磁体，所述转子磁体被磁化以交替地形成N极和S极；第一环形爪极单元，其内周界面对转子磁体，所述第一环形爪极单元被配置为沿内周界包括多个第一爪极，第一爪极彼此紧邻并且在旋转轴的向上轴向和旋转轴的向下轴向上交替地延伸，第一爪极的底侧形成环形；第二环形爪极单元，其内周界面对转子磁体，所述第二环形爪极单元被配置为沿内周界包括多个第二爪极，第二爪极彼此紧邻并且在旋转轴的向上轴向和旋转轴的向下轴向上交替地延伸，第二爪极的底侧形成环形；第一开口部分，其形成在第一环形爪极单元的第一连结表面中，以便连结到第二环形爪极单元；以及第二开口部分，其形成在第二环形爪极单元的第二连结表面中，以便连结到第一环形爪极单元。

本发明能够扩大凸极性质。

附图说明

图1是说明马达驱动控制装置的示图；

图2是说明步进马达的结构的示例的示图；

图3是说明步进马达的横截面的示例的示图；

图4是说明马达的线圈电感与转子之间关系的示例的示图；

图5是根据第一实施例说明步进马达的导体的示图；

图6是根据第一实施例说明自感和互感的示图；

图7是根据第一实施例说明步进马达中的相对导磁率分布的示图；

图8是说明位置反馈控制单元的示图；

图9是说明d轴电流控制单元的示图；

图10是说明q轴电流控制单元的示图；

图11是说明矢量旋转单元的运算概念的第一示图；

图12是说明矢量旋转单元的运算概念的第二示图；

图13是说明另一矢量旋转单元的运算概念的示图；

图14是说明位置估计单元的示图；

图15是说明q轴电流矢量的示例和估计位置误差th_err的信号波形的示图；

图16是说明位置反馈控制单元的另一示例的示图；

图17是根据第二实施例说明步进马达的导体的示图；

图18是根据第二实施例说明自感和互感的示图；

图19是说明步进马达的导体的示图；

图20是根据第三实施例说明步进马达的导体的示图；

图21是根据第三实施例说明自感和互感的示图；

图22是根据第三实施例说明步进马达中的相对导磁率分布的示图；

图23是根据第三实施例说明内磁轭中的相对导磁率分布的示图；

图24是根据第四实施例说明步进马达的导体的示图；

图25是根据第四实施例说明自感和互感的示图；

图26是根据第四实施例说明内磁轭中的相对导磁率分布的示图；

图27是说明第四实施例的第一改进示例的示图；

图28是说明第四实施例的第二改进示例的示图；

图29是根据第五实施例说明步进马达的内磁轭、自感和互感的示图；

图30是根据第五实施例说明步进马达的内磁轭的示图；

图31是根据第六实施例说明步进马达的导体的示图；

图32是根据第六实施例说明自感和互感的示图；

图33是根据第六实施例说明内磁轭中的相对导磁率分布的示图；

图34是根据第七实施例说明步进马达的导体的示图；

图35是根据第七实施例说明自感和互感的示图；以及

图36是说明一些实施例的互感和齿槽转矩的示图；

具体实施方式

(第一实施例)

在下文中，将参考附图描述第一实施例。图1是说明马达驱动控制装置100的示图。

图1中所示的马达驱动控制装置100控制步进马达10的驱动。根据当前实施例的步进马达(STM)10通过例如分别给A相和B相的励磁线圈提供具有大约90度的相位差的交流电而促使由永磁体制成的转子旋转。此外，步进马达10(此后简称为“马达10”)具有凸极(salientpole)性质。凸极性质是马达线圈电感根据转子位置而变化的性质。

在当前实施例中，马达10使用如下性质，即A相线圈的自感和B相线圈的自感是转子角度的函数并且正弦式地变化。

此外，本发明的发明人已经注意到这一事实：当使得A相线圈和B相线圈之间的互感的凸极性质的程度与A相线圈和B相线圈的自感的凸极性质的程度大约相同时，用于执行转子的位置估计的估计位置误差以稳定方式发生。

也就是说，在本发明的马达10中，A相线圈和B相线圈之间的互感的凸极性质的程度被设定为与A相线圈和B相线圈的自感的凸极性质的程度大约相同。马达10的细节将在后面描述。

马达驱动控制装置100包括位置反馈控制单元101、d轴电流控制单元102、q轴电流控制单元103、位置估计单元104、加法器105、矢量旋转单元106和107、高频发生器108、放大单元109和110以及电流传感器111和112。应当注意，电流传感器111和112可以在马达驱动控制装置100的外部。

马达驱动控制装置100为马达10提供用于驱动马达10的驱动电流，该驱动电流被叠加由高频发生单元108生成的高频分量。此外，通过使用位置估计单元104，马达驱动控制装置100根据由电流传感器111和112检测的高频分量的响应信号来估计马达10的转子的位置。

因此，在当前实施例中，即使在例如提供给马达10的驱动电流极小的情况下，高频分量的响应信号也会被检测到，并且可以基于响应信号来估计转子的位置。

因此，即使在例如马达10的旋转停止的情况下或转速低的情况下，根据当前实施例的马达驱动控制装置100也可以通过使用闭环控制而无需使用传感器诸如用于检测转子位置的编码器来估计转子位置。

根据当前实施例的位置反馈控制单元101比较目标位置指令值“th_t”与指示估计的转子当前位置的位置信息“th_est”，并且根据比较结果输出驱动电流的幅值目标值“idt”和“iqt”。在当前实施例中，通过进行上述运算，驱动电流的幅值被控制，以使得目标位置指令值th_t和位置信息th_est相同，并且转子位置被控制。

在目标位置指令值th_t在单位时间内以某一量增大或减小的情况下，位置信息th_est也被控制在单位时间内以某一量增大或减小。因此，根据当前实施例，马达10的转子保持恒定转速。此外，在目标位置指令值th_t被固定到定值的情况下，位置信息th_est也被控制为固定或保持当前位置。

根据当前实施例的d轴电流控制单元102输出d轴驱动电压“Vd”，以使得由矢量旋转单元107检测的d轴电流矢量“id”与d轴驱动电流的幅值目标值“idt”一致。根据当前实施例，q轴电流控制单元103输出q轴驱动电压“Vq”，以使得由矢量旋转单元107检测的q轴电流矢量“iq”与q轴驱动电流的幅值目标值“iqt”一致。优选的是，d轴电流控制单元102和q轴电流控制单元103是例如执行比例积分控制的比例积分控制装置。

根据当前实施例的位置估计单元104基于叠加在q轴电流上的高频分量估计马达10的转子的位置(电气角度)和速度，并且输出指示转子的估计位置的位置信息(角度)“th_est”和指示转子的估计转速的速度信息“w_est”。位置估计单元104的细节将在后面描述。

根据当前实施例的加法器105将d轴驱动电压“Vd”和高频信号“Vh”相加。在当前实施例中，假设高频信号Vh的频率足够高于转子的转速与磁极对的数量的乘积(马达线圈的驱动频率)。高频信号Vh的频率的细节将在后面描述。

根据当前实施例的矢量旋转单元106以位置信息(角度)“th_est”旋转d轴驱动电压“Vd”和q轴驱动电压“Vq”，并且输出A相驱动电压矢量“Va”和B相驱动电压矢量“Vb”。以下的方程1是由矢量旋转单元106使用的算术表达式。

[公式1]

$\left(\begin{array}{c}Va\\ Vb\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}cos\left(th\right)& -sin\left(th\right)\\ sin\left(th\right)& \cos \left(th\right)\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}Vd\\ Vq\end{array}\right]$ 方程1

驱动电压“Vd”与“Vq”是d轴电流控制单元102和q轴电流控制单元103的输出驱动电压，它们是接近直流电流的信号。在当前实施例中，因为接近直流电流的信号被旋转对应于转子角度的角度“th_est”，所以驱动电压矢量Va和Vb是交流信号。

根据当前实施例的矢量旋转单元107以角度“th_est”旋转在A相中检测到的检测电流矢量“ia”和在B相中检测到的检测电流矢量“ib”，并且输出d轴电流矢量“id”和q轴电流矢量“iq”。以下方程2是由矢量旋转单元107使用的算术表达式。

[公式2]

$\left(\begin{array}{c}id\\ iq\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}cos\left(th\right)& sin\left(th\right)\\ -sin\left(th\right)& \cos \left(th\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}ia\\ ia\end{array}\right)$ 方程2

矢量旋转单元106和107具有彼此相反的矢量旋转方向。检测电流矢量“ia”和“ib”对应于线圈电流并且是交流信号，其中该交流信号具有转子转速乘以磁极对的数量的频率。在当前实施例中，因为交流信号“ia”和“ib”被旋转对应于转子角度的角度“th_est”，所以d轴电流矢量“id”和q轴电流矢量“iq”是接近直流电流的信号。

根据当前实施例的高频发生单元108生成并且输出将被叠加在驱动电压上的高频信号“Vh”。假设高频信号Vh具有固定频率，该固定频率足够高于转子的转速和磁极对的数量的乘积(马达线圈的驱动频率)。

如上所述，在当前实施例中，通过生成高频信号“Vh”，位置估计单元104分离驱动信号(驱动电流)和高频分量的响应信号变得更容易，并且转子位置的估计精度可以被提高。此外，在当前实施例中，因为可以通过生成高频信号“Vh”来降低马达10的机械响应，所以用于控制转子的位置和速度的冲击可以被降低。

此外，在当前实施例中，如果使得高频信号“Vh”的频率高于人类可听范围，则令人不愉快的听觉噪音可以被降低。高频信号“Vh”的波形可以是正弦波、方波或任何其他信号，只要它是周期性的即可。

根据当前实施例的放大单元109将A相驱动电压矢量“Va”转换成实际应用于包括在马达10中的线圈的电压(图1中的电压“A+”和电压“A-”)。此外，放大单元110将B相驱动电压矢量“Vb”转换成实际应用于包括在马达10中的线圈的电压(图1中的电压“B+”和电压“B-”)。电压“A+”与电压“A-”是具有彼此相反相位的信号，并且电压“B+”与电压“B-”也是具有彼此相反相位的信号。具体地，可以通过线性功率放大器、已知的脉冲宽度调制(PWM)逆变器电路等实现放大单元109和110。

根据当前实施例的电流传感器111检测A相线圈电流并且输出检测电流矢量“ia”。此外，根据当前实施例的电流传感器112检测B相线圈电流并且输出检测电流矢量“ib”。例如，电流传感器111和112可以通过以下配置来实现，即其中低电阻元件被串联插入到线圈驱动线内或放大单元109和110的总线内，并且差分放大被应用于低电阻元件的两端，或者可以使用磁性传感器例如霍尔元件。

下一步，将描述根据当前实施例的马达10。图2是说明步进马达10的结构的示例的示图。

根据当前实施例的马达10包括A相线圈(电枢线圈)11、B相线圈(电枢线圈)12和转子20。在马达10中，A相线圈11包括A+端子和A-端子，作为A相线圈端子13。B相线圈12包括B+端子和B-端子，作为B相线圈端子14。A相线圈11和B相线圈12不被连接并且被独立地设置。在根据当前实施例的转子20中，永磁体被设置在周界上，或者周界被磁化。

在马达10中，A相线圈11和B相线圈12以如下方式设置，即它们均具有相对于由转子20的永磁体生成的磁通量方向成90度的关系。在马达10中，通过将具有90度移相的交流电流提供给A相线圈11和B相线圈12，转子20被旋转。此外，在马达10中，当提供给A相线圈11和B相线圈12的交流电流的相位被固定到某些相位时，转子20被保持在磁性平衡的位置。

图3是根据当前实施例说明步进马达的横截面的示例的示图。在图3所示的示例中，转子20被磁化以形成多个磁极。

转子20具有柱形形状，并且柱形表面被磁化以形成交替地具有N极和S极的永磁体。A相线圈11以环状方式缠绕在转子20的周界外侧。A相线圈端子13被从A相线圈11中取出。

A相线圈11被导体(环形爪极(claw-pole)单元)21围绕。导体21被设置成围绕A相线圈11。在导体21的内直径中(至面向转子20的一侧)，爪形传导构件从一个方向(在图中从上部方向)伸出，其被称为感应器(爪极)23。爪极23的节距与转子20的磁极对的节距相同。根据线圈电流方向，所有爪极23形成N极磁芯或S极磁芯。

类似地，爪极24从A相线圈11的另一个方向(在图中从下部方向)伸出以形成磁芯，该磁芯的极性与从上部方向伸出的爪极23相反。应当注意，虽然在图3中表明爪极23和24在B相线圈12中形成，但是爪极23和24也在A相线圈11中形成。在下面的描述中，A相线圈11的爪极被称为爪极23A和24A，而B相线圈12的爪极被称为爪极23B和24B。

B相线圈12的B相线圈端子14与A相线圈11的A相线圈端子13相同。B相线圈12被导体22围绕。在导体22中，与导体21类似，形成从上部方向伸出的爪极23B和从下部方向伸出的爪极24B。

在当前实施例中，A相中的爪极23A和24A被设置为从B相中的爪极23B和24B移位90度，其中假设转子20的磁极对的一圈对应360度(所谓电气角度)。通过上述安排，图3中示出的马达10具有如下配置，即该配置包括相当于图2中示出的A相线圈11和B相线圈12的两相线圈和被磁化形成多个磁极的转子。

图4是说明马达的线圈电感与转子之间的关系的示例的示图。在图4中，水平轴是由电气角度指示的转子20的相位。在此，电气角度的单位是度。电气角度与转子20的机械角度之间的关系如以下方程3所示。

电气角度＝转子的机械角度*磁极对的数量(方程3)

在图4中，垂直轴是线圈电感，其单位是mH(毫亨)。虚线“La”指示A相线圈11的线圈电感，而点划线“Lb”指示B相线圈12的线圈电感。

已知的是，在图3所示的爪极类型的永磁体(PM)步进马达中，因为磁特性由于转子的磁化相位与爪极的相位之间的关系而变化，所以线圈电感根据转子的相位(电气角度)周期性地变化。步进马达的上述特性被称为凸极性质。

在此，假设线圈电感根据每360度电气角度(转子的磁极对的节距)有两个周期的正弦波而变化。

应当注意，线圈电感的变化周期、变化量和变化模式不限于上述示例。

此外，提供图4中所示的电感变化的马达结构不限于爪极类型。例如，已知某一结构也提供了电感根据转子的相位而变化，在该结构中磁体未被设置在转子的柱形表面上，而是嵌入柱形导体内部。在爪极类型的PM步进马达中，线圈的绕组和其他马达元件可以被简化，并且爪极类型的PM步进马达可以在工业上被廉价地制造。

接下来，参考图5，将描述根据当前实施例的马达10的爪极的形状。图5是根据第一实施例说明步进马达的导体的示图。图5(A)说明马达10的横截面，而图5(B)说明图5(A)中由虚线围绕的部分的放大示图。图5(C)说明作为图5(B)的比较示例的典型步进马达的导体。

如图5(B)所示，根据当前实施例的马达10在围绕A相线圈11的导体21的连结表面26A中具有开口部分(第一开口部分)25A，并且导体21经由连结表面26A连结到导体22。此外，马达10在围绕B相线圈12的导体22的连结表面26B中具有开口部分(第二开口部分)25B，并且导体22经由连结表面26B连结到导体21。

在当前实施例中，在连结表面26A和26B的对应位置处以相同的形状形成开口部分25A和开口部分25B，并且当导体21和22被连结时，开口部分25A和25B彼此重叠。因此，在马达10中，当导体21和22被连结时，形成通孔，该通孔通过开口部分25A和25B穿透导体21和22。

应当注意，可以在导体21和22中形成与转子的磁极对数量相同的带有相同节距的开口部分25A和25B。

另一方面，在图5(C)中说明的典型步进马达中，在围绕A相线圈的导体21’和围绕B相线圈的导体22’的连结表面中没有开口部分。因此，当导体21’和导体22’被连结时，不形成穿透导体21’和22’的通孔。

应当注意，开口部分25A和25B的位置和形状可以不同，只要自感和互感的变化接近正弦波即可。

此外，在根据当前实施例的马达10中，具有各自相线圈和导体的两个定子(两个相位)被堆叠，但是定子的数量不限于两个。例如，可以堆叠三个或更多个定子(相位)，并且可以在这些定子之间形成开口部分。

在下文中，参考图6，将描述根据当前实施例的马达10的自感和互感以及比较马达的自感和互感。

图6是根据第一实施例说明自感和互感的示图。图6(A)指示根据当前实施例的马达10的自感和互感，而图6(B)指示比较马达的自感和互感。

可以看出，相对于转子角度变化，比较马达的互感的幅值变化与自感的幅值变化(参考图6(B))相比而言非常小。另一方面，根据当前实施例的马达10的互感的幅值变化大约与自感的幅值变化相同。因此，在根据当前实施例的马达10中，互感的凸极性质可以更强。

在下文中，参考图7，将描述根据当前实施例的马达10的互感的幅值变化为何可以更大的原因。

当前实施例中的互感被认为来自在转子角度T1处的相对导磁率分布和转子角度T2处的相对导磁率分布，其中在转子角度T1处马达10的自感和互感小，而在转子角度T2处马达10的自感和互感大。

图7是根据第一实施例说明步进马达中的相对导磁率分布的示图。图7(A)被用于说明图7(B)和图7(C)的观察方向。图7(B)说明在转子角度T1处的相对导磁率分布，而图7(C)说明在转子角度T2处的相对导磁率分布。

图7(B)和图7(C)中说明的相对导磁率分布是当从图7(A)中的箭头Y示出的方向观察A相线圈11和导体21与B相线圈12和导体22时的导磁率分布。

可以看出，在图7(B)中说明的转子角度T1处，在图中被虚线围绕的部分K1的相对导磁率明显地低。因此，相对于流经A相线圈11的电流，围绕A相的磁通量(箭头Y1)变小，而围绕B相的磁通量(箭头Y2)变大。因此，在转子角度T1处，马达10的自感变小而互感变大。应当注意，部分K1是导体21和导体22由于开口25A和25B而被穿透的部分。

此外，可以看出，在转子角度T2处，部分K1的相对导磁率高。因此，相对于流经A相线圈11的电流，围绕A相的磁通量(箭头Y1)变大，而围绕B相的磁通量(箭头Y2)变小。因此，在转子角度T2处，马达10的自感变大而互感变小。

如上所述，在当前示实施例中，通过在A相的导体21和B相的导体22的连结表面26A和26B中具有开口部分25A和25B，相对导磁率根据转子角度而变化。因此，根据当前实施例，可以使得马达10的互感的变化宽度与自感的变化宽度大约相同，并且可以产生凸极性质。

接下来，将描述包括在根据当前实施例的马达驱动控制装置100中的单元的细节。图8是说明位置反馈控制单元101的示图。

根据当前实施例的位置反馈控制单元101包括减法器501和503、增益元件502、504和505、积分器506、加法器507和定值发生单元508。

减法器501从输入到位置反馈控制单元101的目标位置指令值“th_t”减去位置信息(角度)“th_est”。也就是说，减法器501比较转子20的目标位置和估计的当前位置，并且计算位置误差。

增益元件502以预定值G7放大减法器501的输出(位置误差)，并且将放大的值提供给后续级中的减法器503。在当前实施例中，增益元件502的输出变为转子的目标速度。

减法器503从增益元件502的输出减去速度信息“w_est”。速度信息“w_est”是转子20的转速的速度信息。也就是说，减法器503比较转子20的目标转速与当前转速，并且计算速度误差。

增益元件504以预定值G8放大减法器503的输出(速度误差)。被增益元件504放大的速度误差被提供给增益元件505并提供给加法器507。

增益元件505以预定值G9放大增益元件504的输出，并且将放大的值提供给积分器506。积分器506的输出(“s”是拉普拉斯算子)被提供给加法器507。

加法器507将增益元件504的输出与积分器506的输出相加，执行针对速度误差的以下运算(其表达传递函数)，并且输出驱动电流的幅值目标值“iqt”。

下面将描述该运算。

估计的转子20的当前位置与目标位置之间的位置误差＝th_t-th_est

转子20的目标速度＝位置误差*G7

转子20的目标速度与当前速度之间的速度误差＝目标速度-速度信息w_est

驱动电流的幅值目标值＝速度误差*G8*(1+G9*(1/s))

在当前实施例中，通过上述配置，转子20的转速可以在位置反馈控制单元101的内回路中被反馈控制。因此，在当前实施例中，转子20的位置可以被容易地控制并稳定。

此外，根据当前实施例，因为转速的反馈控制使用比例积分控制，所以稳态速度误差不会发生，并且有可能执行精确的速度控制。此外，在当前实施例中，当转子20的位置到达目标位置并且马达10保持静止时，目标速度变为零，并且因为稳态速度误差不会发生，所以相对于目标位置的偏差也不会发生。

应当注意，可以通过仅使用位置误差的放大来计算驱动电流的幅值目标值“iqt”。在这种情况下，使用速度误差的运算是不需要的。在通过仅使用位置误差的放大来计算幅值目标值“iqt”的情况下，可以通过对位置误差应用例如已知的PID(比例、积分、微分)运算来计算驱动电流的幅值目标值“iqt”。

在当前实施例中，目标幅值“idt”和“iqt”对应于矢量控制中的d轴驱动电流和q轴驱动电流。此外，因为q轴驱动电流指示转矩，所以已知的是在简化的控制方法中只有q轴驱动电流被控制，而d轴驱动电流被固定为零。在当前实施例中，通过使用上述方法，d轴驱动电流的目标幅值“idt”被定值发生单元508固定为零。

挤下来，参考图9和图10，将描述d轴电流控制单元102和q轴电流控制单元103。图9是说明d轴电流控制单元102的示图。图10是说明q轴电流控制单元103的示图。

图9中说明的d轴电流控制单元102包括减法器201、增益元件202和203、积分器204和加法器205。

图10中说明的q轴电流控制单元103包括减法器301、增益元件302和303、积分器304和加法器305。

因为图9和图10中说明的单元的运算同图8中说明的单元的运算类似，所以省略描述。

应当注意，图9和图10中以传递函数表达式表现的运算如下所示，并且实现了比例和积分控制。

d轴驱动电压“Vd”＝(目标幅值“idt”-d轴电流矢量“id”)*G1*(1+G2*(1/s))

q轴驱动电压“Vq”＝(目标幅值“iqt”-q轴电流矢量“iq”)*G3*(1+G4*(1/s))

接下来，参考图11到图13，将描述根据当前实施例的矢量旋转单元106。

图11是说明矢量旋转单元106的运算概念的第一示图。图11说明矢量旋转单元106的运算概念。在图11中，垂直轴指示电压幅值，而水平轴指示转子20的相位(电气角度)“th”。应当注意，在当前实施例中，虽然实际使用的相位不是转子20本身的相位，而是由位置估计单元104估计的位置信息“th_est”，但位置估计单元104执行估计以使得位置信息“th_est”＝“th”。因此，“th_est”和“th”基本相等。

在图11中，虚线指示d轴驱动电压“Vd”。在图11中示出的驱动电压“Vd”是未添加高频信号“Vh”的信号。

在图11中，如果驱动电压Vd＝0，驱动电压Vq＝1并且电流是直流电流，那么

A相驱动电压矢量Va＝-sin(th)

B相驱动电压矢量Vb＝cos(th)

上面指示以下相位关系，即A相相对于B相提前90度，并且A相的零度对应于转子的基准相位(电气角度)的零度。此外，在驱动电压Vd＝0的情况下，驱动电压矢量Va和Vb的幅值由q轴驱动电压Vq的水平确定。

图12是说明矢量旋转单元106的运算概念的第二示图。在图12的示例中，驱动电压Vd＝0.342，而驱动电压Vq＝0.940。应当注意，图12示出的驱动电压“Vd”是未添加高频信号“Vh”的信号。

在图12的示例中，可以看出驱动电压矢量Va和Vb的幅值仍是1，并且A相相对于转子的基准相位被提前20度。

在当前实施例中，基于d轴电流控制单元102和q轴电流控制单元103中的d轴电流矢量id和q轴电流矢量iq之间的关系来控制驱动电压Vd和驱动电压Vq之间的关系。因此，例如当马达10的转速增加并且检测到的电流ia和ib的相位延迟变得更大时，驱动电压Vd和Vq被控制以促使A相驱动电压矢量Va和B相驱动电压矢量Vb的相位被提前。因此，在当前实施例中，由于马达10的转速增加而降低的效率可以被抑制。应当注意，在当前实施例中，这种效率由提供给马达10的机械输出与输入功率的比值表示。

图13是说明另一矢量旋转单元的运算概念的示图。图13说明矢量旋转单元107的运算概念。在图13中，与图12类似，条件是驱动电压Vd＝0.342，而驱动电压Vq＝0.940。

图13说明A相检测电流ia和B相检测电流ib的相位相对于转子的基准相位被延迟30度(电气角度)的情况。在此时，d轴电流矢量id＝0.5，q轴电流矢量iq＝0.866，并且该电流是直流电流。

此外，如果A相检测电流ia和B相检测电流ib相对于转子20的基准相位被延迟0度，则id＝0并且iq＝1。

也就是说，在当前实施例中，如果电流被控制以使得id＝0(驱动电流的目标幅值“idt”＝0)，则A相检测电流ia和B相检测电流ib相对于转子20的基准相位的延迟可以被控制为0度。

此外，在当前实施例中，通过使d轴电流矢量id的值(驱动电流的目标幅值idt的值)为非0，可以使检测电流ia和ib的相位相对于转子20的基准相位被移位。因此，在当前实施例中，通过使检测到的电流ia和ib的相位相对于转子20的基准相位被移位，可以使用磁阻转矩，并且可以提高功率效率。应当注意，磁阻转矩是当线圈电磁铁和转子的导体彼此吸引时生成的转矩。

如上所述，在当前实施例中，通过使用d轴电流控制单元102、q轴电流控制单元103、矢量旋转单元106和矢量旋转单元107，检测到的电流ia和ib的相位可以被控制为与转子20的基准相位具有某一关系。

此外，在当前实施例中，通过将检测电流ia和ib(这些电流为交流电)转换成直流电流(低频)，有可能使电流控制频带变成低频。例如，在控制检测电流ia和ib(其为交流电)跟随目标信号的情况下，必须在充分高于交流电流ia和ib的频率的频带中控制电流。在这种情况下，成本较高。另一方面，在当前实施例中，如上所述，有可能使用于控制电流的频带成为低频，并且成本可以被降低。

下一步，参考图14和图15，将描述根据当前实施例的位置估计单元104。图4是说明位置估计单元104的示图。

位置估计单元104包括高通滤波器400、倍增器401、增益元件402和403、积分器404和406以及加法器405。

在当前实施例中，观察q轴电流矢量“iq”，叠加到d轴驱动电压“Vd”上的高频信号“Vh”在以下方程4中示出。

iq＝K*Vh*sin(2*(th-th_est))+(驱动信号分量)(方程4)

在此，K是从马达特性、电路常数等确定的常数，Vh是叠加在驱动电压Vd上的高频信号，th是指示转子20的当前位置的电气角度，而th_est是指示转子20的估计位置的位置信息(电气角度)。

在方程4中，第一项是其中高频分量被估计误差AM(调幅)调制过的分量。估计误差是转子20的当前位置减去转子20的估计位置，该估计误差由sin(2*(th-th_est))指示。

此外，第二项是控制马达10的驱动的马达驱动信号分量。因此，可以通过从第一项提取(解调)估计误差来获得转子20的估计位置。

在根据当前实施例的位置估计单元104中，高通滤波器400只允许由矢量旋转单元107提供的q轴电流矢量iq的高频分量通过。通过上述运算，方程4的第二项的马达驱动信号分量被去除并且只剩余第一项。

在位置估计单元104中，倍增器401将q轴驱动电流矢量iq的高频分量乘以由高频发生单元108提供的高频信号Vh，并且输出估计位置误差th_err。

在估计位置误差th_err中包含有高频分量，并且估计误差sin(2*(th-th_est))被包含在低频分量中。因此，在当前实施例中，在位置估计单元104中，仅需要提取估计位置误差th_err的低频分量。

位置估计单元104通过使用增益元件402和403、积分器404和加法器405来执行PI(比例和积分)控制。此外，位置估计单元104将加法器405的输出信号作为估计速度w_est输出。

此外，加法器405的输出被供应给积分器406。积分器406对估计速度w_est进行积分，并且积分器406的输出作为位置信息th_est被输出。位置信息th_est是指示估计的转子20的当前位置的电气角度。

如下面所示，使用传递函数指示上述电气角度。

w_est＝th_err*G5*(1+G6*(1/s))

th_est＝w_est*(1/s)

在位置估计单元104中，因为th_est被供应给矢量旋转单元106，所以th_est被反馈给方程4的第一项。因此，在位置估计单元104中从增益元件402到积分器406的部分起到执行与位置估计计算有关的反馈控制的控制单元的作用。在当前实施例中，因为控制单元本身起到低通滤波器的作用，所以包含在估计位置误差th_err中的高频分量被去除。

图15是说明估计位置误差th_err的q轴电流矢量和信号波形的示例的示图。

在图15中，水平轴是误差(th-th_est)(电气角度)。在图15中，假设q轴电流矢量iq的驱动信号分量(方程4的第二项)已经被去除。

在图15中，虚线指示q轴电流矢量iq的高频分量(响应信号)，在该分量中高频信号Vh被估计误差sin(2*(th-th_est))AM调制。

在图15中，点线指示估计位置误差th_err，其是将q轴电流矢量iq的高频分量乘以高频信号Vh的结果。

在图15中可以看出，高频分量保留在估计位置误差th_err中，当误差(th-th_est)具有正值时，估计位置误差th_err具有正值，而当误差(th-th_est)具有负值时，估计位置误差th_err具有负值。应当注意，误差(th-th_est)等于转子20的当前位置减去由位置估计单元104估计的转子20的估计位置，并且误差(th-th_est)指示由位置估计单元104估计的转子20的位置与转子20的实际位置之间的误差。

因此，在图15中，当误差(th-th_est)与估计位置误差th_err一致时，表明转子20的估计位置与转子20的当前位置一致。

如上所述，在当前实施例中，通过在位置估计单元104中的后续级的反馈控制中使用估计位置误差th_err，可以使由位置估计单元104估计的转子20的估计位置与转子20的实际位置之间的误差(即估计位置误差)为零。因此，根据当前实施例的位置估计单元104能够使转子20的位置信息th_est收敛到一个位置，在该位置处各个位置(由位置估计单元104估计的转子20的估计位置和转子20的实际位置)彼此一致。

在图15中，实线指示假设估计位置误差th_err被低通滤波器(LPF)滤波的情况。可以看出，虽然仍然存在高频分量，但是实线非常接近估计误差sin(2*(th-th_est))的形状。在当前实施例中，因为包含增益元件402的反馈控制通过位置估计单元104的积分器406起到低通滤波器的作用，所以如实线所示，高频分量被去除。

应当注意，假设根据当前实施例的位置估计单元104包括高通滤波器400，但并不局限于此。位置估计单元104可以不包括高通滤波器400。

在位置估计单元104不包括高通滤波器400的情况下，估计位置误差th_err由以下方程5指示。

估计位置误差th_err＝K*Vh²*sin(2*(th-th_est))+Vh*驱动信号分量

(方程5)

在方程5中，第一项类似于包括高通滤波器的情况，估计误差sin(2*(th-th_est))被包括在第一项的低频分量中。方程5的第二项是高频分量，因为倍增了高频信号Vh，并且通过在位置估计单元104中包括的低通滤波器的上述功能去除。

如上所述，在当前实施例中，不需要包括高通滤波器400，但是从以下方面来看，优选地包括高通滤波器400。

在当前实施例中，在不包括高通滤波器400的情况下，需要位置估计单元104的部件而不是高通滤波器400执行控制从高频到低频的宽带信号。在该情况下，例如设计位置估计单元104的反馈控制中的增益元件等可能有各种类型的限制。

另一方面，如果包括高通滤波器，则驱动信号分量可以被预先降低，设计反馈控制的自由度被扩大，并且作为一个整体，转子20的位置的估计精确度可以被提高。

此外，在根据当前实施例的高频信号Vh是方波的情况下，通过在高频信号Vh的两个边缘对q轴电流矢量iq采样，q轴电流矢量iq可以被制成方形形状。因此，在该情况下，可以在不使用滤波器的情况下提取估计误差。在此，幅值为1的方波的高频信号Vh被表示如下。

Vh＝(-1)n

在此，“n”是采样号(0，1，2，3……)。因此，所采样的q轴电流矢量iq的第一项被表示如下。

iq＝K*(-1)n*sin(2*(th-th_est))

当上式乘以高频信号Vh(方波)时，

估计位置误差th_err＝K*sin(2*(th-th_est))

因此，在不经过低通滤波器等的情况下，估计位置误差可以被提取。此外，容易生成这种类型的方波，容易通过仅使用加-减逻辑来执行乘法，并且有可能提供低成本的高速处理。

接下来，参考图16，将描述根据当前实施例的位置反馈控制单元101的改进示例。图16是说明位置反馈控制单元101A的另一示例的示图。

除了位置反馈控制单元101中包括的那些单元(固定值发生单元508除外)之外，位置反馈控制单元101A还包括q轴目标电流计算单元509和d轴目标电流计算单元510。

根据目标电流幅值“it”(其为加法器507的输出)和目标相位“ph”，q轴目标电流计算单元509计算q轴驱动电流的幅值目标值“iqt”。q轴目标电流计算单元509中的计算如下所示。

幅值目标值iqt＝it*tan(ph)/sqrt(1+tan(ph)2)

根据目标电流幅值“it”(其为加法器507的输出)和目标相位“ph”，d轴目标电流计算单元510计算d轴驱动电流的幅值目标值“idt”。d轴目标电流计算单元510中的计算如下所示。

幅值目标值iqt＝it/sqrt(1+tan(ph)2)

应当注意，图16中的目标相位“ph”是A相检测电流矢量ia和B相检测电流矢量ib的基准相位与转子的基准相位之间的相位差(提前角度)。

在上述方程中，如果目标相位ph被确定，则来自方程右侧的“it”部分右侧可以被预先计算，因此它容易实施。在当前实施例中，如上所述，通过将目标相位ph移位，在可以使用磁阻转矩的马达等中有可能提供高效的操作。

如上所述，在根据当前实施例的马达驱动控制装置100中，通过使用位置估计单元104，根据由电流传感器111和112检测的高频分量的响应信号来估计马达10的转子的位置。上述响应信号是其载波(carrier)是高频信号Vh的响应信号，并且该响应信号叠加有被提供用于驱动马达10的驱动信号。

因此，在根据当前实施例的马达驱动控制装置100中，即使供应给马达10的是难以被电流传感器111和112检测到的微弱信号，也可以检测到高频分量的响应信号，并且可以估计转子20的位置。

如上所述，根据当前实施例，即使在例如马达10的旋转停止或低转速的情况下，也可以保持闭环控制并且可以降低用于执行开环控制所消耗的功率。

此外，在当前实施例中，即使马达10是步进马达，也可以根据负载在所有速度区域中控制驱动电流，可以避免发生马达10的失步(steppingout)，并且可以有效地驱动马达10。

(第二实施例)

在下面，将参考附图描述第二实施例。在第二实施例中，在围绕每一相的线圈的导体中形成的开口部分的位置比第一实施例被进一步详述。在第二实施例的以下描述中，相同的数字标记被赋予与第一实施例具有相同功能的那些部件，并且将省略详细的描述。

图17是根据第二实施例说明步进马达的导体的示图。

在当前实施例中，开口部分25A被形成为使得在导体21中形成的开口部分25A的中心“O”和爪极23A的中心“O”在同一直线上。应当注意，在导体22中形成的开口部分25B可以被形成为使得当导体21和导体22被连结时开口部分25B的中心“O”和爪极23A的中心“O”在同一直线上。

图18是根据第二实施例说明自感和互感的示图。图18(A)根据当前实施例指示马达10的自感和互感，而图18(B)指示比较马达的自感和互感。

在当前实施例中，与比较示例的马达相比，互感的变化宽度更宽。此外，在当前实施例中，与图6所示的第一实施例相比，互感的波形更接近正弦波。

波形更接近正弦波的原因可以被认为是：在当前实施例中，通过以使开口部分25A的中心和爪极23A的中心在同一直线上的方式形成开口部分25A，相对导磁率分布变为以爪极23A的中心对称。

(第三实施例)

在下面，将参考附图描述第三实施例。在第三实施例中，在围绕每一相的线圈的导体中形成的开口部分的形状不同于第一实施例和第二实施例的开口部分的形状。在第三实施例的以下描述中，相同的数字标记被赋予与第一实施例具有相同功能的那些部件，并且将省略详细的描述。

图19是说明步进马达的导体的示图。图19示出典型步进马达的导体，其作为根据当前实施例的步进马达的导体的比较示例。

在图19所示的步进马达，围绕A相线圈11的导体(环形爪极单元)21’由外磁轭21’-1和内磁轭21’-2形成。此外，类似地，围绕B相线圈12的导体22’由外磁轭22’-1和内磁轭22’-2形成。

此外，在图19所示的示例中，在内磁轭21’-2和22’-2中形成用于定位的开口部分40。用于定位的开口部分40可以或可以不在每个内磁轭21’-2和22’-2中形成。此外，形成用于定位的开口部分40的位置不限制于图19所示的位置。

在当前实施例中，多个开口部分被形成在导体21’的内磁轭21’-2的将与导体22’连结的连结表面26A中，多个开口部分被形成在导体22’的内磁轭22’-2的将与导体21’连结的连结表面26B中，并且磁路缩窄部分被形成在开口部分之间。在下面，参考图20，将描述根据当前实施例的导体21和22。

图20是根据第三实施例说明步进马达的导体的示图。图20(A)是根据当前实施例的导体的透视图，而图20(B)是内磁轭21-2的平面图。

在图20(A)中，为了描述开口部分，A相的导体21的外磁轭21-1被省略。此外，图20(B)是导体21的内磁轭21-2的平面图。

在当前实施例中，多个开口部分31被形成在内磁轭21-2和22-2的外边缘部分中，并且磁路缩窄部分32被形成在开口部分31之间。在下文中，将描述导体21的内磁轭21-2的开口部分31和磁路缩窄部分32。类似的开口部分31和磁路缩窄部分32在导体22的内磁轭22-2中形成。

在当前实施例中，开口部分31被形成为使得：当内磁轭21-2的开口部分31在周向方向上的宽度表示为W1并且内磁轭21-2的磁路缩窄部分32在周向方向上的宽度表示为W2时，W1>W2。应当注意，宽度W1和宽度W2是在内磁轭21-2的相同周界上的宽度。

当导体21被放到导体22上并且连结表面26A和连结表面26B被连结时，穿透导体21和22的通孔由形成在内磁轭21-2中的开口部分31和形成在内磁轭22-2中的开口部分31形成。因此，当连结表面26A和连结表面26B被连结时，在内磁轭21-2中形成的磁路缩窄部分32和在内磁轭22-2中形成的磁路缩窄部分32重叠。

在当前实施例中，通过使导体21和22的形状如图20所示，有可能使互感的变化宽度较大。

应当注意，在当前实施例中，转子磁体20A的材料可以是铁素体，而导体21和22的材料可以是SECC(钢材、电镀锌、冷轧、商用质量)钢板。

应当注意，开口部分31的形状具有(但不限于)拐角。当前实施例的开口部分31可以具有例如在内磁轭21-2的外部边缘部分中形成的半圆形。当前实施例的开口部分31可以以任意方式形成，只要其形成在外部边缘部分中并且开口部分31的宽度W1和磁路缩窄部分32的宽度W2之间的关系满足W1>W2即可。

图21是根据第三实施例说明自感和互感的示图。图21(A)是根据当前实施例说明马达的自感和互感的示图，而图21(B)是比较示例的马达的自感和互感的示图。

可以看出，相对于转子角度的变化，比较马达的互感变化与自感变化相比非常小(参考图21(B))。

另一方面，根据当前实施例的马达的互感变化比比较示例的马达的互感变化更大。因此，在根据当前实施例的马达中，有可能使互感的凸极性质更强。

在下文中，参考图22，将描述根据当前实施例的马达的互感变化变得更大的原因。

图22是根据第三实施例说明步进马达中的相对导磁率分布的示图。图22(A)示出在转子角度T1处的相对导磁率分布，而图22(B)示出在转子角度T2处的相对导磁率分布。应当注意，图22(A)和图22(B)中说明的相对导磁率分布是当从图20(A)中的箭头Y所示的方向观察A相线圈11和导体21以及B相线圈12和导体22时的相对导磁率分布。

可以看出，在图22(A)中示出的转子角度T1处，图中由虚线包围的部分K11的相对导磁率明显地低。这是由于以下事实，即通过具有开口部分31，磁通量被集中于邻近开口部分31形成的磁路缩窄部分32中。因此，在当前实施例中，相对于流经A相线圈11的电流，围绕A相的磁通量(箭头Y11)变小，并且围绕B相的磁通量(箭头Y12)变大。因此，在转子角度T1处，马达的自感变小，而互感变大。应当注意，部分K11是导体21和导体22由于开口部分31而被穿透的部分。

此外，可以看出，在转子角度T2处，部分K11的相对导磁率较高。因此，相对于流经A相线圈11的电流，围绕A相的磁通量(箭头11)变大，而围绕B相的磁通量(箭头Y12)变小。因此，在转子角度T2处，马达的自感变大，而互感变小。

如上所述，在当前实施例中，通过在A相的导体21和B相的导体22的连结表面26A和26B中具有开口部分31，相对导磁率根据转子角度而变化。因此，根据当前实施例，马达的互感的变化量可以与自感的变化量大约相同，并且可以产生凸极性质。

图23是根据第三实施例说明内磁轭中的相对导磁率分布的示图。图23(A)示出在转子角度T1处的内磁轭21-2的相对导磁率分布，而图23(B)示出在转子角度T2处的内磁轭21-2的相对导磁率分布。

在当前实施例中，在转子角度T1处，在磁路缩窄部分32中，可以看到由于磁通量集中而导致相对导磁率降低，而在转子角度T2处，在内磁轭21-2中不能看到磁通量集中，并且也不能看到相对导磁率的减小。

在当前实施例中，通过由于磁路缩窄部分32导致的相对导磁率的降低来改善互感的凸极性质。

在当前实施例中，通过使磁路缩窄部分32的宽度W2变得更窄而使磁路变窄，也就是说，通过使周向方向上的磁路的横截面积更小，磁通量被集中，相对导磁率被减小，并且凸极性质被改善。

应当注意，在A相侧的内磁轭21-2中的开口部分31和在B相侧的内磁轭22-2中的开口部分31被形成，但不限于以相同形状和在相同位置形成。只要自感和互感的变化变得更接近正弦波，在A相侧的内磁轭21-2中的开口部分31和在B相侧的内磁轭22-2中的开口部分31就可以不以相同的形状和在相同的位置形成。

(第四实施例)

在下文中，将参考附图描述第四实施例。在第四实施例中，在围绕每一相的线圈的导体中形成的开口部分的形状不同于第三实施例的开口部分的形状。在第四实施例的以下描述中，将描述第三实施例与第四实施例之间的区别，相同的数字标记被赋予与第三实施例具有相同功能的那些部件，并且将省略详细的描述。

图24是根据第四实施例说明步进马达的导体的示图。图24(A)是根据当前实施例的导体的透视图，而图24(B)是内磁轭21-2A的平面图。

在图24(A)中，为了描述开口部分，A相的导体21的外磁轭21-1A被省略。此外，图24(B)是导体21的内磁轭21-2A的平面图。

在当前实施例中，在内磁轭21-2A的连结表面26A中，通过形成开口部分31A形成磁路缩窄部分32A。

在当前实施例中，在内磁轭21-2A的连结表面26A中，形成至少两个或更多个开口部分31A并且形成至少两个或更多个磁路缩窄部分32A。

此外，开口部分31被形成为使得：当内磁轭21-2A的开口部分在周向方向上的宽度表示为W11并且内磁轭21-2A的磁路缩窄部分32A在周向方向上的宽度表示为W21时，W11>W21。应当注意，宽度W1和宽度W2是在内磁轭21-2的相同周界中的宽度。

此外，在当前实施例中，优选的是磁路缩窄部分32A的任意宽度21等于或小于内磁轭21-2A中用于定位的开口部分40在周向方向上的宽度。

例如，在图24的示例中，开口部分31A邻近用于定位的开口部分40的每一侧形成，并且在开口部分40和每个开口部分31A之间形成磁路缩窄部分32A。

优选的是磁路缩窄部分32A的宽度W21等于或小于开口部分40在周向方向上的宽度。

此外，参考图24，导体21的内磁轭21-2A已经被描述。类似的开口部分31A和磁路缩窄部分32被形成在导体22的内磁轭22-2A中。在当前实施例中，优选地，在A相侧的内磁轭21-2A中形成开口部分31和磁路缩窄部分32A，并且在B相侧的内磁轭22-2A中形成开口部分31和磁路缩窄部分32A，但不限于以相同的形状和在相同的位置形成。

在当前实施例中，通过使导体21和22的形状如图24所示，有可能使互感的变化大于常规示例的互感变化。

应当注意，在当前实施例中，转子磁体20A的材料可以是铁素体，并且导体21和22的材料可以是SECC钢板。

图25是根据第四实施例说明自感和互感的示图。

根据图25，可以看出根据当前实施例的马达的互感变化大于比较示例的马达的自感变化(参考图21(B))。因此，在根据当前实施例的马达中，有可能使互感的凸极性质更强。

图26是根据第四实施例说明内磁轭21-2A中的相对导磁率分布的示图。图26(A)示出在转子角度T1处内磁轭21-2A的相对导磁率分布，而图26(B)示出在转子角度T2处内磁轭21-2A的相对导磁率分布。

在当前实施例中，在转子角度T1处，在磁路缩窄部分32A中，可以看出由于磁通量集中而导致相对导磁率减小，并且在转子角度T2处，在内磁轭21-2A中不能看出磁通量集中，并且不能看出相对导磁率的减小。

在当前实施例中，通过由于磁路缩窄部分32A导致的相对导磁率的减小，互感的凸极性质被改善。此外，在当前实施例中，如同在第三实施例中，通过使磁路缩窄部分32A的宽度W2更窄，也就是说，通过使磁路更窄，有可能使相对导磁率进一步减小，并且改善凸极性质。

<第一改进的示例>

在下文中，将参考图27描述第四实施例的第一改进示例。图27是说明第四实施例的第一改进示例的示图。图27(A)是说明第一改进示例的内磁轭21-2B的平面图，而图27(B)是说明第一改进示例的自感和互感的示图。

在第一改进示例中，在内磁轭21-2B中形成若干开口部分31B，这些开口部分31B的数量多于在第二实施例中形成于内磁轭21-2A中的开口部分31A。此外，在第一改进示例中，在内磁轭21-2B中形成的开口部分31B的宽度包括不同的宽度。

更具体地，在第一改进示例中，形成用于定位且宽度W12大于开口部分40的宽度的开口部分31B，并且形成用于定位且宽度W13小于开口部分40的宽度的开口部分31B。

此外，在第一改进示例中，开口部分31B被形成为使得磁路缩窄部分32B的宽度W22等于或小于开口部分40的宽度以便于定位。

根据第一改进示例，可以发现，如图27(B)所示，互感的变化宽度变得大于比较示例的马达的互感的变化宽度(参考图21(B))。

<第二改进的示例>

在下面，将参考图28描述第四实施例的第二改进示例。图28是说明第四实施例的第二改进示例的示图。图28(A)是说明第二改进示例的内磁轭21-2C的平面图，而图28(B)是说明第二改进示例的自感和互感的示图。

在第二改进示例中，在内磁轭21-2C中形成若干开口部分31C，这些开口部分31C的数量多于在第二实施例中形成于内磁轭21-2A中的开口部分31A。此外，在第二改进示例中，在内磁轭21-2C中形成的开口部分31C的宽度W14可以例如等于第一改进示例中的开口部分31B的宽度W13。也就是说，在第二改进示例中，形成数量多于在第一改进示例中在内磁轭21-2B中形成的开口部分31B的数量的开口部分31C。

此外，在第二改进示例中，开口部分31C被形成为使得磁路缩窄部分32C的宽度W23等于或小于开口部分40的宽度以便定位。

在上面第一和第二改进示例中，与第二实施例相比，磁路缩窄部分32B和32C的数量增加，因此可以使内磁轭21-2B和21-2C的机械强度变得更高。应当注意，为了减小相对导磁率，优选地使磁路缩窄部分的数量较少。因此，在第一和第二改进示例中，可以基于机械强度和互感的幅值来确定开口部分的宽度和磁路缩窄部分的数量。

此外，在第一和第二改进示例中，转子磁体20A可以是稀土元素例如钕磁体，而导体21和22的材料可以是硅钢板等。在第一和第二改进示例中，通过使用上述材料，从转子磁体20A发出到导体21和22的磁通量的总量可以被增加，并且因此导体21和22的B-H(磁滞)特征可以被改进。具体地，有可能使得磁通量总量相对于磁场的变化变得陡峭。

因此，在第一和第二改进示例中，磁通量可以被集中在磁路缩窄部分中并且可以减小相对导磁率。

也就是说，通过使用上述材料且同时巩固机械强度，可以改善凸极性质。

(第五实施例)

在下面，将参考附图描述第五实施例。第五实施例与第三实施例的不同之处在于：开口部分被形成在内磁轭的内边缘部分中。在第五实施例的以下描述中，将描述第三实施例与第五实施例之间的区别，相同的数字标记被赋予与第三实施例具有相同功能的那些部件，并且将省略详细的描述。

图29是根据第五实施例说明步进马达的内磁轭、自感和互感的示图。图29(A)是说明第五实施例的内磁轭21-2D的平面图，而图29(B)是根据第五实施例说明自感和互感的示图。

在当前实施例中，在内磁轭21-2D的内边缘部分中形成多个开口部分31D，并且在开口部分31D之间形成磁路缩窄部分32D。

当前实施例的开口部分31D在爪极24A之间的内边缘部分中形成。通过形成如上所述的开口部分31D，在对应于爪极24A的位置处形成磁路缩窄部分32D。

此外，根据当前实施例的开口部分31D的宽度W15被形成为使得磁路缩窄部分32D的宽度W24等于或小于爪极24A的最大宽度Wc。也就是说，根据当前实施例的开口部分31D被形成为使得开口部分31D的宽度W15比爪极24A的最大宽度Wc更长。

更具体地，开口部分31D的宽度W15被形成为使得磁路缩窄部分32D的宽度W24是爪极24A的最大宽度Wc的三分之一。应当注意，至少两个磁路缩窄部分32D可以被形成为使得宽度W24是宽度Wc的三分之一。

此外，在当前实施例中，优选的是为包括在内磁轭21-2D中的所有爪极24A形成对应的磁路缩窄部分32D。

根据当前实施例，如图29(B)所示，可以看出，即使与第四实施例相比(参考图25)，互感的变化宽度也更大。此外，在当前实施例中可以发现，与第四实施例相比，互感平均值较低，因此可以减小齿槽转矩。应当注意，齿槽转矩是正转矩或负转矩，即使在非激励状态下，这些转矩也随着转子旋转而被生成。

图30是根据第五实施例说明步进马达的内磁轭的示图。图30(A)是说明A相侧的内磁轭21-2D的平面图，而图30(B)是说明B相侧的内磁轭22-2D的平面图。

在当前实施例中，如图30(A)和图30(B)所示，在B相侧的内磁轭22-2D中形成的爪极23B的位置从在A相侧的内磁轭21-2D中形成的爪极24A的位置被转移。

在内磁轭22-2D中，在爪极23D之间的内边缘部分中形成开口部分31D，同时在对应于包括在内磁轭22-2D中的爪极23B的位置处形成磁路缩窄部分32D。

(第六实施例)

在下面，将参考附图描述第六实施例。第六实施例与第四实施例的不同之处在于：在围绕每一相的线圈的导体中，除了形成开口部分之外还形成凹槽。在第六实施例的以下描述中，将描述第四实施例与第六实施例之间的区别，相同的数字标记被赋予与第六实施例具有相同功能的那些部件，并且将省略详细的描述。

图31是根据第六实施例说明步进马达的导体的示图。图31(A)是根据当前实施例的导体的透视图，而图31(B)是导体21的内磁轭21-2E的平面图。

在当前实施例中，在内磁轭21-2E中，沿着在其中形成开口部分31A的外部周向环形成环形凹槽33。凹槽33的宽度W31小于开口部分31A在正交于宽度W11的方向(径向方向)上的宽度W32：即宽度W32>宽度W31。应当注意，凹槽33的宽度W31是在正交于周向方向的方向(径向方向)上的宽度。

在当前实施例中，例如，宽度W31可以是1mm，而宽度W32可以是1.5mm。

在当前实施例中，通过形成如上所述的凹槽33，由开口部分31A和凹槽33形成的磁路缩窄部分32E变得更减薄凹槽33的深度。也就是说，磁路缩窄部分32E比第四实施例的磁路缩窄部分32A变得更窄。

图32是根据第六实施例说明自感和互感的示图。

在图32中，可以看出，与比较示例(参考图21(B))的马达的互感相比，该互感的变化更大。因此，在根据当前实施例的马达中，有可能使互感的凸极性质更强。

图33是根据第六实施例说明内磁轭中的相对导磁率分布的示图。图33(A)示出在转子角度T1处的内磁轭21-2E的相对导磁率分布，而图33(B)示出在转子角度T2处的内磁轭21-2E的相对导磁率分布。

在当前实施例中，在转子角度T1处，在磁路缩窄部分32E中，可以看到相对导磁率由于磁通量集中而减小，而在转子角度T2处，不能在内磁轭21-2E中看到磁通量集中，并且不能看到相对导磁率的减小。

在当前实施例中，通过由于磁路缩窄部分32E导致的相对导磁率减小，互感的凸极性质被改善。

(第七实施例)

在下面，将参考附图描述第七实施例。第七实施例与第六实施例的不同之处在于：附加于开口部分形成的凹槽的宽度被做成大于开口部分在径向方向上的宽度。在第七实施例的以下描述中，将描述第六实施例与第七实施例之间的区别，相同的数字标记被赋予与第六实施例具有相同功能的那些部件，并且将省略详细的描述。

图34是根据第七实施例说明步进马达的导体的示图。图34是A相侧的内磁轭21-2F的平面图。

在当前实施例中，凹槽33在径向方向上的宽度W33被形成为使得凹槽33在径向方向上的宽度W33等于或大于开口部分31A在径向方向上的宽度W32(宽度W32≦宽度W33)。

因此，与根据第六实施例的磁路缩窄部分32E相比，由开口部分31A和凹槽33形成的磁路缩窄部分32F在径向方向上的更多区域中变得更减薄凹槽33的深度。

图35是根据第七实施例说明自感和互感的示图。

根据当前实施例的互感的变化宽度几乎与第六实施例相同，但是互感平均值被降低。因此，可以看出，在当前实施例中，凸极性质水平被保持为与第六实施例相同，而齿槽转矩可以被降低。

在下面，参考图36，将针对比较示例的步进马达和第三、第四、第六和第七实施例的步进马达描述齿槽转矩和互感平均值之间的关系。图36是根据该实施例说明互感和齿槽转矩的示图。

图36示出从正峰值到负峰值的互感平均值与齿槽转矩值之间的关系。

从图36可以看出，在第七实施例中，凸极性质的水平被保持为几乎与第六实施例相同，而齿槽转矩可以被降低。

应当注意，在第一和第二实施例中用于模拟以便测量自感和互感的步进马达的尺寸不同于第三到第七实施例中用于模拟以便测量自感和互感的步进马达的尺寸。

具体地，第三到第七实施例的步进马达的外直径小于第一和第二实施例的步进马达的外直径，第三到第七实施例的步进马达的磁力比第一和第二实施例的步进马达的磁力更弱，并且第三到第七实施例的线圈的匝数小于第一和第二实施例的线圈的匝数。

此外，在第三到第七实施例中，导体21和22由内磁轭和外磁轭形成，但不局限于此。导体21和22可以一体成形。

如上所述，已经根据一些实施例描述了本发明，但本发明不限于上述实施例。在不脱离本发明精神范围的情况下，可以对上述实施例进行修改，并且可以根据应用相应地限定这些修改。

本申请基于并且要求2014年11月26日提交的日本优先权申请第2014-238934号和2015年11月19日提交的日本优先权申请第2015-227018号的优先权，这些申请的全部内容通过引用合并于此。

Claims (10)

1.一种永磁体马达，其包含：

转子，其被配置为包括旋转轴和在外围上的多个磁化转子磁体，其中所述转子磁体被磁化以交替地形成N极和S极；

第一环形爪极单元，其内周界面对所述转子磁体，所述第一环形爪极单元被配置为沿所述内周界包括多个第一爪极，所述第一爪极彼此紧邻并且在所述旋转轴的向上轴向和所述旋转轴的向下轴向上交替地延伸，所述第一爪极的底侧形成环形；

第二环形爪极单元，其内周界面对所述转子磁体，所述第二环形爪极单元被配置为沿所述内周界包括多个第二爪极，所述第二爪极彼此紧邻并且在所述旋转轴的向上轴向和所述旋转轴的向下轴向上交替地延伸，所述第二爪极的底侧形成环形；

第一开口部分，其形成在所述第一环形爪极单元的第一连结表面中，以便于连结到所述第二环形爪极单元；以及

第二开口部分，其形成在所述第二环形爪极单元的第二连结表面中，以便于连结到所述第一环形爪极单元。

2.根据权利要求1所述的永磁体马达，

其中所述第一开口部分和所述第二开口部分以如下方式形成，即所述第一开口部分的中心和所述第二开口部分的中心与向下延伸到所述第一连结表面的所述爪极的中心在同一直线上。

3.根据权利要求1或2所述的永磁体马达，

其中形成多个所述第一开口部分和多个所述第二开口部分，

在所述开口部分之间形成多个磁路缩窄部分，

所述第一开口部分、所述第二开口部分和所述磁路缩窄部分以如下方式形成，即在周向方向上，至少一个所述磁路缩窄部分的宽度等于或小于所述第一开口部分和所述第二开口部分中的至少一个的宽度。

4.根据权利要求3所述的永磁体马达，

其中所述第一开口部分和所述第二开口部分分别形成在所述第一环形爪极单元的内边缘部分和所述第二环形爪极单元的内边缘部分中。

5.根据权利要求3所述的永磁体马达，

其中所述第一开口部分和所述第二开口部分分别形成在所述第一环形爪极单元的外边缘部分和所述第二环形爪极单元的外边缘部分中。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的永磁体马达，

其中多个所述第一开口部分和多个所述第二开口部分分别沿着周向方向形成在所述第一环形爪极单元中和所述第二环形爪极单元中，其中

在所述第一环形爪极单元和所述第二环形爪极单元中，沿着所述第一开口部分和所述第二开口部分形成时所沿着的周向方向，在所述第一开口部分和所述第二开口部分之间形成弧形凹槽。

7.根据权利要求6所述的永磁体马达，

其中所述第一环形爪极单元和所述第二环形爪极单元的所述凹槽在径向方向上的宽度等于或小于所述第一开口部分和所述第二开口部分在径向方向上的宽度。

8.根据权利要求6所述的永磁体马达，

其中所述第一环形爪极单元和所述第二环形爪极单元的所述凹槽在径向方向上的宽度大于所述第一开口部分和所述第二开口部分在径向方向上的宽度。

9.一种位置估计装置，其包含：

根据权利要求1至8中任一项所述的永磁体马达；

高频发生单元，其被配置为生成供应给所述永磁体马达的电枢线圈的高频信号；

电流检测单元，其被配置为检测高频电流分量，所述高频电流分量是对所述高频信号的响应；以及

位置估计单元，其被配置为基于所述高频信号和所述高频电流分量估计包括在所述永磁体马达中的所述转子的位置。

10.一种马达驱动控制装置，其包含根据权利要求9所述的位置估计装置。