CN105519133A - 用于mems电容式换能器的信号处理 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及用于处理由MEMS电容式换能器生成的感测信号以用于补偿这样的感测信号中的失真的电路系统。所述电路系统具有：一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入(204)和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出(205)之间。补偿电路系统(206，207)被配置以在沿着所述信号路径的第一点处监测信号并且生成一个校正信号(Scorr)；以及基于所述校正信号在沿着所述信号路径的至少第二点处修改信号。作为沿着所述信号路径的所述第一点处的信号的值的函数生成所述校正信号，以将补偿分量引入到所述输出信号中，所述补偿分量补偿所述感测信号中的失真分量。所述信号路径中的第一点可以在所述信号路径中的第二点之前或之后。可以在所述信号路径的模拟部分或数字部分中执行所述监测并且在任一种情况下可以在信号路径的模拟部分或数字部分中施加所述修改。

Description

用于MEMS电容式换能器的信号处理
本申请涉及用于处理换能器(尤其MEMS电容式换能器)检测到的信号的信号处理电路，并且尤其涉及用于这样的换能器(尤其用于MEMS传声器)的读出电路。
MEMS电容式换能器(诸如，MEMS传声器)通常由两个平面电极组成，其中一个电极是柔性的且相对于另一个电极可移动。柔性电极响应于入射激励(例如，声压)而移动，因此将极板之间的距离从静态值d更改到值(d+x)。对于许多MEMS传声器，在传声器的正常运行范围内，位移x(大致)线性地依赖于入射声压。
如图1a中例示的，为了从MEMS传声器101中提供电感测信号，偏置电压(例如，12V)被施加在两个极板之间。通常一个极板被直接耦合到固定的高压VB，另一个极板经由高偏置阻抗RG(通常具有大约千兆欧姆的量级)被耦合到处于地电位的偏置电压VG或接近地电位的偏置电压VG。传声器换能器电容CM通常仅是大约1pf，并且在连接到第二极板的节点处接收的感测信号需要本地缓冲。因此提供一种信号处理或读出电路以从感测信号中产生输出信号。在图1a中示出的实施例中，布置具有增益Av的电压放大器102来生成经缓冲的电压输出信号Vout，以传送到下游电路系统。放大器可以包括ADC103，使得该放大器产生数字输出信号Sout。
在此实施例中，放大器呈现高输入阻抗，因此MEMS电容上的电荷QM保持恒定。电压由QM/CM给出并且因此与电容成反比，电容本身与极板间隔成反比，因此总的来说检测到的电压线性地依赖于位移。
对于94dBSPL的典型声级，线性位移x通常约为极板间隔d的0.1％r.m.s。如果极板之间的偏置电压是例如12V，则感测的电压将大约是12mVr.m.s。经仔细设计，放大器的声频频带输入噪声和偏置布置可以具有6uVrms或更小的量级，以给出66dB或更好的信噪比。这对于一定范围的应用是可接受的。
然而，对于处理更大振幅(例如，140dBSPL或更大的量级)的信号的需求在增长。这样的输入声级将导致信号是上文段落中讨论的这些信号的大约200倍，例如，大约2.4Vr.m.s。
确保放大器的输入级能够很好地应对这样的输入电压范围是一个挑战。另外，如上文提及的，偏置阻抗RG通常具有数十千兆欧姆的量级。使用正常集成电路材料来实施此大小的电阻器是不切实际的。因此，通常地，通过二极管(尤其是多晶硅二极管)来实施偏置阻抗RG。这些二极管为数十或甚至数百mV的信号摆动提供合理线性的且高的电阻，但是它们的阻抗随着偏置以指数形式减小，因此将对较高振幅的音频频率信号进行箝位或限幅。
对这些问题的一个解决方案是使用电荷放大器104来缓冲换能器信号，如图1b中例示的。此布置在放大器的虚拟地处箝位放大器输入电压。换能器101两端的电压因此维持恒定，但是由入射压力激励引起的电容CM的变化导致底部极板上的电荷发生变化。这由运算放大器补偿，该运算放大器迫使反馈电容器CF上的对应量的电荷维持虚拟地电压。因此在偏置阻抗RG两端存在的电压很小，避免了上文关于基于二极管的RG实施方式讨论的箝位或过度泄漏问题。另外，放大器的输入电压摆动也非常小，因此输入级净空(headroom)不再是一个问题。
然而，应注意，在此布置中，在运算放大器的两端没有直流反馈。因此，任何直流偏移(例如，运算放大器的输入偏移电压)将被运算放大器开环直流增益所放大并且因此可能给出饱和输出。为了避免此问题，需要一些附加直流偏置稳定电路系统或直流伺服系统(为了简化没有示出)，通常涉及以下中的至少一个：电流注入到虚拟地中、调谐施加到非反相输入的偏置电压或基于来自运算放大器或等价物的低频反馈将一个信号应用到次级运算放大器输入端子。
为了避免此附加电路系统带来的复杂性，可以使用如图1c中例示的一个替代布置。在此布置中，具有的电容是CM值的例如十倍的电容器CATT被放置以在检测到大的信号摆动时衰减放大器的信号输入。将CATT当作放大器接口电路系统的一部分，其传递函数现在依赖于输入上的电压VM和已经经过CM和CATT之间的输入边界的电荷QM。当连接衰减电容器CATT时，偏置电路系统RG两端的电压摆动被减小到1/10或1/10左右。当仅存在小输入信号时，可以基于由下游的一个点处的信号电平检测生成的某个控制信号MATT而断开CATT。图1c中还例示的是在放大器电路系统的内部和外部的寄生电容CP1和CP2，所述寄生电容也以类似于CATT但是成比例地小于CATT的方式影响传递函数。
图1b和图1c中示出的布置因此解决大的输入电压摆动的问题。然而，对于图1b中示出的电荷放大器布置，因为换能器电压现在是恒定的并且测得电荷QM＝CM.VM，所以输出信号与换能器电容成比例。电容与极板之间的间隔成反比。因此，测量信号不再与位移成比例，因此也不与入射压力成比例。
类似地，关于图1c中示出的电路，当CATT是CM的例如10倍时，传递函数非常类似于电荷放大器，并且对于这些高振幅信号可以看到类似的失真级。
因此，本发明的实施方案的目的是减轻上文提及的问题中的至少一些。
因此，根据本发明，提供一种用于MEMS电容式换能器的信号处理电路，在使用中，所述换能器响应于一个输入激励产生一个感测信号，所述信号处理电路包括：
一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；以及
补偿电路系统，其被配置以：
在沿着所述信号路径的第一点处监测信号并且生成一个校正信号；以及
基于所述校正信号在沿着所述信号路径的至少第二点处修改信号；
其中作为沿着所述信号路径的所述第一点处的信号的值的函数生成所述校正信号，以将补偿分量引入到所述输出信号中，所述补偿分量补偿所述感测信号中的失真分量。
所述信号路径中的所述第一点可以在所述信号路径中的所述第二点之后。
在一些实施方案中，可以具有一个位于所述信号路径中的模拟-数字转换器。在这样的情况下，所述补偿电路系统可以在所述模拟-数字转换器内或在所述模拟-数字转换器的输入处修改信号。
所述补偿电路系统被配置以通过在所述第二点处将所述校正信号加至信号来修改所述信号。在使用加法校正信号的情况下，所述校正信号被生成以包括由在所述第一点处的任何基本信号分量生成的至少一个谐波分量。所述补偿电路系统因此可以包括一个谐波生成电路，以基于在所述第一点处的信号生成所述校正信号。可以作为所述第一点处的信号的值的平方的函数生成所述校正信号，并且所述补偿电路系统包括平方电路系统以用于产生所述校正信号。替代地，可以作为所述第一点处的信号的绝对值的函数生成所述校正信号，并且所述补偿电路系统可包括整流电路系统以用于产生所述校正信号。在一些实施方案中，可以作为监测到的信号相对于一个或多个阈值的值的函数生成所述校正信号，并且所述补偿电路系统可包括至少一个比较器，所述至少一个比较器被配置以将以所述第一点处的信号为基础的信号与所述一个或多个阈值进行比较并且基于所述比较生成所述校正信号，所述校正信号具有多个预定值中的选定的一个值。因此可以存在具有预定校正值作为输入的至少一个多路转换器(multiplexer)，其中所述多路转换器被配置以由所述至少一个比较器的输出所控制。
所述校正信号可以被加至所述信号路径的模拟部分。
在一些实施方案中，可以存在位于所述信号路径的所述模拟部分中的至少第一模拟放大器级，其中所述第二点是所述第一模拟放大器级的输入。所述第一模拟放大器级可以是一个用于接收来自所述MEMS换能器的感测信号的输入放大器级。替代地，所述第一模拟放大器级可以是继一个输入放大器级之后的一个放大器级。
在所述信号处理电路包括一个模拟-数字转换器的情况下，所述信号路径中的所述第二点可以是所述模拟-数字转换器的输入。然而，在一些实施方案中，所述信号路径中的所述第二点在所述信号路径的数字部分中在所述模拟-数字转换器的下游。
在一些实施方案中，所述补偿电路系统通过基于所述校正信号调谐(modulate)所述信号路径中的至少一个部件的增益来修改信号，例如，缩放所述第二点处的信号的值。可以生成所述校正信号以根据一个与(1+α.Vs)成比例的值来缩放所述增益，其中α是一个预定值且Vs是所述第一点处的信号的值。可以作为监测到的信号相对于一个或多个阈值的值的函数生成所述校正信号。
所述补偿电路系统可以调谐所述第一模拟放大器级的增益，所述第一模拟放大器级可以是一个用于接收来自所述MEMS换能器的感测信号的输入放大器级或一个随后的放大器级。
所述补偿电路系统可以调谐一个模拟-数字转换器和/或一个数字增益元件的增益，其中所述补偿电路系统调谐所述数字增益元件的增益。
在一些实施方案中，所述信号路径中的所述第一点可以在所述信号路径中的所述第二点之前。
所述信号路径可以包括一个电荷放大器，所述电荷放大器被布置为一个输入放大器级以接收所述感测信号。
所述补偿电路系统可以包括一个低通滤波器以用于产生在所述信号路径中的所述第一点处的信号的经滤波的型式(version)。在所述信号路径中的所述第一点处的信号的经滤波的型式可以被提供作为除了所述校正信号以外所述补偿电路系统的单独输出。
所述信号路径可以包括一个放大器，并且所述电路还可以包括衰减电路系统以用于将选择性可变衰减施加到待被放大的感测信号。所述补偿电路系统然后可以被进一步配置以在所述信号路径中的在所述放大器的输入的下游的一点处修改信号，从而补偿由所述衰减电路系统施加的衰减。所述补偿电路系统可以被配置以调谐所述信号路径中的在所述放大器的输入的下游的至少一个元件的增益。
本发明的实施方案的信号处理电路可以包括一个用于所述MEMS电容式换能器的读出电路。
所述补偿电路系统可以响应于至少一个存储的设定值来限定用于生成所述校正信号的所述函数，并且所述电路可以包括一个可编程元件以用于存储至少一个所述存储的设定值。所述可编程元件可以被配置以存储在包含所述信号处理电路的主机设备的组装期间被编程的一个设定值。所述可编程元件可以是可重新配置的。所述可编程元件可以被配置以存储在包含所述信号处理电路的主机设备的校准步骤期间确定的一个设定。
所述信号处理电路可以被实施为一个集成电路。所述集成电路可以被连接到所述MEMS电容式换能器，例如，经由合适的键合线等连接到所述MEMS电容式换能器，或者所述MEMS电容式换能器可以是所述集成电路的一部分。所述MEMS电容式换能器是MEMS传声器。
本发明的一些方面还应用于包括如上文所描述的信号处理电路的电子设备。所述电子设备是以下中的至少一个：便携式设备、电池供电的设备、计算设备、通信设备；游戏设备；移动电话；膝上型电脑；以及平板电脑。
本发明的另一个方面提供一种补偿由MEMS电容式换能器产生的感测信号中的失真的方法，所述方法包括：
在沿着一个信号路径的第一点处监测信号，所述信号路径在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；
生成一个校正信号；以及
基于所述校正信号在沿着所述信号路径的至少第二点处修改所述信号；
其中作为沿着所述信号路径的所述第一点处的信号的值的函数生成所述校正信号，以将补偿分量引入到所述输出信号中，所述补偿分量补偿所述感测信号中的失真分量。
可以以上文关于本发明的第一方面描述的方式中的任一种来执行该方法。
在另一方面，提供一种用于换能器的信号处理电路，在使用中，所述换能器响应于一个输入激励产生一个感测信号，所述信号处理电路包括：
一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；以及
补偿电路系统，用于在沿着所述信号路径的第一点处监测信号并且在沿着所述信号路径的至少第二点处修改信号；
其中所述补偿电路系统被配置以作为所述第一点处的信号的值的函数修改所述第二点处的信号，以将补偿分量引入到所述输出信号中，所述补偿分量补偿所述感测信号中的失真分量。
在又一方面，提供一种用于减少由换能器产生的电感测信号中的失真的信号处理电路，所述信号处理电路包括：
一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；以及
补偿电路系统，用于作为存在于沿着所述信号路径的第一点处的信号的瞬时值的函数生成一个校正信号，并且用于将所述校正信号与存在于沿着所述信号路径的第二点处的信号结合。
在本发明的又一方面，提供一种用于减小由换能器产生的电感测信号中的失真的信号处理电路，所述信号处理电路包括：
一个模拟-数字转换器，用于接收所述电感测信号；
补偿电路系统，用于在所述模拟-数字转换器的输入处将一个校正信号加至所述电感测信号并且根据被定义以消除所述电感测信号的预期失真分量的非线性传递函数从所述模拟-数字转换器的数字输出生成所述校正信号。
在本发明的另一方面，提供一种用于换能器的信号处理电路，在使用中，所述换能器响应于一个输入激励产生一个感测信号，所述信号处理电路包括：
补偿电路系统，用于将一个校正施加至所述感测信号，其中所述校正基于所述输入激励和所述感测信号之间的传递特性中的失真分量的倒数。
在本发明的又一方面，提供一种用于换能器的信号处理电路，在使用中，所述换能器产生一个感测信号，所述信号处理电路包括：
一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；
一个放大器，其位于所述信号路径中以用于放大所述感测信号；
一个选择性衰减器，其被耦合在所述输入和所述放大器之间用于响应于第一控制信号衰减待被放大的感测信号；
控制电路系统，其被配置以在沿着所述信号路径的第一点处监测信号并且基于所述第一点处的信号电平生成所述第一控制信号；
其中所述控制电路系统还被配置以生成一个增益控制信号，用于将增益调谐施加至所述信号路径中的至少一个部件，其中所述增益控制信号与所述第一控制信号同步，使得所述增益调谐补偿所述感测信号的衰减。
所述控制电路系统可以被配置以从在沿着所述信号路径的第一点处的信号导出一个监测到的信号并且向所述监测到的信号施加预加强滤波。增益调谐所施加至的所述至少一个部件可以是模拟-数字转换器。所述模拟-数字转换器可以根据所述模拟-数字转换器的信号输入的幅度以不同的模式运行。
在本发明的这些另外的方面，换能器可以是MEMS换能器和/或电容式换能器，尤其是MEMS电容式换能器。
现将关于下列附图仅以实施例的方式描述本发明，其中：
图1a-图1c例示用于MEMS电容式换能器的已知读出布置；
图2例示根据本发明的一个实施方案的具有补偿电路系统的信号处理电路的一个实施方案；
图3例示合适的补偿电路系统的一个实施例；
图4a和图4b例示图2中示出的电路使用图3的补偿电路系统的示例波形；
图5a总体上例示本发明的多个实施方案且图5b至图5e例示可以施加信号修改的多种方式；
图6例示合适的补偿电路系统的另一个实施例；
图7例示图2中示出的电路使用图6的补偿电路系统的示例波形；
图8a和图8b例示补偿电路系统的另一些实施方案；
图9例示用于将一个校正信号加至ADC的输入的一个实施方案；
图10例示用于将一个校正信号加到信号路径的模拟部分中的一个部件的一个实施方案；
图11例示了被加在电流域中的校正信号的一个实施方案；
图12a和图12b例示用于将一个校正信号加至输入放大器级的输入的实施方案；
图13a和图13b例示用于生成乘法校正信号或增益调谐校正信号的补偿电路系统的实施方案；
图14总体上例示ADC的运行且例示可以如何调谐ADC的增益；
图15例示可以如何调谐模拟信号路径中的元件的输入电阻的一个实施例；
图16例示可以如何调谐输入放大器级的增益的一个实施例；
图17例示用于在施加衰减的同时修改信号路径中的至少一个元件的增益的另一个实施方案。
如上文关于图1a提及的，采用电压放大器布置来缓冲来自能够应对一定范围声压级的MEMS换能器的感测信号在提供具有足够输入电压范围的放大器方面造成挑战。另外，通常用作偏置阻抗的二极管具有随着偏置变化且可以对在高感测信号电平处的信号进行箝位或限幅的阻抗。
为了解决此问题，已知使用诸如图1b中示出的电荷放大器布置连同电路系统来提供直流稳定。然而，在采用电荷放大器布置时，感测信号相对于输入声压不再呈线性。
对于具有面积A的电极的MEMS传声器，电容CM通过下面的等式给出
CM＝εA/(d+x)。(等式1)
稳定状态下，为了简单假设VG＝0，传声器上的电荷QM因此通过下面的等式给出
QM＝VB.CM＝VB.εA/d。(等式2)
对于如图1a中示出的电压放大器，此电荷保持恒定且因此电容器VC两端的电压通过下面的等式给出
VC＝QM/CM＝VB.(d+x)/d。(等式3)
应清楚的是，检测到的电压摆动因此相对于位移x呈线性。
然而，对于图1b的电荷放大器，电压保持恒定且电容器的底部极板上的瞬时电荷QM通过下面的等式给出
QM＝VB.εA/(d+x)。(等式4)
因此，应理解，感测信号与MEMS电容式换能器的极板之间的位移成反比。从静态位置d到位置d+x的位移导致电荷的变化：
VB.εA.{1/(d+x)-1/d}＝-{VB.εA/d}.{1-1/(1+x/d)}。(等式5)
因此，感测信号相对于线性位移x呈非线性。这导致依赖于位移x的幅度以及该位移的符号(即，该位移是正的——将电容器极板移动到比它们的静态间隔更远，或是负的——将电容器极板移动得更靠近在一起)的输出信号中的失真。
在图1c中示出的布置中，当连接衰减电容器时，传递函数非常类似于电荷放大器，并且看到类似的失真级。此外清楚地，连接和断开衰减电容器导致信号处理电路的增益出现阶跃变化，明显地需要在下游处理中处理所述阶跃变化。
本发明的实施方案因此涉及提供一种信号处理电路，该信号处理电路用于接收来自换能器(尤其是MEMS电容式换能器)的感测信号且产生处理该感测信号中的非线性问题的输出信号。本发明的实施方案因此提供补偿电路系统，该补偿电路系统在沿着信号处理路径的一个点处监测信号且修改该信号以至少部分地补偿感测信号中的任何这样的非线性，即，补偿感测信号中的(相对于输入激励的)失真分量。本质上，该补偿电路系统在沿着信号路径的至少一个点处引入失真分量以补偿感测信号中的固有失真分量。该补偿电路系统作为监测到的信号的值的函数生成校正信号并且基于该校正信号修改信号路径中的信号。在使用中，基于确定的或预期的失真分量，作为监测到的信号的值的函数生成校正信号，且该校正信号与感测信号有效结合以至少部分地补偿这样的失真分量。
图2示出根据本发明的一个实施方案。图2示出信号处理电路200，其被布置以接收来自电容式换能器101的感测信号，如先前描述的，该电容式换能器在高偏置电压VB和低偏置电压VG之间(经由偏置阻抗RG)偏置。低偏置电压VG标称地可以是地电位或一些其他方便的固定电压。替代地，尤其对于如上文讨论的电荷放大器，如本领域已知的，它可以是由提供来自沿信号链的某个点的低频反馈以调节静态运行点的电路系统生成的。
来自MEMS换能器的感测信号被输入到放大器输入级201。放大器输入级201可以被布置为如上文所讨论的电荷放大器。来自放大器级201的输出Vamp被传递到ADC202，该ADC产生感测信号的数字型式SADC。在一些情况下，例如，如本领域已知的，在需要δ-σ类型数字输出的情况下，可存在字长减小(WLR)电路203以减小字长。
该信号处理电路因此具有一个用于接收感测信号的输入——例如，输入节点204(虽然在一些实施方案中在RG之前至MEMS换能器的连接可以被看作输入)——和一个用于基于感测信号输出输出信号SOUT的输出，例如，输出节点205。位于输入节点204和输出节点205之间的信号路径中的是放大器级201和ADC202。例如，用于将字长从多位格式减小到单一位格式的字长减小的另一个电路块203或相反地用于提供较高分辨率较低采样速率格式的抽取电路系统也可以存在于该信号链中。
在此实施方案中，还存在如上所述的补偿电路系统。在此实施方案中，该补偿电路系统包括补偿控制电路系统206和修改电路系统207，该补偿控制电路系统用于在沿着信号路径的第一点处监测信号以根据监测到的信号的值生成一个适当的校正信号，该修改电路系统用于在沿着信号路径的第二点处修改信号。在此实施例中，补偿控制电路系统206接收ADC输出的数字信号Smon。如图2中例示的，监测到的数字信号可以是从ADC下游的信号路径中的第一点抽头的数字信号SADC，或者替代地，数字信号SADC1可以被直接从ADC202内传递到补偿控制电路系统206，即，信号被监测的第一点可以是信号路径中的ADC内的一个节点。
在此实施方案中，由补偿控制电路系统206监测的信号Smon因此是感测信号的数字型式，且补偿控制电路系统206确定适当的数字校正值Scorr。在此具体实施例中，此数字校正值Scorr被用于至少在沿着信号路径的第二点处修改数字信号SADC以提供输出信号Sout。在此实施方案中，数字校正值Scorr被加至来自ADC的数字信号输出SADC，在此实施例中，在信号被监测的第一点的下游数字校正值Scorr被加至来自ADC的数字信号输出SADC。因此，通过加法器207将数字校正值Scorr加至数字信号SADC。注意，为了避免疑义，如本文使用的术语“加”、“被加”、“加上”或“加法”应分别包括“减”、“被减”、“减去”或“减法”并且加法器207因此可以减去数字输出信号SADC。
存在可以作为监测到的信号值的函数生成合适的非线性校正信号的多种方式。例如，补偿控制电路系统206可以包括一个谐波生成电路，用于生成感测到的信号的谐波。
在相对简单的实施方式中，监测到的感测信号Smon的瞬时值被平方并且被用作校正值的基础。注意，如本文使用的，感测信号将被认为是被检测的电气性能中的所感测到的变化。换句话说，感测信号将被认为具有零静态值并且可以具有正值和负值，换句话说，在此描述中为了简化忽视了非零静态偏置。
如上文关于等式5描述的，电荷放大器的运行可以导致感测信号具有失真或误差，所述失真或误差随着线性位移x的幅度而增大。失真的作用总是使感测信号没有比理想响应正(或感测信号比理想响应更负)。换句话说，增大线性位移的正值(即，增大极板距静态位置的间隔)导致感测信号变得逐渐低于理想信号。然而，增大x的负值(即，使极板比在均衡时更靠近在一起)导致感测信号越来越高于期望的感测信号。还应理解，对于给定幅度的x，负位移的失真量比正位移大。换句话说，换能器布置在输入激励和包括失真分量的感测信号值之间具有传递函数。
加上基于瞬时信号值的平方的校正值将导致误差校正：(i)随着信号的值增大；(ii)是正的(无论瞬时信号值的值如何)因此使感测信号相比其本应是的值更正(或感测信号没有其本应是的值负)；以及(iii)将为较高值的信号提供更大的校正，因此对如下事实进行校正，所述事实是对于固定幅度的输入激励，感测信号的负峰值会表现为比对应的正峰值的幅度大。因此，可以作为监测到的信号值的值的平方的函数确定校正信号，并且这样的校正信号将至少部分地补偿由换能器传递函数引入的失真分量。
图3例示可能的补偿控制电路系统206的一个实施例。在图3中示出的实施方案中，监测到的数字信号Smon被接收且被输入到低通滤波器(LPF)301。ADC202可以产生一个仅几位(例如1位或例如小于8位)分辨率的过采样输出。在ADC202产生一个过采样输出的情况下，监测到的数字信号Smon可能需要低通滤波以增加字长，从而给出合理的分辨率。换句话说，可以设置低通滤波器301以在高频量化噪声有机会混合到补偿电路系统在信号路径中执行的随后非线性运行中之前将所述高频量化噪声滤除掉。滤波器301的带宽因此可以被设置成衰减量化噪声。然而，如果如示出的滤波器仅存在于补偿控制电路系统206内，则因为在许多情况下补偿控制电路系统的后继级(例如，块302)会衰减滤波器301的输出，因此在加至ADC输出之前衰减存在于此信号中的任何量化噪声，滤波器301的输出处的信噪比要求可以不如主信号路径要求的那么严格，因此可以使用相对简单的滤波器布置。滤波器301可以仅去除超声波分量(＞20kHz)并且对音频带(20Hz-20kHz)具有很小影响。然而，在一些实施方案中，可能不需要滤波器301和/或已经存在一个位于主数字信号路径中的低通滤波器并且可以在这样的信号路径滤波器下游监测信号。
来自滤波器301(如果存在的话)的输出SLP然后可以被输入到非线性谐波生成电路302，在此情况中非线性谐波生成电路302是一个平方器(x2)。对现在的信号值求平方，例如，通过使用乘法器来使该信号乘以它自己。此平方值可以直接用作校正信号Scorr。然而，在一些实施方案中，校正信号的该初始值可以经历一个线性缩放因子以提供适当幅度的校正信号Scorr。在任何情况下，校正信号Scorr可以随后被传递至加法器207。
图4a和图4b例示使用图3的补偿电路系统的图2的信号处理电路的一些示例模拟波形。图4的波形是在假设图2的放大器201是电荷放大器的情况下计算出的，并且应用一个输入正弦压力激励导致电容式换能器的极板的正弦线性位移，其中最大位移x等于静态极板间隔d的20％。
图4b例示是对原始输出信号Sout-orig求平方的校正值信号Scorr(在此实施例中，没有进一步缩放)。图4b还示出产生的经校正的输出信号Sout-corr以及在AP＊(波形AP小于4％的增益调整以优化拟合)和Sout-corr之间的剩余误差。可以看到，与原始误差相比，误差信号大大减小并且经校正的输出信号更紧密地对应于输入信号。小增益误差可以被校正或被忽略。
因此，应清楚，通过在沿着信号路径的第一点处监测信号，补偿控制电路系统206可以导出由修改电路系统207施加的合适的补偿信号，以补偿感测信号中的固有失真分量。
在此实施例中，补偿控制电路系统206在信号路径的数字部分中的第一点(即，第一节点)处监测信号并且供应一个前馈数字校正信号，该前馈数字校正信号在信号路径中的第二点(即，第二节点)处加至信号，该第二点也在信号路径的数字部分，并在第一点的下游。然而，多种其他的布置是可能的。例如，在信号被监测的第一点位于信号被修改的第二点的下游的情况下，可以使用一个反馈布置。在这样的实施方式中，补偿电路系统因此在已经施加至少一些校正之后监测信号。当确定一个合适的校正值时，如果必要，可以考虑已经施加的校正水平。
在一些实施方案中，可以在沿着信号路径的两个或更多个点处修改信号来提供期望的校正。信号被修改的两个或更多个点可以全都在信号被监测的第一点的上游或全都在信号被监测的第一点的下游，或者可以同时在所述第一点的上游和下游修改信号。
信号被监测的第一点可以是信号路径的模拟部分的一部分。不论监测的信号是数字的还是模拟的，可以在信号路径的数字部分中和/或在信号路径的模拟部分中修改信号。
如上文所描述的，可以通过在第二点处加上一个校正信号来修改感测信号。在这种情况下，补偿控制电路系统可以生成一个非线性校正信号且例如可以包括一个谐波生成电路。
然而，附加地或替代地，可以通过将与信号相关的缩放或乘法施加至信号来修改信号，例如，根据从监测到的信号中导出的校正信号来调谐信号路径中的可变增益元件的增益。
图5a例示用于沿着信号路径监测信号以及用于修改信号以施加期望的校正的一系列可能性。图5a示出一个包括如先前所描述的放大器级201和ADC202的信号路径。然而，在一些实施方案中，可以省略ADC202并且信号处理电路可以输出一个模拟输出信号。可选地，还可以在模拟路径中在放大器级201和ADC202之间存在至少一个附加元件501。例如，可以存在附加放大器级或其他增益级，或者可以有意地引入元件501以允许修改模拟信号。还可以在信号路径的数字部分中在ADC202的下游存在至少一个元件502，例如，一个数字增益级或其他信号处理元件，或者可以有意地引入元件502以允许修改数字信号。元件501和/或元件502因此可以已经存在于用于一些其他功能的常规信号处理电路中或者可以已经被有意地添加以允许施加补偿信号。
补偿电路系统206被布置以沿着信号路径在第一点处监测信号并且施加补偿信号以在至少第二点处修改信号。
如图5a中例示的，在沿着从输入至输出的信号路径中的第一点处监测信号。可以在沿着信号路径的一系列不同的可能点处监测信号，例如，下列点：
(a)在第一放大/缓冲级201的输出处的点；
(b)在后继增益级501之后的点；
(c)在ADC202的输出处的点；
(d)从ADC202的辅助输出的点(在一些实例中，ADC可能已经产生一个例如由过载检测电路系统或用于调整ADC的运行参数的一些其他调节电路系统所使用的辅助输出。即使信号处理电路的其余部分不需要辅助输出，使用ADC的辅助输出而不是主信号路径输出可以允许补偿电路系统使用一个不同的(较高的或较低的)分辨率输出，这可以有益于提高补偿电路系统的性能或允许使用相比其他情况更简单的电路系统)；和/或
(e)数字加法器/乘法器或可能地其他ADC后的DSP功能(诸如，滤波器)的输出处的点。
监测到的信号Smon被输入到补偿控制电路系统206以生成校正信号Scorr，用于校正或补偿由MEMS电容式换能器生成的感测信号中的失真。Scorr被用于在沿着信号路径的至少第二点处修改信号。由Scorr施加的非线性和/或缩放被设计成使得Scorr大体上消除信号的主要失真分量，从而减少在输出信号Sout中观察到的失真。
信号被监测的第一点可以在信号链中施加校正的第二点之前或之后。
如提及的，校正信号Scorr可以被用于在沿着信号路径的第二点处修改信号。例如，可以通过使用加法校正信号在若干不同点处修改信号。如图5a中例示的，该校正信号例如可以：
A.可能在一个辅助输入点处被加至放大器201的第一级中的感测信号(下文将参考图12更详细地讨论其一个实施例)；
B.在元件501处被加至从放大器201输出的模拟信号，元件501例如可以是一个随后的放大器或混合级(如图5e中总体表示的，下文将参考图12更详细地讨论其一个实施例)；
C.经由一个辅助ADC输入路径被加至ADC202的输入内(下文将参考图9更详细地讨论其一个实施例)；和/或
D.被用于通过元件502(例如，通过一个数字加法器)修改数字信号(如图5e中总体表示的以及上文关于图3讨论的)。
如提及的，附加地或替代地，可以通过使用乘法校正信号在若干不同的点处修改在沿着信号路径的第二点处的信号。如图5a中例示的，校正信号例如可以：
A.被用于调谐初始放大器级(如图5b中例示的)的增益，例如，通过数字地更改反馈电阻器网络电阻值来调谐初始放大器级的增益(下文将参考图16更详细地讨论其一个实施例)；
B.被用于调谐这样的随后的放大器级(如图5c中总体表示的，下文将参考图15更详细地讨论其一个实施例)的增益；
C.被用于调谐ADC202(如图5d中例示的)的信号输入的增益/灵敏度，例如，通过更改ADC输入路径的阻抗(例如，通过数字地更改输入电阻器电阻值或更改输入开关电容器的开关，下文将关于图15讨论其一个实施例)来调谐ADC202的信号输入的增益/灵敏度；和/或
D.被用于通过元件502(例如，通过一个数字乘法器)修改数字信号(如图5c中例示的)。
在实践中，为了在没有过多硬件或处理努力的前提下获得足够的性能，可能仅在所列出的监测点中的一个或两个处监测信号。同样地，可以仅在信号路径中的所述可能的点中的一个或两个处修改信号。
在信号路径中的第一点处提供对信号的监测的信号Smon因此可以是模拟的或数字的。同样地，校正信号Scorr也可以是模拟的或数字的。
如果监测信号和/或校正信号是数字的，它们可以具有任何适当的分辨率。例如，它们可以是一位或多位，并且例如可以是以低分辨率(例如，8位或更少)过采样格式(诸如，δ-σ类型)或者是标准音频采样速率下的较高分辨率。例如，标准音频速率可以是48kHz、44.1kHz、16kHz或8kHz，并且过采样速率可以例如是至少标称的768kHz。在一些应用中，采样速率可以是标准音频速率(即，小于标称768kHz)的一些合适的倍数且具有相对高的分辨率(例如，大于10位)。
如果监测到信号和/或校正信号是模拟的，则它们可以是电压、或电流、或电压和电流的组合。
所生成的和所施加的校正信号在振幅上可以是基本上连续的或者可以被限制到一小组离散电平，即，被采样例如以提供一个更经济的实施方式。
如上文提及的，补偿控制电路系统206可以生成一个校正信号Scorr，该校正信号Scorr在沿着信号路径的第二点处被加至信号。在补偿控制电路系统206生成一个加法校正信号的情况下，补偿控制电路系统206可以包括谐波生成电路系统。当生成一个加法校正时，补偿控制电路系统可以包括，例如：
i)一个平方电路，用于基于监测到的信号Smon(不管是模拟的还是数字的)的瞬时值的平方产生一个校正信号；
ii)一个绝对值或整流电路，用于基于监测到的信号Smon的经整流的值或幅度(但没有符号)产生一个校正信号；
iii)多个比较器，将Smon与一组阈值比较，在有或没有滞后的情况下，提供多个逻辑电平，从所述多个逻辑电平导出多级(可能地仅两级)分段恒定校正；和/或
iv)一个查找表或等同物，其编码期望的非线性传递函数。
从上文讨论中应清楚的是，可以在信号路径中的早于第一点的第二点(即，以反馈布置)实施补偿电路系统。然而，应注意，补偿电路系统反馈布置完全不同于放大器负反馈环路(且通常与放大器负反馈环路分开)，该放大器负反馈环路可以常规地被设置在高增益放大器附近用于改善放大器性能，例如，改善增益稳定性或放大器线性度。在这样的放大器反馈布置中，反馈是负的并且通常放大器输出被简单地反馈到放大器输入，该放大器输入例如可以是运算放大器的反相输入。在这样的常规放大器环路中，反馈信号因此通常仅是放大器输出信号的一个线性缩放的型式或经滤波的型式并且因此极性可以改变且具有与放大器输出相同的特性。在许多方面，这样的放大器反馈环路可以被看作放大器电路系统的一部分。
本发明的实施方案的补偿电路系统是除了任何这样的放大器反馈环路以外的电路系统且不同于任何这样的放大器反馈环路。由补偿控制电路系统生成的反馈信号是基于监测到的信号但相对于监测到的信号呈非线性——例如(对于在地电位处具有静态电平的信号)反馈信号的极性可以总是正的。补偿控制电路系统生成的反馈信号通常还将具有到监测点处的信号的附加频率成分，并且补偿电路系统反馈环路的环路增益将是低的。
也如上文提及的，补偿控制电路系统可以附加地或替代地生成一个被用于调谐在沿着信号路径的某个点处施加到信号的增益的校正信号并且补偿电路系统可以包括用于实施所述增益调谐的修改电路系统。换句话说，补偿控制电路系统生成乘法校正信号，当所述乘法校正信号被乘法地施加到信号时，其抵消信号的至少一些失真分量。
在补偿控制电路系统生成乘法校正信号的情况下，其可以包括增益因子调谐电路系统。当生成一个乘法校正时，补偿控制电路系统可以包括，例如：
i)一个缩放电路，模拟的或是数字的；
ii)多项式生成电路，例如，生成类型1+α.Smon的一阶函数或可选地较高阶函数；
iii)多个比较器，将Smon与一组阈值进行比较，在有或没有滞后的情况下，提供多个逻辑电平，从所述多个逻辑电平导出多级(可能地仅两级)分段恒定校正；和/或
iv)一个查找表或等同物，其编码期望的非线性传递函数。
应注意，补偿电路系统增益调谐完全不同于存在于信号处理路径中例如用于对放大器或解压缩进行自动增益控制的任何其他增益控制(且通常与所述任何其他增益控制分开)。本发明的实施方案的补偿电路系统是除了任何这样的增益控制之外的电路系统且不同于任何这样的增益控制，并且本发明的实施方案的补偿电路系统被布置以补偿由于换能器的传递函数引起的感测信号中的固有失真分量。
在一些情况下，可以在沿着信号路径的一个点处将至少一个加法校正施加到信号，同时在信号路径的相同的点处或另一个点处施加一个乘法校正。
补偿控制电路系统206和/或修改电路系统的元件可以物理地位于信号处理电路的其他块中，例如，可以生成一个逻辑信号或多个逻辑信号，所述逻辑信号随后更改施加至ADC的开关电容器输入的时钟。补偿控制电路系统206因此可以生成随后被施加至信号路径中的元件的部件(诸如，ADC202或放大器201)的一个中间逻辑信号或多个中间逻辑信号。
因此，在本发明的实施方案中，作为监测到的信号的值(即，监测到的信号的瞬时值)的函数生成校正信号。该校正信号被生成为使得当例如通过加法或通过增益调谐/缩放与感测信号结合时，它(至少部分地)补偿存在于感测信号中的(由于换能器和放大器的传递函数引起的)失真分量。
在一些情况下，监测到的信号值和校正信号之间的关系(即，相关函数)可以基于补偿电路系统和修改电路系统的选择被硬接线。例如，如果在信号路径的模拟部分中监测和修改信号并且补偿控制电路系统包括一个用于加法校正的模拟平方电路，则限定监测到的信号值和校正信号之间的关系的函数可以通过所选部件被硬接线(hardwire)。基于针对特定的换能器和放大器布置的预期失真或先前测量的失真(即，基于对其他成分的测试)，这样的电路部件可以被用于所述特定的换能器和放大器布置。
在一些实施方案中，可以通过多种设置来确定监测到的信号值和校正信号之间的关系的至少一些方面。例如，在将监测到的信号与阈值电平比较以输出多个校正信号值中的一个的情况下，可以通过多种电路设置来确定所述阈值电平和/或校正信号值，例如，相关阈值可以被存储在一个存储器中，该存储器可以是一次性可编程的(诸如，熔丝阵列等或者可重复编程的存储器)或者可以通过控制寄存器设置被设置。同样地，可以以类似的方式设置各种校正信号值。实际上，可能存在允许多达n个不同的阈值电平和校正值的多个比较器和多路转换器，且可以通过适当的设置选择所使用的比较器的数目。同样地，用于缩放校正信号的系数值可以被存储在存储器或可编程元件中。在一些情况下，存储所述设置的存储器或可编程元件可以位于与本发明的信号处理电路不同的集成电路上。如果必要的话，可以在设备启动或重置时将相关设置加载到信号处理电路的控制寄存器中。
可以由信号处理电路的制造商设置任何这样的校正设置，例如，基于一个预定的换能器和放大器布置的预期失真分量(其可以已经从测试其他类似的布置中导出)。替代地，所述设置可以由设备制造商编程。在此情况下，所述设置可以是基于使用真实的换能器和放大器布置执行的校准，例如，在设备组装期间执行的校准步骤。这样的校准可以包括在没有失真补偿的情况下和/或在具有特定的一组补偿设置的情况下将一个或多个已知测试刺激施加到换能器，以及确定然后可以被编程的适当的最终设置。
在一些实施方案中，限定监测到的信号值和校正信号之间的关系的函数的至少一些方面在使用中可以是可重新配置的，诸如，一个查找表中的条目或在生成校正信号时使用的多个系数的值。在这样的实施方案中，可以在使用中改变监测到的信号的值和校正信号之间的传递函数，例如，基于附加的校准数据。组装好的设备可以具有运行自校准处理的能力，例如，在启动或重置时。例如，设备可以在启动时发射一个可以由换能器检测到的且被用作一个参考信号的具有恒定(或已知变化的)声强度的声音。检测到的感测信号然后可以被分析以确定需要施加什么补偿设置和/或是否需要调整任何现有设置。
下文将进一步描述本发明的多个有利的实施方案。
如上文提及的，在一些情况下，补偿控制电路系统可以被布置以将监测到的信号Smon与一个或多个阈值电平进行比较来提供一个或多个校正信号值。图6例示例如可以在图2中示出的布置中使用的合适的补偿控制电路206的一个实施例。
在图6中示出的实施例中，在信号路径中的第一点处监测信号并且通过比较器601a、601b将该信号与多个阈值进行比较。如先前描述的，监测到的信号可以是数字信号。在此情况下，存在两个比较器，用于确定信号是否在正阈值Np之上的第一比较器601a和用于确定该信号是否在负阈值Nm(Nm可以具有与Np相同幅度或不同的幅度)之下的第二比较器601b。比较器601a、601b的输出被传递到或非门602，或非门602控制多路转换器603以便施加一个选定的校正信号值VG1或VG2。在此实施例中，如果监测到的信号Smon或者其导出信号例如SLP位于所述两个阈值之间，并因此既不在Np之上也不在Nm之下，则一个零值(VG1＝0)被用作校正信号，即，没有施加校正。然而，如果信号在Np之上或在Nm之下，则一个非零值VG2被用作校正信号值。
可以在低通滤波器604中对监测到的信号Smon进行滤波以在如上文所描述的比较之前产生一个信号SLP。滤波器604可以形成如上文关于图3描述的补偿控制电路系统206的一部分，在该情况下，滤波器604的输入是监测到的信号Smon。然而，在一些应用中，可存在一个位于信号路径中的滤波器并且监测到的信号可以是存在于该信号路径中的经滤波的数字信号SLP。在其他实施方案中，可能不需要任何滤波器604。
以与上文关于图4讨论的方式相同的方式但使用如图6中示出的补偿电路系统来针对图2的电路计算示例波形。图4a因此示出输入空气压力激励AP、产生的未经校正的输出信号(基于电容式换能器的极板的正弦线性位移且其中最大位移等于静态极板间隔d的20％)以及对应的误差。
图7示出声压信号AP＊(从AP缩放了5％以拟合基波振幅)、所施加的校正信号Scorr以及经校正的输出信号。正阈值Np被设置为0.11，负阈值Nm被设置为-0.13。当信号在所述阈值之间时施加一个零校正值VG1，并且当信号在该正阈值之上或比该负阈值更负时施加一个0.03的值VG2。
尽管该校正相对粗糙，应用两级校正，但可以看到，经校正的输出信号比未校正的信号总体更靠近输入激励。使用此布置总谐波失真减小了约6dB。
图6中示出的补偿电路系统206因此使用相对简单的部件且避免任何相对复杂的电路系统(诸如，平方电路或乘法器)，并且仍提供显著减小的失真。清楚地，该想法可以被扩展到更多阈值电平，其中当与不同的阈值交叉时，施加不同量的校正。
如所提及的，监测到的信号可以是数字信号，但是清楚地，比较器601a、601b可以是电压比较器以用于将模拟信号与参考信号比较。附加地或替代地，多路转换器603的输入可以是合适的电压电平以用于在任何ADC之前的合适求和点处加到模拟信号。此外，图6中的布置为正阈值之上的信号提供的校正值与为负阈值之下的信号提供的校正值相同。具有三个或更多个输入的多路转换器替代地可以与一个接收直接来自比较器601a、601b(即，省略或非门602)的信号的多位控制信号一起使用，以为由阈值电平限定的多个频带提供不同的校正信号。
图8a和图8b例示可能的补偿控制电路系统的一些其他实施例。在图8a中示出的实施方案中，可以使信号传递通过高通滤波器(HPF)801以去除(例如，由于与MEMS传感器相关联的恒定泄漏或变化泄漏引起的)直流偏移或漂移，以便允许更精确的处理。高通滤波还可以是期望的以避免输出信号直流电平的漂动。高通滤波器801因此可以位于信号路径中。还可以存在如先前描述的低通滤波器(LPF)802。补偿控制电路系统206包括非线性功能块803，在此实施例中，该非线性功能块是输出监测到的信号的幅度或绝对值的“绝对”(即，ABS)函数，即，执行整流。以数字方式执行这样的ABS函数非常简单，例如，通过使监测到的信号的符号位下降的电路系统。这样的校正信号再次明显地随着信号的绝对值增大并且导致使输出信号比其原本应是的更正/输出信号没有其原本应是的负的校正。可选地，如果必要的话，可以在数字乘法器804中通过缩放因子α将ABS值进行缩放，例如，使用一个简单的被乘数来减小复杂性。如果必要的话，可以将此ABS值(如果需要的话经缩放)应用到字长减小(WLR)块805，以减小数字输出的宽度。当校正值的符号相同时，无论真实的信号的符号如何，ABS函数提供非线性校正。
图8b示出一个类似的布置，但是在此实施方案中，来自非线性电路系统803的ABS输出被输入到比较器806并且与信号参考Np比较以生成指示信号幅度是在阈值之上还是在阈值之下的1位信号。在一些实施方案中，这可以被用作校正信号的基础，但是在图8b中示出的实施方案中，它被用来以与上文关于图6讨论的方式类似的方式控制多路转换器807。清楚地，如果期望的话，可以使用一系列比较器和阈值电平。
返回参考图2，示出的电路布置是前馈布置，其中信号被修改的第一点在信号被修改的第二点的上游。如所上文提及的，补偿电路系统可以被布置在一个反馈实施方案中，其中信号被监测的第一点在信号被修改的第二点的下游。如果在信号路径的数字部分中既监测信号又修改信号，例如，通过在图5中示出的点(e)处监测信号且将一个校正信号加至数字加法器502，则图3或图6中示出的实施方案中的任一个可以被用作补偿电路系统。
返回参考图3，监测到的信号Smon因此可以是已经使用校正信号Scorr修改的信号。在图3的实施例中，其中Scorr是基于监测到的信号的平方并且被加至感测信号，Scorr的值因此是从已经包括基于原始感测信号的瞬时值的平方的一些分量的监测到的信号Smon导出的。因此Scorr(和Smon)还将包含多项式展开的较高阶分量。这导致作为结果的所施加的校正稍微变化但该变化不显著——该所施加的校正仍将随着信号的瞬时幅度变化并且使输出信号Sout相比其原本应是的更正/较不负。在频域中，校正信号Scorr除了二次谐波还将包括其他偶次谐波。
应注意，在此布置中，监测到的信号Smon是数字的，经滤波的信号SLP因此是ADC输出信号SADC的经滤波的数字型式。这样的经滤波的信号SLP对于信号处理的其他方面可以是有用的并且因此可选地此信号还可以被提供作为一个单独的输出SLP-OUT以用于在电路的其他部分中使用，可能地在经过字长减小(WLR)块之后。因此，如果一个低通滤波器(LPF)被提供作为补偿控制电路系统206的一部分，则在这样的反馈实施方案中，可以产生输出信号的较高分辨率的数字型式，该较高分辨率的数字型式可对一系列其他功能(诸如，过载检测、容量控制或自动增益控制(AGC))是有用的。
返回参考图6，在一个反馈布置中，与阈值进行比较的信号将是经修改的信号，即，Smon将是已经施加VG1或VG2的信号。阈值和校正值VG2因此被相应地调整，但是再次使用经修改的信号对补偿电路系统的运行以及其优点没有显著影响。
同样地，图8a和图8b中例示的补偿控制电路系统实施方案可以使用经修改的信号作为监测到的信号Smon等同运行。
应注意，如果已经有一个低通滤波器存在于信号路径中来满足一些要求，则可以仅用一些额外的简单部件实施补偿电路系统并且可以容易地提供失真补偿益处。
如上文中提及的，可以通过将校正信号加到信号路径的模拟部分中的一个节点来施加信号修改。在一个反馈布置中，可以在信号路径的数字部分中监测信号并且可以在一个合适的求和节点处将形成的合适的校正电压加至模拟信号。图3和图6中示出的补偿控制电路系统的实施方案被用来通过在补偿控制电路系统的输出处使用一个数字-模拟转换器(DAC)以期望分辨率生成期望的电压电平来生成一个适当的校正电压。替代地，对于图6的实施方案，多路转换器603可以被布置以在两个电压电平之间多路转换。
然而，在一些实施方案中，校正信号可以被用来加至ADC202的信号输入。因此，形成补偿电路系统的一部分的修改电路系统可以形成ADC的输入的至少一部分或者被布置以修改ADC的输入处的信号。图9例示适合于用作图2的ADC202的ADC的部件。运算放大器901和电容器Cf1一起代表δ-σ调谐器的输入积分器级，其结合输入电阻Rin和ADC反馈电阻Rfb一起运行以对在施加到Rin的输入信号和施加到Rfb的导出的δ-σ编码波形之间的低频误差进行积分。运算放大器901的输出可能地至少部分地经由另一些积分器(为了清楚未示出)耦合至输出量化器902。对于每个时钟循环，如本领域技术人员应理解的，量化器Q的输出确定反馈电阻Rfb是被连接到一个相对正的电压参考VrefP还是被连接到一个相对负的电压参考VrefN，以与经由Rin注入的信号电流竞争来对电容器Cf1进行充电或放电。包括积分器和量化器以及经由Rfb的反馈路径的负反馈环路的高音频环路增益用来使输入信号和导出的δ-σ编码波形之间的音频误差最小化。
δ-σ流因此提供输入到ADC的信号的如实再现。然而，如先前描述的，此输入信号包含由于换能器的非线性传递函数引起的非线性分量。为了校正这些非线性分量，加入补偿电路系统。量化的输出因此由可以包括低通滤波器903和非线性生成电路系统904的补偿控制电路系统206接收，例如以采用一个如先前讨论的求平方函数来生成用于控制包括另外的积分器输入电阻器Rh1、Rh2的修改电路系统的校正信号Dh。数字校正信号Dh被用来将这些另外的积分器输入电阻器Rh1、Rh2选择性地切换到地电位或一个参考电压。如果这样的电阻器被连接到该参考电压，则它将根据电阻的值和该参考电压将一个分量加到输入信号。图9中示出两个这样的电阻器以例示该原理：其可以由两位数字校正信号Dh所选择，然而，在其他实施方案中它们可以是更多个电阻器——或者如果两级校正足够的话可以仅是一个电阻器。在存在多个电阻器的情况下，电阻和/或参考电压的值可以是加权的，例如，是二进制加权的。动态误差匹配技术可以被用来减小可能地制造诱发的不匹配的影响。替代地，如果必要的话，可以使用字长(WLR)减小块905来将数字校正信号减小到1位输出并且延迟器906可以位于电阻器Rh的抽头点之间，使得此信号位的信号沿着控制电阻器的延迟线呈波状。这产生一个有限脉冲响应滤波器，并且允许使用单一位数据流而没有过多的量化噪声。任何电阻器不匹配则仅导致此低通滤波器的响应中的小的偏差而不是导致量化噪声。
在一些实施方案中，可以使用开关电容器代替电阻器Rh。在这样的实施方案中，校正信号Dh可以与多相时钟结合以在一些循环中更改开关电容器的开关顺序，从而根据校正信号更改有效的输入信号。
再次，监测到的信号实际上是经校正的信号，低通滤波器903的输出可以被单独地输出以用于其他处理。
如上文关于图5提及的，在一些情况下，可以在第一放大器级201和ADC202之间的模拟信号路径的一部分处(即，在图5中示出的点B处)修改信号。图10例示这样的实施方案的一个实施例。在此实施例中，加法校正信号通过一个单独的放大器级被加至模拟信号并且被提供到ADC输入。此单独的放大器级具有常规的反相运算放大器1001和电阻器求和电路。在此实施方案中，补偿控制电路系统206监测从ADC输出的数字信号，但是其他布置是可能的。补偿控制电路系统控制开关1002，该开关将电阻器RH连接到多个参考电压(例如，V1、V2)中的选定的一个。一个参考电压V1可以是地电位并且当不需要加法时可以选择参考电压V1。如果被连接到非零参考电压V2，则会将一个信号(由RH与RA的相对值加权的)加至信号路径。图10例示具有两个参考电压V1、V2的单个开关1002，但是清楚地可以设置更多个开关/参考电压，可能地具有电阻RH的适当加权的值。替代地，补偿控制电路系统可以用一个期望的驱动电压直接驱动电阻器RH，而不是控制参考电压之间的切换。可以通过作用于来自补偿控制电路系统的数字输出上的ADC获得所需要的驱动电压，或者补偿控制电路系统可以例如直接使用图6中例示的补偿控制电路系统来在一系列不同的可能的驱动电压之间多路传输以输出一个期望的电压。图10例示在从ADC输出之后被监测的数字信号，但是清楚地，可以在信号路径的不同部分处监测所述数字信号或者可以在信号路径的模拟部分中监测所述信号(在此情况下，补偿环路可以是完全模拟的)。
图11例示放大器201可以在电流域中运行并且因此加法校正信号可以被施加在电流域中。在此实施例中，输入放大器级201是一个(线性的)跨导级并且DAC202可以是一个电流ADC，例如，一个连续时间电流输入δ-σADC(虽然电流信号可以替代地经由一个适当的输入电阻器被转换成电压并且被施加到一个电压输入ADC)。在此实施例中，补偿控制电路系统控制可编程电流源1101(诸如，电流DAC)，所述可编程电流源可以是1位或多位。
如上文关于图5提及的，在一些情况下，可以在第一放大器级201的输入处的模拟信号路径的一部分处(即，图5中示出的点A处)修改信号。图12a和图12b例示这样的实施方案的两个实施例。在图12a中示出的实施例中，输入级201是具有由反馈电阻器RF1和RF2限定的增益的非反相运算放大器电路。补偿控制电路系统206生成注入在RF1和RF2之间的某个中间点(例如，公共节点)处的校正电流信号。在一个简单的实施例中，补偿控制电路系统例如基于信号电平与一个或多个阈值的比较接通电流源1201，但是在其他实施方案中，电流源1201可以是一个由补偿控制电路系统206控制的可编程电流源。
在图12b中示出的实施方案中，作用在RF1上的电压是受控的。补偿控制电路系统可以生成一个数字校正值，该数字校正值通过DAC1202由一个适当的电压进行转换。在此实施例中，补偿控制电路系统206可以简单地包括一个对监测到的信号和校正值之间的期望的非线性传递函数进行编码的查找表(LUT)。
在一些实施方案中，补偿控制电路系统可以本身形成一个合适的驱动电压而不需要一个单独的DAC或另外的DAC。例如，可以使用诸如图6或图8b中示出的补偿控制电路系统，其中多路转换器603或807的输入是合适的驱动电压。
图12a和图12b示出在信号路径的数字部分中监测信号，但是清楚地，可以在信号路径的模拟部分中监测信号。例如，在图6中例示的补偿控制电路系统中可以使用模拟比较器。在此情况下，在信号路径的模拟部分中监测和修改信号。因此失真补偿电路系统不需要ADC202。
在监测模拟信号的情况下，图12a的实施方案中的补偿控制电路系统本身可以能够生成期望的控制电流并且因此可以不需要可编程的电流源1201。例如，可以使用诸如参考图3描述的补偿控制电路系统，但是其中模拟平方电路302生成与输入模拟电压电平的平方成比例的电流。模拟平方器电路可以采用已知技术(例如，基于MOS平方律)产生需要的校正信号并且即使没有使用准确的平方律MOS电路系统也可以产生需要的谐波。应再次注意，这样的校正将提供完全的模拟环路，该完全的模拟环路将提供基本上连续的校正，其中在位边界处没有阶跃。
如上文提及的，在一些情况下，补偿控制电路系统可以被布置以通过缩放信号或调谐信号路径中的一个元件的增益来在沿着信号路径的一个点处修改信号，换句话说，以提供乘法校正信号。补偿控制电路系统因此可以包括用于生成一个合适的多项式的电路系统。例如，使信号Smon乘以一个基于(1+α.Smon)的值(其中α是合适的缩放因子)将得到一个信号值Smon+α.(Smon)2。基于这样的多项式对信号做乘法将提供用于校正输入感测信号中的失真的二次谐波。
图13a和图13b示出用于生成可以由合适的修改电路系统使用的乘法校正信号的补偿控制电路系统的两个实施例，其中信号路径中信号被监测的第一点在信号路径的数字部分中。如先前讨论的，ADC202可以很好地产生一个过采样的一位或几位(＜8位)输出，这可能需要被滤波器301低通滤波以增加字长，从而给出合理的分辨率。滤波器301可以形成信号路径的一部分或者可以仅被设置在补偿电路系统路径中。
在图13a中示出的实施方案中，经滤波的数字信号通过数字乘法器1301乘以一个缩放因子α并且然后通过数字加法器1302加上1。应注意，维持输入信号的符号使得对于正输入信号，输出值大于1。因此，乘法校正信号将导致正信号的信号电平增大(使正信号更正)。对于负输入信号，输出值小于1，导致负信号的信号电平减小(使负信号变大)。
应注意，输出乘法校正信号可以包含20kHz的分量或者来自有缺点的或廉价的LPF的一些量化噪声，因此存在通过乘法功能将ADC量化噪声混入音频带中的危险。这可以在任何乘法之前通过一个附加的LPF而被降低，但是可能是以使字长更大且因此使乘数更大为代价。
图13b示出一种替代布置，其中如果信号幅度在某些阈值之上，则仅施加校正信号，并且所施加的校正被固定在1+α或1-α。比较器1302将监测到的信号与正阈值和负阈值进行比较并且控制多路转换器1304输出一个将加至数值1的+α、0或-α值。
可以在前馈实施方案或反馈实施方案中使用乘法校正信号。例如，返回参考图5中的前馈实施方案，可以在点(c)或点(d)处监测数字信号并且可以通过数字乘法器502在点(D)处施加校正。
在反馈布置中，数字信号可以在位置(e)处被监测并且再次由数字乘法器(D)施加。在这样的实施方案中，监测到的信号Smon是经修改的信号，即，已经被施加乘法校正信号的信号。然而如上文关于加法校正讨论的，差异是小的并且经修改的信号可以被容易地使用。
当然还将可能监测模拟信号并且图13b中示出的比较器例如可以是模拟比较器。
在一些实施方案中，可以使用乘法校正信号来调谐ADC202的增益。
概括地，图14例示ADC的运行并且例示可以使增益变化的多种方式。在许多ADC中，例如，δ-σADC或流水线ADC或SAR(逐次逼近寄存器)ADC，可能地在一些其他处理f1402之后，由一些单一位或多位量化器Q1401生成数字输出。在一些ADC中，量化器1401位于一个反馈环路中，其中从输入Vin减去来自该量化器的反馈模拟信号，以提供用于驱动该量化器的误差信号。因此可以存在一个位于反馈路径中的DAC1403。
在这样的ADC中，输入电压Vin和反馈电压Vfb通常是经由不同的阻抗(输入阻抗1404和反馈阻抗1405)缩放的。增大Vin的输入阻抗1404将减小增益，这是因为对于输出中给定的变化将需要更大的输入信号。相反地，增大反馈电阻1405会减小增益。因此，如果这些阻抗中的至少一个是可编程电阻，则可以通过改变所述阻抗来调谐ADC的增益。输入阻抗或反馈阻抗中的一个或两个因此可以是可编程阻抗。通过基于校正信号并联连接选定数目的电阻器来实施可编程阻抗。例如，返回参考图9，为了更改ADC的增益，电阻器Rh1和Rh2可以代替地被布置以根据需要被切换成与输入电阻Rin或反馈电阻Rfb并联(或以其他方式被断开)，从而改变ADC的增益。在这样的布置中，代替选择性地连接在地电位和参考电压之间，电阻器将分别被选择性地连接到输入信号或反馈信号Qout(或断开)。可以以先前描述的任何方式导出用于选择电阻器的校正信号(即，增益控制信号)。图15例示如何可以将若干电阻器Rh与放大器的输入电阻Rin选择性地并联连接来修改有效输入电阻。相同的原理将适用于将电阻器与反馈电阻选择性地并联连接。用于选择适当的电阻器的信号Dh因此可以被看作具有基于选定电阻器的加权的值的校正信号，该校正信号通过调谐ADC的增益与输入信号结合。
ADC增益还与施加到反馈DAC的参考电压VRD成反比。因此，改变参考电压VRD可以附加地或替代地用来调谐ADC的增益。参考电压VRD可以由适当的补偿控制电路系统生成，或者补偿控制电路系统可以被布置以控制接收参考电压的可编程电平移位电路以便更改反馈DAC电压。例如，补偿控制电路系统可以控制在电阻器阵列电平移位电路中串联连接的电阻器的数目。
在一些情况下，例如，闪速转换器，可能不存在反馈路径(或者它可能是低增益的)。在这样的ADC中，量化器可以是多级的，其中码边界由从参考VRC按比率地(ratiometrically)导出一组电压电平来设定。改变此参考VRC因此更改了ADC增益。可以以与上文讨论的VRD的方式相同的方式修改参考VRC。
在本发明的实施方案中，可以单独地或结合地使用这些技术中的任何一个来调谐ADC的增益。
如所提及的，可以以先前所描述的方式中的任何一个导出用于控制ADC的增益的校正信号，例如，通过使用一个适当的查找表(其是将监测到的信号与一个或多个阈值比较来提供适当的校正信号)或者使用一个多项式生成函数(当存在对增益相对精细程度的控制时大多使用后者)。
还可以调谐ADC202上游的模拟元件的增益。例如，可以例如以与图15中例示的方式相同的方式调整输入级201与ADC202之间的中间放大器级的增益。
在一些实施方案中，可以修改输入放大器级的增益。图16例示放大器输入级201的一个实施方案。如先前讨论的，可以将放大器布置为一个具有反馈电容器Cf0的电荷放大器。衰减电容器CfATT可以选择性地与反馈电容器Cf0并联连接以应对大值信号。如上文关于图1c讨论的，已知的是，在高信号电平时向放大器的过载提供一个衰减电容器。可以以类似的方式使用衰减反馈电容CfATT以通过减小输出电压摆动来避免电荷放大器输出处的过载。通过例如从信号电平的下游监测导出的衰减信号来控制反馈电容CfATT。例如，在数字地监测信号的一些实施方案中，可以被滤波的监测到的信号还可以被用于控制衰减反馈电容CfATT。
当需要时通过选择性地接入一个或多个附加反馈电容Cf1、Cf2来调谐输入级的增益，在图16中例示两个附加反馈电容Cf1、Cf2，但是可以设置更多个附加反馈电容以允许更大的控制并且反馈电容可以被加权。反馈电容由补偿控制电路系统控制。当一个附加反馈电容没有被选择时，它仍可以被反馈信号驱动，但是被连接到地电位，以避免在被选择时电荷中出现跳跃。
补偿控制电路系统可以使用上文所描述的方法中的任一种生成一合适的控制信号。补偿控制电路系统可以在信号路径的模拟部分中或在信号路径的数字部分中监测信号。然而，应清楚，当输入级被直接连接到MEMS电容式换能器时，调谐输入级的增益将导致一个反馈布置，这是因为不能够在输入级放大器的上游容易地监测感测信号。
补偿控制电路系统和修改电路系统以及加法或乘法校正/增益控制的多种实施方案可以以多种组合被使用并且可以被实施为适合全部数字监测和校正、全部模拟监测和校正或者混合的信号监测和校正的反馈布置或前馈布置。
在一些实施方案中，信号处理电路可以附加地或替代地校正读出电路系统内施加的衰减中的任何变化。
上文关于图1c讨论的，已知的是，提供一个衰减电容器，当需要时该衰减电容器可以被选择性地接入电路以便使输入到放大器内的信号衰减，从而降低放大器的电压范围要求。连接该衰减电容器可导致放大器输出呈现失真，但是如上文讨论的这可以被补偿。还如上文关于图16讨论的，还可以在电荷放大器布置中提供一个衰减反馈电容，以避免放大器的输出的过载。
除了可能地导致如上文所描述的增大失真，在图1或图16中示出的布置中的任一种布置中，连接一个衰减电容器将导致信号处理电路的增益中的相对突然的变化。增益中的这样的变化可以导致特殊感知的音频效果或者可以影响下游处理(诸如，噪声消除系统或回声消除系统)。每当改变衰减设置时，可以生成一个指示并且该指示连同信号被输出以允许下游处理尝试重建原始信号。然而，在本发明的实施方案中，信号路径中的至少一个元件的增益在激活(或去激活)衰减的同时被更改以补偿该衰减。
图17例示本发明的此方面的多个实施方案。图17例示一个电压放大器实施方案，但是相同的原理同样适用于电荷放大器的反馈电容中的切换。
衰减控制电路系统1701在沿着信号路径的至少一个点处监测信号电平，所述至少一个点可以在信号路径的模拟部分中或在信号路径的数字部分中。信号被监测且被用来检测输入信号电平或者导出的信号包络(诸如，信号的经整流的型式或经峰值检测的型式)是否足够高到使得衰减电容器应该被接入电路中(并且还清楚地通过所施加的衰减确定信号电平是否已经充分地减小以去除衰减)。预加强滤波(例如为了提供相位超前(phaselead)以使信号适时地或分化地推进从而扩大任何上升的信号梯度)可以被应用到监测到的信号以允许早期检测，从而可以在对信号进行任何限幅之前很好地适时施加衰减。因此生成控制信号MATT来控制衰减电容器CATT的切换。在此实施方案中，存在提供一个衰减电平的单个衰减电容器并且因此当没有施加衰减时衰减控制电路可以将信号电平与第一阈值简单比较并且当施加衰减时衰减控制电路可以将信号电平与第二阈值简单比较。然而，在一些实施方案中，可以存在不止一个衰减电容器，这些衰减电容器可被独立地选择以提供不止一个衰减电平。
控制信号MATT还被施加以修改信号路径中的至少一个部件的增益，从而为总的系统增益提供补偿。增益变化与衰减中的变化同步并且因此可以在施加衰减的同时施加增益变化(可能允许沿着信号路径的任何传播延迟等)。控制电路1701可以包括零交叉检测电路1702，以检测瞬时信号电平何时在零处或接近零。衰减和增益中的任何变化则可以被同步到当信号电平是低时的这样的时间，以最小化施加衰减/增益时任何小故障的影响。显然，当输入衰减增大时，所施加的增益变化是增益的增大，反之亦然。
在一些实施方案中，可以例如如上文关于图14描述的那样调谐ADC202的增益。具体地，可以改变参考电压电平。调整ADC的增益是特别有利的，因为需要的额外部件较少并且在数字域中作出增益调整，允许信号路径的模拟部分中的衰减的益处。
在一些实施方案中，可以至少部分地通过对ADC的输出起作用的数字放大器1703实施增益调整。
在一些情况下，可以控制信号路径的模拟部分中的可变增益放大级1703的增益。可变增益级1703可以是能够将信号放大到要求的信号振幅的任何类型的可编程增益元件。
在一些实施方案中，可能的是，施加衰减来将输入信号电平保持在一特定电平之下但是输入级放大器的输出净空足以提供至少一些所要求的总增益。因此，在一些实施方案中，输入级放大器可以是一个可变增益放大器并且控制电路系统可以调整可变增益输入放大器的增益。
在一些实施方案中，ADC还可以是可编程的，以根据如由检测器电路系统中的一些检测到的其输入信号的预期幅度而运行在不同的模式中。例如，它可以是高阶δ-σ调谐器，对于接近满幅信号，该高阶δ-σ调谐器的阶数减小或该高阶δ-σ调谐器的内部时间常数改变，从而以噪声为代价来帮助稳定性和线性度。
ADC输出(具体地如果被乘)可以通过另一个数字调谐级，以减小其字长。例如，ADC可以是单一位输出，但是经历乘以一个4位字，产生了一个4位积。通过另一个δ-σ调谐器或噪声成形字长减小级，这可以被减小到单一位。
上文描述的实施方案可以被用作用于MEMS换能器的读出电路系统，即，MEMS换能器和适当的偏置阻抗可以被连接到的电路，例如，如图2中示出的。换句话说，输入放大器级201可以提供对来自MEMS电容式换能器的感测信号的第一放大。通常，信号处理电路可以被实施为一个集成电路。通常，MEMS换能器将被单独地制造到读出电路系统，即，在不同的晶片上，并且MEMS换能器将被连接到读出电路系统上的触点。然而，已知的是，将MEMS换能器和读出电路系统形成在相同的晶片上并且因此信号路径的电路系统中的至少一些可以被设置在与MEMS换能器相同的芯片上。同样地，偏置阻抗通常可以在读出集成电路的外部并且被连接到读出集成电路，但是在一些实施方案中可以形成为集成电路的一部分。
读出电路系统可以与MEMS换能器一起封装在例如合适的壳体内。MEMS换能器可以被形成在一个底座上，该底座中可以具有一个腔以形成一个声音端口和/或声学体积。一个壳体可以被附接到该底座并且封闭MEMS换能器和读出电路系统。在该壳体内可以有一个声音端口或该壳体可以基本被密封。该壳体可以由金属形成或者可以由例如半导体材料制造而成。该壳体可以在衬底材料中包括一个腔。在一些实施方案中，MEMS换能器可以被形成在一个底座上并且由一个或多个侧壁围绕且其中一个盖部完成封装。封装件的至少一部分可以由印刷电路板材料形成。
然而，在一些实施方案中，用于失真分量的信号校正可以被应用于从某个初始级读出电路系统输出的信号。因此MEMS换能器可以被连接到将包括一个放大器并可能包括一个ADC的某个初始读出电路系统。此初始级读出电路系统的输出可以由具有如上文讨论的补偿电路系统的信号处理电路(例如，失真补偿电路)所接收。因为初始读出电路系统将包括一个放大器，因此，失真补偿电路可以不需要放大器——但是如果接收了模拟信号则可能期望有一些额外的放大，和/或可以提供一个具有可变增益的放大器以允许基于如上文讨论的校正的增益。如果读出电路系统包括一个ADC，则由失真补偿电路系统接收的信号可以是数字信号，在此情况下，在失真补偿电路的信号路径中可以不需要ADC。然后可以应用上文针对完全数字校正方案所讨论的方法中的任一种。
一般地，于是本发明的一个实施方案提供一种失真补偿电路，该失真补偿电路具有一个用于接收从MEMS电容式换能器导出第一信号的输入和用于修改该第一信号以补偿该第一信号中的失真的补偿电路系统，其中该补偿电路系统基于该第一信号施加修改。该补偿电路系统可以基于该第一信号的值(在校正之前或之后)生成待被加至该第一信号的校正信号。加法校正信号可以基于经平方的第一信号的值或者基于第一信号的绝对值。补偿电路系统可以基于该第一信号的值(在校正之前或之后)生成待被用来缩放该第一信号的校正信号，即，乘法校正值。该乘法校正信号可以基于(1+α.S)，其中S是第一信号的值并且α是缩放因子。
本发明的实施方案可以与MEMS或类似的电容式换能器(尤其是MEMS传声器)一起使用。本发明的实施方案可以被布置为音频和/或信号处理电路的一部分，例如，可以被设置在主机设备中的音频电路。本发明的实施方案还涉及MEMS或类似的电容式超声波接收器电路。根据本发明的一个实施方案的电路可以被实施为一个集成电路并且可以被实施在一个主机设备中，所述主机设备尤其是便携式主机设备和/或电池供电的主机设备(诸如，移动电话、音频播放器、视频播放器、PDA、移动计算平台(诸如，膝上型电脑或平板电脑)和/或例如游戏设备。
上文主要在来自MEMS电容式换能器(诸如，MEMS传声器)的输入信号方面描述了本发明的实施方案。这样的MEMS传声器可以是适合于响应于音频频率下的输入刺激(例如，人耳可听见的声音(例如，20Hz-20kHz的频率范围))的音频传声器。本发明的实施方案可以附加地或替代地在超声频率(20kHz-300kHz)下运行并且换能器因此可以是能够在这样的频率范围内运行的超声换能器。本发明的实施方案可以附加地或替代地在次声频率下(通常在20Hz以下的频率下)运行并且实施方案可以包括能够在这样的频率下运行的次声换能器或触觉换能器(通常可在20Hz以下的频率下或在300Hz以下的频率下运行)。
当然，应理解，可以用其他类型的换能器实施上文描述的实施方案。例如，可以用其他类型的换能器(例如，压力传感器、加速器、磁力仪、陀螺传感器等)实施所述实施方案。这样的其他MEMS换能器在本质上可以是电容式的。然而可以用电阻式MEMS换能器和/或电感式MEMS换能器实施本发明的一些实施方案。
虽然本发明的实施方案特别适合于用MEMS换能器实施(其可以表示由于在使用中产生的相对小的信号引起的特别挑战)，但是应理解，上文讨论的原理可适用于其他类型的电容式换能器并且因此还可以用可能不是MEMS换能器的其他类型的电容式换能器(传声器或其他换能器(诸如，压力传感器、加速器、磁力仪、陀螺传感器等)实施本发明的实施方案。
本领域技术人员将认识到，可以使用可编程部件而不是专用硬接线部件至少部分地实施上述装置和方法的多个实施方案。因此，所述装置和方法的这些实施方案可以至少部分地体现为处理器控制代码，例如，在非瞬时载体介质(诸如，磁盘、CD-ROM或DVD-ROM、程序化存储器诸如只读存储器(固件))上或者在数据载体(诸如，光学信号载体或电信号载体)上。在一些应用中，可以通过DSP(数字信号处理器)、ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)至少部分地实施本发明的实施方案。因此，代码可以包括常规程序代码或微代码或者例如用于设立或控制ASIC或FPGA的代码。代码还可以包括用于动态地配置可重新配置的装置(诸如，可编程逻辑门阵列)的代码。类似地，代码可以包括用于硬件描述语言(诸如。VerilogTM或VHDL(甚高速集成电路硬件描述语言))的代码。如本领域技术人员将理解，代码可以被分布在彼此通信的多个耦合的部件之间。在适当的情况下，还可以使用在现场(重新)可编程模拟阵列或类似的设备上运行以配置模拟硬件的代码来实施所述实施方案。
应注意，上文提及的实施方案是例示本发明而不是限制本发明，并且在不偏离随附权利要求的范围的情况下，本领域技术人员将能够设计许多替代实施方案。词语“包括”不排除除了在权利要求中列出的那些元件或步骤之外的元件或步骤的存在，“一”或“一个”不排除多个，并且单个特征或其他单元可以实现权利要求中列举的若干个单元的功能。权利要求中的任何参考数字或参考标注不应被解释为对所述权利要求范围的限制。

Claims (54)

1.一种用于MEMS电容式换能器的信号处理电路，在使用中，所述换能器响应于一个输入激励产生一个感测信号，所述信号处理电路包括：
一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；以及
补偿电路系统，其被配置以：
在沿着所述信号路径的第一点处监测信号并且生成一个校正信号；以及
基于所述校正信号在沿着所述信号路径的至少第二点处修改信号；
其中作为沿着所述信号路径的所述第一点处的信号的值的函数生成所述校正信号，以将补偿分量引入到所述输出信号中，所述补偿分量补偿所述感测信号中的失真分量。
2.根据权利要求1所述的信号处理电路，其中所述信号路径中的所述第一点在所述信号路径中的所述第二点之后。
3.根据权利要求1或2所述的信号处理电路，包括一个位于所述信号路径中的模拟-数字转换器。
4.根据权利要求3所述的信号处理电路，其中在所述模拟-数字转换器内或在所述模拟-数字转换器的输入处修改信号。
5.根据任一项前述权利要求所述的信号处理电路，其中所述补偿电路系统被配置以通过在沿着所述信号路径的所述第二点处将所述校正信号加至信号来修改所述信号。
6.根据权利要求5所述的信号处理电路，其中所述校正信号被生成以包括由在所述第一点处的任何基本信号分量生成的至少一个谐波分量。
7.根据权利要求6所述的信号处理电路，其中所述补偿电路系统包括一个谐波生成电路，以用于基于在所述第一点处的信号生成所述校正信号。
8.根据权利要求5到7中的任一项所述的信号处理电路，其中作为所述第一点处的信号的值的平方的函数生成所述校正信号，并且所述补偿电路系统包括平方电路系统以用于产生所述校正信号。
9.根据权利要求5所述的信号处理电路，其中作为所述第一点处的信号的绝对值的函数生成所述校正信号，并且所述补偿电路系统包括整流电路系统以用于产生所述校正信号。
10.根据权利要求5所述的信号处理电路，其中作为监测到的信号相对于一个或多个阈值的值的函数生成所述校正信号并且所述补偿电路系统包括至少一个比较器，所述至少一个比较器被配置以将以所述第一点处的信号为基础的信号与所述一个或多个阈值进行比较，并且基于所述比较生成所述校正信号，所述校正信号具有多个预定值中的选定的一个值。
11.根据权利要求10所述的信号处理电路，包括具有预定校正值作为输入的至少一个多路转换器，其中所述多路转换器被配置以由所述至少一个比较器的输出控制。
12.根据权利要求5到11中的任一项所述的信号处理电路，其中所述校正信号被加至所述信号路径的模拟部分。
13.根据权利要求12所述的信号处理电路，包括位于所述信号路径的模拟部分中的至少第一模拟放大器级，其中所述第二点是所述第一模拟放大器级的输入。
14.根据权利要求13所述的信号处理电路，其中所述第一模拟放大器级是一个用于接收来自所述MEMS换能器的感测信号的输入放大器级。
15.根据权利要求13所述的信号处理电路，所述第一模拟放大器级是继一个输入放大器级之后的一个放大器级，以用于接收来自所述MEMS换能器的感测信号。
16.根据权利要求5到11中的任一项所述的信号处理电路，包括一个模拟-数字转换器，其中所述信号路径中的所述第二点是所述模拟-数字转换器的输入。
17.根据权利要求5到11中的任一项所述的信号处理电路，包括一个模拟-数字转换器，其中所述信号路径中的所述第二点在所述信号路径的数字部分中在所述模拟-数字转换器的下游。
18.根据权利要求1到4中的任一项所述的信号处理电路，其中所述补偿电路系统通过基于所述校正信号调谐所述信号路径中的至少一个部件的增益来修改信号。
19.根据权利要求18所述的信号处理电路，其中所述补偿电路系统调谐所述至少一个部件的增益以便缩放所述第二点处的信号的值。
20.根据权利要求19所述的信号处理电路，其中生成所述校正信号以根据一个与(1+α·Vs)成比例的值来缩放所述增益，其中α是一个预定值且Vs是所述第一点处的信号的值。
21.根据权利要求19所述的信号处理电路，其中作为监测到的信号相对于一个或多个阈值的值的函数生成所述校正信号。
22.根据权利要求18到21中的任一项所述的信号处理电路，包括位于所述信号路径的模拟部分中的至少第一模拟放大器级，其中所述补偿电路系统调谐所述第一模拟放大器级的增益。
23.根据权利要求22所述的信号处理电路，其中所述第一模拟放大器级是一个用于接收来自所述MEMS换能器的感测信号的输入放大器级。
24.根据权利要求22所述的信号处理电路，其中所述第一模拟放大器级是继一个输入放大器级之后的一个放大器级，用于接收来自所述MEMS换能器的感测信号。
25.根据权利要求18到21中的任一项所述的信号处理电路，包括一个模拟-数字转换器，其中所述补偿电路系统调谐所述模拟-数字转换器的增益。
26.根据权利要求18到21中的任一项所述的信号处理电路，包括一个模拟-数字转换器和一个数字增益元件，其中所述补偿电路系统调谐所述数字增益元件的增益。
27.根据任一项前述权利要求所述的信号处理电路，其中所述信号路径中的所述第一点在所述信号路径中的所述第二点之前。
28.根据任一项前述权利要求所述的信号处理电路，其中信号路径包括一个电荷放大器，所述电荷放大器被布置为一个输入放大器级以接收所述感测信号。
29.根据任一项前述权利要求所述的信号处理电路，其中所述补偿电路系统包括一个低通滤波器以用于产生在所述信号路径中的所述第一点处的信号的经滤波的型式。
30.根据权利要求29所述的信号处理电路，其中在所述信号路径中的所述第一点处的信号的经滤波的型式被提供作为除了所述校正信号以外所述补偿电路系统的单独输出。
31.根据任一项前述权利要求所述的信号处理电路，其中所述信号路径包括一个放大器，并且所述电路还包括衰减电路系统以用于将选择性可变衰减施加到待被放大的感测信号。
32.根据权利要求31所述的信号处理电路，其中所述补偿电路系统被进一步配置以在所述信号路径中的在所述放大器的输入的下游的一点处修改信号，从而补偿由所述衰减电路系统施加的衰减。
33.根据权利要求32所述的信号处理电路，其中所述补偿电路系统被配置以调谐所述信号路径中的在所述放大器的输入的下游的至少一个元件的增益。
34.根据任一项前述权利要求所述的信号处理电路，包括一个用于所述MEMS电容式换能器的读出电路。
35.根据任一项前述权利要求所述的信号处理电路，其中所述补偿电路系统响应于至少一个存储的设定值来限定用于生成所述校正信号的所述函数。
36.根据权利要求35所述的信号处理电路，包括一个可编程元件以用于存储至少一个所述存储的设定值。
37.根据权利要求36所述的信号处理电路，其中所述可编程元件被配置以存储在包含所述信号处理电路的主机设备的组装期间被编程的一个设定值。
38.根据权利要求36所述的信号处理电路，其中所述可编程元件是可重新配置的。
39.根据权利要求38所述的信号处理电路，其中所述可编程元件被配置以存储在包含所述信号处理电路的主机设备的校准步骤期间确定的一个设定。
40.根据任一项前述权利要求所述的信号处理电路，其中所述电路是一个集成电路。
41.根据权利要求40所述的信号处理电路，其中所述集成电路被连接到所述MEMS电容式换能器。
42.根据权利要求40所述的信号处理电路，其中所述集成电路包括所述MEMS电容式换能器。
43.根据权利要求42所述的信号处理电路，其中所述MEMS电容式换能器是MEMS传声器。
44.一种包括任一项前述权利要求所述的信号处理电路的电子设备。
45.根据权利要求44所述的电子设备，其中所述电子设备是以下中的至少一个：便携式设备、电池供电的设备、计算设备、通信设备；游戏设备；移动电话；膝上型电脑；以及平板电脑。
46.一种补偿由MEMS电容式换能器产生的感测信号中的失真的方法，所述方法包括：
在沿着在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间的一个信号路径的第一点处监测信号；
生成一个校正信号；以及
基于所述校正信号在沿着所述信号路径的至少第二点处修改所述信号；
其中作为沿着所述信号路径的所述第一点处的信号的值的函数生成所述校正信号，以将补偿分量引入到所述输出信号中，所述补偿分量补偿所述感测信号中的失真分量。
47.一种用于换能器的信号处理电路，在使用中，所述换能器响应于一个输入激励产生一个感测信号，所述信号处理电路包括：
一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；以及
补偿电路系统，用于在沿着所述信号路径的第一点处监测信号并且在沿着所述信号路径的至少第二点处修改信号；
其中所述补偿电路系统被配置以作为所述第一点处的信号的值的函数修改所述第二点处的信号，以将补偿分量引入到所述输出信号中，所述补偿分量补偿所述感测信号中的失真分量。
48.一种用于减少由换能器产生的电感测信号中的失真的信号处理电路，所述信号处理电路包括：
一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；以及
补偿电路系统，用于作为存在于沿着所述信号路径的第一点处的信号的瞬时值的函数生成一个校正信号，并且用于将所述校正信号与存在于沿着所述信号路径的第二点处的信号结合。
49.一种用于减小由换能器产生的电感测信号中的失真的信号处理电路，所述信号处理电路包括：
一个模拟-数字转换器，用于接收所述电感测信号；
补偿电路系统，用于在所述模拟-数字转换器的输入处将一个校正信号加至所述电感测信号并且根据被定义以消除所述电感测信号的预期失真分量的非线性传递函数从所述模拟-数字转换器的数字输出生成所述校正信号。
50.一种用于换能器的信号处理电路，在使用中，所述换能器响应于一个输入激励产生一个感测信号，所述信号处理电路包括：
补偿电路系统，用于将一个校正施加至所述感测信号，其中所述校正基于所述输入激励和所述感测信号之间的传递特性中的失真分量的倒数。
51.一种用于换能器的信号处理电路，在使用中，所述换能器产生一个感测信号，所述信号处理电路包括：
一个信号路径，其在一个用于接收所述感测信号的输入和一个用于基于所述感测信号输出一个输出信号的输出之间；
一个放大器，其位于所述信号路径中以用于放大所述感测信号；
一个选择性衰减器，其被耦合在所述输入和所述放大器之间，用于响应于第一控制信号衰减待被放大的感测信号；
控制电路系统，其被配置以在沿着所述信号路径的第一点处监测信号并且基于所述第一点处的信号电平生成所述第一控制信号；
其中所述控制电路系统还被配置以生成一个增益控制信号，用于将增益调谐施加至所述信号路径中的至少一个部件，其中所述增益控制信号与所述第一控制信号同步，使得所述增益调谐补偿所述感测信号的衰减。
52.根据权利要求51所述的信号处理电路，其中所述控制电路系统被配置以从在沿着所述信号路径的第一点处的信号导出一个监测到的信号并且向所述监测到的信号施加预加强滤波。
53.根据权利要求51或权利要求52所述的信号处理电路，其中增益调谐所施加至的所述至少一个部件是模拟-数字转换器。
54.根据权利要求53所述的信号处理电路，其中所述模拟-数字转换器能够根据所述模拟-数字转换器的信号输入的幅度以不同的模式运行。
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